WO2020157925A1 - レーダ装置および信号処理方法 - Google Patents
レーダ装置および信号処理方法 Download PDFInfo
- Publication number
- WO2020157925A1 WO2020157925A1 PCT/JP2019/003427 JP2019003427W WO2020157925A1 WO 2020157925 A1 WO2020157925 A1 WO 2020157925A1 JP 2019003427 W JP2019003427 W JP 2019003427W WO 2020157925 A1 WO2020157925 A1 WO 2020157925A1
- Authority
- WO
- WIPO (PCT)
- Prior art keywords
- signal
- module
- target
- transmission
- received
- Prior art date
Links
Images
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
- G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
- G01S7/35—Details of non-pulse systems
- G01S7/352—Receivers
- G01S7/354—Extracting wanted echo-signals
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/88—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications
- G01S13/93—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for anti-collision purposes
- G01S13/931—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for anti-collision purposes of land vehicles
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/06—Systems determining position data of a target
- G01S13/42—Simultaneous measurement of distance and other co-ordinates
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/50—Systems of measurement based on relative movement of target
- G01S13/58—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems
- G01S13/583—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems using transmission of continuous unmodulated waves, amplitude-, frequency-, or phase-modulated waves and based upon the Doppler effect resulting from movement of targets
- G01S13/584—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems using transmission of continuous unmodulated waves, amplitude-, frequency-, or phase-modulated waves and based upon the Doppler effect resulting from movement of targets adapted for simultaneous range and velocity measurements
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
- G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
- G01S7/35—Details of non-pulse systems
- G01S7/352—Receivers
- G01S7/356—Receivers involving particularities of FFT processing
Definitions
- the present invention relates to a radar device and a signal processing method.
- the radar device includes a transmission antenna that radiates radio waves and a reception antenna that receives reflected waves from the target of the radio waves radiated from the transmission antenna. Calculate the distance to the target based on the time until it is received.
- Patent Document 1 describes a radar device having a plurality of sub-array units.
- the plurality of sub-array units are arranged dispersedly on a plane, and each has a phased array antenna.
- One equivalent large-aperture antenna is formed by a plurality of phased array antennas dispersedly arranged on a plane. Since the aperture length of the antenna and the target angular resolution are in a proportional relationship, the target angular resolution is improved in the radar device described in Patent Document 1.
- the local oscillation signal used for generating the transmission signal and the local oscillation signal used for down-converting the reception signal are the same in the plurality of sub-array units arranged in a distributed manner. Since no signal is used, the effect of phase noise is large. Therefore, there is a problem that it is difficult to detect a target having a small reflected power existing around the target having a large reflected power, and the detection accuracy of the target is deteriorated.
- the same local oscillation signal is used for transmission and reception, the local oscillation signal must be distributed to each module by wire. Therefore, if the frequency of the local oscillation signal is high, the phases are aligned.
- each module has a local oscillation source, and a low-frequency reference signal is distributed to each local oscillation source to synchronize the local oscillation source. In that case, the local oscillation of each module Since the signals are different, the influence of the phase noise also increases and the detection accuracy of the target deteriorates.
- the present invention is to solve the above problems, and suppresses the influence of phase noise and maintains the detection performance in the first module that uses the same local oscillation signal for transmission and reception, and further, An object of the present invention is to obtain a radar device and a signal processing method capable of increasing a target angular resolution by using a second module that is synchronized with the first module but uses different local oscillation signals for transmission and reception. To do.
- a radar device generates a first transmission signal by using a first local oscillation signal, transmits the first transmission signal, receives a reflection signal of the first transmission signal, and A first module for generating a first received signal from the received reflected signal using the local oscillation signal of and a second local oscillation signal that is synchronized with the first local oscillation signal.
- a second module for generating a second received signal from the reflected signal and a target detected using the first received signal and coherent to the target based on the first received signal and the second received signal
- a signal processor that calculates a target angle using the signal obtained by integration.
- the first module generates the first reception signal from the reflected signal of the first transmission signal by using the first local oscillation signal
- the second module generates the first local oscillation signal.
- a second local oscillator signal synchronized with the signal is used to generate a second received signal from the reflected signal of the first transmitted signal
- the signal processor generates a second received signal and a first received signal for the target.
- the target angle is calculated using the signal obtained by the coherent integration based on the two received signals. This makes it possible to increase the target angular resolution while maintaining the target detection accuracy.
- FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the radar device according to the first embodiment.
- FIG. It is a figure which shows the example of arrangement
- 3 is a flowchart showing the operation of the radar device according to the first embodiment.
- 5 is a flowchart showing detailed processing of step ST1 of FIG. 4.
- 5 is a flowchart showing detailed processing of step ST2 of FIG. 4.
- 5 is a flowchart showing detailed processing of steps ST3 and ST4 of FIG. 4.
- FIG. 8A is a diagram showing the relationship between the sampling number and the hit number of the demodulated received beat signal.
- FIG. 8A is a diagram showing the relationship between the sampling number and the hit number of the demodulated received beat signal.
- FIG. 8B is a diagram showing a relationship between the distance bin number and the velocity bin number of the first signal based on the distance and the velocity.
- FIG. 9A is a diagram showing the relationship between the distance bin number and the velocity bin number of the first signal based on the distance and velocity of each transmission channel number n Tx and each reception channel number n Rx .
- FIG. 9B is a diagram showing a relationship between the distance bin number and the velocity bin number of the first signal subjected to incoherent integration.
- FIG. 10A is a diagram showing a relationship between a transmission channel and a reception channel in an actual antenna arrangement.
- FIG. 10B is a diagram showing the relationship between the transmission channel and the reception channel when the actual antenna arrangement and the virtual antenna arrangement are taken into consideration.
- FIG. 12C is a diagram showing a transmission timing of a transmission RF signal by the third module 3-1.
- FIG. 12D is a diagram showing a transmission timing of a transmission RF signal by the third module 3-2.
- FIG. 13A is a flowchart showing the processing by the first module in step ST6 of FIG. FIG.
- FIG. 13B is a flowchart showing the processing by the second module in step ST6 of FIG. 5 is a flowchart showing detailed processing of steps ST7 and ST8 of FIG. 4.
- FIG. 15A is a diagram showing an actual antenna arrangement in the radar device according to the first embodiment.
- FIG. 15B is a diagram showing an actual antenna arrangement and a virtual antenna arrangement in the radar device according to the first embodiment. It is a figure which shows the relationship between the angle of a target candidate in case the number of target candidates is one, and the electric power of the signal corresponding to this. It is a figure which shows the relationship between the angle of a target candidate in case the number of target candidates is two, and the electric power of the signal corresponding to this.
- FIG. 18A is a diagram showing an outline of a conventional radar device in which a plurality of modules use the same local oscillation signal.
- FIG. 18B is a diagram showing an outline of a conventional radar device in which each of a plurality of modules uses different local oscillation signals.
- FIG. 18C is a diagram showing an outline of the radar device according to the first embodiment.
- FIG. 19A is a diagram showing the relationship between the power of a signal corresponding to a target measured by a conventional radar device and the target distance.
- FIG. 19B is a diagram showing the relationship between the power of the signal corresponding to the target measured by the radar device according to the first embodiment and the target distance.
- FIG. 20A is a graph showing a relationship between frequency and time used for transmitting and receiving a signal in the first module.
- FIG. 20B is a graph showing the relationship between the phase and the time in the reflected RF signal received by the first local oscillation signal and the first reception unit.
- FIG. 20C is a graph showing the relationship between the phase and the time in the reflected RF signal received by the second local oscillation signal and the second reception unit. It is a figure which shows the relationship between the loss by phase noise, and a beat frequency. It is a figure which shows the 1st example of arrangement
- FIG. 26A is a block diagram showing a hardware configuration for realizing the function of the radar device according to the first embodiment.
- FIG. 26B is a block diagram showing a hardware configuration that executes software that implements the functions of the radar device according to the first embodiment.
- 5 is a block diagram showing a configuration of a radar device according to a second embodiment.
- FIG. 7 is a flowchart showing the operation of the radar device according to the second embodiment.
- FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the radar device according to the first embodiment.
- the radar device according to the first embodiment includes, for example, as shown in FIG. 1, a first module 1-n MDL , a second module 2-n RxEx , a third module 3-n TxEx, and an indicator 9.
- Prepare The display 9 displays the detection result of the target angle obtained by the first module 1-n MDL , for example.
- the first module 1-n MDL is a transmission/reception module that radiates a transmission high-frequency signal into space and receives a reflected high-frequency signal reflected by an object existing in the space.
- the transmission high frequency signal is the first transmission signal radiated into the space as an electromagnetic wave by the radar device, and will be referred to as a transmission RF signal hereinafter.
- the reflected high frequency signal is a reflected signal of the transmission RF signal reflected by an object existing in space, and will be referred to as a reflected RF signal hereinafter.
- n MDL is a module number, and when the number of first modules 1-n MDL is N MDL , serial numbers assigned to the first module 1-1 to the first module 1-N MDL , respectively. Is. In FIG. 1, NMDL is 1, and one first module 1-1 is shown.
- the second module 2-n RxEx is a receiving module that receives a reflected RF signal in which the transmitted RF signal is reflected by an object existing in space.
- n RxEx is a module number, and when the number of second modules 2-n RxEx is N RxEx , serial numbers assigned to the second module 2-1 to the second module 2-N RxEx respectively. Is. In FIG. 1, N RxEx is 1, and one second module 2-1 is shown.
- the third module 3-n TxEx is a transmission module that radiates a transmission RF signal into space.
- n TxEx is a module number, and if the number of third modules 3-n TxEx is N TxEx , serial numbers assigned from the third module 3-1 to the third module 3-N TxEx , respectively. Is. In FIG. 1, N TxEx is 1, and one third module 3-1 is shown.
- the first module 1-n MDL includes a first transmission unit 10, a first reception unit 11 and a first signal processor 12.
- the first transmission unit 10 is a component that radiates a transmission RF signal 1-1-n Tx , and includes an antenna 1-2-n Tx , a transmitter 1-3-n Tx , and a transmission switching unit 1-4-1.
- n Tx is the transmission channel number of the first transmitter 10.
- serial number transmission channel number from 1 for each transmission channel from the antenna 1-2-1 to 1-2-N Tx to N Tx Assigned as.
- Antenna 1-2-n Tx emits a transmit RF signal 1-1-n Tx outputted from the transmitter 1-3-n Tx in space.
- FIG. 1 shows a case where the first transmission unit 10 has two transmission channels.
- the transmission RF signal 1-1-1 is a signal output from the transmitter 1-3-1 to the antenna 1-2-1, and radiated into space by the antenna 1-2-1.
- -2 is a signal output from the transmitter 1-3-2 to the antenna 1-2-2 and radiated into space by the antenna 1-2-2.
- the transmitter 1-3-n Tx inputs the transmission RF signal from the code modulation unit 1-5-1 via the transmission switching unit 1-4-1, and outputs the input transmission RF signal to the antenna 1-2-. Transmit to space using n Tx .
- the transmission switching unit 1-4-1 switches the transmitter that transmits the transmission RF signal from among the transmitters 1-3-1 to 1-3-N Tx . For example, the transmission switching unit 1-4-1 alternately switches between the transmitter 1-3-1 and the transmitter 1-3-2, so that the transmission RF signal 1-1-1 and the transmission RF signal 1-1 are transmitted. -2 is emitted to the space alternately.
- the code modulation unit 1-5-1 uses the first local oscillation signal generated by the first local oscillation signal generation unit 1-6-1 and the modulation code in the transmission channel of the transmission channel number n Tx. , And generates a transmission RF signal 1-1-n Tx of the transmission channel number n Tx .
- the first local oscillation signal generation unit 1-6-1 generates a first local oscillation signal and outputs the generated first local oscillation signal to the code modulation unit 1-5-1 and the receiver 1-8.
- -N Rx and nMDL are output.
- the first receiving unit 11 has an antenna 1-7-n Rx,nMDL , a receiver 1-8-n Rx,nMDL, and an A/D converter 1-9-n Rx,nMDL , and exists in space.
- the reflected RF signal A of the transmitted RF signal 1-1-n Tx reflected by the object is received.
- n Rx and n MDL are reception channel numbers of the first reception unit 11. For example, when the number of reception channels of the first reception unit 11 is N Rx,nMDL , 1 to N Rx for the reception channels from antenna 1-7-1 to antenna 1-7-N Rx,nMDL. , NMDL serial numbers are sequentially assigned as reception channel numbers.
- the antenna 1-7-n Rx,nMDL receives the reflected RF signal A and outputs the received reflected RF signal A to the receiver 1-8-n Rx,nMDL .
- the receiver 1-8-n Rx,nMDL signal-processes the reflected RF signal A received by the antenna 1-7-n Rx,nMDL , and the signal-processed signal is A/D converter 1-9-n. Output to Rx and nMDL .
- the receiver 1-8-n Rx, n MDL down-converts the reflected RF signal A using the first local oscillation signal, performs filtering using a band filter on the down-converted signal, and The intensity of the signal filtered by the filter is amplified, the signal of which the intensity is amplified is phase-detected, and then the phase-detected signal is used to generate the reception beat signal of the reception channel of the reception channel number n Rx, nMDL. To do.
- the A/D converter 1-9-n Rx,nMDL converts the signal output from the receiver 1-8-n Rx,nMDL from an analog signal into a digital signal, and uses the signal converted into the digital signal. , Generates a received beat signal of a digital signal.
- the received beat signal converted into a digital signal by the A/D converter 1-9-n Rx, n MDL is a received signal used for detecting the target candidate and calculating the angle of the target candidate, and is the first signal processor. 12 is output.
- the reflected RF signal transmission RF signal transmitted by the first module 1-n MDL (first transmission signal), the reception beat signal generated by the first module 1-n MDL is received, first Is the received signal.
- the reflected RF signal of the transmission RF signal transmitted by the first module 1-n MDL or the reflection RF signal of the transmission RF signal (third transmission signal) transmitted by the third module 3-n TxEx is the second reception signal.
- the reception beat signal generated by the first module 1-n MDL receiving the reflected RF signal of the transmission RF signal transmitted by the third module 3-n TxEx is the third reception signal. ..
- the first received signal is used to detect the target. Further, the first received signal and the second received signal or the third received signal are used for calculating the target angle.
- the first signal processor 12 detects a target candidate using the reception beat signal output from the first reception unit 11, and the reception beat signal output from the first reception unit 11 and the second module. It is a signal processor that calculates the angle of a target candidate using a signal obtained by coherent integration based on a received beat signal obtained by 2-n RxEx . For example, the first signal processor 12 calculates the first signal based on the distance and speed of the target candidate using the reception beat signal output from the first reception unit 11. The first signal processor 12 detects a target candidate using the calculated first signal. Further, the first signal processor 12 may provide a second signal based on the distance and velocity of the target candidate for each transmit channel of the third module 3-n TxEx and for each receive channel of the second module 2-n RxEx.
- a third signal based on the distance and velocity of the target candidate for each transmit channel of the third module 3-n TxEx and for each receive channel of the first module 1-n MDL the angle of arrival of the target candidate Coherent integration is performed based on the arrival phase difference corresponding to the candidate, and the angle of the target candidate is calculated using the signal obtained by the coherent integration.
- the arrival phase difference corresponding to the arrival angle candidate of the target candidate is the arrival phase difference caused by the positional relationship between the first module 1-n MDL and the second module 2-n RxEx .
- the second module 2-n RxEx includes a second receiver 20 and a second signal processor 21, as shown in FIG.
- the second receiver 20 is a component that receives the reflected RF signal A, and includes a second local oscillation signal generator 2-6-1, an antenna 2-7-n Rx, nRxEx 2 , and a receiver 2-8-. It has n Rx, nRxEx and A/D converter 2-9-n Rx, nRxEx .
- nRx and nRxEx are reception channel numbers of the second reception unit 20. When the number of reception channels of the second reception unit 20 is N Rx,nRxEx , 1 to N Rx for each reception channel from antenna 2-7-1 to antenna 2-7-N Rx,nRxEx.
- the second local oscillation signal generation unit 2-6-1 generates the second local oscillation signal and outputs the generated second local oscillation signal to the receivers 2-8-n Rx, nRxEx .
- the second local oscillation signal is synchronized with the first local oscillation signal.
- the antennas 2-7-n Rx, nRxEx receive the reflected RF signal A and output the received reflected RF signal A to the receivers 2-8-n Rx, nRxEx .
- the receiver 2-8-n Rx,nRxEx signal-processes the reflected RF signal A received by the antenna 2-7-n Rx,nRxEx , and the signal-processed signal is A/D converter 2-9-n. Output to Rx and nRxEx .
- the receiver 2-8-n Rx, nRxEx for example, down-converts the reflected RF signal A using the second local oscillation signal, performs filtering using a band filter on the down-converted signal, and Amplify the strength of the signal filtered by the filter, phase-detect the strength-amplified signal, and then use the phase-detected signal to generate the reception beat signal of the reception channel of the reception channel number n Rx, nRxEx To do.
- the A/D converter 2-9-n Rx, nRxEx converts the signal output from the receiver 2-8-n Rx, nRxEx from an analog signal into a digital signal, and uses the signal converted into the digital signal. , Generates a received beat signal of a digital signal.
- the reception beat signal converted into a digital signal by the A/D converters 2-9-n Rx, nRxEx is the second reception signal used for calculating the angle of the target candidate, and is input to the second signal processor 21. Is output.
- the second signal processor 21 generates a second signal used for calculating the angle of the target candidate based on the received beat signal output from the second receiver 20.
- the second signal processor 21 uses the received beat signal output from the A/D converters 2-9-n Rx, nRxEx to calculate the second signal based on the distance and speed of the target candidate. To do.
- the second signal is output from the second signal processor 21 to the first signal processor 12.
- the third module 3-n TxEx includes a third transmitter 30 as shown in FIG.
- the third transmitter 30 is a component that radiates a transmission RF signal 3-1-n Tx, nTxEx , and includes an antenna 3-2-n Tx, nTxEx , a transmitter 3-3-n Tx, nTxEx , and code modulation. It has a unit 3-5-1 and a third local oscillation signal generation unit 3-6-1.
- n Tx and n TxEx are transmission channel numbers of the third transmission unit 30.
- the number of transmission channels of the third transmission unit 30 is N Tx,nTxEx , 1 to N Tx, for each transmission channel from antenna 3-2-1 to antenna 3-2-N Tx,nTxEx .
- Serial numbers up to nTxEx are sequentially assigned as transmission channel numbers.
- Antenna 3-2-n Tx, nTxEx emits transmitter 3-3-n Tx, transmit RF signal 3-1-n Tx outputted from NTxEx, the NTxEx the space.
- FIG. 1 shows a case where the first transmission unit 10 has one transmission channel.
- the transmission RF signal 3-1-1 is a signal output from the transmitter 3-3-1 to the antenna 3-2-1 and radiated into space by the antenna 3-2-1.
- the transmitter 3-3-n Tx, nTxEx transmits the transmission RF signal generated by the code modulation unit 3-5-n Tx, nTxEx to the space using the antenna 3-2-n Tx, nTxEx .
