JP6588410B2 - 電動機の駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、永久磁石同期型の電動機のモータパラメータを同定する技術に関するものである。

電動機のモータパラメータを同定する技術として、特許文献１〜特許文献３がある。特許文献１は、回転子を停止状態に設定し、所定の高さを持つｄ軸電流ステップ指令を与えたときのｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスとの比：Ｋを算出し、既知であるｄ軸インダクタンス：Ｌ＿ｄに比：Ｋを乗じ、ｑ軸インダクタンス：Ｌ＿ｑを算出する技術を開示する。

特許文献２は、回転子座標系における同期電動機の電流電圧方程式と、この電流電圧方程式を角速度で微分した方程式とに基づいて、電動機の駆動中にモータパラメータを同定する技術を開示する。

特許文献３は、回転子座標系における同期電動機の電流電圧方程式において、ｄ軸電流値が０の制約条件の下、モータパラメータを同定する技術を開示する。

特開２００１−３５２８００号公報 特開２０１５−１３３７７８号公報 特開２０１３−１０６４４５号公報

しかし、特許文献１は、回転子を停止させた状態でモータパラメータ（ｑ軸インダクタンス）が同定されているので、通常の駆動中にモータパラメータを同定する、いわゆるオンライン同定ができないという問題がある。

特許文献２は、ｄ軸電流値及び角速度ωが変化する過渡状態においてしか、モータパラメータを同定することができず、ｄ軸電流及び角速度ωが変化しない定常状態やモータ停止状態においてモータパラメータを同定できないという問題がある。

電動機は出力トルクを増大させる或いは回転速度を増大させる際には、ｄ軸電流：ｉｄがｉｄ≠０に設定されることが多い。しかし、特許文献３では、ｉｄ＝０の条件下でモータパラメータが同定されているので、ｉｄ≠０の条件下でパラメータを同定をすることができないという問題がある。

本発明は、電動機の駆動状態に拘わらずモータパラメータをオンライン同定することができる電動機の駆動装置を提供することである。

本開示の一態様に係る電動機の駆動装置は、永久磁石同期型の電動機を駆動する電圧型インバータをＰＷＭ制御する電動機の駆動装置であって、
変調周期において、零電圧ベクトル以外の少なくとも２種類の電圧ベクトルが割り付けられた少なくとも２つのスイッチング区間が含まれるようにＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御部と、
前記変調周期を構成する複数のスイッチング区間のそれぞれにおいて、前記電圧型インバータから出力される高調波電流成分の変化量を検出する電流検出部と、
前記変調周期における前記複数の電圧ベクトルの平均値を用いて、各スイッチング区間の電圧ベクトルの高調波電圧成分を算出する電圧算出部と、
前記検出された高調波電流成分の変化量及び前記算出された高調波電圧成分を、固定子座標系における前記電動機の電流電圧方程式に入力し、前記電動機の電機子の微分インダクタンスを算出する微分インダクタンス算出部と、
前記算出された微分インダクタンスを積分することで前記電動機の電機子の平均インダクタンスを算出する平均インダクタンス算出部と、
前記算出された平均インダクタンスを回転子座標系における前記電動機の電流電圧方程式に入力し、永久磁石界磁による磁束を算出する鎖交磁束算出部とを備える。

本態様は、変調周期において、零電圧ベクトルとは異なる少なくとも２種類の電圧ベクトルが割り付けられるようにＰＷＭ信号を生成する。これにより、高調波電流成分の変化量が一次従属でなくなるので、高調波電流成分の変化量及び高調波電圧成分を、固定子座標系における電動機の電流電圧方程式を入力し、この電流電圧方程式を解くことが可能となる。その結果、本態様は、この電流電圧方程式からインダクタンス行列を算出し、電動機の電機子の微分インダクタンスを算出することが可能となる。

例えば、変調周期における平均電圧ベクトルがα軸、β軸、又は原点にある場合、通常であれば、変調周期において零電圧ベクトル以外の電圧ベクトルは１種類以下になるが、零電圧ベクトルは零電圧ベクトル以外の２種類の電圧ベクトルで置き換えることができる。そのため、変調周期に零電圧ベクトル以外の２種類の電圧ベクトルを割り当てることで、平均電圧ベクトルがα軸、β軸、又は原点にある場合においても、高調波電流成分の変化量が一次従属になることを防止できる。

そのため、電動機の駆動状態に拘わらず、微分インダクタンスを算出できる。その結果、算出した微分インダクタンスから平均インダクタンスを算出し、算出した平均インダクタンスから永久磁石界磁による磁束を算出できる。ゆえに、本態様は、永久磁石界磁による磁束のオンライン同定が可能となる。これにより、永久磁石界磁による磁束の変化を考慮して電動機をフィードフォワード制御することができ、制御の安定性及び応答性の向上が実現できる。