- the code modulation unit 3-5-n Tx,nTxEx modulates the third local oscillation signal generated by the third local oscillation signal generation unit 3-6-1 and the transmission channel number n Tx,nTxEx in the transmission channel. using the code, a transmission channel number n Tx, transmit RF signal 3-1-n Tx of NTxEx, generates a NTxEx.
- the third local oscillation signal generation unit 3-6-1 generates a third local oscillation signal, and outputs the generated third local oscillation signal to the code modulation unit 3-5-1.
- FIG. 2 is a diagram showing an arrangement example of the first module 1-1, the second modules 2-1 to 2-4, and the third modules 3-1 and 3-2.
- the number of modules N MDL of the first module is 1, the number of transmission channels N Tx,nMDL of the first module 1-1 is 2, and the number of reception channels N 1 of the first module 1-1.
- Rx and nMDL are 4.
- the number of modules N RxEx of the second module is 4, and the number of reception channels N Rx, nRxEx of each of the second modules 2-1 to 2-4 is 4.
- the number of modules N TxEx of the third module is 2, and the number of transmission channels N Tx,nTxEx of each of the third module 3-1 and the third module 3-2 is 1.
- FIG. 2 shows an antenna 3-2-1 included in the third module 3-1 and antennas 2-7-1 to 2-7-4 included in the second module 2-1 and a second module 2-2.
- Antennas 2-7-1 to 2-7-4 included, Antenna 1-2-1 included in the first module 1-1, Antennas 1-7-1 to 1-7- included in the first module 1-1 4, antenna 1-2-2 included in the first module 1-1, antennas 2-7-1 to 2-7-4 included in the second module 2-3, and antenna included in the second module 2-4 2-7-1 to 2-7-4 and the antenna 3-2-2 included in the third module 3-2 form a linear array arranged linearly in this order.
- FIG. 3 is a block diagram showing each configuration of the first signal processor 12 and the second signal processor 21.
- the first signal processor 12 includes a first separation unit 120, a first signal generation unit 121, an incoherent integration unit 122, a target candidate detection unit 123, and a first coherent integration unit 124. , A second coherent integrator 125 and an angle calculator 126.
- the second signal processor 21 includes a second separation unit 210 and a second signal generation unit 211.
- the first separation unit 120 inputs the reception beat signal for each reception channel from the first reception unit 11, and separates the reception beat signal for each reception channel into the reception beat signal for each transmission channel. As a result, a reception beat signal for each transmission channel and each reception channel can be obtained.
- the first signal generation unit 121 generates a first signal based on the distance and speed of the target candidate using the reception beat signal for each transmission channel and each reception channel.
- the incoherent integrator 122 performs incoherent integration on the first signal generated by the first signal generator 121, and outputs the signal obtained by the incoherent integration to the target candidate detector 123.
- the target candidate detection unit 123 detects a target candidate based on the intensity of the signal obtained by the incoherent integration by the incoherent integration unit 122. For example, the target candidate detection unit 123 detects the distance and speed of the target candidate.
- the first coherent integrator 124 determines the arrival angle candidates of the target candidate for the first signal of each target candidate for each transmission channel and each reception channel of the first module 1-n MDL. Coherent integration is performed based on the phase difference. The incoming phase difference corresponds to the phase difference of signals between channels.
- the second coherent integrator 125 performs coherent integration based on the reception signal generated by the first module 1-n MDL and the reception signal generated by the second module 2-n RxEx .
- the second coherent integrator 125 may include a second signal based on the distance and velocity of each target candidate for each transmit channel of the third module and each receive channel of the second module, and the third coherent integrator 125 of the third module.
- Coherent integration based on the arrival phase difference corresponding to the arrival angle candidate of the target candidate with respect to the third signal based on the distance and velocity of each target candidate for each transmission channel and each reception channel of the first module. I do.
- the arrival phase difference corresponds to the arrival phase difference caused by the positional relationship between the first module 1-n MDL and the second module 2-n RxEx .
- the angle calculation unit 126 inputs the signal obtained by the coherent integration for each target candidate from the second coherent integration unit 125, and calculates the angle of the target candidate based on the intensity of the input signal.
- the angle of the target candidate calculated by the angle calculation unit 126 is displayed on the display device 9, for example.
- the first module 1-n MDL shown in FIG. 1 includes the first signal processor 12, the first module 1-n MDL and the first signal processor 12 are separate devices. May be Similarly, the second module 2-n RxEx and the second signal processor 21 may be separate devices. Further, the first separation unit 120, the first signal generation unit 121, and the incoherent integration unit 122 are included in the first module 1-n MDL , and the target candidate detection unit 123, the first coherent integration unit 124, and the The first signal processor 12 may include the two coherent integrators 125 and the angle calculator 126.
- the second separation unit 210 inputs the reception beat signal for each reception channel from the second reception unit 20, and outputs the reception beat signal for each reception channel to the reception beat signal for each transmission channel. Separate into signals. As a result, a reception beat signal for each reception channel in the second module is obtained.
- the second signal generation unit 211 performs a discrete Fourier transform on the reception beat signal for each reception channel to generate a second signal corresponding to the distance and speed of the target candidate in the second module.
- FIG. 4 is a flowchart showing the operation of the radar device according to the first embodiment and shows a signal processing method by the radar device according to the first embodiment.
- the first module 1-n MDL radiates a transmission RF signal into space (step ST1).
- the first transmitter 10 included in the first module 1-n MDL radiates a transmission RF signal into space.
- the transmitted RF signal is reflected by the object and returns to the radar device.
- the first receiver 11 included in the first module 1-n MDL receives the reflected RF signal of the transmitted RF signal and generates a received beat signal from the reflected RF signal using the first local oscillation signal ( Step ST2).
- the first signal processor 12 detects a target candidate using the reception beat signal generated by the first reception unit 11 (step ST3). For example, the first signal processor 12 uses the reception beat signal input from the first reception unit 11 to calculate the distance and speed of the target candidate for each transmission channel and each reception channel in the first module 1-n MDL . Generate a first signal based on The first signal processor 12 performs incoherent integration on the generated first signal, and calculates the distance and velocity of the target candidate based on the intensity of the signal obtained by the incoherent integration.
- the first signal processor 12 corresponds to the arrival angle candidate of the target candidate for the first signal for each transmission channel and each reception channel of the first module 1-n MDL for each target candidate.
- Coherent integration is performed based on the arrival phase difference (step ST4). This process is a coherent integration between channels in which only the signal corresponding to the bin in which the target candidate is detected is executed in the first module 1-n MDL .
- the third module 3-n TxEx radiates the transmission RF signal into space (step ST5).
- the third transmitter 30 included in the third module 3-n TxEx radiates a transmission RF signal into space.
- the first transmission unit 10 included in the first module 1-n MDL may radiate the transmission RF signal into space.
- the radar device according to the first embodiment does not have to include the third module 3-n TxEx .
- the first reception unit 11 included in the first module 1-n MDL receives the reflected RF signal of the transmission RF signal transmitted by the third module 3-n TxEx , and outputs the first local oscillation signal.
- the second receiving unit 20 included in the second module 2-n RxEx receives the reflected RF signal of the transmission RF signal transmitted by the third module 3-n TxEx , and outputs the first local oscillation signal.
- a received beat signal is generated from the reflected RF signal using a second local oscillation signal that is synchronized with. The process up to this point is step ST6.
- the second signal processor 21 included in the second module 2-n RxEx uses the received beat signal calculated from the reflected RF signal of the transmitted RF signal transmitted by the third module 3-n TxEx , And generating a second signal based on the distance and velocity of each target candidate for each transmit channel of the third module and each receive channel of the second module.
- the second signal is output from the second module 2-n RxEx to the first signal processor 12.
- the first signal processor 12 outputs a third signal based on the distance and velocity of each target candidate for each transmission channel of the third module 3-n TxEx and for each reception channel of the first module 1-n MDL.
- the first signal processor 12 calculates the angle of the target candidate using the signal obtained by the coherent integration for each target candidate (step ST8). Information regarding the angles of the target candidates calculated by the first signal processor 12 is displayed on the display 9.
- FIG. 5 is a flowchart showing detailed processing of step ST1 of FIG.
- the first local oscillation signal generation unit 1-6-1 generates and generates the first local oscillation signal L 1,nMDL (n Tx ,h,t).
- the first local oscillation signal L 1,nMDL (n Tx ,h,t) is output to the code modulation unit 1-5-1 and the receiver 1-8-n Rx,nMDL (step ST1a).
- the first local oscillation signal L 1,nMDL (n Tx ,h,t) is represented by the following equation (1).
- j is an imaginary unit.
- n MDL is the module number of the first module 1-n MDL
- N MDL is the module number of the first module 1-n MDL .
- n Tx is the transmission channel number of the first module 1-n MDL
- N Tx is the number of transmission channels of the first module 1-n MDL
- n Tx is 1 or 2
- N Tx is 2.
- ⁇ 0,1,nMDL,nTx is the initial phase of the first local oscillation signal in the transmission channel of the transmission channel number n Tx of the first module 1-n MDL .
- ⁇ nis,1,nMDL,nTx (t) is the phase noise of the first local oscillation signal in the transmission channel of the transmission channel number n Tx of the first module 1-n MDL .
- h is the hit number and H is the hit number.
- a L is the amplitude of the first local oscillation signal
- f 0 is the transmission frequency of the transmission RF signal.
- B 0 is the modulation band of the transmission RF signal
- T 0 is the modulation time
- T 1 is the time until the next modulation
- t is the time.
- T chp is a transmission repetition period of the transmission RF signal 1-1-n Tx and can be expressed by the following equation (2).
- T Tx is a transmission repetition period and can be expressed by the following equation (3).
- the code modulation unit 1-5-1 receives the first local oscillation signal L 1,nMDL (n Tx ,h,t) generated by the first local oscillation signal generation unit 1-6-1. Code modulation is performed (step ST2a). In this code modulation processing, the code modulation unit 1-5-1 adds a code to the first local oscillation signal L 1,nMDL (n Tx ,h,t) to generate the first module 1- The transmission RF signal Tx(n Tx , h, t) in the transmission channel with the transmission channel number n Tx of 1 is generated. By code-modulating the first local oscillation signal L 1,nMDL (n Tx ,h,t) in the transmission channel of the transmission channel number n Tx of the first module 1-1, interference between transmission channels and external Radio wave interference is suppressed.
- the code modulation unit 1-5-1 sets the preset cyclic code C 0 (h) to the transmission channel of the transmission channel number n Tx in the first module 1-1 according to the following equation (4).
- the cyclic shift is performed by the cyclic shift amount ⁇ h(n Tx ).
- the modulation code Code 1 (n Tx , h) of the transmission channel of the transmission channel number n Tx in the first module 1-1 is generated.
- an M sequence Maximal length sequence
- a Gold sequence or a Kama sequence
- the code modulation unit 1-5-1 receives the first local oscillation signal L 1,nMDL (n Tx ,h,t) and the transmission channel of the transmission channel number n Tx in the first module 1-n MDL .
- the modulation code Code nMDL (n Tx , h) of the above the transmission RF signal Tx 1,nMDL (n Tx ,h,t) in the transmission channel of the transmission channel number n Tx is generated according to the following equation (5). ..
- the transmission RF signal Tx 1,nMDL (n Tx ,h,t) generated by the code modulation unit 1-5-1 is output to the transmission switching unit 1-4-1.
- the transmission switching unit 1-4-n Tx, n MDL is in the transmission channel of the transmission channel number n Tx of the first module 1-n MDL according to the transmission channel of the transmission channel number n Tx of the first module 1-n MDL .
- the transmission RF signal Tx 1,nMDL (n Tx ,h,t) is output to the transmitter 1-3-n Tx .
- the transmitter 1-3-n Tx outputs the transmission RF signal Tx 1,nMDL (n Tx ,h,t) input from the transmission switching unit 1-4-n Tx,nMDL to the antenna 1-2-n Tx . To do.
- the antenna 1-2-n Tx radiates the transmission RF signal Tx 1,nMDL (n Tx ,h,t) corresponding to the transmission channel n Tx of the first module 1-n MDL into space (step ST3a). .. In FIG. 1, since N Tx is 2, the antenna 1-2-1 and the antenna 1-2-2 alternately radiate the transmission RF signal Tx 1,nMDL (n Tx ,h,t) into the space. ..
- FIG. 6 is a flowchart showing detailed processing of step ST2 of FIG.
- the transmission RF signal radiated to the space is reflected by a target existing in the space to become a reflected RF signal A.
- the reflected RF signal A is incident on the antenna 1-7-n Rx,nMDL in the first receiving unit 11 included in the first module 1-n MDL .
- the antennas 1-7-n Rx, n MDL receive the incident reflected RF signal A (step ST1b).
- the reflected RF signal A received by the antenna 1-7-n Rx,nMDL is received RF signal Rx 1,nMDL (n Tx ,n Rx ,h in the receiving channel n Rx,nMDL of the first module 1-n MDL. , T) to the receiver 1-8-n Rx, n MDL .
- the received RF signal Rx 1,nMDL (n Tx ,n Rx ,h,t) is represented by the following equation (6).
- a R is the amplitude of the received RF signal.
- R 0 is the initial target relative distance, which is the initial value of the target relative distance.
- v is a target relative speed
- ⁇ is a target angle.
- c is the speed of light and t'is the time within one hit.
- ⁇ Tx (n MDL , n Tx ) is a phase difference in the transmission channel of the transmission channel number n Tx of the first module 1-n MDL and can be expressed by the following formula (7). it can.
- ⁇ Rx (n MDL , n Rx, nMDL ) is a phase difference in the reception channel of the reception channel number n Rx, nMDL of the first module 1-n MDL and can be expressed by the following equation (8).
- the receiver 1-8-n Rx,nMDL uses the first local oscillation signal L 1,nMDL (n Tx ,h,t) to receive RF signal Rx 1,nMDL (n Tx ,n Rx , H, t) is down-converted (step ST2b).
- the receiver 1-8-n Rx, n MDL filters the down-converted signal using a bandpass filter, amplifies the intensity of the signal passed through the bandpass filter, and then performs phase detection.
- the reception beat signal V′ 1,nMDL (n Tx ,n Rx ,h,t) in the reception channel of the reception channel number n Rx, n MDL of the first module 1-n MDL is generated.
- the reception beat signal V′ 1,nMDL (n Tx , n Rx , h, t) can be expressed by the following equation (9), and the receiver 1-8-n Rx, nMDL to the A/D converter 1- It is output to 9-n Rx, n MDL .
- a V is the amplitude of the received beat signal V '1, nMDL (n Tx , n Rx, h, t).
- p nis ( MTx, MDL , MRx, MDL ) is the phase noise.
- M Tx,MDL is the module number of the module that generated the first local oscillation signal for generation of the transmission RF signal
- M Rx,MDL is the first local oscillation for down conversion of the reception RF signal. The module number of the module that generated the signal.
- p nis (M Tx, MDL , M Rx, MDL ) which is the phase noise in the first transmitter 10 and the first receiver 11 is represented by the following formula (10).
- phase noise pnis ( MTx, MDL , MRx, MDL ) in the first transmitter 10 and the second receiver 20 is expressed by the following equation (11).
- the A/D converter 1-9-n Rx,nMDL includes the reception beat signals V′ 1,nMDL (n Tx ,n Rx ,n Rx in the reception channel number n Rx,nMDL reception channel of the first module 1-n MDL .
- (h, t) is converted from an analog signal to a digital signal to generate a reception beat signal V 1,nMDL (n Tx , n Rx , h, m) represented by the following equation (12) (step ST3b). ..
- the reception beat signal V 1,nMDL (n Tx ,n Rx ,h,m) is the first reception beat signal in the reception channel number n Rx,nMDL of the first module 1-n MDL. is there.
- the first reception beat signal is the first reception signal used for detecting the target.
- ⁇ t is a sampling interval within the modulation time T 0 .
- m is the sampling number of the received beat signal sampled within the modulation time T 0 .
- M is the number of samplings of the received beat signal within the modulation time T 0 .
- terms including ⁇ t 2 and 1/c 2 are approximated.
- FIG. 7 is a flowchart showing detailed processing of steps ST3 and ST4 of FIG.
- the first separation unit 120 included in the first signal processor 12 uses the modulation code Code 1 (n Tx , h) set in the transmission channel of the transmission channel number n Tx of the first module 1-n MDL. Then, the first received beat signal is demodulated according to the following equation (13). The demodulated first reception beat signal is separated into signals for each transmission channel and each reception channel in the first module 1-n MDL (step ST1c).
- the reception beat signals V 1,nMDL,C (n Tx ,n Rx ,h,m) corresponding to the transmission channel number n Tx and the reception channel number n Rx in the first module 1-n MDL are generated, the generated received beat signal V 1, nMDL, C (n Tx, n Rx, h, m) is output to the first signal generator 121.
- the first signal generation unit 121 performs a discrete Fourier transform on the reception beat signals V 1,nMDL,C (n Tx ,n Rx ,h,m) demodulated by the first separation unit 120.
- the first module 1-n generates a first signal based on the distance and speed of the target candidate for each transmission channel and each reception channel in the MDL (step ST2c). For example, when n MDL is 1, the first signal generation unit 121 performs the discrete Fourier transform according to the following equation (14). As a result, the first signals f b,1, n MDL (n Tx ,n Rx ,q,k) corresponding to the transmission channel number n Tx and the reception channel number n Rx in the first module 1-1 are generated.
- FIG. 8A is a diagram showing the relationship between the sampling number and the hit number of the demodulated received beat signal V 1,nMDL,C (n Tx ,n Rx ,h,m).
- FIG. 8B is a diagram showing a relationship between the distance bin number and the velocity bin number of the first signal f b,1,nMDL (n Tx ,n Rx ,q,k) based on the distance and the velocity.
- the distance information and the velocity information of the target candidate a are obtained by performing the discrete Fourier transform on the respective received beat signals of the sampling number m and the hit number h.
- a first signal based on distance and velocity is generated that is able to obtain Further, the radar apparatus according to the first embodiment improves the signal-to-noise ratio SNR (Signal to Noise Ratio) by 10 log 10 (HM), and improves the target detection performance.
- SNR Signal to Noise Ratio
- HM 10 log 10
- a Fast Fourier Transform may be used instead of the discrete Fourier transform. When the FFT is used, it is possible to achieve a low calculation and a high speed, and it is possible to obtain a radar device with low cost and reduced processing time.
- the incoherent integration unit 122 performs incoherent integration on the first signal generated by the first signal generation unit 121 (step ST3c). For example, when n MDL is 1, the incoherent integrator 122 determines that the first signal f b,1 ,n MDL corresponding to the transmission channel number n Tx and the reception channel number n Rx in the first module 1-1. Incoherent integration according to the following equation (15) is performed on (n Tx , n Rx , q, k).
- FIG. 9A shows distance bin numbers of the first signals f b,1, n MDL (n Tx ,n Rx ,q,k) based on the distance and speed of each transmission channel number n Tx and each reception channel number n Rx. It is a figure which shows the relationship with a speed bin number.
- the first signal f b,1,nMDL (n Tx , n Rx , q, k) corresponding to the transmission channel number n Tx and the reception channel number n Rx shown in FIG. 9A is input to the incoherent integrator 122. It The first signal is a signal based on the distance and speed of the target candidate a. The noise component b is superimposed on the first signal.
- FIG. 9B is a diagram showing the relationship between the distance bin number and the velocity bin number of the first signal f b,1,nMDL,inch (q,k) that has been subjected to incoherent integration.
- the incoherent integrator 122 integrates the power of the plurality of first signals f b,1,nMDL (n Tx ,n Rx ,q,k), that is, the signal strength, as shown in the following equation (15). Then, as shown in FIG. 9B, it is possible to obtain a radar device in which the noise component b is averaged and the target detection performance is improved.
- the target candidate detection unit 123 calculates the distance and speed of the target candidate based on the signal intensities of the signals f b,1,nMDL,inch (q,k) obtained by incoherent integration (step ST4c).
- CA-CFAR Cell Average Constant False Alarm Rate
- the target candidate detection unit 123 corresponds to the target candidate of the target candidate number n tgt , and the first signal f b,1,nMDL (n of the transmission channel n Tx and the reception channel n Rx in the first module 1-n MDL .
- the target candidate number n tgt is a serial number assigned to each target candidate.
- the first coherent integrator 124 follows the following expression (16) based on the arrival phase difference corresponding to the arrival angle candidate of the target candidate for the first signal corresponding to the target candidate of the target candidate number n tgt. Then, coherent integration between the channels is performed (step ST5c). However, the first coherent integrator 124 uses the speed corresponding to the speed bin number q ntgt of the target candidate number n tgt when there is the influence of the Doppler frequency between the transmission channels, that is, the target movement. After suppressing, the processing of the following equation (16) is performed.
- the first coherent integrator 124 performs coherent integration between the channels on the first signal f b,1,nMDL (n Tx , n Rx , q ntgt , k ntgt ) to obtain the target candidate number n.
- a signal R 1,ch (n ⁇ , q ntgt , k ntgt ) corresponding to the target candidate of tgt is generated.
- the signal R 1,ch (n ⁇ , q ntgt , k ntgt ) is output from the first coherent integrator 124 to the display 9 and displayed by the display 9.
- N ⁇ is the number of assumed target angles
- n ⁇ is the target angle number assigned to the assumed target angle.
- ⁇ ′ Tx (n MDL , n Tx , n ⁇ ) is the phase difference in the transmission channel of the transmission channel number n Tx of the first module 1-n MDL for the target angle of the target angle number n ⁇ . It is represented by the following formula (17). Further, ⁇ ′ Rx (n MDL , n Rx, nMDL , n ⁇ ) arrives at the reception channel number n Rx, nMDL of the first module 1-n MDL for the target angle of the target angle number n ⁇ .
- the phase difference is represented by the following formula (18).
- the signal R 1,ch (n for the target candidate of the target candidate number n tgt ⁇ 1 , q ntgt , k ntgt ) are coherently integrated and the signal power shows a maximum value. That is, the power of the signal after the coherent integration is increased by coherently integrating the signals for each transmission channel and each reception channel in the first module 1-n MDL . Therefore, by using the signal, it is possible to obtain a radar device with improved target detection performance.
- FIG. 10A is a diagram showing a relationship between a transmission channel and a reception channel in an actual antenna arrangement.
- FIG. 10B is a diagram showing the relationship between the transmission channel and the reception channel in consideration of the actual antenna arrangement and the virtual antenna arrangement.
- the antennas denoted by reference numerals (1) and (2) are antennas included in the first transmission unit 10, and each corresponds to a transmission channel.
- the antenna denoted by reference numeral (3) is an antenna included in the first reception unit 11, and each corresponds to a reception channel.
- the antenna aperture length is D.
- the first signal processor 12 coherently integrates signals for each transmission channel and each reception channel in the first module 1-1 to form a virtual reception channel denoted by reference numeral (4). .. This virtually increases the antenna aperture length of the first module 1-1 from D to 2D.
- 2Dsin ⁇ is the phase difference between channels.
- the discrete Fourier transform according to the above equation (16) is performed on the first signal corresponding to the target candidate with the target candidate number n tgt has been described above, but the present invention is not limited to this.
- a Fast Fourier Transform FFT
- MUSIC Multiple Signal Classification
- ESPRIT Estimat of Signals Via Rotational Invariant
- the above formula (16) although it is described as the far field, if the received wave cannot be approximated as a plane wave due to a wide aperture, it may be integrated as a near field.
- FIG. 11 is a flowchart showing the detailed processing of step ST5 of FIG.
- the third module 3-n TxEx transmits a transmission RF signal
- the third local oscillation signal generator 3-6-n TxEx generates a third local oscillation signal (step ST1d).
- the third local oscillation signal is synchronized with the first local oscillation signal.
- n TxEx is 1.
- the code modulation unit 3-5-n TxEx performs code modulation on the third local oscillation signal generated by the third local oscillation signal generation unit 3-6-n TxEx (step ST2d). In this code modulation processing, the code modulation unit 3-5-n TxEx adds a code to the third local oscillation signal, so that the transmission channel number n Tx of the third module 3-n TxEx is transmitted. To generate a transmission RF signal Tx 3,nTxEx (h,t).
- the transmitter 3-3-n TxEx outputs the transmission RF signal input from the code modulator 3-5-n TxEx to the antenna 3-2-n TxEx .
- the antenna 3-2-n TxEx radiates the transmission RF signal into space (step ST3d).
- the antenna 3-2-1 radiates a transmission RF signal into space.
- FIG. 12C is a diagram showing a transmission timing of a transmission RF signal by the third module 3-1.
- FIG. 12D is a diagram showing a transmission timing of a transmission RF signal by the third module 3-2.
- the number of transmission channels N Tx,nTxEx in the third transmission unit 30 is 1, and the number of modules n TxEx is 2.
- the third transmitter 30 included in the third module 3-1 transmits the transmission RF signal using the antenna 3-2-1 at the transmission timing shown in FIG. 12C, for example.
- the third transmitter 30 included in the third module 3-2 transmits the transmission RF signal using the antenna 3-2-1 at the transmission timing shown in FIG. 12D, for example.
- the third module 3-1 and the third module 3-2 alternately transmit the transmission RF signal in a time division manner, so that the orthogonality of the transmission RF signal is increased as shown in FIGS. 12C and 12D.
- the code modulation unit 3-5-n TxEx performs different code modulation between the third module 3-1 and the third module 3-2, so that the interference wave suppression performance is improved.
- 12A to 12D show the case where four transmission RF signals are transmitted in a time division manner, the first transmission unit 10 and the third transmission unit 30 perform code division on a plurality of transmission RF signals. You may send it. In this case, the transmission RF signal is converted into a separable signal by code modulation and then transmitted simultaneously. However, since the cross-correlation of the received signal spreads in the target velocity direction, a sufficient number of chirps is required.
- 12A to 12D show the case where four transmission RF signals are transmitted in a time division manner, the first transmission unit 10 and the third transmission unit 30 divide a plurality of transmission RF signals by frequency division. You may send it. In this case, the transmitted RF signals are transmitted at the same time after they are signals using frequency bands that can be separated from each other. As a method of separating a plurality of transmission RF signals, time division, code division, and frequency division may be used in appropriate combination.
- FIG. 13A is a flowchart showing the processing by the first module 1-n MDL in step ST6 of FIG.
- the transmitted RF signal radiated into the space by the third module 3-n TxEx is reflected by the target existing in the space to become the reflected RF signal A.
- the reflected RF signal A is incident on the antenna 1-7-n Rx,nMDL in the first receiving unit 11 included in the first module 1-n MDL .
- the antennas 1-7-n Rx, n MDL receive the incident reflected RF signal A (step ST1e).
- the reflected RF signal A received by the antenna 1-7-n Rx,nMDL is received by the receiver 1-8-n Rx,nMDL as a received RF signal in the receiving channel n Rx,nMDL of the first module 1-n MDL. Is output.
- the receiver 1-8-n Rx, n MDL down-converts the received RF signal using the first local oscillation signal (step ST2e). Subsequently, the receiver 1-8-n Rx, n MDL filters the down-converted signal using a bandpass filter, amplifies the intensity of the signal passed through the bandpass filter, and then performs phase detection. By these processes, the reception beat signal in the reception channel of the reception channel number n Rx,nMDL of the first module 1-n MDL is generated. The received beat signal is output from the receiver 1-8-n Rx,nMDL to the A/D converter 1-9-n Rx,nMDL .
- the A/D converter 1-9-n Rx,nMDL converts the reception beat signal in the reception channel number n Rx,nMDL reception channel of the first module 1-n MDL from an analog signal to a digital signal
- the reception beat signal V 1,nMDL (3,n Tx ,n Rx ,h,m) is generated (step ST3e).
- the reception beat signal V 1,nMDL (3,n Tx ,n Rx ,h,m) is the third reception beat signal in the reception channel number n Rx,nMDL of the first module 1-n MDL. ..
- nMDL (n Tx, n Rx, h, m) and reception beat signal V 1, nMDL are denoted (3, n Tx, n Rx , h, m) and.
- FIG. 13B is a flowchart showing the processing by the second module 2-n RxEx in step ST6 of FIG.
- Reflected RF signal A third module 3-n transmit RF signal radiated into space by the TxEx includes antennas 2-7-n Rx in the second receiving portion 20 provided in the second module 2-n RxEx, nRxEx Is incident on.
- the antennas 2-7-n Rx, nRxEx receive the incident reflected RF signal A (step ST1f).
- the reflected RF signal A received by the antennas 2-7-n Rx, nRxEx is transmitted to the receiver 2-8-n Rx, nRxEx as a received RF signal in the reception channels n Rx, nRxEx of the second module 2-n RxEx. Is output.
- the receivers 2-8-n Rx, nRxEx down-convert the received RF signal using the second local oscillation signal (step ST2f). Subsequently, the receivers 2-8-n Rx, nRxEx filter the down-converted signal using a bandpass filter, amplify the intensity of the signal that has passed through the bandpass filter, and then perform phase detection. By these processes, the reception beat signal in the reception channels of the reception channel numbers n Rx and nRxEx of the second module 2-n RxEx is generated. The received beat signal is output from the receiver 2-8-n Rx, nRxEx to the A/D converter 2-9-n Rx, nRxEx .
- the A/D converters 2-9-n Rx, nRxEx convert the reception beat signal in the reception channel number n Rx, nRxEx of the second module 2-n RxEx from the analog signal into the digital signal,
- the reception beat signal V 2,nRxEx (3,n Tx ,n Rx ,h,m) is generated (step ST3f).
- the reception beat signal V 2,nRxEx (3,n Tx ,n Rx ,h,m) is the second reception beat signal in the reception channel number n Rx, n RxEx of the second module 2-n RxEx. ..
- the received beat signal V 1,nMDL (n Tx ,n Rx ,h,m) represented by 12) is expressed as a received beat signal V 2,nRxEx (3,n Tx ,n Rx ,h,m).
- FIG. 14 is a flowchart showing detailed processing of steps ST7 and ST8 of FIG.
- the first separating unit 120 receives the reception beat signal in the reception channel number n Rx, n MDL reception channel of the first module 1-n MDL obtained in step ST3e of FIG. 13A.
- V 1,nMDL (3,n Tx ,n Rx ,h,m) is input from the A/D converter 1-9-n Rx,nMDL .
- the first separation unit 120 demodulates the received beat signal V 1,nMDL (3,n Tx ,n Rx ,h,m) in the same manner as in the equation (13).
- the demodulated reception beat signal is separated into signals for each transmission channel in the third module 3-n TxEx and for each reception channel in the first module 1-n MDL (step ST1g).
- the third reception beat signals V 1,nMDL,C (corresponding to the transmission channel numbers n Tx, nTxEx in the third module 3-n TxEx and the reception channel numbers n Rx in the first module 1-n MDL ) 3, n Tx , n Rx , h, m) is generated.
- the first signal generation unit 121 uses the third received beat signals V 1,nMDL,C (3,n Tx ,n Rx ,h,m) to determine the target candidate number n tgt .
- V 1,nMDL,C 3,n Tx ,n Rx ,h,m
- the distance and velocity of the target candidate with the target candidate number n tgt A third signal f b,1,nMDL (3,n Tx ,n Rx ,q ntgt ,k ntgt ) based on the signal is generated (step ST2g).
- the third signal f b,1,nMDL (3,n Tx ,n Rx ,q ntgt ,k ntgt ) is output from the first signal generator 121 to the second coherent integrator 125.
- the second separating unit 210 receives the reception beat signal in the reception channel number n Rx, nRxEx of the second module 2-n RxEx obtained in step ST3f of FIG. 13B.
- V 2,nRxEx (3,n Tx ,n Rx ,h,m) is input from the A/D converter 2-9-n Rx,nRxEx .
- the second separation unit 210 demodulates the received beat signal V 2,nRxEx (3,n Tx ,n Rx ,h,m) in the same manner as in the above equation (13).
- the demodulated reception beat signal is separated into signals for each transmission channel in the third module 3-n TxEx and for each reception channel in the second module 2-n RxEx (step ST1g-1).
- the second reception beat signal V 2 corresponding to the transmission channel numbers n Tx, nTxEx in the third module 3-n TxEx and the reception channel numbers n Rx,nRxEx in the second module 2-n RxEx .
- nRxEx, C (3, n Tx , n Rx, h, m) is generated.
- the second signal generation unit 211 uses the second received beat signals V 2,nRxEx,C (3,n Tx ,n Rx ,h,m) to determine the target candidate number n tgt .
- the second signal f b,2,nRxEx (3,n Tx ,n Rx ,q ntgt ,k ntgt ) is generated (step ST2g-1).
- the second signal f b,2,nRxEx (3,n Tx ,n Rx ,q ntgt ,k ntgt ) is supplied from the second signal generation unit 211 to the second coherent integration provided in the first signal processor 12. It is output to the section 125. Since the target candidate detection unit 123 is configured to detect the target candidate, it is possible to perform the calculation only on the signals corresponding to the speed bin number q ntgt and the distance bin number k ntgt of the target candidate number n tgt. It is possible to obtain a radar device in which the amount of calculation is reduced and the cost is reduced.
- the calculation amount for performing the fast Fourier transform in the hit direction for the signals corresponding to all the distance bin numbers M is M(H/2)log 2 H, and the target candidate number n shown in the following equation (20) is used.
- calculation amount for calculating the signal of the speed bin number q Ntgt corresponding to range bin number k Ntgt target candidate tgt is because it is HN tgt, the M (H / 2) log 2 H»HN tgt.
- the second signal f b,2,nRxEx (3,n Tx ,n Rx ,q ntgt ,k ntgt ) limited to the velocity bin number q ntgt and the distance bin number k ntgt of the target candidate number n tgt. Is output, the amount of communication can be reduced, and the scale of the radar device can be reduced.
- the second coherent integrator 125 includes the second signal f b,2,nRxEx (3,n Tx ,n Rx ,q ntgt ,k ntgt ) generated by the second signal processor 21 and the first signal.
- the arrival phase difference corresponding to the arrival angle candidate of the target candidate is calculated. Based on the following formula (21) based on the coherent integration is performed (step ST3g).
- the signal R 3,ch (n ⁇ , q ntgt , k ntgt ) for the target candidate with the target candidate number n tgt is generated.
- the second coherent integrator 125 uses the speed corresponding to the speed bin number q ntgt of the target candidate of the target candidate number n tgt when there is the influence of the Doppler frequency between the transmission module and the transmission channel, that is, the target movement. After suppressing the influence, the processing of the following equation (21) is performed.
- N ⁇ is the number of assumed target angles
- n ⁇ is the target angle number assigned to the assumed target angle
- ⁇ ′ Tx (3,n TxEx ,n MDL ,n ⁇ ) is the transmission channel of the third module 3-n TxEx and the reception channel of the first module 1-n MDL for the target angle of the target angle number n ⁇ . It is the phase difference with.
- ⁇ ′ Rx (n MDL , n Rx, nMDL , n ⁇ ) is the arrival phase difference in the reception channel number n Rx, nMDL of the first module 1-n MDL for the target angle of the target angle number n ⁇ . Is.
- ⁇ ′′ Tx (3,n TxEx ,n RxEx ,n ⁇ ) is the position between the transmission channel of the third module 3-n TxEx and the second module 2-n RxEx for the target angle of the target angle number n ⁇ .
- ⁇ ′′ Rx (n RxEx , n Rx, nRxEx , n ⁇ ) is the receiving channel of the second module 2-n RxEx for the target angle of the target angle number n ⁇ and the receiving channel of the nRx, nRxEx . It is the arrival phase difference in.
- the third module 3-n TxEx may comprise a receive channel. That is, the third module 3-n TxEx may be a module that performs transmission and reception similarly to the first module 1-n MDL .
- Angle calculation unit 126 a signal for the target candidates of the target candidate number n tgt R 3, ch (n ⁇ , q ntgt, k ntgt) based on the signal strength of the angle candidate in the target candidate target candidate number n tgt n ′ ⁇ , tgt is calculated (step ST4g).
- the angle ⁇ (n′ ⁇ , tgt ) corresponding to the angle candidates n′ ⁇ , tgt is output from the angle calculation unit 126 to the display unit 9.
- the display 9 displays the speed, distance, and angle of the target candidate with the target candidate number n tgt on the screen.
- the signal R 3,ch (n ⁇ , q ntgt , k ntgt ) for the target candidate of the target candidate number n tgt is coherently integrated.
- the signal power shows the maximum value. That is, a signal for each transmission channel of the third module 3-n TxEx and for each reception channel of the first module 1-n MDL , and for each transmission channel of the third module 3-n TxEx and for each second module 2-
- the power of the signal after coherent integration is increased by coherently integrating the signal of each reception channel of n RxEx .
- FIG. 15A is a diagram showing an actual antenna arrangement in the radar device according to the first embodiment.
- FIG. 15B is a diagram showing an actual antenna arrangement and a virtual antenna arrangement in the radar device according to the first embodiment.
- the third module 3-1, the second module 2-1, the first module 1-1, the second module 2-2 and the third module 3-2 are linear in this order. It is located in.
- the antenna aperture length corresponding to each reception channel of the second module 2-1, the first module 1-1 and the second module 2-2 is D, it corresponds to the reception channel (1a) of the entire radar device.
- the antenna aperture length is 3D.
- 3Dsin ⁇ is the phase difference between channels.
- the first signal processor 12 includes a third module 3-n TxEx transmission channel, a first module 1-n MDL reception channel, a third module 3-n TxEx transmission channel, and a second module
- a virtual reception channel denoted by reference numeral (2a) in FIG. 15B is formed.
- the antenna aperture length of the radar device according to the first embodiment virtually increases from 3D to 6D.
- 6Dsin ⁇ is the phase difference between channels.
- FIG. 16 is a diagram showing the relationship between the angle of the target candidate and the power of the signal corresponding to this when the number of target candidates is one.
- a curve (a) shows the relationship between the power of the signal transmitted and received by the first module 1-1 shown in FIG. 10A and the angle of the target candidate calculated using this signal. Since the coherent integration is not performed, the antenna aperture length remains D, and the angular resolution is low as is clear from the curve (a).
- the curve (b) shows the power of the signal obtained by the coherent integration between the channels shown in FIG. 9 and the power of this signal in the first module 1-1 having two transmission channels and one reception channel.
- the relationship with the calculated target candidate angle is shown.