本発明の別の一態様に係る電動機の駆動装置は、永久磁石同期型の電動機を駆動する電圧型インバータをＰＷＭ制御する電動機の駆動装置であって、
変調周期において、零電圧ベクトル以外の少なくとも２種類の電圧ベクトルが割り付けられた少なくとも２つのスイッチング区間が含まれるようにＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御部と、
前記変調周期を構成する複数のスイッチング区間のそれぞれにおいて、前記電圧型インバータから出力される高調波電流成分の変化量を検出する電流検出部と、
前記変調周期における電圧ベクトルの平均値を用いて、各スイッチング区間の電圧ベクトルの高調波電圧成分を算出する電圧算出部と、
前記検出された高調波電流成分の変化量及び前記算出された高調波電圧成分を、固定子座標系における前記電動機の電流電圧方程式に入力し、前記電動機の電機子の微分インダクタンスを算出する微分インダクタンス算出部と、
前記算出された微分インダクタンスを積分することで前記電動機の電機子の平均インダクタンスを算出する平均インダクタンス算出部と、
前記算出された平均インダクタンスを回転子座標系における前記電動機の電流電圧方程式に入力し、前記電動機の電機子抵抗を算出する抵抗算出部とを備える。

本態様においても、上述した記載と同様の理由により、電動機の駆動状態に拘わらず、微分インダクタンスを算出できる。その結果、算出した微分インダクタンスから平均インダクタンスを算出し、算出した平均インダクタンスから電動機の電機子抵抗を算出できる。ゆえに、本態様は、電動機の電機子抵抗のオンライン同定が可能となる。これにより、電動機の電機子抵抗の変化を考慮して電動機をフィードフォワード制御することができ、制御の安定性及び応答性の向上が実現できる。

上記態様において、前記平均インダクタンス算出部は、前記電動機の駆動開始時から駆動中の任意の時点までに前記算出された微分インダクタンスを電流積分することで前記平均インダクタンスを算出してもよい。

この態様は、平均インダクタンスの算出の一例である。

上記態様において、前記ＰＷＭ制御部は、前記固定子座標系で表された電圧指令ベクトルの向きと大きさに応じて、ｕｖｗ座標空間の電圧ベクトルが割り付けられた複数の電圧ベクトルのそれぞれの前記変調周期における時間比率を決定し、前記決定した時間比率で前記変調周期を複数のスイッチング区間に区分することで前記ＰＷＭ信号を生成してもよい。

本態様は、固定子座標系を用いたＰＷＭ制御の一例である。

本発明によれば、永久磁石同期型の電動機の駆動状態に拘わらずモータパラメータをオンライン同定することができる。

ＰＷＭ信号を生成する際に用いられるベクトル空間を示した図である。 本発明の実施の形態に係る電動機の駆動装置の全体構成を示すブロック図である。 インダクタンス演算部の詳細を示すブロック図である。 本発明の実施の形態に係る駆動装置の処理を示すフローチャートである。 平均電圧ベクトルがα軸上にある場合に生成されるＰＷＭ信号を示す波形図である。 平均電圧ベクトルが原点にある場合に生成されるＰＷＭ信号を示す波形図である。

＜基本原理＞
以下、本発明の実施の形態に係る電動機の駆動装置の基本原理について説明する。例えば、永久磁石同期型の電動機の固定子座標系における電流電圧方程式は式（１）により表すことができる。固定子座標系は、直交するα軸とβ軸との２軸を備える座標系である。

ｖα，ｖβ：電機子電圧のα，β軸成分
ｉα，ｉβ：電機子電流のα，β軸成分
Ｒ：電機子抵抗
Ｌ０，Ｌ１：電機子の反作用インダクタンス
φ＿ｍａｇ：永久磁石界磁による磁束（リラクタンスモータの場合は０）
θ：回転子位置
式（１）においてＬ０，Ｌ１は式（２）で表される。

Ｌｄ：電機子のインダクタンスのｄ軸成分
Ｌｑ：電機子のインダクタンスのｑ軸成分
電圧型インバータをＰＷＭ制御した場合に生じる高調波電流成分（電流リプル）は式（１）に従う。そのため、電圧型インバータの出力電流及び出力電圧を観測し、観測した出力電流及び出力電圧に基づいて式（１）の右辺第二項のインダクタンス行列Ｌを算出すれば、式（１）の反作用インダクタンスＬ０，Ｌ１が得られ、式（２）から回転子座標系の電機子のｄ，ｑ軸のインダクタンスＬｄ，Ｌｑが得られる。

但し、ＰＷＭ制御による電流リプルが固定子座標上の観測軸（α軸又はβ軸）とほぼ一致した状態にあるときは、電流リプルが一致しない方の観測軸の成分がほぼ零となる。この場合、式（１）の方程式を解くことはできなくなる。

そこで、本実施の形態は、ある変調周期Ｔにおいて、零電圧ベクトル以外の電圧ベクトルを少なくとも２種類含める。これにより、観測軸とは、ずれた方向の電流リプルを含ませることができ、式（１）の方程式を解くことができる。

電圧型インバータで永久磁石同期型の電動機を駆動する場合、電機子電圧と電機子電流とは式（２）に示すように基本波成分と高調波成分とに分けられる。

高調波成分においては電機子抵抗Ｒ及び式（１）の右辺第三項も無視できる。よって、式（１）の電流電圧方程式は式（４）で近似される。

図１は、ＰＷＭ信号を生成する際に用いられるベクトル空間を示した図である。電圧型インバータは８種類の電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７により制御される。電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のうち、電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は零電圧ベクトルである。電圧型インバータは変調周期Ｔを複数のスイッチング区間に区分し、複数の電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を出力する。これにより、電圧型インバータは、変調周期Ｔにおける平均電圧ベクトルを任意の電圧ベクトルに調整できる。平均電圧ベクトルをｅ、スイッチング区間ｔｋにおける時間比率をζｋとすると、平均電圧ベクトルｅは式（５）で近似される。