- the curve (b) since the virtual reception channel is added and the antenna aperture length becomes 2D, the curve (b) has higher angular resolution than the curve (a). However, sufficient angular resolution cannot be obtained.
- the curve (c) is for each transmission channel of the third module 3-1 or 3-2, each reception channel of the first module 1-1, and each reception channel of the second module 2-1 to 2-4. Shows the relationship between the power of the signal obtained by coherent integration of the signal and the angle of the target candidate calculated using this signal. This relationship is obtained by comparing the signal transmitted from the third module 3-1 or 3-2 with the first module 1-1 and the second modules 2-1 to 2-4 in the radar device shown in FIG. It was obtained by receiving at each of. By performing coherent integration of signals between modules and channels, the angular resolution is significantly improved.
- FIG. 17 is a diagram showing the relationship between the angle of the target candidate and the power of the signal corresponding to this when the number of target candidates is two.
- the curve (a1) is the power of the signal obtained by the coherent integration between the channels shown in FIG. 9 in the first module 1-1 having two transmission channels and one reception channel. The relationship with the target angle calculated using this signal is shown.
- Curves (b1) and (b2) are the results obtained by processing the signals obtained by the coherent integration for each target.
- the first module 1-1 alone does not provide sufficient angular resolution even if there are two targets, and the respective targets cannot be obtained. It cannot be separated and angle cannot be measured.
- the curve (c1) is for each transmission channel of the third module 3-1 or 3-2, each reception channel of the first module 1-1, and each reception channel of the second module 2-1 to 2-4. Shows the relationship between the power of the signal obtained by coherent integration of the signal and the angle of the target candidate calculated using this signal. This relationship is obtained by comparing the signal transmitted from the third module 3-1 or 3-2 with the first module 1-1 and the second modules 2-1 to 2-4 in the radar device shown in FIG. It was obtained by receiving at each of. By using these modules, the two targets can be separated and the angle can be measured.
- the radar device according to the first embodiment can detect a target with small reflected power by suppressing the phase noise. Further, as is apparent from the curve (c1) shown in FIG. 17, the radar device according to the first embodiment can obtain an angular resolution that cannot be achieved by the first module 1-1 alone. As a result, it is possible to obtain a radar device with improved target detection performance.
- the present invention is not limited to this.
- the antennas corresponding to the transmission channel and the reception channel may be arranged differently in the vertical direction or the horizontal direction, or in the vertical direction and the horizontal direction.
- the radar device according to the first embodiment can calculate only the angle on the target horizontal plane, only the target elevation angle, or the target angle with respect to the horizontal plane and the vertical.
- the radar device according to the first embodiment can disperse the first module, the second module, and the third module, even if there is a constraint that a plurality of modules cannot be arranged in a concentrated manner, It is possible.
- the radar device according to the first embodiment uses the first module, the second module, and the third module to obtain a wide antenna aperture that cannot be realized by only the first module. This improves the target angular resolution.
- FIG. 18A is a diagram showing an outline of a conventional radar device in which a plurality of modules use the same local oscillation signal.
- the conventional radar device shown in FIG. 18A includes modules 150 to 153.
- the module 150 includes a transmitter 150a and a local oscillation signal generator 150b.
- the module 151 includes a receiving unit 151a
- the module 152 includes a receiving unit 152a
- the module 153 includes a transmitting unit 153a.
- the local oscillation signal generator 150b distributes the same local oscillation signal to the plurality of modules 150 to 153, respectively. In this configuration, as the distribution number increases, the power of the local oscillation signal decreases correspondingly. Therefore, the local oscillation signal generator 150b needs to be a large-scale device capable of compensating for the distribution loss of the local oscillation signal, which increases the cost.
- FIG. 18B is a diagram showing an outline of a conventional radar device in which a plurality of modules use different local oscillation signals.
- the conventional radar device shown in FIG. 18B includes modules 160 to 163.
- the module 160 includes a transmitter 160a and a local oscillation signal generator 160b.
- the module 161 includes a reception unit 161a and a local oscillation signal generator 161b
- the module 162 includes a reception unit 162a and a local oscillation signal generator 162b
- the module 163 includes a transmission unit 163a and a local oscillation signal generator 163b. ..
- the local oscillation signal generators 160b to 163b generate different local oscillation signals. Therefore, the phase noise increases.
- FIG. 18C is a diagram showing an outline of the radar device according to the first embodiment.
- the first module 1-1, the second modules 2-1 to 2-N RxEx and the third modules 3-1 to 3-N TxEx Since each of them has a local oscillation signal generation unit, distribution loss of the local oscillation signal is reduced. Furthermore, by using the same local oscillation signal for transmission and reception, the influence of phase noise is suppressed, and even a target with small reflected power can be detected.
- FIG. 19A is a diagram showing the relationship between the power of a signal corresponding to a target measured by a conventional radar device and the target distance.
- a curve A1 indicates the relationship between the power of the received signal that is assumed for a target with small reflected power and the distance to the target.
- a curve B1 shows the relationship between the power of the received signal and the distance to the target, which is measured by the conventional radar device shown in FIG. 18B and has a large reflected power. The target with small reflected power exists around the target with large reflected power.
- the threshold value P ⁇ nis,TH is a threshold value of the loss due to the phase noise, and in the curve B1 showing the received signal corresponding to the target measured by the conventional radar device, as shown by the arrow, the loss due to the phase noise is equal to the threshold value P ⁇ nis, larger than TH .
- the radar device shown in FIG. 18B includes a module 160 as a transmission sub-array unit and modules 161 and 162 as a reception sub-array unit.
- a plurality of receiving sub-array units receive signals, and the transmitting sub-array unit and the receiving sub-array unit use different local oscillation signals. Therefore, in the radar device shown in FIG. 18B, as shown in FIG. 19A, phase noise increases in a signal corresponding to a target with large reflected power, and detection of targets with small reflected power existing around the target is not possible. Have difficulty. Therefore, with respect to this problem, the radar device shown in FIG. 18B needs to combine the reception signals of the plurality of reception sub-array units for each arrival angle of the target, and the amount of calculation for obtaining the target angle increases. ..
- FIG. 19B is a diagram showing the relationship between the power of the signal corresponding to the target measured by the radar device according to the first embodiment and the target distance.
- a curve A1 shows the relationship between the power of the received signal assumed for a target with small reflected power and the distance to the target.
- a curve B2 shows the relationship between the power of the received signal and the distance to the target, which is measured by the radar device according to the first embodiment, for the target having large reflected power.
- the radar device uses the same local oscillation signal on the transmitting side and the receiving side, in the curve B2 indicating the received signal corresponding to the target, as shown by the arrow, the loss due to the phase noise is the threshold P It is smaller than ⁇ nis and TH , and the influence of phase noise is suppressed. This improves the detection performance of a target having a small reflected power existing around the target having a large reflected power. That is, in the radar device according to the first embodiment, the influence of the phase noise of the reception beat signal is reduced by virtually widening the antenna aperture by using a plurality of modules that use the same local oscillation signal on the transmission side and the reception side.
- the angular resolution of the target can be improved while maintaining the detection accuracy of the target. Further, before the target detection, beam combining for all distance bins and velocity bins, that is, integration between the reception channels is not necessary, so that the amount of calculation for obtaining the target angle is reduced.
- FIG. 20A is a graph showing the relationship between frequency and time used for signal transmission/reception in the first module 1-n MDL .
- a straight line C indicates the relationship between the frequency of the local oscillation signal used in the first transmission unit 10 and time.
- c is the speed of light
- R max is the maximum detection distance predetermined by the radar device according to the first embodiment.
- the local oscillation signal on the transmitting side and the local oscillation signal on the receiving side are synchronized as shown in FIG. 20A. ing.
- FIG. 20B is a graph showing the relationship between the phase and time in the first local oscillation signal and the reflected RF signal received by the first receiving unit 11.
- a curve C1 shows the relationship between the phase of the first local oscillation signal and time.
- a curve D1 shows the relationship between the phase of the reflected RF signal of the transmission RF signal transmitted by the first transmitter 10 and time.
- E1 is the phase noise difference between the first local oscillation signal and the reflected RF signal.
- FIG. 20C is a graph showing the relationship between the phase and time in the second local oscillation signal and the reflected RF signal received by the second receiving unit 20.
- a curve C2 shows the relationship between the phase of the second local oscillation signal and time.
- the curve D2 shows the relationship between the phase of the reflected RF signal of the transmission RF signal transmitted by the first transmission unit 10 and time, similar to the curve D1 shown in FIG. 20B.
- the second local oscillation signal in FIG. 20C is a local oscillation signal different from the first local oscillation signal.
- E2 is the phase noise difference between the second local oscillation signal and the reflected RF signal.
- the following equation (22) is the difference between the phase noise of the first local oscillation signal used by the first transmitter 10 and the phase noise of the first local oscillation signal used by the first receiver 11, and the first equation The magnitude relationship between the phase noise of the first local oscillation signal used by the transmitter 10 and the phase noise of the second local oscillation signal used by the second receiver 20 is shown.
- ⁇ nis,1,nMDL,nTx (t) is the phase noise of the first local oscillation signal in the transmission channel of the transmission channel number n Tx of the first module 1-n MDL .
- ⁇ nis,1,nMDL,nTx (t ⁇ 2R max /c) is the phase noise of the first local oscillation signal in the reception channel number n Rx,nMDL of the first module 1-n MDL .
- ⁇ nis,2,nRxEx,nTx (t ⁇ 2R max /c) is the phase noise of the second local oscillation signal in the reception channel number n Rx,nRxEx of the second module 2-n RxEx. is there.
- the first transmitter 10 and the first receiver 11 use the same first local oscillation signal
- the second module 2-n RxEx the second receiver.
- the phase noise difference E1 is smaller than the phase noise difference E2, as shown in FIGS. 20B and 20C.
- the above equation (22) shows this relationship, and the difference in phase noise when the first transmitter 10 and the first receiver 11 use the same first local oscillation signal is The difference is smaller than the phase noise difference when the unit 20 uses the second local oscillation signal different from the first local oscillation signal.
- the first module 1-n MDL has a first local oscillation signal generation unit 1-6-1 that suppresses phase noise according to the relationship of the following equation (23), and as shown in FIG. 19B, The phase noise is suppressed below a desired level.
- ⁇ nis is the allowable upper limit value of the phase noise difference.
- the characteristics of the local oscillation signals on the transmitting side and the receiving side are different, as shown on the right side of the above equation (22), so that the influence of phase noise is reduced. It cannot be suppressed and the target detection performance deteriorates.
- the local oscillation signals different from each other may be adjusted so that the phase noise difference is equal to or less than ⁇ nis, but the cost is increased by performing this adjustment. Therefore, the first local oscillation signal generation unit 1-6-1 that suppresses the phase noise according to the relationship of the above equation (23) is useful.
- the first local oscillation signal generation unit 1-6-1 uses the first local oscillation signal for down-converting the reflected RF signal received by the first reception unit 11, loss due to phase noise
- the first local oscillation signal generation unit 1-6-1 adjusts radar parameters such as the modulation band B 0 , the sampling frequency f s, and the maximum detection distance R max so that the loss P ⁇ nis due to desired phase noise is a threshold value. Phase noise is suppressed so as to be P ⁇ nis,TH or less.
- the first local oscillation signal generation unit 1-6-1 satisfies the above equation (23), the following equation (24), the following equation (25), the following equation (26) and the following equation (27) are used.
- the modulation band B 0 the sampling frequency f s , and the measurable distance R amb,fs of the sampling frequency f s are set.
- P ⁇ nis, TH is a threshold loss P Fainis by phase noise
- f b Rmax is the maximum detectable range R max of the beat frequency
- P ⁇ nis (f b, Rmax , f s) is the maximum detectable It is the loss due to the phase noise when the beat frequency f b, R max of the distance R max and the sampling frequency f s .
- the following expression (24) shows the relationship between the modulation band B 0 and the sampling frequency f s for the first local oscillation signal generation unit 1-6-1 to satisfy the desired performance.
- the following equation (25) is a distance R amb that allows the first local oscillation signal generation unit 1-6-1 to satisfy the desired performance, without any ambiguity between the maximum detection distance R max and the sampling frequency f s. , Fs .
- the following formula (26) represents the relationship between the beat frequencies f b and R max of the maximum detection distance R max and the sampling frequency f s for the first local oscillation signal generation unit 1-6-1 to satisfy the desired performance. Showing.
- the following expression (27) is used as the threshold frequency P ⁇ nis,TH of the loss P ⁇ nis due to phase noise and the beat frequency of the maximum detection distance R max in order for the first local oscillation signal generator 1-6-1 to satisfy the desired performance.
- the relationship between f b, Rmax and the sampling frequency f s is shown.
- the following expression (28) is a relationship between the maximum detection distance R max and the beat frequencies f b, R max of the maximum detection distance R max for satisfying the desired performance of the first local oscillation signal generation unit 1-6-1. Is shown.
- the following formula (29) is used for the first local oscillation signal generation unit 1-6-1 to satisfy the desired performance.
- the sampling frequency f s and the sampling frequency f s can be measured without any ambiguity and the distance R amb, The relationship with fs is shown.
- the radar device uses the first local oscillation signal that has been frequency-modulated to down-convert the reflected RF signal, as in the case of the transmission RF signal, as shown in the above equation (9).
- the sampling frequency f s can be made lower than the modulation band B 0 .
- the sampling frequency f s of the modulation band B 0 or more is used, the first local oscillation signal and the reflection RF signal (reflection signal of the first transmission signal) from the target at a distance equal to or greater than the distance resolution are: Correlation becomes low and the influence of phase noise increases.
- the first local oscillation signal generation unit 1-6-1 sets the radar parameter so that the sampling frequency f s is lowered according to the following equation (24) and the correlation between the two signals becomes high. , It is possible to suppress the loss due to the phase noise of the reflected RF signal from the target located within the maximum detection distance R max .
- FIG. 21 is a diagram showing the relationship between the loss due to phase noise and the beat frequency.
- the sampling frequency f s,H is a high sampling frequency that does not satisfy the above formula (26) and the above formula (27)
- the sampling frequency f s,L is the above formula (26) and the above formula (27). ) Is not satisfied, it is a low sampling frequency.
- the beat frequency f b at the sampling frequency f s,H satisfies the above (26) but does not satisfy the above expression (27), as indicated by the reference sign Fa in FIG.
- Fa the reference sign
- the loss P ⁇ nis (fs ,H ) due to the phase noise at the beat frequency f b,Rmax of the maximum detection distance R max is equal to the threshold value of the loss due to the phase noise.
- the beat frequency f b when the sampling frequency f s,L is lowered does not satisfy the above (26), but satisfies the above equation (27) and is a short distance. Therefore, the correlation between the first local oscillation signal and the reflected RF signal (reflected signal of the first transmission signal) becomes high.
- the first local oscillation signal generation unit 1-6-1 sets the value of the radar parameter to a value within the area indicated by the symbol F in FIG. 21, which satisfies the above expressions (26) and (27).
- the loss due to the phase noise indicated by the symbol Fb in FIG. 21 becomes equal to or less than the threshold P ⁇ nis,TH , that is, the above equation (23) is satisfied.
- P ⁇ nis,TH the threshold P ⁇ nis,TH
- the radar device according to the first embodiment is provided with a first module 1-1, a second module 2-1 to 2-4 or 2-1 to 2-5, and a third module 3-1. 3-2 is provided.
- FIG. 22 is a diagram showing a first arrangement example of the first module 1-1, the second modules 2-1 to 4-4, and the third modules 3-1 and 3-2 in the vehicle 40.
- the third module 3-1, the second module 2-1, the second module 2-2, and the first module 1-1 are provided near the windshield of the vehicle 40.
- the second module 2-3, the second module 2-4, and the third module 3-2 are linearly arranged in this order.
- FIG. 23 is a diagram showing a second arrangement example of the first module 1-1, the second modules 2-1 to 2-5, and the third modules 3-1 and 3-2 in the vehicle 40. is there.
- the third module 3-1 is arranged near the windshield of the vehicle 40, and the bumper of the vehicle 40 has the third module 3-1 and the second module 2-1. 2-5 and the third module 3-2 are arranged linearly in this order.
- FIG. 24 is a diagram showing a third arrangement example of the first module 1-1, the second modules 2-1 to 2-5, and the third modules 3-1 and 3-2 in the vehicle 40. is there.
- the first module 1-1 is arranged in the emblem portion on the front of the vehicle 40, and the third module 3-1 and the second module are arranged near the windshield of the vehicle 40.
- 2-1 to 2-5 and the third module 3-2 are linearly arranged in this order.
- FIG. 25 is a diagram showing a fourth arrangement example of the first module 1-1, the second modules 2-1 to 2-4, and the third modules 3-1 and 3-2 in the vehicle 40. is there.
- the second module 2-1, the second module 2-2, the first module 1-1, and the second module 2-3 are provided near the windshield of the vehicle 40.
- the second modules 2-4 are arranged linearly in this order.
- the third module 3-1 and the third module 3-2 are arranged on the bumper of the vehicle 40.
- the radar device according to the first embodiment has a high degree of freedom in module placement, it is possible to dispose a plurality of modules in a distributed manner as shown in FIGS. 22, 23, 24, and 25. That is, the radar device according to the first embodiment can cope with the size of the vehicle or various arrangement locations as compared with the configuration in which all the modules are integrated. Further, it is possible to set the number of modules according to desired specifications, for example, according to angular resolution.
- the radar device includes a processing circuit for executing the processing from step ST1 to step ST8 shown in FIG.
- the processing circuit may be dedicated hardware or may be a CPU (Central Processing Unit) that executes a program stored in the memory.
- FIG. 26A is a block diagram showing a hardware configuration that realizes the functions of the radar device according to the first embodiment.
- FIG. 26B is a block diagram showing a hardware configuration that executes software that implements the functions of the radar device according to the first embodiment.
- the antenna 100 includes an antenna 1-2-n Tx included in the first transmitter 10, an antenna 1-7-n Rx,nMDL included in the first receiver 11, and a second receiver.
- the display 101 is the display 9 shown in FIG.
- the input/output interface 102 includes an antenna 100, a transmitter 1-3-n Tx , a receiver 1-8-n Rx,nMDL , a receiver 2-8-n Rx,nRxEx or a transmitter via a signal bus 104. 3-3-n Relays signal exchange with Tx and nTxEx . Further, the input/output interface 102 relays the exchange of signals between the display device 101 and the first signal processor 12 via the signal bus 104.
- the processing circuit 103 may be, for example, a single circuit, a composite circuit, a programmed processor, a parallel programmed processor, or an ASIC (Application Specific Integrated Circuit). ), FPGA (Field-Programmable Gate Array), or a combination thereof.
- the functions of the first transmission unit 10, the first reception unit 11, and the first signal processor 12 in the first module 1-n MDL may be realized by separate processing circuits, and these functions are collectively described. It may be realized by one processing circuit.
- the functions of the second receiving unit 20 and the second signal processor 21 in the second module 2-n RxEx may be realized by separate processing circuits, and these functions may be combined into one processing circuit. May be realized.
- the functions of the third transmitting unit 30 in the third module 3-n TxEx may be realized by separate processing circuits, or these functions may be collectively realized by one processing circuit.
- the processing circuit is the processor 105 shown in FIG. 26B
- Each of the functions of the second receiving unit 20 and the second signal processor 21 in the 2-n RxEx and the function of the third transmitting unit 30 in the third module 3-n TxEx is software, firmware or software and firmware. It is realized by combining with.
- the software or firmware is described as a program and stored in the memory 106.
- the processor 105 reads out the program stored in the memory 106 and executes the program, so that the first transmitting unit 10, the first receiving unit 11, and the first signal processor 12 in the first module 1-n MDL can operate.
- the function, the function of the second receiver 20 and the second signal processor 21 in the second module 2-n RxEx, and the function of the third transmitter 30 in the third module 3-n TxEx are realized.
- the function of each module includes a memory 106 for storing a program that, when executed by the processor 105, results in the processes of steps ST1 to ST8 in the flowchart shown in FIG. ..
- These programs cause the computer to execute the procedure or method of the first module 1-n MDL , the second module 2-n RxEx and the third module 3-n TxEx .
- the memory 106 is a computer-readable storage medium that stores programs for causing the computer to function as the first module 1-n MDL , the second module 2-n RxEx, and the third module 3-n TxEx. Good.
- the memory 106 is, for example, a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), a flash memory, an EPROM (Erasable Programmable Memory), an EEPROM (Electrically memory-volatile or non-volatile semiconductor) such as an EEPROM (Electrically-volatile memory).
- RAM Random Access Memory
- ROM Read Only Memory
- flash memory an EPROM (Erasable Programmable Memory)
- an EEPROM Electrical memory-volatile or non-volatile semiconductor
- a disc, a flexible disc, an optical disc, a compact disc, a mini disc, a DVD, etc. are applicable.
- the first transmitting unit 10 the first receiving unit 11, and the first signal processor 12 in the first module 1-n MDL
- a part is realized by dedicated hardware and a part is realized by software or It may be realized by firmware.
- the first transmission unit 10 and the first reception unit 11 realize the function by the processing circuit 103 that is dedicated hardware, and the first signal processor 12 is stored in the memory 106 by the processor 105.
- the function is realized by reading out and executing the program. In this way, the processing circuit can realize the above functions by hardware, software, firmware, or a combination thereof.
- the first module 1-1 uses the first local oscillation signal to generate the reception beat signal from the received reflection RF signal
- the second module 2-1 generates a reception beat signal from the received reflected RF signal by using the second local oscillation signal synchronized with the first local oscillation signal
- the first signal processor 12 Calculates the target angle using a signal obtained by coherent integration based on the received beat signal generated by the first module 1-1 and the received beat signal generated by the second module 2-1. To do. This makes it possible to increase the target angular resolution while maintaining the target detection accuracy.
- the first module 1-1 has a plurality of transmission channels and a plurality of reception channels.
- the first signal processor 12 performs coherent integration based on the phase difference between channels.
- the third module 3-1 performs coherent integration based on the arrival phase difference caused by the positional relationship between the first module 1-1 and the second module 2-1. By performing these integrations, the target angular resolution can be increased while maintaining the target detection accuracy.
- the first module 1-n MDL is used to detect a target candidate
- the second module 2-n RxEx and the third module 3-n TxEx are used to improve the target angular resolution.
- the radar device is not limited to this.
- the radar device may include only the first module 1-n MDL and the second module 2-n RxEx , and may include only the first module 1-n MDL and the third module 3-n TxEx. May be.
- the reception signal of the first module 1-n MDL and the reception signal of the second module 2-n RxEx may be combined to further improve the target angular resolution.
- FIG. 27 is a block diagram showing the configuration of the radar device according to the second embodiment. Unlike the radar device according to the first embodiment, the radar device according to the second embodiment does not include the second module 2-n RxEx , and as shown in FIG. MDL , third module 3-n TxEx and indicator 9.
- FIG. 28 is a flowchart showing the operation of the radar device according to the second embodiment and shows a signal processing method by the radar device according to the second embodiment.
- the first transmitter 10 included in the first module 1-n MDL radiates a transmission RF signal into space (step ST1h).
- the transmitted RF signal is reflected by the object and returns to the radar device.
- the first receiving unit 11 included in the first module 1-n MDL receives the reflected RF signal of the transmitted RF signal and generates a received beat signal from the reflected RF signal by using the first local oscillation signal ( Step ST2h).
- This reception beat signal is the first reception signal used for detecting the target.
- the first signal processor 12 uses the received beat signal input from the first receiver 11 to calculate the distance and speed of the target candidate for each transmission channel and each reception channel in the first module 1-1. Generate a first signal based on The first signal processor 12 performs incoherent integration on the generated first signal, and calculates the distance and velocity of the target candidate based on the intensity of the signal obtained by the incoherent integration (step ST3h). ).
- the first signal processor 12 corresponds to the arrival angle candidate of the target candidate for the first signal for each transmission channel and each reception channel of the first module 1-n MDL for each target candidate.
- Coherent integration is performed based on the incoming phase difference (step ST4h).
- the first transmitter 10 included in the first module 1-n MDL emits a transmission RF signal into the space
- the third transmitter 30 included in the third module 3-n TxEx enters into the space.
- a transmission RF signal is emitted (step ST5h).
- the transmission RF signal transmitted by the third transmission unit 3 is the third transmission signal.
- the first reception unit 11 included in the first module 1-n MDL receives the reflected RF signal of the transmission RF signal transmitted by the first transmission unit 10 and transmits the transmission RF signal by the third transmission unit 30.
- the reflected RF signal of the RF signal is received.
- the first receiving unit 11 performs the first reception from the reflected RF signal of the transmission RF signal transmitted from the first transmission unit 10, using the first local oscillation signal, in the same procedure as in FIG. 13A. Generate a beat signal.
- the first reception unit 11 generates a third reception beat signal from the reflected RF signal of the transmission RF signal transmitted from the third transmission unit 30 in the same procedure as in FIG. 13A (step ST6h).
- the first reception beat signal is the first reception signal used to calculate the target angle
- the third reception beat signal is the third reception signal used to calculate the target angle.
- the first signal processor 12 uses the first received beat signal in each of the transmission channels and the reception channels of the first module 1-n MDL in the same procedure as steps ST1g and ST2g of FIG. A fourth signal is generated based on the distance and speed of each target candidate. Further, the first signal processor 12 uses the third received beat signal in the same procedure as steps ST1g and ST2g of FIG. 14 for each transmission channel of the third module 3-n TxEx and for the first channel. Module 1-n generates a third signal based on the distance and velocity of each target candidate for each receive channel of the MDL .
- the first signal processor 12 determines the arrival phase difference corresponding to the arrival angle candidate of the target candidate with respect to the third signal and the fourth signal of each target candidate in the same procedure as step ST3g of FIG. Based on this, coherent integration is performed (step ST7h). Finally, the first signal processor 12 calculates the angle of the target candidate using the signal obtained by the coherent integration for each target candidate (step ST8h). Information regarding the angles of the target candidates calculated by the first signal processor 12 is displayed on the display 9.
- the first module 1-n MDL uses the first local oscillation signal to transmit the RF signal transmitted from the first module 1-n MDL.
- Received beat signals are respectively generated from the reflected RF signals of the above and the reflected RF signals of the transmitted RF signals transmitted from the third module 3-n TxEx .
- the first signal processor 12 using the received beat signal generated by the first module 1-n MDL to detect a target, the first module 1-n MDL, the first module 1-n MDL From the reflected beat signal generated from the reflected RF signal of the transmitted RF signal transmitted from the first reflected module and the reflected RF signal of the transmitted RF signal transmitted from the third module 3-n TxEx by the first module 1-n MDL
- the target angle is calculated using the signal obtained by the coherent integration based on the generated reception beat signal. This makes it possible to increase the target angular resolution while maintaining the target detection accuracy.
- the third module 3-n TxEx is detected after the detection of the target. Only one may transmit the transmit RF signal.
- the radar device can improve the target angular resolution while maintaining the target detection accuracy, it can be used, for example, as an obstacle detection device for a vehicle.
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