スイッチング区間ｔｋの電圧ベクトルＶｋの高調波電圧成分Ｖｋ’は、式（６）に示すように、平均電圧ベクトルｅと電圧ベクトルＶｋとの差で表される。

一方、ある電圧ベクトルＶｋをスイッチング区間ｔｋにおいて出力したとき、電流ベクトルｉｋの高調波電流成分の波形は、直線近似される基本波電流成分の波形に沿って折れ線状に変化する。スイッチング区間ｔ０，ｔ１，・・・，ｔ７において、電流ベクトルｉｋの基本波電流成分の変化量をそれぞれΔｉ０，Δｉ１，・・・，Δｉ７とし、高調波電流成分の変化量をそれぞれΔｉ０’，Δｉ１’，・・・，Δｉ７’とする。ここで、変調周期Ｔの間における高調波電流成分の変化量Δｉｋ’は０である。そのため、変調周期Ｔの最初と最後の電流ベクトルの差は、基本波電流成分の変化量Δｉを表す。したがって、変調周期Ｔにおける基本波電流成分の変化量Δｉは、式（７−ａ）に示すように、基本波電流成分の変化量Δｉｋの総和になる。

また、変調周期Ｔでは、基本波電流成分は直線近似できるので、スイッチング区間Ｔｋでの高調波電流成分の変化量Δｉｋ’は式（７）で表される。

上記の式（５）、（６）、（７）を式（４）に適用すると、式（８）が導かれる。

式（８）を転置すると、式（９）が得られる。

式（９）は未知数の総数が式の数より少ない不能形であるため、厳密解が存在しない。

ここで、変化量Δｉｋ’を式（１０）に示す変化量行列Ｈで表す。変化量行列Ｈの左側擬似逆行列Ｈ^ＬＭは、変化量行列Ｈを用いて式（１１）で表される。式（１１）を用いて式（９）を変形すると式（１２）に示すインダクタンス行列Ｌが得られる。

式（２）及び式（１２）を用いると、インダクタンスＬｄ，Ｌｑは式（１３）のように表される。インダクタンスＬｄ，Ｌｑは、回転子座標系のｄ，ｑ軸のインダクタンス成分である。

式（１３）はモータパラメータである反作用インダクタンスＬ０，Ｌ１を含まないので、各種の同期電動機に適用できる。

式（１３）により得られたインダクタンスＬｄ，Ｌｑは、変調周期Ｔにおける電機子のインダクタンスを示し、微分インダクタンスと呼ばれる。電流ｉｄ,ｉｑの微分インダクタンスＬｄ’（ｉｄ）,Ｌｑ’（ｉｑ）と、電機子巻線の鎖交磁束Φｄ（ｉｄ）,Φｑ（ｉｑ）と、永久磁石界磁の磁束φｍａｇとの関係は式（１４）で表される。

Ｌｄ’：微分インダクタンスのｄ軸成分
Ｌｑ’：微分インダクタンスのｑ軸成分
Φｄ：電機子巻線の鎖交磁束のｄ軸成分
Φｑ：電機子巻線の鎖交磁束のｑ軸成分
ここで、微分インダクタンスＬｄ’，Ｌｑ’は後述の平均インダクタンスＬｄ＿ａｖｅ，Ｌｑ＿ａｖｅと区別するため、Ｌｄ’，Ｌｑ’で表されている。

また、インダクタンスには平均インダクタンスと呼ばれるもうひとつ別の定義がある。通常、インダクタンスは、平均インダクタンスを指す。電流ｉｄ,ｉｑの平均インダクタンスＬｄ＿ａｖｅ（ｉｄ）,Ｌｑ＿ａｖｅ（ｉｑ）と電機子巻線の鎖交磁束Φｄ（ｉｄ）,Φｑ（ｉｑ）と永久磁石界磁の磁束φｍａｇとの関係は式（１５）で表される。

Ｌｄ＿ａｖｅ：平均インダクタンスのｄ軸成分
Ｌｑ＿ａｖｅ：平均インダクタンスのｑ軸成分
式（１４）と式（１５）より、平均インダクタンスＬｄ＿ａｖｅ，Ｌｑ＿ａｖｅと微分インダクタンスＬｄ’，Ｌｑ’との間には式（１６）に表す関係があり、式（１３）で得られた微分インダクタンスＬｄ’，Ｌｑ’を式（１６）に入力すると、平均インダクタンスＬｄ＿ａｖｅ，Ｌｑ＿ａｖｅが得られる。

平均インダクタンスＬｄ＿ａｖｅ，Ｌｑ＿ａｖｅが得られると、式（１７）に示す回転子座標系の電流電圧方程式から、永久磁石界磁による磁束φ＿ｍａｇと電機子抵抗Ｒとが得られる。