第1のモジュール(1-1)が、第1の局部発振信号を用いて、送信RF信号の反射RF信号から第1の受信信号を生成し、第2のモジュール(2-1)が、第1の局部発振信号と同期している第2の局部発振信号を用いて、反射RF信号から第2の受信信号を生成し、第1の信号処理器(12)が、第1の受信信号と第2の受信信号とに基づくコヒーレント積分で得られた信号を用いて目標の角度を算出する。
Description
本発明は、レーダ装置および信号処理方法に関する。
近年、自動車に搭載されて、当該自動車の周辺に存在する自動車、歩行者または建物を検出するレーダ装置の開発が進められている。レーダ装置は、電波を放射する送信アンテナと、当該送信アンテナから放射された電波の目標からの反射波を受信する受信アンテナとを備えて、送信アンテナから電波が放射されて反射波が受信アンテナに受信されるまでの時間に基づいて目標までの距離を求める。
例えば、特許文献1には、複数のサブアレイ部を有したレーダ装置が記載されている。特許文献1に記載されたレーダ装置において、複数のサブアレイ部は、平面上に分散して配置されており、それぞれがフェーズドアレイアンテナを有している。平面上に分散して配置された複数のフェーズドアレイアンテナによって1個の等価的な大開口のアンテナが形成される。アンテナの開口長と目標の角度分解能は比例関係にあるので、特許文献1に記載されたレーダ装置では、目標の角度分解能が向上する。
しかしながら、特許文献1に記載されたレーダ装置では、分散して配置された複数のサブアレイ部において、送信信号の生成に用いられる局部発振信号と受信信号のダウンコンバートに用いられる局部発振信号とで同じ信号を用いておらず、位相雑音の影響が大きい。このため、反射電力が大きい目標の周辺に存在する反射電力が小さい目標が検出困難となり、目標の検出精度が低下するという課題があった。これに対して、送信と受信とで同じ局部発振信号を用いようとすると、各モジュールに対して局部発振信号を有線で分配しなければならないため、局部発振信号の周波数が高い場合、位相を揃えることが難しいことに加え、局部発振源の出力電力も大きくしなければならず、コストが増加するという課題が生じる。これに対して、各モジュールに局部発振源を持たせ、周波数の低い基準信号を各局部発振源に分配し、局部発振源の同期をとる構成が考えられるが、その場合、各モジュールの局部発振信号が異なるため、やはり位相雑音の影響が増大し、目標の検出精度が劣化する。
本発明は上記課題を解決するものであり、送信と受信とで同じ局部発振信号を用いる第1のモジュールで位相雑音の影響を抑圧し検出性能を保ちつつ、さらに、第1のモジュールと、第1のモジュールと同期しているが送信と受信とで異なる局部発振信号を用いる第2のモジュールとを用いて、目標の角度分解能を高めることができるレーダ装置および信号処理方法を得ることを目的とする。
本発明に係るレーダ装置は、第1の局部発振信号を用いて第1の送信信号を生成し、第1の送信信号を送信し、第1の送信信号の反射信号を受信して、第1の局部発振信号を用いて、受信された反射信号から第1の受信信号を生成する第1のモジュールと、第1の局部発振信号と同期している第2の局部発振信号を用いて、受信された反射信号から第2の受信信号を生成する第2のモジュールと、第1の受信信号を用いて目標を検出し、目標に対して第1の受信信号と第2の受信信号に基づくコヒーレント積分で得られた信号を用いて目標の角度を算出する信号処理器とを備える。
本発明によれば、第1のモジュールが、第1の局部発振信号を用いて第1の送信信号の反射信号から第1の受信信号を生成し、第2のモジュールが、第1の局部発振信号と同期している第2の局部発振信号を用いて、第1の送信信号の反射信号から第2の受信信号を生成し、信号処理器が、目標に対して第1の受信信号と第2の受信信号に基づくコヒーレント積分で得られた信号を用いて目標の角度を算出する。これにより、目標の検出精度を保ちつつ目標の角度分解能を高めることができる。
実施の形態1.
図1は、実施の形態1に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。実施の形態1に係るレーダ装置は、例えば、図1に示すように、第1のモジュール1-nMDL、第2のモジュール2-nRxEx、第3のモジュール3-nTxExおよび表示器9を備える。表示器9は、例えば、第1のモジュール1-nMDLによって求められた目標の角度の検出結果を表示する。
図1は、実施の形態1に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。実施の形態1に係るレーダ装置は、例えば、図1に示すように、第1のモジュール1-nMDL、第2のモジュール2-nRxEx、第3のモジュール3-nTxExおよび表示器9を備える。表示器9は、例えば、第1のモジュール1-nMDLによって求められた目標の角度の検出結果を表示する。
第1のモジュール1-nMDLは、送信高周波信号を空間へ放射し、送信高周波信号が空間に存在する物体で反射された反射高周波信号を受信する送受信モジュールである。送信高周波信号は、レーダ装置によって空間へ電磁波として放射される第1の送信信号であり、以降では、送信RF信号と記載する。また、反射高周波信号は、空間に存在する物体で反射された送信RF信号の反射信号であり、以降では、反射RF信号と記載する。nMDLは、モジュール番号であり、第1のモジュール1-nMDLの数がNMDL個である場合、第1のモジュール1-1から第1のモジュール1-NMDLまでにそれぞれ割り当てられた通し番号である。図1では、NMDLが1であり、1個の第1のモジュール1-1を示している。
第2のモジュール2-nRxExは、送信RF信号が空間に存在する物体で反射された反射RF信号を受信する受信モジュールである。nRxExは、モジュール番号であり、第2のモジュール2-nRxExの数がNRxEx個である場合、第2のモジュール2-1から第2のモジュール2-NRxExまでにそれぞれ割り当てられた通し番号である。図1では、NRxExが1であり、1個の第2のモジュール2-1を示している。
第3のモジュール3-nTxExは、送信RF信号を空間へ放射する送信モジュールである。nTxExは、モジュール番号であり、第3のモジュール3-nTxExの数がNTxEx個である場合、第3のモジュール3-1から第3のモジュール3-NTxExまでにそれぞれ割り当てられた通し番号である。図1では、NTxExが1であり、1個の第3のモジュール3-1を示している。
第1のモジュール1-nMDLは、図1に示すように、第1の送信部10、第1の受信部11および第1の信号処理器12を備える。第1の送信部10は、送信RF信号1-1-nTxを放射する構成要素であり、アンテナ1-2-nTx、送信機1-3-nTx、送信切替部1-4-1、符号変調部1-5-1および第1の局部発振信号生成部1-6-1を有する。nTxは、第1の送信部10の送信チャンネル番号である。
第1の送信部10の送信チャンネル数がNTx個である場合、アンテナ1-2-1から1-2-NTxまでの各送信チャンネルに対して1からNTxまでの通し番号が送信チャンネル番号として割り当てられる。アンテナ1-2-nTxは、送信機1-3-nTxから出力された送信RF信号1-1-nTxを空間に放射する。
なお、図1は、第1の送信部10が2つの送信チャンネルを有する場合を示している。送信RF信号1-1-1は、送信機1-3-1からアンテナ1-2-1に出力され、アンテナ1-2-1によって空間に放射された信号であり、送信RF信号1-1-2は、送信機1-3-2からアンテナ1-2-2に出力され、アンテナ1-2-2によって空間に放射された信号である。
送信機1-3-nTxは、送信切替部1-4-1を介して符号変調部1-5-1から送信RF信号を入力し、入力された送信RF信号を、アンテナ1-2-nTxを用いて空間に送信する。送信切替部1-4-1は、送信機1-3-1~1-3-NTxのうちから、送信RF信号を送信する送信機を切り替える。例えば、送信切替部1-4-1が、送信機1-3-1と送信機1-3-2とを交互に切り替えることで、送信RF信号1-1-1と送信RF信号1-1-2が交互に空間に放射される。
符号変調部1-5-1は、第1の局部発振信号生成部1-6-1によって生成された第1の局部発振信号と、送信チャンネル番号nTxの送信チャンネルにおける変調符号とを用いて、送信チャンネル番号nTxの送信RF信号1-1-nTxを生成する。第1の局部発振信号生成部1-6-1は、第1の局部発振信号を生成し、生成された第1の局部発振信号を、符号変調部1-5-1と受信機1-8-nRx,nMDLとに出力する。
第1の受信部11は、アンテナ1-7-nRx,nMDL、受信機1-8-nRx,nMDLおよびA/D変換器1-9-nRx,nMDLを有し、空間に存在する物体で反射した送信RF信号1-1-nTxの反射RF信号Aを受信する。nRx,nMDLは、第1の受信部11の受信チャンネル番号である。例えば、第1の受信部11の受信チャンネル数がNRx,nMDL個である場合、アンテナ1-7-1からアンテナ1-7-NRx,nMDLまでの受信チャンネルに対して、1からNRx,nMDLまでの通し番号が順に受信チャンネル番号として割り当てられる。
アンテナ1-7-nRx,nMDLは、反射RF信号Aを受信し、受信された反射RF信号Aを受信機1-8-nRx,nMDLに出力する。受信機1-8-nRx,nMDLは、アンテナ1-7-nRx,nMDLによって受信された反射RF信号Aを信号処理し、信号処理された信号をA/D変換器1-9-nRx,nMDLに出力する。例えば、受信機1-8-nRx,nMDLは、第1の局部発振信号を用いて、反射RF信号Aをダウンコンバートし、ダウンコンバートされた信号に対し帯域フィルタを用いたフィルタリングを行い、帯域フィルタによりフィルタリングされた信号の強度を増幅し、強度を増幅させた信号を位相検波してから、位相検波された信号を用いて、受信チャンネル番号nRx,nMDLの受信チャンネルの受信ビート信号を生成する。
A/D変換器1-9-nRx,nMDLは、受信機1-8-nRx,nMDLから出力された信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、デジタル信号に変換された信号を用いて、デジタル信号の受信ビート信号を生成する。A/D変換器1-9-nRx,nMDLによってデジタル信号に変換された受信ビート信号は、目標候補の検出および目標候補の角度の算出に用いられる受信信号であり、第1の信号処理器12に出力される。
第1のモジュール1-nMDLによって送信された送信RF信号(第1の送信信号)の反射RF信号を、第1のモジュール1-nMDLが受信して生成された受信ビート信号が、第1の受信信号である。また、第1のモジュール1-nMDLによって送信された送信RF信号の反射RF信号または第3のモジュール3-nTxExよって送信された送信RF信号(第3の送信信号)の反射RF信号を、第2のモジュール2-nRxExが受信して生成された受信ビート信号が、第2の受信信号である。さらに、第3のモジュール3-nTxExよって送信された送信RF信号の反射RF信号を、第1のモジュール1-nMDLが受信して生成された受信ビート信号が、第3の受信信号である。第1の受信信号は、目標の検出に用いられる。また、第1の受信信号と第2の受信信号または第3の受信信号とは、目標の角度の算出に用いられる。
第1のモジュール1-nMDLによって送信された送信RF信号(第1の送信信号)の反射RF信号を、第1のモジュール1-nMDLが受信して生成された受信ビート信号が、第1の受信信号である。また、第1のモジュール1-nMDLによって送信された送信RF信号の反射RF信号または第3のモジュール3-nTxExよって送信された送信RF信号(第3の送信信号)の反射RF信号を、第2のモジュール2-nRxExが受信して生成された受信ビート信号が、第2の受信信号である。さらに、第3のモジュール3-nTxExよって送信された送信RF信号の反射RF信号を、第1のモジュール1-nMDLが受信して生成された受信ビート信号が、第3の受信信号である。第1の受信信号は、目標の検出に用いられる。また、第1の受信信号と第2の受信信号または第3の受信信号とは、目標の角度の算出に用いられる。
第1の信号処理器12は、第1の受信部11から出力された受信ビート信号を用いて、目標候補を検出し、第1の受信部11から出力された受信ビート信号と第2のモジュール2-nRxExによって求められた受信ビート信号とに基づくコヒーレント積分で得られた信号を用いて、目標候補の角度を算出する信号処理器である。例えば、第1の信号処理器12は、第1の受信部11から出力された受信ビート信号を用いて、目標候補の距離および速度に基づいた第1の信号を算出する。第1の信号処理器12は、算出された第1の信号を用いて目標候補を検出する。さらに、第1の信号処理器12は、第3のモジュール3-nTxExの送信チャンネルごとおよび第2のモジュール2-nRxExの受信チャンネルごとの目標候補の距離および速度に基づいた第2の信号と、第3のモジュール3-nTxExの送信チャンネルごとおよび第1のモジュール1-nMDLの受信チャンネルごとの目標候補の距離および速度に基づいた第3の信号とに対し、目標候補の到来角度候補に対応する到来位相差に基づいてコヒーレント積分を行い、当該コヒーレント積分で得られた信号を用いて目標候補の角度を算出する。なお、目標候補の到来角度候補に対応する到来位相差は、第1のモジュール1-nMDLと第2のモジュール2-nRxExとの位置関係によって生じた到来位相差である。
第2のモジュール2-nRxExは、図1に示すように、第2の受信部20および第2の信号処理器21を備える。第2の受信部20は、反射RF信号Aを受信する構成要素であり、第2の局部発振信号生成部2-6-1、アンテナ2-7-nRx,nRxEx、受信機2-8-nRx,nRxExおよびA/D変換器2-9-nRx,nRxExを有する。nRx,nRxExは、第2の受信部20の受信チャンネル番号である。第2の受信部20の受信チャンネル数がNRx,nRxEx個である場合、アンテナ2-7-1からアンテナ2-7-NRx,nRxExまでのそれぞれの受信チャンネルに対して、1からNRx,nRxExまでの通し番号が順に受信チャンネル番号として割り当てられる。第2の局部発振信号生成部2-6-1は、第2の局部発振信号を生成し、生成された第2の局部発振信号を受信機2-8-nRx,nRxExに出力する。第2の局部発振信号は、第1の局部発振信号に同期している。
アンテナ2-7-nRx,nRxExは、反射RF信号Aを受信し、受信された反射RF信号Aを受信機2-8-nRx,nRxExに出力する。受信機2-8-nRx,nRxExは、アンテナ2-7-nRx,nRxExによって受信された反射RF信号Aを信号処理し、信号処理された信号をA/D変換器2-9-nRx,nRxExに出力する。受信機2-8-nRx,nRxExは、例えば、第2の局部発振信号を用いて、反射RF信号Aをダウンコンバートし、ダウンコンバートされた信号に対し帯域フィルタを用いたフィルタリングを行い、帯域フィルタによりフィルタリングされた信号の強度を増幅し、強度を増幅させた信号を位相検波してから、位相検波された信号を用いて、受信チャンネル番号nRx,nRxExの受信チャンネルの受信ビート信号を生成する。
A/D変換器2-9-nRx,nRxExは、受信機2-8-nRx,nRxExから出力された信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、デジタル信号に変換された信号を用いて、デジタル信号の受信ビート信号を生成する。A/D変換器2-9-nRx,nRxExによってデジタル信号に変換された受信ビート信号は、目標候補の角度の算出に用いられる第2の受信信号であり、第2の信号処理器21に出力される。
第2の信号処理器21は、第2の受信部20から出力された受信ビート信号に基づいて、目標候補の角度の算出に用いられる第2の信号を生成する。例えば、第2の信号処理器21は、A/D変換器2-9-nRx,nRxExから出力された受信ビート信号を用いて、目標候補の距離および速度に基づいた第2の信号を算出する。第2の信号は、第2の信号処理器21から第1の信号処理器12に出力される。
第3のモジュール3-nTxExは、図1に示すように、第3の送信部30を備える。第3の送信部30は、送信RF信号3-1-nTx,nTxExを放射する構成要素であり、アンテナ3-2-nTx,nTxEx、送信機3-3-nTx,nTxEx、符号変調部3-5-1および第3の局部発振信号生成部3-6-1を有する。nTx,nTxExは、第3の送信部30の送信チャンネル番号である。
第3の送信部30の送信チャンネル数がNTx,nTxEx個であると、アンテナ3-2-1からアンテナ3-2-NTx,nTxExまでのそれぞれの送信チャンネルに対し、1からNTx,nTxExまでの通し番号が送信チャンネル番号として順に割り当てられる。アンテナ3-2-nTx,nTxExは、送信機3-3-nTx,nTxExから出力された送信RF信号3-1-nTx,nTxExを空間に放射する。なお、図1は、第1の送信部10が有する送信チャンネルが1つである場合を示している。送信RF信号3-1-1は、送信機3-3-1からアンテナ3-2-1に出力され、アンテナ3-2-1によって空間に放射された信号である。
送信機3-3-nTx,nTxExは、符号変調部3-5-nTx,nTxExによって生成された送信RF信号を、アンテナ3-2-nTx,nTxExを用いて空間に送信する。符号変調部3-5-nTx,nTxExは、第3の局部発振信号生成部3-6-1によって生成された第3の局部発振信号と、送信チャンネル番号nTx,nTxExの送信チャンネルにおける変調符号とを用いて、送信チャンネル番号nTx,nTxExの送信RF信号3-1-nTx,nTxExを生成する。第3の局部発振信号生成部3-6-1は、第3の局部発振信号を生成し、生成された第3の局部発振信号を符号変調部3-5-1に出力する。
図2は、第1のモジュール1-1、第2のモジュール2-1~2-4および第3のモジュール3-1,3-2の配置例を示す図である。図2において、第1のモジュールのモジュール数NMDLが1であり、第1のモジュール1-1の送信チャンネル数NTx,nMDLが2であり、第1のモジュール1-1の受信チャンネル数NRx,nMDLが4である。また、第2のモジュールのモジュール数NRxExが4であり、第2のモジュール2-1~2-4のそれぞれの受信チャンネル数NRx,nRxExが4である。第3のモジュールのモジュール数NTxExが2であり、第3のモジュール3-1および第3のモジュール3-2のそれぞれの送信チャンネル数NTx,nTxExが1である。
図2は、第3のモジュール3-1が有するアンテナ3-2-1、第2のモジュール2-1が有するアンテナ2-7-1~2-7-4、第2のモジュール2-2が有するアンテナ2-7-1~2-7-4、第1のモジュール1-1が有するアンテナ1-2-1、第1のモジュール1-1が有するアンテナ1-7-1~1-7-4、第1のモジュール1-1が有するアンテナ1-2-2、第2のモジュール2-3が有するアンテナ2-7-1~2-7-4、第2のモジュール2-4が有するアンテナ2-7-1~2-7-4、および第3のモジュール3-2が有するアンテナ3-2-2が、この順で直線状に配置されたリニアアレーを形成する場合を示している。
図3は、第1の信号処理器12と第2の信号処理器21の各構成を示すブロック図である。図3に示すように、第1の信号処理器12は、第1の分離部120、第1の信号生成部121、インコヒーレント積分部122、目標候補検出部123、第1のコヒーレント積分部124、第2のコヒーレント積分部125および角度算出部126を備える。第2の信号処理器21は、第2の分離部210および第2の信号生成部211を備える。
第1の分離部120は、第1の受信部11から受信チャンネルごとの受信ビート信号を入力し、受信チャンネルごとの受信ビート信号を、送信チャンネルごとの受信ビート信号にそれぞれ分離する。これにより、送信チャンネルごとおよび受信チャンネルごとの受信ビート信号が得られる。第1の信号生成部121は、送信チャンネルごとおよび受信チャンネルごとの受信ビート信号を用いて、目標候補の距離および速度に基づいた第1の信号を生成する。
インコヒーレント積分部122は、第1の信号生成部121によって生成された第1の信号に対してインコヒーレント積分を行い、インコヒーレント積分で得られた信号を目標候補検出部123に出力する。目標候補検出部123は、インコヒーレント積分部122によるインコヒーレント積分で得られた信号の強度に基づいて目標候補を検出する。例えば、目標候補検出部123によって目標候補の距離および速度が検出される。
第1のコヒーレント積分部124は、第1のモジュール1-nMDLの送信チャンネルごとおよび受信チャンネルごとの、各目標候補についての第1の信号に対して、目標候補の到来角度候補に対応する到来位相差に基づいて、コヒーレント積分を行う。到来位相差は、チャンネル間の信号の位相差に相当する。
第2のコヒーレント積分部125は、第1のモジュール1-nMDLによって生成された受信信号と第2のモジュール2-nRxExによって生成された受信信号とに基づくコヒーレント積分を行う。例えば、第2のコヒーレント積分部125は、第3のモジュールの送信チャンネルごとおよび第2のモジュールの受信チャンネルごとの各目標候補の距離および速度に基づいた第2の信号と、第3のモジュールの送信チャンネルごとおよび第1のモジュールの受信チャンネルごとの各目標候補の距離および速度に基づいた第3の信号とに対して、目標候補の到来角度候補に対応する到来位相差に基づいて、コヒーレント積分を行う。到来位相差は、第1のモジュール1-nMDLと第2のモジュール2-nRxExとの位置関係によって生じた到来位相差に相当する。
角度算出部126は、各目標候補についてのコヒーレント積分で得られた信号を第2のコヒーレント積分部125から入力し、入力された信号の強度に基づいて目標候補の角度を算出する。角度算出部126によって算出された目標候補の角度は、例えば、表示器9に表示される。
なお、図1に示した第1のモジュール1-nMDLは第1の信号処理器12を備えたが、第1のモジュール1-nMDLと第1の信号処理器12とは、別々の装置であってもよい。同様に、第2のモジュール2-nRxExと第2の信号処理器21とは、別々の装置であってもよい。また、第1の分離部120、第1の信号生成部121およびインコヒーレント積分部122を、第1のモジュール1-nMDLが備え、目標候補検出部123、第1のコヒーレント積分部124、第2のコヒーレント積分部125および角度算出部126を、第1の信号処理器12が備えてもよい。
第2の信号処理器21において、第2の分離部210は、第2の受信部20から受信チャンネルごとの受信ビート信号を入力し、受信チャンネルごとの受信ビート信号を、送信チャンネルごとの受信ビート信号にそれぞれ分離する。これによって、第2のモジュールにおける受信チャンネルごとの受信ビート信号が得られる。第2の信号生成部211は、受信チャンネルごとの受信ビート信号に対して離散フーリエ変換を施すことで、第2のモジュールにおける目標候補の距離および速度に対応する第2の信号を生成する。
次に、実施の形態1に係るレーダ装置の動作について説明する。
図4は、実施の形態1に係るレーダ装置の動作を示すフローチャートであって、実施の形態1に係るレーダ装置による信号処理方法を示している。
まず、第1のモジュール1-nMDLが、送信RF信号を空間に放射する(ステップST1)。例えば、第1のモジュール1-nMDLが備える第1の送信部10が、空間に送信RF信号を放射する。空間に物体が存在すると、この物体で送信RF信号が反射されてレーダ装置に戻ってくる。第1のモジュール1-nMDLが備える第1の受信部11は、送信RF信号の反射RF信号を受信して、第1の局部発振信号を用いて反射RF信号から受信ビート信号を生成する(ステップST2)。
図4は、実施の形態1に係るレーダ装置の動作を示すフローチャートであって、実施の形態1に係るレーダ装置による信号処理方法を示している。
まず、第1のモジュール1-nMDLが、送信RF信号を空間に放射する(ステップST1)。例えば、第1のモジュール1-nMDLが備える第1の送信部10が、空間に送信RF信号を放射する。空間に物体が存在すると、この物体で送信RF信号が反射されてレーダ装置に戻ってくる。第1のモジュール1-nMDLが備える第1の受信部11は、送信RF信号の反射RF信号を受信して、第1の局部発振信号を用いて反射RF信号から受信ビート信号を生成する(ステップST2)。
次に、第1の信号処理器12は、第1の受信部11によって生成された受信ビート信号を用いて、目標候補を検出する(ステップST3)。例えば、第1の信号処理器12は、第1の受信部11から入力した受信ビート信号を用いて、第1のモジュール1-nMDLにおける送信チャンネルごとおよび受信チャンネルごとの目標候補の距離および速度に基づいた第1の信号を生成する。第1の信号処理器12は、生成された第1の信号に対してインコヒーレント積分を行い、インコヒーレント積分で得られた信号の強度に基づいて目標候補の距離および速度を算出する。
次に、第1の信号処理器12が、各目標候補についての第1のモジュール1-nMDLの送信チャンネルごとおよび受信チャンネルごとの第1の信号に対し、目標候補の到来角度候補に対応する到来位相差に基づいてコヒーレント積分を行う(ステップST4)。この処理が、第1のモジュール1-nMDLにおいて目標候補が検出されたビンに対応した信号だけ実行されるチャンネル間でのコヒーレント積分である。
続いて、第3のモジュール3-nTxExが、送信RF信号を空間に放射する(ステップST5)。例えば、第3のモジュール3-nTxExが備える第3の送信部30が送信RF信号を空間に放射する。ただし、ステップST5において、第1のモジュール1-nMDLが備える第1の送信部10が、送信RF信号を空間に放射してもよい。この場合、実施の形態1に係るレーダ装置は、第3のモジュール3-nTxExを備えていなくてもよい。
次に、第1のモジュール1-nMDLが備える第1の受信部11が、第3のモジュール3-nTxExによって送信された送信RF信号の反射RF信号を受信し、第1の局部発振信号を用いて反射RF信号から受信ビート信号を生成する。さらに、第2のモジュール2-nRxExが備える第2の受信部20が、第3のモジュール3-nTxExによって送信された送信RF信号の反射RF信号を受信して、第1の局部発振信号に同期している第2の局部発振信号を用いて反射RF信号から受信ビート信号を生成する。ここまでの処理がステップST6である。
第2のモジュール2-nRxExが備える第2の信号処理器21は、第3のモジュール3-nTxExによって送信された送信RF信号の反射RF信号から算出された受信ビート信号を用いて、第3のモジュールの送信チャンネルごとおよび第2のモジュールの受信チャンネルごとの各目標候補の距離および速度に基づいた第2の信号を生成する。第2の信号は、第2のモジュール2-nRxExから第1の信号処理器12に出力される。
第1の信号処理器12は、第3のモジュール3-nTxExの送信チャンネルごとおよび第1のモジュール1-nMDLの受信チャンネルごとの各目標候補の距離および速度に基づいた第3の信号を生成し、第2のモジュール2-nRxExによって求められた第2の信号と、生成された第3の信号とに対して、目標候補の到来角度候補に対応する到来位相差に基づいてコヒーレント積分を行う(ステップST7)。このようにして、分散配置された第1のモジュール1-nMDLと第2のモジュール2-nRxExとの間で信号のコヒーレント積分が行われる。
最後に、第1の信号処理器12は、各目標候補についてのコヒーレント積分で得られた信号を用いて、目標候補の角度を算出する(ステップST8)。第1の信号処理器12によって算出された目標候補の角度に関する情報は、表示器9に表示される。
次に、実施の形態1に係る信号処理方法の詳細について説明する。
図5は、図4のステップST1の詳細な処理を示すフローチャートである。第1のモジュール1-nMDLにおいて、第1の局部発振信号生成部1-6-1は、第1の局部発振信号L1,nMDL(nTx,h,t)を生成し、生成された第1の局部発振信号L1,nMDL(nTx,h,t)を、符号変調部1-5-1および受信機1-8-nRx,nMDLに出力する(ステップST1a)。
図5は、図4のステップST1の詳細な処理を示すフローチャートである。第1のモジュール1-nMDLにおいて、第1の局部発振信号生成部1-6-1は、第1の局部発振信号L1,nMDL(nTx,h,t)を生成し、生成された第1の局部発振信号L1,nMDL(nTx,h,t)を、符号変調部1-5-1および受信機1-8-nRx,nMDLに出力する(ステップST1a)。
第1の局部発振信号L1,nMDL(nTx,h,t)は、下記式(1)で表される。下記式(1)において、jは虚数単位である。nMDLは、第1のモジュール1-nMDLのモジュール番号であり、NMDLは、第1のモジュール1-nMDLのモジュール数である。図1に示した第1のモジュール1-1において、nMDLおよびNMDLは1である。nTxは、第1のモジュール1-nMDLの送信チャンネル番号であり、NTxは、第1のモジュール1-nMDLの送信チャンネル数である。nTxは1または2であり、NTxは2である。
上記式(1)において、φ0,1,nMDL,nTxは、第1のモジュール1-nMDLの送信チャンネル番号nTxの送信チャンネルにおける第1の局部発振信号の初期位相である。φnis,1,nMDL,nTx(t)は、第1のモジュール1-nMDLの送信チャンネル番号nTxの送信チャンネルにおける第1の局部発振信号の位相雑音である。hはヒット番号であり、Hはヒット数である。
上記式(1)において、ALは、第1の局部発振信号の振幅であり、f0は、送信RF信号の送信周波数である。B0は、送信RF信号の変調帯域であり、T0は、変調時間であり、T1は次の変調までの時間であり、tは時間である。Tchpは、送信RF信号1-1-nTxの送信繰り返し周期であり、下記式(2)で表すことができる。TTxは、送信繰り返し周期であり、下記式(3)で表すことができる。
次に、符号変調部1-5-1は、第1の局部発振信号生成部1-6-1によって生成された第1の局部発振信号L1,nMDL(nTx,h,t)に対して符号変調を行う(ステップST2a)。この符号変調処理において、符号変調部1-5-1は、第1の局部発振信号L1,nMDL(nTx,h,t)に対して符号を付加することで、第1のモジュール1-1の送信チャンネル番号nTxの送信チャンネルにおける送信RF信号Tx(nTx,h,t)を生成する。第1のモジュール1-1の送信チャンネル番号nTxの送信チャンネルにおける第1の局部発振信号L1,nMDL(nTx,h,t)を符号変調することで、送信チャンネル間の干渉および外部からの電波干渉が抑圧される。
符号変調の一例として疑似乱数である巡回符号を付加する符号変調について説明する。
符号変調部1-5-1は、下記式(4)に従って、予め設定された巡回符号C0(h)を、第1のモジュール1-1における送信チャンネル番号nTxの送信チャンネルに設定された巡回シフト量Δh(nTx)だけ巡回シフトさせる。この巡回シフトを行うことによって、第1のモジュール1-1における送信チャンネル番号nTxの送信チャンネルの変調符号Code1(nTx,h)が生成される。なお、巡回符号C0(h)には、M系列(Maximal length sequence)、Gold系列またはかさみ系列を用いてもよい。
符号変調部1-5-1は、下記式(4)に従って、予め設定された巡回符号C0(h)を、第1のモジュール1-1における送信チャンネル番号nTxの送信チャンネルに設定された巡回シフト量Δh(nTx)だけ巡回シフトさせる。この巡回シフトを行うことによって、第1のモジュール1-1における送信チャンネル番号nTxの送信チャンネルの変調符号Code1(nTx,h)が生成される。なお、巡回符号C0(h)には、M系列(Maximal length sequence)、Gold系列またはかさみ系列を用いてもよい。
次に、符号変調部1-5-1は、第1の局部発振信号L1,nMDL(nTx,h,t)と、第1のモジュール1-nMDLにおける送信チャンネル番号nTxの送信チャンネルの変調符号CodenMDL(nTx,h)とを用いて、下記式(5)に従い、送信チャンネル番号nTxの送信チャンネルにおける送信RF信号Tx1,nMDL(nTx,h,t)を生成する。符号変調部1-5-1によって生成された送信RF信号Tx1,nMDL(nTx,h,t)は、送信切替部1-4-1に出力される。
送信切替部1-4-nTx,nMDLは、第1のモジュール1-nMDLの送信チャンネル番号nTxの送信チャンネルに従って、第1のモジュール1-nMDLの送信チャンネル番号nTxの送信チャンネルにおける送信RF信号Tx1,nMDL(nTx,h,t)を、送信機1-3-nTxに出力する。送信機1-3-nTxは、送信切替部1-4-nTx,nMDLから入力した送信RF信号Tx1,nMDL(nTx,h,t)を、アンテナ1-2-nTxに出力する。アンテナ1-2-nTxは、第1のモジュール1-nMDLの送信チャンネルnTxに対応する送信RF信号Tx1,nMDL(nTx,h,t)を、空間に放射する(ステップST3a)。図1では、NTxが2であるので、アンテナ1-2-1とアンテナ1-2-2とが交互に送信RF信号Tx1,nMDL(nTx,h,t)を、空間に放射する。
図6は、図4のステップST2の詳細な処理を示すフローチャートである。
空間に放射された送信RF信号は、空間内に存在する目標で反射されて反射RF信号Aとなる。反射RF信号Aは、第1のモジュール1-nMDLが備える第1の受信部11におけるアンテナ1-7-nRx,nMDLに入射される。アンテナ1-7-nRx,nMDLは、入射してきた反射RF信号Aを受信する(ステップST1b)。
空間に放射された送信RF信号は、空間内に存在する目標で反射されて反射RF信号Aとなる。反射RF信号Aは、第1のモジュール1-nMDLが備える第1の受信部11におけるアンテナ1-7-nRx,nMDLに入射される。アンテナ1-7-nRx,nMDLは、入射してきた反射RF信号Aを受信する(ステップST1b)。
アンテナ1-7-nRx,nMDLによって受信された反射RF信号Aは、第1のモジュール1-nMDLの受信チャンネルnRx,nMDLにおける受信RF信号Rx1,nMDL(nTx,nRx,h,t)として受信機1-8-nRx,nMDLに出力される。受信RF信号Rx1,nMDL(nTx,nRx,h,t)は、下記式(6)で表される。下記式(6)において、ARは、受信RF信号の振幅である。R0は、初期目標相対距離であり、目標の相対距離の初期値である。vは、目標相対速度であり、θは目標角度である。cは光速であり、t’は1ヒット内の時間である。
上記式(6)において、φTx(nMDL,nTx)は、第1のモジュール1-nMDLの送信チャンネル番号nTxの送信チャンネルにおける位相差であり、下記式(7)で表すことができる。φRx(nMDL,nRx,nMDL)は、第1のモジュール1-nMDLの受信チャンネル番号nRx,nMDLの受信チャンネルにおける位相差であり、下記式(8)で表すことができる。
次に、受信機1-8-nRx,nMDLは、第1の局部発振信号L1,nMDL(nTx,h,t)を用いて、受信RF信号Rx1,nMDL(nTx,nRx,h,t)をダウンコンバートする(ステップST2b)。続いて、受信機1-8-nRx,nMDLが、ダウンコンバートされた信号を、帯域フィルタを用いてフィルタリングし、帯域フィルタを通過した信号の強度を増幅させてから位相検波する。これらの処理により、第1のモジュール1-nMDLの受信チャンネル番号nRx,nMDLの受信チャンネルにおける受信ビート信号V’1,nMDL(nTx,nRx,h,t)が生成される。
受信ビート信号V’1,nMDL(nTx,nRx,h,t)は、下記式(9)で表すことができ、受信機1-8-nRx,nMDLからA/D変換器1-9-nRx,nMDLに出力される。下記式(9)において、AVは、受信ビート信号V’1,nMDL(nTx,nRx,h,t)の振幅である。pnis(MTx,MDL,MRx,MDL)は位相雑音である。さらに、MTx,MDLは、送信RF信号の生成用の第1の局部発振信号を生成したモジュールのモジュール番号であり、MRx,MDLは、受信RF信号のダウンコンバート用に第1の局部発振信号を生成したモジュールのモジュール番号である。
A/D変換器1-9-nRx,nMDLは、第1のモジュール1-nMDLの受信チャンネル番号nRx,nMDLの受信チャンネルにおける受信ビート信号V’1,nMDL(nTx,nRx,h,t)をアナログ信号からデジタル信号に変換することで、下記式(12)で表される受信ビート信号V1,nMDL(nTx,nRx,h,m)を生成する(ステップST3b)。
ここで、受信ビート信号V1,nMDL(nTx,nRx,h,m)は、第1のモジュール1-nMDLの受信チャンネル番号nRx,nMDLの受信チャンネルにおける第1の受信ビート信号である。第1の受信ビート信号は、目標の検出に用いられる第1の受信信号である。上記式(12)において、Δtは変調時間T0内でのサンプリング間隔である。mは、変調時間T0内でサンプリングされた受信ビート信号のサンプリング番号である。Mは、変調時間T0内での受信ビート信号のサンプリング数である。上記式(12)において、Δt2および1/c2を含む項は近似して表している。
図7は、図4のステップST3およびステップST4の詳細な処理を示すフローチャートである。第1の信号処理器12が備える第1の分離部120は、第1のモジュール1-nMDLの送信チャンネル番号nTxの送信チャンネルに設定された変調符号Code1(nTx,h)を用いて、下記式(13)に従って第1の受信ビート信号を復調する。復調後の第1の受信ビート信号は、第1のモジュール1-nMDLにおける送信チャンネルごとおよび受信チャンネルごとの信号に分離されている(ステップST1c)。これにより、第1のモジュール1-nMDLにおける送信チャンネル番号nTxおよび受信チャンネル番号nRxに対応した受信ビート信号V1,nMDL,C(nTx,nRx,h,m)が生成され、生成された受信ビート信号V1,nMDL,C(nTx,nRx,h,m)は、第1の信号生成部121に出力される。
次に、第1の信号生成部121は、第1の分離部120によって復調された受信ビート信号V1,nMDL,C(nTx,nRx,h,m)に離散フーリエ変換を行うことで、第1のモジュール1-nMDLにおける送信チャンネルごとおよび受信チャンネルごとの目標候補の距離および速度に基づいた第1の信号を生成する(ステップST2c)。例えば、nMDLが1である場合、第1の信号生成部121が、下記式(14)に従った離散フーリエ変換を行う。これにより、第1のモジュール1-1における送信チャンネル番号nTxおよび受信チャンネル番号nRxに対応した第1の信号fb,1,nMDL(nTx,nRx,q,k)が生成される。qは速度ビン番号であり、kは距離ビン番号である。図8Aは、復調された受信ビート信号V1,nMDL,C(nTx,nRx,h,m)のサンプリング番号とヒット番号との関係を示す図である。図8Bは、距離および速度に基づいた第1の信号fb,1,nMDL(nTx,nRx,q,k)の距離ビン番号と速度ビン番号との関係を示す図である。図8Aおよび図8Bと、下記式(14)に示すように、サンプリング番号mおよびヒット番号hのそれぞれの受信ビート信号に対して離散フーリエ変換を行うことで、目標候補aの距離情報および速度情報を得ることが可能な、距離および速度に基づいた第1の信号が生成される。また、実施の形態1に係るレーダ装置は、10log10(HM)だけ信号対雑音比SNR(Signal to Noise Ratio)が向上し、目標の検出性能が向上する。離散フーリエ変換の代わりに、高速フーリエ変換(FFT;Fast Fourier Transform)を用いてもよい。FFTを用いる場合、低演算化および高速化が可能になり、低コスト、処理時間が短縮されたレーダ装置を得ることができる。
次に、インコヒーレント積分部122は、第1の信号生成部121によって生成された第1の信号に対してインコヒーレント積分を行う(ステップST3c)。例えば、nMDLが1である場合、インコヒーレント積分部122は、第1のモジュール1-1における、送信チャンネル番号nTxおよび受信チャンネル番号nRxに対応した第1の信号fb,1,nMDL(nTx,nRx,q,k)に対して、下記式(15)に従ったインコヒーレント積分を行う。このインコヒーレント積分によって信号fb,1,nMDL,inch(q,k)が生成され、生成された信号fb,1,nMDL,inch(q,k)は、インコヒーレント積分部122から目標候補検出部123に出力される。
図9Aは、各送信チャンネル番号nTxと各受信チャンネル番号nRxの距離および速度に基づいた第1の信号fb,1,nMDL(nTx,nRx,q,k)の距離ビン番号と速度ビン番号との関係を示す図である。インコヒーレント積分部122には、図9Aに示す送信チャンネル番号nTxおよび受信チャンネル番号nRxに対応した第1の信号fb,1,nMDL(nTx,nRx,q,k)が入力される。第1の信号は、目標候補aの距離および速度に基づく信号である。第1の信号には雑音成分bが重畳されている。図9Bは、インコヒーレント積分された第1の信号fb,1,nMDL,inch(q,k)の距離ビン番号と速度ビン番号との関係を示す図である。インコヒーレント積分部122は、下記式(15)に示すように、複数の第1の信号fb,1,nMDL(nTx,nRx,q,k)の電力、すなわち信号強度を積分することで、図9Bに示すように、雑音成分bが平均化され、目標検出性能が向上したレーダ装置を得ることが可能である。
図9Aは、各送信チャンネル番号nTxと各受信チャンネル番号nRxの距離および速度に基づいた第1の信号fb,1,nMDL(nTx,nRx,q,k)の距離ビン番号と速度ビン番号との関係を示す図である。インコヒーレント積分部122には、図9Aに示す送信チャンネル番号nTxおよび受信チャンネル番号nRxに対応した第1の信号fb,1,nMDL(nTx,nRx,q,k)が入力される。第1の信号は、目標候補aの距離および速度に基づく信号である。第1の信号には雑音成分bが重畳されている。図9Bは、インコヒーレント積分された第1の信号fb,1,nMDL,inch(q,k)の距離ビン番号と速度ビン番号との関係を示す図である。インコヒーレント積分部122は、下記式(15)に示すように、複数の第1の信号fb,1,nMDL(nTx,nRx,q,k)の電力、すなわち信号強度を積分することで、図9Bに示すように、雑音成分bが平均化され、目標検出性能が向上したレーダ装置を得ることが可能である。
目標候補検出部123は、インコヒーレント積分で得られた信号fb,1,nMDL,inch(q,k)の信号強度に基づいて、目標候補の距離および速度を算出する(ステップST4c)。目標候補の検出には、例えば、CA-CFAR(Cell Average Constant False Alarm Rate)処理を用いることができる。目標候補検出部123は、目標候補番号ntgtの目標候補に対応した、第1のモジュール1-nMDLにおける送信チャンネルnTxおよび受信チャンネルnRxの第1の信号fb,1,nMDL(nTx,nRx,qntgt,kntgt)、速度方向のサンプリング番号である速度ビン番号qntgtおよび距離方向のサンプリング番号である距離ビン番号kntgtを特定し、第1のコヒーレント積分部124および第2のモジュール2-nRxExの第2の信号処理器21に出力する。目標候補番号ntgtは、目標候補ごとに割り当てられた通し番号である。
第1のコヒーレント積分部124は、目標候補番号ntgtの目標候補に対応した第1の信号に対し、目標候補の到来角度候補に対応する到来位相差に基づいて、下記式(16)に従ったチャンネル間でのコヒーレント積分を行う(ステップST5c)。ただし、第1のコヒーレント積分部124は、送信チャンネル間のドップラ周波数、すなわち、目標移動の影響がある場合、目標候補番号ntgtの速度ビン番号qntgtに対応する速度を用いて、その影響を抑圧してから、下記式(16)の処理を行う。第1のコヒーレント積分部124が、第1の信号fb,1,nMDL(nTx,nRx,qntgt,kntgt)に対してチャンネル間でのコヒーレント積分を行うことで、目標候補番号ntgtの目標候補に対応した信号R1,ch(nθ,qntgt,kntgt)が生成される。信号R1,ch(nθ,qntgt,kntgt)は、第1のコヒーレント積分部124から表示器9に出力され、表示器9によって表示される。
上記式(16)において、Nθは、想定される目標角度の数であり、nθは、想定される目標角度に割り当てられた目標角度番号である。また、φ’Tx(nMDL,nTx,nθ)は、目標角度番号nθの目標角度についての第1のモジュール1-nMDLの送信チャンネル番号nTxの送信チャンネルにおける位相差であり、下記式(17)で表される。さらに、φ’Rx(nMDL,nRx,nMDL,nθ)は、目標角度番号nθの目標角度についての第1のモジュール1-nMDLの受信チャンネル番号nRx,nMDLの受信チャンネルにおける到来位相差であり、下記式(18)で表される。
上記式(16)~(18)において、目標角度θと、目標角度番号nθの目標角度θ’nθとが一致する場合、目標候補番号ntgtの目標候補についての信号R1,ch(nθ,qntgt,kntgt)は、コヒーレントに積分されて、信号電力が最大値を示す。すなわち、第1のモジュール1-nMDLにおける送信チャンネルごとおよび受信チャンネルごとの信号をコヒーレントに積分することにより、コヒーレント積分後の信号の電力が増大する。このため、当該信号を用いることで、目標の検出性能が向上したレーダ装置を得ることが可能になる。
図10Aは、実際のアンテナ配置における送信チャンネルと受信チャンネルとの関係を示す図である。また、図10Bは、実際のアンテナ配置および仮想的なアンテナ配置を考慮した場合における送信チャンネルと受信チャンネルとの関係を示す図である。図10Aおよび図10Bにおいて、符号(1)および符号(2)を付したアンテナは、第1の送信部10が備えるアンテナであり、それぞれが送信チャンネルに対応している。また、符号(3)付したアンテナは、第1の受信部11が備えるアンテナであり、それぞれが受信チャンネルに対応している。図10Aに示すように、符号(3)のアンテナが実際に並んだ実アレーでは、アンテナ開口長がDである。
第1の信号処理器12が、第1のモジュール1-1における送信チャンネルごとおよび受信チャンネルごとの信号をコヒーレントに積分することで、符号(4)を付した仮想的な受信チャンネルが形成される。これにより、第1のモジュール1-1のアンテナ開口長がDから2Dへ仮想的に大きくなる。図10Bにおいて、2Dsinθは、チャンネル間の位相差である。
これまで、目標候補番号ntgtの目標候補に対応した第1の信号に対して上記式(16)に従った離散フーリエ変換を行う場合を示したが、これに限定されるものではない。例えば、離散フーリエ変換の代わりに、高速フーリエ変換(FFT;Fast Fourier Transform)、MUSIC(Multiple Signal Classification)、またはESPRIT(Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Technique)などを行ってもよい。