式（１７）において電流ｉが一定の定常状態では、右辺第二項の電流ｉｄ，ｉｑの時間微分はゼロなので、電機子抵抗Ｒは式（１８）で表される。よって、式（１６）で得られた平均インダクタンスＬｑ＿ａｖｅと、電気角速度ωとを式（１８）に入力すると、電機子抵抗Ｒが得られる。

同じく、式（１７）において、電流ｉが一定の定常状態では、右辺第二項の電流ｉの時間微分はゼロなので、永久磁石界磁による磁束φ＿ｍａｇは、式（１９）で表される。よって、平均インダクタンスＬｄ＿ａｖｅを式（１９）に入力し、永久磁石界磁による磁束φ＿ｍａｇが得られる。

ここで、ω（＝ｄθ／ｄｔ）は電気角速度を表す。但し、式（１９）の電機子抵抗Ｒは予め定められた一定値が採用されてもよいし、式（１８）で得られた電機子抵抗Ｒで逐次更新されてもよい。

＜全体構成＞
図２は、本発明の実施の形態に係る電動機の駆動装置１の全体構成を示すブロック図である。永久磁石同期型の電動機をはじめとした３相ブラシレスモータの速度制御は、近年、ベクトル制御が用いられることが一般的である。したがって、本実施の形態においても、モータの速度制御として、ベクトル制御を採用する。

駆動装置１は、インバータ２をＰＷＭ制御して電動機３を駆動する装置である。駆動装置１は、減算器１１、速度制御器１２、電流ベクトル変換器１３、減算器１４ａ，１４ｂ、電流制御器１５ａ，１５ｂ、座標変換器１６、ＰＷＭ制御部１７、電流センサ１８ａ，１８ｂ、３／２変換器１９、座標変換器２０、抽出器２１、インダクタンス演算部２２、鎖交磁束算出部２３を備える。

図２において、減算器１１、速度制御器１２、電流ベクトル変換器１３、減算器１４ａ，１４ｂ、電流制御器１５ａ，１５ｂ、座標変換器１６、ＰＷＭ制御部１７、３／２変換器１９、座標変換器２０、抽出器２１、インダクタンス演算部２２、及び鎖交磁束算出部２３は、例えば、ＣＰＵ、ＲＯＭ等を備えるコンピュータにより構成される。

減算器１１は、目標角速度ω＊から回転速度検出値を減算し、速度偏差を算出する。目標角速度ω＊は、電動機３が適用される装置に応じて異なる。例えば、電動機３が建設機械のウィンチドラムや上部旋回体や下部走行体の駆動に用いられるのであれば、操作レバーの操作量に応じた値に目標角速度ω＊は設定される。また、電動機３が電気自動車やハイブリッド自動車の走行モータに適用されるのであれば、アクセルの操作量に応じた値に目標角速度ω＊は設定される。

速度制御器１２は、減算器１１から速度偏差が入力され、この速度偏差を０にするためのトルク指令値を算出する。ここで、速度制御器１２は、例えばＰＩＤ（比例・積分・微分）制御やＰＩ（比例・積分）制御を用いてトルク指令値を算出すればよい。

電流ベクトル変換器１３は、トルク指令値に基づいて、ｄ軸成分の目標電流ｉｄ＊とｑ軸成分の目標電流ｉｑ＊とを算出する。ここで、電流ベクトル変換器１３は、例えば、トルク指令値に応じて予め定められた値を目標電流ｉｄ＊，ｉｑ＊として生成すればよい。

減算器１４ａは、目標電流ｉｄ＊からｄ軸成分の電流ｉｄを減算し、ｄ軸の電流偏差を算出する。減算器１４ｂは、目標電流ｉｑ＊からｑ軸成分の電流ｉｑを減算し、ｑ軸の電流偏差を算出する。

電流制御器１５ａは、減算器１４ａからのｄ軸の電流偏差を０にするためのｄ軸成分の電圧指令ｖｄ＊を算出する。電流制御器１５ｂは、減算器１４ｂからのｑ軸の電流偏差を０にするためのｑ軸成分の電圧指令ｖｑ＊を算出する。電圧指令ｖｄ＊は電動機３に出力する電圧の界磁成分を制御する指令値であり、電圧指令ｖｑ＊は電動機３に出力する電圧のトルク成分を制御するための指令値である。ここで、電流制御器１５ａ，１５ｂは、例えば、ＰＩＤ制御、ＰＩ制御を用いて電圧指令ｖｄ，ｖｑを算出すればよい。

座標変換器１６は、電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊を回転子座標系から固定子座標系に変換し、電圧指令ｖα＊，ｖβ＊を算出する。

ＰＷＭ制御部１７は、電圧指令ｖα＊，ｖβ＊から、ｕ，ｖ，ｗの３相のＰＷＭ信号を生成し、インバータ２に出力する。本実施の形態では、図１に示すベクトル空間が用いられる。ベクトル空間は、縦軸がα、横軸がβの２次元座標空間であり、原点から６０度間隔で放射状に６つの電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６が割り付けられ、原点に電圧ベクトルＶ０，Ｖ７が割り付けられている。また、ベクトル空間は６つの電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６により６つのセクタＳ０〜Ｓ５に区画されている。平均電圧ベクトルｅは、電圧指令ｖα，ｖβ（電圧指令ベクトルの一例）を示し、電動機３の回転に応じてベクトル空間上を回転する。

電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７には、ｕｖｗ座標空間の３成分からなる電圧ベクトルが割り付けられている。例えば、電圧ベクトルＶ１は、ｕｖｗ座標空間の電圧ベクトル（１，０，０）が割り付けられている。電圧ベクトル（１，０，０）は、インバータ２において、ｕ，ｖ，ｗ相の上アームをそれぞれ、（オン，オフ，オフ）し、下アームをそれぞれ（オフ，オン，オン）することを示す。また、電圧ベクトルＶ０にはｕｖｗ座標空間の電圧ベクトル（０，０，０）が割り付けられ、電圧ベクトルＶ７にはｕｖｗ座標空間の電圧ベクトル（１，１，１）が割り付けられている。電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、平均電圧ベクトルｅを原点に位置させる零電圧ベクトルであり、電動機３を停止させる。

ＰＷＭ制御部１７は、電圧指令ｖα＊，ｖβ＊を平均電圧ベクトルｅとして、図１に示すベクトル空間に配置し、平均電圧ベクトルｅが属しているセクタと、平均電圧ベクトルｅの向き及び大きさとに応じて、変調周期Ｔにおける電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の時間比率ζ０〜ζ７を決定し、決定した時間比率ζ０〜ζ７にしたがって変調周期Ｔを区分することでＰＷＭ信号を生成する。

図１では、平均電圧ベクトルｅはセクタＳ０に属しており、セクタＳ０は電圧ベクトルＶ１，Ｖ３で区画されている。そのため、平均電圧ベクトルｅの向きに応じて電圧ベクトルＶ１，Ｖ３の時間比率ζ１，ζ３が決定される。また、平均電圧ベクトルｅの大きさに応じて電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の時間比率ζ０，ζ７が決定される。

なお、ＰＷＭ制御部１７は、後述するように、変調周期Ｔに電圧ベクトルＶ０，Ｖ７以外の少なくとも２種の電圧ベクトルが含まれるようにＰＷＭ信号を生成することで、高調波電流成分の変化量Δｉｋ’が一次従属になることを防止している。ＰＷＭ制御部１７はスイッチング区間ｔｋの開始タイミングを知らせる信号を駆動装置１を構成する各ブロックに出力することで、駆動装置１を構成する各ブロックの動作を同期させればよい。

図２に参照を戻す。電流センサ１８ａはインバータ２が電動機３に出力するｕ相の電流ｉｕを検出する。電流センサ１８ｂはインバータ２が電動機３に出力するｗ相の電流ｉｗを検出する。

３／２変換器１９は、検出された電流ｉｕ，ｉｗからｖ相の電流ｉｖを算出し、電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、固定子座標系に変換し、電流ｉα，ｉβを算出する。座標変換器２０は、電流ｉα，ｉβを、固定子座標系から回転子座標系に変換し、電流ｉｄ，ｉｑを算出する。

インバータ２は、例えば、３相の電圧型インバータで構成され、インバータ２から出力されたＰＷＭ信号にしたがって、直流電圧Ｖｄを３相交流電圧に変換し、電動機３を駆動する。

電動機３は、永久磁石同期型の電動機で構成され、インバータ２から出力されるｕｖｗの３相の交流電圧に従って駆動する。電動機３は、回転子の回転速度を検出する速度検出器（図略）を備え、検出された回転速度を回転速度検出値として減算器１１に出力する。

例えば、駆動装置１がクレーンやショベルカーといった建設機械に適用されるのであれば、電動機３は、上部旋回体を旋回させたり、ウィンチドラムを回転させたりする。また、駆動装置１が電気自動車に適用されるのであれば、電気自動車を走行させる。

抽出器２１は、３／２変換器１９からスイッチング区間ｔｋと同期して出力される電流ｉα，ｉβを、電流ベクトルｉｋとして取得する。そして、抽出器２１は、取得した電流ベクトルｉｋのスイッチング区間ｔｋでの変化量Δｉｋを算出すると共に、取得した電流ベクトルｉｋの変調周期Ｔでの変化量Δｉを算出する。そして、抽出器２１は、算出した変化量Δｉｋと変化量Δｉとを式（７）に入力し、高調波電流成分の変化量Δｉｋ’を算出する。

インダクタンス演算部２２は、高調波電流成分の変化量Δｉｋ’に基づいて、微分インダクタンスＬｄ’，Ｌｑ’等を算出する。

図３は、インダクタンス演算部２２の詳細を示すブロック図である。インダクタンス演算部２２は、微分インダクタンス算出部２２１、平均インダクタンス算出部２２２、抵抗算出部２２３、及び電圧算出部２２４を備える。

電圧算出部２２４は、ＰＷＭ制御部１７から、スイッチング区間ｔｋと同期して出力される電圧ベクトルＶｋを取得すると共に、変調周期Ｔと同期して出力される平均電圧ベクトルｅを取得する。そして、電圧算出部２２４は、Ｖｋ’＝Ｖｋ−ｅの演算（式（６））を行い、高調波電圧成分Ｖｋ’を算出する。

微分インダクタンス算出部２２１は、抽出器２１で抽出された高調波電流成分の変化量Δｉｋ’と、電圧算出部２２４で算出された高調波電圧成分Ｖｋ’と、スイッチング区間ｔｋの値とを式（１２）に入力することでインダクタンス行列Ｌを算出する。そして、微分インダクタンス算出部２２１は、算出したインダクタンス行列Ｌを式（１３）に入力することで、微分インダクタンスＬｄ’，Ｌｑ’（インダクタンスＬｄ，Ｌｑ）を算出する。

平均インダクタンス算出部２２２は、算出された微分インダクタンスＬｄ’，Ｌｑ’と電流ｉｄ，ｉｑとを式（１６）に入力し、電流に応じた積分処理を行い、平均インダクタンスＬｄ＿ａｖｅ，Ｌｑ＿ａｖｅを算出する。

ここで、微分インダクタンス算出部２２１は、電動機３の駆動開始時から任意の時点（例えば、現時点）までの電流ｉｄと微分インダクタンスＬｄ’とを対応付けてメモリに記憶すると共に、電流ｉｑと微分インダクタンスＬｑ’とを対応付けてメモリに記憶している。駆動開始時としては、例えば、駆動装置１の電源がオンされたときが採用できる。そして、平均インダクタンス算出部２２２は、メモリに記憶された電流ｉｄ，ｉｑと微分インダクタンスＬｄ’，Ｌｑ’とを、例えば、第１軸が電流ｉｄ，ｉｑ、第２軸が微分インダクタンスＬｄ’，Ｌｑ’を示す２次元座標空間にプロットし、微分インダクタンスＬｄ’，Ｌｑ’を示す近似曲線を生成し、その近似曲線を電流ｉｄ＝０，ｉｑ＝０から現時点の電流ｉｄ，ｉｑの値までを積分し、算出した値を現時点の電流ｉｄ，ｉｑの値で割ることで、平均インダクタンスＬｄ＿ａｖｅ，Ｌｑ＿ａｖｅを算出すればよい。

抵抗算出部２２３は、算出された平均インダクタンスＬｑ＿ａｖｅと、電流ｉｄ，ｉｑと、電圧ｖｄ（電圧指令ｖｄ＊）と、電気角速度ωとを式（１８）に入力し、電機子抵抗Ｒを算出する。電気角速度ωは、例えば、回転速度検出値や、回転速度検出値を極対数で割った値が採用される。

図２に参照を戻す。鎖交磁束算出部２３は、インダクタンス演算部２２で算出された平均インダクタンスＬｄ＿ａｖｅと、電流ｉｄ，ｉｑと、電圧ｖｄ（電圧指令ｖｄ＊）と、電機子抵抗Ｒとを式（１９）に入力し永久磁石界磁による磁束φｍａｇを算出する。ここで、電機子抵抗Ｒは、インダクタンス演算部２２で算出された値が採用されてもよいし、予め定められた値が採用されてもよい。

＜フローチャート＞
図４は、本発明の実施の形態に係る駆動装置１の処理を示すフローチャートである。このフローチャートは、例えば、変調周期Ｔ毎に実行される。まず、ＰＷＭ制御部１７は、電圧指令ｖα＊，ｖβ＊から上述した手法を用いてＰＷＭ信号を生成する。

図１を参照する。平均電圧ベクトルｅがセクタ０に属する場合、セクタ０に隣接する電圧ベクトルＶ１，Ｖ３と電圧ベクトルＶ０，Ｖ７とを必要な時間比率で出力することでＰＷＭ信号が生成される。電圧ベクトルＶ１，Ｖ３の時間比率を変えることで平均電圧ベクトルｅの方向が調整され、電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の時間比率を変えることで平均電圧ベクトルｅの大きさが調整される。

しかし、これでは、例えば平均電圧ベクトルｅがα軸上にある場合、電圧ベクトルＶ３を出力する時間が０になるので、電流ベクトルｉ３の高調波電流成分の変化量Δｉ３’も０になる。電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の高調波電圧成分Ｖ０’，Ｖ７’は、平均電圧ベクトルｅから原点に向かうベクトルなので、電圧ベクトルＶ１の高調波電圧成分Ｖ１’（ｅからＶ１に向かうベクトル）とは逆向きになる。その結果、変化量Δｉ１’，Δｉ０’，Δｉ７’が一次従属になって変化量行列Ｈの逆行列が定義できなくなり、式（１２）の方程式を解くことができなくなる。

そこで、ＰＷＭ制御部１７は、図５に示すように、電圧ベクトルＶ０に代えて電圧ベクトルＶ３と電圧ベクトルＶ５とを合成してα軸方向の電圧ベクトルを出力する。図５は、平均電圧ベクトルｅがα軸上にある場合に生成されるＰＷＭ信号を示す波形図である。これにより、変調周期Ｔにおいて２種類以上の零電圧ベクトル以外の電圧ベクトルが含まれるようになる。その結果、高調波電流成分の変化量Δｉ１’，Δｉ３’，Δｉ５’，Δｉ７’が一次独立になり、変化量行列Ｈの逆行列が存在し、式（１２）の方程式を解くことができる。

なお、ＰＷＭ制御部１７は、平均電圧ベクトルｅがβ軸上にある場合も、図５と同様、電圧ベクトルＶ０又はＶ７に代えて零電圧ベクトル以外の２種の電圧ベクトルとを合成してβ軸方向の電圧ベクトル（例えば、Ｖ２とＶ３）を出力すればよい。

図６は、平均電圧ベクトルｅが図１に示すベクトル空間の原点にある場合に生成されるＰＷＭ信号を示す波形図である。図６の例では、逆方向の電圧ベクトルを組み合わせることで、α，β軸の原点にある平均電圧ベクトルｅが出力されている。逆方向の電圧ベクトルの組み合わせとは、電圧ベクトルＶ１と電圧ベクトルＶ６との組、電圧ベクトルＶ２と電圧ベクトルＶ５との組、電圧ベクトルＶ３と電圧ベクトルＶ４との組を指す。通常であれば、平均電圧ベクトルｅが原点にあれば、電圧ベクトルＶ１，Ｖ０（又はＶ７）が出力される。しかし、これでは、変調周期Ｔに電圧ベクトルＶ０，Ｖ７以外の電圧ベクトルが１つしか含まれていないので、高調波電流成分の変化量Δｉ１’，Δｉ０’（又はΔｉ７’）が一次従属になり、インダクタンス行列Ｌが算出できなくなる。

そこで、ＰＷＭ制御部１７は、図６に示すように、変調周期Ｔを均等に６つのスイッチング区間ｔｋに区分し、区分した６つのスイッチング区間ｔｋに電圧ベクトルＶ１，Ｖ６，Ｖ２，Ｖ５，Ｖ４，Ｖ３をそれぞれ割り付け、平均電圧ベクトルｅを原点に位置させる。これにより、変調周期Ｔにおいて電圧ベクトルＶ０，Ｖ７以外の電圧ベクトルが２種類以上含まれ、平均電圧ベクトルｅが原点にある場合、すなわち、電動機３が停止状態であっても、インダクタンス行列Ｌを算出できる。

図４に参照を戻す。Ｓ３０２では、抽出器２１は、電流ｉα，ｉβを電流ベクトルｉｋとして３／２変換器１９から取得し、取得した電流ベクトルｉｋを用いて、上述した手法を用いて、高調波電流成分の変化量Δｉｋ’を算出する。

次に、電圧算出部２２４は、ＰＷＭ制御部１７から取得した電圧ベクトルＶｋと平均電圧ベクトルｅとを式（６）に入力し、高調波電圧成分Ｖｋ’を算出する（Ｓ３０３）。

次に、微分インダクタンス算出部２２１は、高調波電流成分の変化量Δｉｋ’と、高調波電圧成分Ｖｋ’と、スイッチング区間ｔｋの値とを式（１３）に入力し、微分インダクタンスＬｄ’，Ｌｑ’を算出する（Ｓ３０４）。

次に、平均インダクタンス算出部２２２は、微分インダクタンスＬｄ’，Ｌｑ’と電流ｉｄ，ｉｑとを式（１６）に入力し、電流に応じた積分処理を行い、平均インダクタンスＬｄ＿ａｖｅ，Ｌｑ＿ａｖｅを算出する（Ｓ３０５）。

次に、抵抗算出部２２３は、平均インダクタンスＬｄ＿ａｖｅと、電流ｉｄ，ｉｑと、電圧ｖｄ（電圧指令ｖｄ＊）と、電気角度ωとを式（１８）に入力し、電機子抵抗Ｒを算出する（Ｓ３０６）。

次に、鎖交磁束算出部２３は、平均インダクタンスＬｄ＿ａｖｅと、電流ｉｄ，ｉｑと、電圧ｖｄ（電圧指令ｖｄ＊）と、電機子抵抗Ｒとを式（１９）に入力し永久磁石界磁による磁束φｍａｇを算出する（Ｓ３０７）。

このように、駆動装置１は、平均電圧ベクトルｅがα軸又はβ軸又は原点にある場合であっても、変調周期Ｔにおいて、零電圧ベクトル（Ｖ０，Ｖ７）とは異なる少なくとも２種類の電圧ベクトルが割り付けられるようにＰＷＭ信号を生成する。そのため、駆動装置１は、電動機３の駆動状態に拘わらず、変化量行列Ｈの逆行列を必ず存在させることが可能となる。その結果、駆動装置１は、電動機３の駆動状態に拘わらず、高調波電流成分の変化量Δｉｋ’及び高調波電圧成分Ｖｋ’を用いて、固定子座標系における電動機の電流電圧方程式である式（１２）を解くことが可能となる。

その結果、駆動装置１は、微分インダクタンスＬｄ’，Ｌｑ’を算出し、算出した微分インダクタンスから平均インダクタンスＬｄ＿ａｖｅ，Ｌｑ＿ａｖｅを算出し、算出した平均インダクタンスＬｄ＿ａｖｅ，Ｌｑ＿ａｖｅから電機子抵抗Ｒ及び永久磁石界磁による磁束φｍａｇを算出できる。ゆえに、駆動装置１は、電機子抵抗Ｒ及び永久磁石界磁による磁束φｍａｇのオンライン同定が可能となる。これにより、駆動装置１は、電機子抵抗Ｒ及び永久磁石界磁による磁束φｍａｇの変化を考慮して電動機３をフィードフォワード制御することができ、制御の安定性及び応答性の向上が実現できる。

電動機３の駆動年数や状態に応じて、電機子抵抗Ｒ及び永久磁石界磁による磁束φｍａｇは変化する。したがって、駆動装置１は、電機子抵抗Ｒ及び永久磁石界磁による磁束φｍａｇの変化から電動機３劣化や故障を診断できる。

Ｌｄ’，Ｌｑ’ 微分インダクタンス
Ｌｄ＿ａｖｅ，Ｌｑ＿ａｖｅ 平均インダクタンス
Ｒ 電機子抵抗
Ｔ 変調周期
Ｔｋ スイッチング区間
Ｖ０〜Ｖ７，Ｖｋ 電圧ベクトル
Ｖ０’〜Ｖ７’，Ｖｋ’ 高調波電圧成分
ｅ 平均電圧ベクトル
ｉ，ｉｄ，ｉｑ 電流
ｉｋ 電流ベクトル
ｔ０〜ｔ７，ｔｋ スイッチング区間
ｖｄ，ｖｑ 電圧
Δｉ１’〜Δｉ７’，Δｉ’ 変化量
Φｄ，Φｑ 電機子巻線の鎖交磁束
φｍａｇ 永久磁石界磁による磁束
ζ０〜ζ７ ζｋ 時間比率
ω 電気角度
１ 駆動装置
２ インバータ
３ 電動機
１１ 減算器
１２ 速度制御器
１３ 電流ベクトル変換器
１４ａ，１４ｂ 減算器
１５ａ，１５ｂ 電流制御器
１６ 座標変換器
１７ ＰＷＭ制御部
１８ａ，１８ｂ 電流センサ
１９ ３／２変換器
２０ 座標変換器
２１ 抽出器
２２ インダクタンス演算部
２３ 鎖交磁束算出部
２２１ 微分インダクタンス算出部
２２２ 平均インダクタンス算出部
２２３ 抵抗算出部
２２４ 電圧算出部

Claims (4)

1. 永久磁石同期型の電動機を駆動する電圧型インバータをＰＷＭ制御する電動機の駆動装置であって、
   変調周期において、零電圧ベクトル以外の少なくとも２種類の電圧ベクトルが割り付けられた少なくとも２つのスイッチング区間が含まれるようにＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御部と、
   前記変調周期を構成する複数のスイッチング区間のそれぞれにおいて、前記電圧型インバータから出力される高調波電流成分の変化量を検出する電流検出部と、
   前記変調周期における前記複数の電圧ベクトルの平均値を用いて、各スイッチング区間の電圧ベクトルの高調波電圧成分を算出する電圧算出部と、
   前記検出された高調波電流成分の変化量及び前記算出された高調波電圧成分を、固定子座標系における前記電動機の電流電圧方程式に入力し、前記電動機の電機子の微分インダクタンスを算出する微分インダクタンス算出部と、
   前記算出された微分インダクタンスを積分することで前記電動機の電機子の平均インダクタンスを算出する平均インダクタンス算出部と、
   前記算出された平均インダクタンスを回転子座標系における前記電動機の電流電圧方程式に入力し、永久磁石界磁による磁束を算出する鎖交磁束算出部とを備える電動機の駆動装置。
2. 永久磁石同期型の電動機を駆動する電圧型インバータをＰＷＭ制御する電動機の駆動装置であって、
   変調周期において、零電圧ベクトル以外の少なくとも２種類の電圧ベクトルが割り付けられた少なくとも２つのスイッチング区間が含まれるようにＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御部と、
   前記変調周期を構成する複数のスイッチング区間のそれぞれにおいて、前記電圧型インバータから出力される高調波電流成分の変化量を検出する電流検出部と、
   前記変調周期における電圧ベクトルの平均値を用いて、各スイッチング区間の電圧ベクトルの高調波電圧成分を算出する電圧算出部と、
   前記検出された高調波電流成分の変化量及び前記算出された高調波電圧成分を、固定子座標系における前記電動機の電流電圧方程式に入力し、前記電動機の電機子の微分インダクタンスを算出する微分インダクタンス算出部と、
   前記算出された微分インダクタンスを積分することで前記電動機の電機子の平均インダクタンスを算出する平均インダクタンス算出部と、
   前記算出された平均インダクタンスを回転子座標系における前記電動機の電流電圧方程式に入力し、前記電動機の電機子抵抗を算出する抵抗算出部とを備える電動機の駆動装置。
3. 前記平均インダクタンス算出部は、前記電動機の駆動開始時から駆動中の任意の時点までに前記算出された微分インダクタンスを電流積分することで前記平均インダクタンスを算出する請求項１又は２記載の電動機の駆動装置。
4. 前記ＰＷＭ制御部は、前記固定子座標系で表された電圧指令ベクトルの向きと大きさに応じて、ｕｖｗ座標空間の電圧ベクトルが割り付けられた複数の電圧ベクトルのそれぞれの前記変調周期における時間比率を決定し、前記決定した時間比率で前記変調周期を複数のスイッチング区間に区分することで前記ＰＷＭ信号を生成する請求項１〜３のいずれかに記載の電動機の駆動装置。

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