また、上記式(16)では、遠方界として説明しているが、開口が広くなって受信波を平面波として近似できない場合は、近傍界として積分してもよい。
また、上記式(16)では、遠方界として説明しているが、開口が広くなって受信波を平面波として近似できない場合は、近傍界として積分してもよい。
図11は、図4のステップST5の詳細な処理を示すフローチャートである。以降では、第3のモジュール3-nTxExが、送信RF信号を送信する場合について説明する。
第3のモジュール3-nTxExにおいて、第3の局部発振信号生成部3-6-nTxExが、第3の局部発振信号を生成する(ステップST1d)。第3の局部発振信号は、第1の局部発振信号に同期している。図1において、nTxExは1である。
第3のモジュール3-nTxExにおいて、第3の局部発振信号生成部3-6-nTxExが、第3の局部発振信号を生成する(ステップST1d)。第3の局部発振信号は、第1の局部発振信号に同期している。図1において、nTxExは1である。
符号変調部3-5-nTxExは、第3の局部発振信号生成部3-6-nTxExによって生成された第3の局部発振信号に対して符号変調を行う(ステップST2d)。この符号変調処理において、符号変調部3-5-nTxExは、第3の局部発振信号に対して符号を付加することで、第3のモジュール3-nTxExの送信チャンネル番号nTxの送信チャンネルにおける送信RF信号Tx3,nTxEx(h,t)を生成する。
送信機3-3-nTxExは、符号変調部3-5-nTxExから入力した送信RF信号を、アンテナ3-2-nTxExに出力する。アンテナ3-2-nTxExは、送信RF信号を空間に放射する(ステップST3d)。図1では、アンテナ3-2-1が送信RF信号を空間に放射する。
ここで、第1のモジュール1-nMDLおよび第3のモジュール3-nTxExによる送信RF信号の送信タイミングについて説明する。
図12Aは、第1のモジュール1-1の送信チャンネル番号nTx=1の送信チャンネルにおける送信RF信号の送信タイミングを示す図である。図12Bは、第1のモジュール1-1の送信チャンネル番号nTx=2の送信チャンネルにおける送信RF信号の送信タイミングを示す図である。図4のステップST1において、第1のモジュール1-1が備える第1の送信部10は、例えば、図12Aおよび図12Bに示す送信タイミングで、送信チャンネル番号nTx=1に対応するアンテナ1-2-1を用いて送信RF信号を送信し、送信チャンネル番号nTx=2に対応するアンテナ1-2-2を用いて送信RF信号を送信する。第1のモジュール1-1が送信RF信号を時分割に交互に送信することにより、図12Aおよび図12Bに示すように、送信RF信号の直交度が高い送信波形となっている。さらに、符号変調部1-5-1が、送信チャンネル番号nTx=1に対応する送信RF信号と送信チャンネル番号nTx=2に対応する送信RF信号との間で異なる符号変調を行うことで、干渉波の抑圧性能が向上する。
図12Aは、第1のモジュール1-1の送信チャンネル番号nTx=1の送信チャンネルにおける送信RF信号の送信タイミングを示す図である。図12Bは、第1のモジュール1-1の送信チャンネル番号nTx=2の送信チャンネルにおける送信RF信号の送信タイミングを示す図である。図4のステップST1において、第1のモジュール1-1が備える第1の送信部10は、例えば、図12Aおよび図12Bに示す送信タイミングで、送信チャンネル番号nTx=1に対応するアンテナ1-2-1を用いて送信RF信号を送信し、送信チャンネル番号nTx=2に対応するアンテナ1-2-2を用いて送信RF信号を送信する。第1のモジュール1-1が送信RF信号を時分割に交互に送信することにより、図12Aおよび図12Bに示すように、送信RF信号の直交度が高い送信波形となっている。さらに、符号変調部1-5-1が、送信チャンネル番号nTx=1に対応する送信RF信号と送信チャンネル番号nTx=2に対応する送信RF信号との間で異なる符号変調を行うことで、干渉波の抑圧性能が向上する。
図12Cは、第3のモジュール3-1による送信RF信号の送信タイミングを示す図である。図12Dは、第3のモジュール3-2による送信RF信号の送信タイミングを示す図である。図12Cおよび図12Dにおいて、第3の送信部30における送信チャンネル数NTx,nTxExが1であり、モジュール数nTxExが2である。図4のステップST5において、第3のモジュール3-1が備える第3の送信部30は、例えば、図12Cに示す送信タイミングで、アンテナ3-2-1を用いて送信RF信号を送信する。続いて、第3のモジュール3-2が備える第3の送信部30は、例えば、図12Dに示す送信タイミングで、アンテナ3-2-1を用いて送信RF信号を送信する。このように、第3のモジュール3-1および第3のモジュール3-2が送信RF信号を時分割に交互に送信することで、図12Cおよび図12Dに示すように、送信RF信号の直交度が高い送信波形となっている。さらに、符号変調部3-5-nTxExが、第3のモジュール3-1と第3のモジュール3-2との間で異なる符号変調を行うことで、干渉波の抑圧性能が向上する。
なお、図12Aから図12Dにおいて、4つの送信RF信号を時分割に送信する場合を示したが、第1の送信部10および第3の送信部30は、複数の送信RF信号を符号分割で送信してもよい。この場合、送信RF信号は、符号変調で分離可能な信号とされてから同時に送信される。ただし、目標の速度方向に受信信号の相互相関が拡散するため、十分なチャープ数が必要となる。また、図12Aから図12Dにおいて、4つの送信RF信号を時分割に送信する場合を示したが、第1の送信部10および第3の送信部30は、複数の送信RF信号を周波数分割で送信してもよい。この場合、送信RF信号は、互いに分離可能な周波数帯域を用いた信号とされてから同時に送信される。なお、複数の送信RF信号を分離する方法として、時分割、符号分割および周波数分割を適宜組み合わせて用いてもよい。
図13Aは、図4のステップST6における第1のモジュール1-nMDLによる処理を示すフローチャートである。第3のモジュール3-nTxExによって空間に放射された送信RF信号は、空間内に存在する目標で反射されて反射RF信号Aとなる。反射RF信号Aは、第1のモジュール1-nMDLが備える第1の受信部11におけるアンテナ1-7-nRx,nMDLに入射される。アンテナ1-7-nRx,nMDLは、入射してきた反射RF信号Aを受信する(ステップST1e)。アンテナ1-7-nRx,nMDLによって受信された反射RF信号Aは、第1のモジュール1-nMDLの受信チャンネルnRx,nMDLにおける受信RF信号として受信機1-8-nRx,nMDLに出力される。
受信機1-8-nRx,nMDLは、第1の局部発振信号を用いて、受信RF信号をダウンコンバートする(ステップST2e)。続いて、受信機1-8-nRx,nMDLが、ダウンコンバートされた信号を、帯域フィルタを用いてフィルタリングし、帯域フィルタを通過した信号の強度を増幅させてから位相検波する。これらの処理により、第1のモジュール1-nMDLの受信チャンネル番号nRx,nMDLの受信チャンネルにおける受信ビート信号が生成される。受信ビート信号は、受信機1-8-nRx,nMDLからA/D変換器1-9-nRx,nMDLに出力される。
A/D変換器1-9-nRx,nMDLは、第1のモジュール1-nMDLの受信チャンネル番号nRx,nMDLの受信チャンネルにおける受信ビート信号をアナログ信号からデジタル信号に変換することにより、受信ビート信号V1,nMDL(3,nTx,nRx,h,m)を生成する(ステップST3e)。受信ビート信号V1,nMDL(3,nTx,nRx,h,m)は、第1のモジュール1-nMDLの受信チャンネル番号nRx,nMDLの受信チャンネルにおける第3の受信ビート信号である。第3のモジュール3-nTxExから送信された送信RF信号の反射RF信号を用いて第3の受信ビート信号が生成されたことを示すため、上記式(12)で表される受信ビート信号V1,nMDL(nTx,nRx,h,m)を、受信ビート信号V1,nMDL(3,nTx,nRx,h,m)と表記している。
図13Bは、図4のステップST6における第2のモジュール2-nRxExによる処理を示すフローチャートである。第3のモジュール3-nTxExによって空間に放射された送信RF信号の反射RF信号Aは、第2のモジュール2-nRxExが備える第2の受信部20におけるアンテナ2-7-nRx,nRxExに入射される。アンテナ2-7-nRx,nRxExは、入射してきた反射RF信号Aを受信する(ステップST1f)。アンテナ2-7-nRx,nRxExによって受信された反射RF信号Aは、第2のモジュール2-nRxExの受信チャンネルnRx,nRxExにおける受信RF信号として受信機2-8-nRx,nRxExに出力される。
受信機2-8-nRx,nRxExは、第2の局部発振信号を用いて、受信RF信号をダウンコンバートする(ステップST2f)。続いて、受信機2-8-nRx,nRxExが、ダウンコンバートされた信号を、帯域フィルタを用いてフィルタリングし、帯域フィルタを通過した信号の強度を増幅させてから位相検波する。これらの処理により、第2のモジュール2-nRxExの受信チャンネル番号nRx,nRxExの受信チャンネルにおける受信ビート信号が生成される。受信ビート信号は、受信機2-8-nRx,nRxExからA/D変換器2-9-nRx,nRxExに出力される。
A/D変換器2-9-nRx,nRxExは、第2のモジュール2-nRxExの受信チャンネル番号nRx,nRxExの受信チャンネルにおける受信ビート信号をアナログ信号からデジタル信号に変換することにより、受信ビート信号V2,nRxEx(3,nTx,nRx,h,m)を生成する(ステップST3f)。受信ビート信号V2,nRxEx(3,nTx,nRx,h,m)は、第2のモジュール2-nRxExの受信チャンネル番号nRx,nRxExの受信チャンネルにおける第2の受信ビート信号である。第3のモジュール3-nTxExから送信された送信RF信号の反射RF信号を用いて、第2のモジュール2-nRxExによって第2の受信ビート信号が生成されたことを示すため、上記式(12)で表される受信ビート信号V1,nMDL(nTx,nRx,h,m)を、受信ビート信号V2,nRxEx(3,nTx,nRx,h,m)と表記している。
図14は、図4のステップST7およびステップST8の詳細な処理を示すフローチャートである。第1の信号処理器12において、第1の分離部120は、図13AのステップST3eで得られた、第1のモジュール1-nMDLの受信チャンネル番号nRx,nMDLの受信チャンネルにおける受信ビート信号V1,nMDL(3,nTx,nRx,h,m)を、A/D変換器1-9-nRx,nMDLから入力する。第1の分離部120は、受信ビート信号V1,nMDL(3,nTx,nRx,h,m)を、上記式(13)と同様にして復調する。復調後の受信ビート信号は、第3のモジュール3-nTxExにおける送信チャンネルごとおよび第1のモジュール1-nMDLにおける受信チャンネルごとの信号に分離されている(ステップST1g)。これにより、第3のモジュール3-nTxExにおける送信チャンネル番号nTx,nTxExおよび第1のモジュール1-nMDLにおける受信チャンネル番号nRxに対応した第3の受信ビート信号V1,nMDL,C(3,nTx,nRx,h,m)が生成される。
続いて、第1の信号生成部121は、第3の受信ビート信号V1,nMDL,C(3,nTx,nRx,h,m)を用いて、目標候補番号ntgtの目標候補の速度に対応する速度ビン番号qntgtおよび目標候補番号ntgtの目標候補の距離に対応する距離ビン番号kntgtに基づく下記式(19)に従い、目標候補番号ntgtの目標候補の距離および速度に基づいた第3の信号fb,1,nMDL(3,nTx,nRx,qntgt,kntgt)を生成する(ステップST2g)。第3の信号fb,1,nMDL(3,nTx,nRx,qntgt,kntgt)は、第1の信号生成部121から、第2のコヒーレント積分部125に出力される。
第2の信号処理器21において、第2の分離部210は、図13BのステップST3fで得られた、第2のモジュール2-nRxExの受信チャンネル番号nRx,nRxExの受信チャンネルにおける受信ビート信号V2,nRxEx(3,nTx,nRx,h,m)を、A/D変換器2-9-nRx,nRxExから入力する。第2の分離部210は、受信ビート信号V2,nRxEx(3,nTx,nRx,h,m)を、上記式(13)と同様にして復調する。復調後の受信ビート信号は、第3のモジュール3-nTxExにおける送信チャンネルごとおよび第2のモジュール2-nRxExにおける受信チャンネルごとの信号に分離されている(ステップST1g-1)。このようにして、第3のモジュール3-nTxExにおける送信チャンネル番号nTx,nTxExおよび第2のモジュール2-nRxExにおける受信チャンネル番号nRx,nRxExに対応した第2の受信ビート信号V2,nRxEx,C(3,nTx,nRx,h,m)が生成される。
続いて、第2の信号生成部211は、第2の受信ビート信号V2,nRxEx,C(3,nTx,nRx,h,m)を用いて、目標候補番号ntgtの目標候補の速度に対応する速度ビンqntgtおよび目標候補番号ntgtの目標候補の距離に対応する距離ビンkntgtに基づく下記式(20)に従い、目標候補番号ntgtの目標候補の距離および速度に基づいた第2の信号fb,2,nRxEx(3,nTx,nRx,qntgt,kntgt)を生成する(ステップST2g-1)。第2の信号fb,2,nRxEx(3,nTx,nRx,qntgt,kntgt)は、第2の信号生成部211から、第1の信号処理器12が備える第2のコヒーレント積分部125に出力される。
目標候補検出部123が目標候補を検出するように構成されているので、目標候補番号ntgtの速度ビン番号qntgtおよび距離ビン番号kntgtに対応する信号に限定して演算することが可能となり、演算量が低減され、コストが低減されたレーダ装置を得ることが可能である。例えば、全ての距離ビン番号Mに対応する信号に対して、ヒット方向に高速フーリエ変換する演算量は、M(H/2)log2Hであり、下記式(20)に示す目標候補番号ntgtの目標候補の距離ビン番号kntgtに対応する速度ビン番号qntgtの信号を算出する演算量は、HNtgtであるので、M(H/2)log2H≫HNtgtとなる。また、目標候補番号ntgtの目標候補の速度ビン番号qntgtおよび距離ビン番号kntgtに限定した第2の信号fb,2,nRxEx(3,nTx,nRx,qntgt,kntgt)を出力するため、通信量の低減が可能となり、レーダ装置の規模の縮小化が可能である。
目標候補検出部123が目標候補を検出するように構成されているので、目標候補番号ntgtの速度ビン番号qntgtおよび距離ビン番号kntgtに対応する信号に限定して演算することが可能となり、演算量が低減され、コストが低減されたレーダ装置を得ることが可能である。例えば、全ての距離ビン番号Mに対応する信号に対して、ヒット方向に高速フーリエ変換する演算量は、M(H/2)log2Hであり、下記式(20)に示す目標候補番号ntgtの目標候補の距離ビン番号kntgtに対応する速度ビン番号qntgtの信号を算出する演算量は、HNtgtであるので、M(H/2)log2H≫HNtgtとなる。また、目標候補番号ntgtの目標候補の速度ビン番号qntgtおよび距離ビン番号kntgtに限定した第2の信号fb,2,nRxEx(3,nTx,nRx,qntgt,kntgt)を出力するため、通信量の低減が可能となり、レーダ装置の規模の縮小化が可能である。
第2のコヒーレント積分部125は、第2の信号処理器21によって生成された第2の信号fb,2,nRxEx(3,nTx,nRx,qntgt,kntgt)および第1の信号生成部121によって生成された第3の信号fb,1,nMDL(3,nTx,nRx,qntgt,kntgt)とに対して、目標候補の到来角度候補に対応する到来位相差に基づいた下記式(21)に従ったコヒーレント積分を行う(ステップST3g)。このコヒーレント積分を行うことにより、目標候補番号ntgtの目標候補についての信号R3,ch(nθ,qntgt,kntgt)が生成される。ただし、第2のコヒーレント積分部125は、送信モジュールおよび送信チャンネル間のドップラ周波数、すなわち目標移動の影響がある場合、目標候補番号ntgtの目標候補の速度ビン番号qntgtに対応する速度を用いてその影響を抑圧してから、下記式(21)の処理を行う。
上記式(21)において、Nθは、想定される目標角度の数であり、nθは、想定される目標角度に割り当てられた目標角度番号である。φ’Tx(3,nTxEx,nMDL,nθ)は、目標角度番号nθの目標角度についての第3のモジュール3-nTxExの送信チャンネルと第1のモジュール1-nMDLの受信チャンネルとの位相差である。φ’Rx(nMDL,nRx,nMDL,nθ)は、目標角度番号nθの目標角度についての第1のモジュール1-nMDLの受信チャンネル番号nRx,nMDLの受信チャンネルにおける到来位相差である。φ”Tx(3,nTxEx,nRxEx,nθ)は、目標角度番号nθの目標角度についての第3のモジュール3-nTxExの送信チャンネルと第2のモジュール2-nRxExとの位相差である。φ”Rx(nRxEx,nRx,nRxEx,nθ)は、目標角度番号nθの目標角度についての第2のモジュール2-nRxExの受信チャンネル番号nRx,nRxExの受信チャンネルにおける到来位相差である。
これまで、目標候補番号ntgtの目標候補に対応した第2の信号および第3の信号に対して上記式(21)に従った離散フーリエ変換を行う場合を示したが、これに限定されるものではない。例えば、離散フーリエ変換の代わりに、FFT、MUSICあるいはESPRITなどを行ってもよい。
また、上記式(21)では、遠方界として説明しているが、開口が広くなって受信波を平面波として近似できない場合、近傍界として積分してもよい。
目標候補番号ntgtの目標候補に対応した第2の信号および第3の信号に対して上記式(21)に従った離散フーリエ変換を行う場合を示したが、さらに目標候補番号ntgtの目標候補に対応した第1の信号を含めて積分してもよい。これにより、サイドローブおよびグレーティングレベルを低減することが可能である。
第3のモジュール3-nTxExは、受信チャンネルを備えてもよい。すなわち、第3のモジュール3-nTxExは、第1のモジュール1-nMDLと同様に送信および受信を行うモジュールであってもよい。
また、上記式(21)では、遠方界として説明しているが、開口が広くなって受信波を平面波として近似できない場合、近傍界として積分してもよい。
目標候補番号ntgtの目標候補に対応した第2の信号および第3の信号に対して上記式(21)に従った離散フーリエ変換を行う場合を示したが、さらに目標候補番号ntgtの目標候補に対応した第1の信号を含めて積分してもよい。これにより、サイドローブおよびグレーティングレベルを低減することが可能である。
第3のモジュール3-nTxExは、受信チャンネルを備えてもよい。すなわち、第3のモジュール3-nTxExは、第1のモジュール1-nMDLと同様に送信および受信を行うモジュールであってもよい。
角度算出部126は、目標候補番号ntgtの目標候補についての信号R3,ch(nθ,qntgt,kntgt)の信号強度に基づいて、目標候補番号ntgtの目標候補における角度候補n’θ,tgtを算出する(ステップST4g)。角度候補n’θ,tgtに対応する角度θ(n’θ,tgt)は、角度算出部126から表示器9に出力される。表示器9は、目標候補番号ntgtの目標候補の速度、距離および角度を画面上に表示する。
目標角度θと目標角度番号nθの目標角度θ’nθが一致する場合、目標候補番号ntgtの目標候補についての信号R3,ch(nθ,qntgt,kntgt)は、コヒーレントに積分されて信号電力が最大値を示す。すなわち、第3のモジュール3-nTxExの送信チャンネルごとおよび第1のモジュール1-nMDLの受信チャンネルごとの信号と、第3のモジュール3-nTxExの送信チャンネルごとおよび第2のモジュール2-nRxExの受信チャンネルごとの信号とをコヒーレントに積分することにより、コヒーレント積分後の信号の電力が増大する。当該信号を用いることで、目標の検出性能が向上したレーダ装置を得ることが可能になる。
図15Aは、実施の形態1に係るレーダ装置における実際のアンテナ配置を示す図である。図15Bは、実施の形態1に係るレーダ装置における実際のアンテナ配置および仮想的なアンテナ配置を示す図である。図15Aにおいて、第3のモジュール3-1、第2のモジュール2-1、第1のモジュール1-1、第2のモジュール2-2および第3のモジュール3-2が、この順で直線状に配置されている。第2のモジュール2-1、第1のモジュール1-1および第2のモジュール2-2の各受信チャンネルに対応するアンテナ開口長をDとすると、レーダ装置全体の受信チャンネル(1a)に対応するアンテナ開口長は3Dとなる。図15Aにおいて、3Dsinθは、チャンネル間の位相差である。
第1の信号処理器12が、第3のモジュール3-nTxExの送信チャンネルごと、第1のモジュール1-nMDLの受信チャンネルごと、第3のモジュール3-nTxExの送信チャンネルごとおよび第2のモジュール2-nRxExの受信チャンネルごとに信号をコヒーレントに積分することにより、図15Bで符号(2a)を付した仮想的な受信チャンネルが形成される。これにより、実施の形態1に係るレーダ装置のアンテナ開口長が3Dから6Dへ仮想的に大きくなる。図15Bにおいて、6Dsinθは、チャンネル間の位相差である。
図16は、目標候補の数が1つである場合における目標候補の角度とこれに対応する信号の電力との関係を示す図である。図16において、曲線(a)は、図10Aに示した第1のモジュール1-1によって送受信された信号の電力とこの信号を用いて算出された目標候補の角度との関係を示している。コヒーレント積分を行っていないため、アンテナ開口長はDのままであり、曲線(a)から明らかなように角度分解能は低い。
曲線(b)は、送信チャンネルが2つで受信チャンネルが1つである第1のモジュール1-1において、図9に示したチャンネル間のコヒーレント積分で得られた信号の電力とこの信号を用いて算出された目標候補の角度との関係を示している。この場合、図10Bに示したように、仮想的な受信チャンネルが付加されてアンテナ開口長が2Dとなるため、曲線(b)は、曲線(a)よりは角度分解能が向上する。しかしながら、十分な角度分解能は得られない。
曲線(c)は、第3のモジュール3-1または3-2の送信チャンネルごと、第1のモジュール1-1の受信チャンネルごと、および第2のモジュール2-1~2-4の受信チャンネルごとに信号をコヒーレントに積分し、コヒーレント積分で得られた信号の電力とこの信号を用いて算出された目標候補の角度との関係を示している。この関係は、図2に示したレーダ装置において、第3のモジュール3-1または3-2から送信された信号を、第1のモジュール1-1および第2のモジュール2-1~2-4のそれぞれで受信して得たものである。モジュール間およびチャンネル間で信号のコヒーレント積分を行うことにより、角度分解能が格段に向上している。
図17は、目標候補の数が2つである場合における目標候補の角度とこれに対応する信号の電力との関係を示す図である。図17において、曲線(a1)は、送信チャンネルが2つで受信チャンネルが1つである第1のモジュール1-1において、図9に示したチャンネル間のコヒーレント積分で得られた信号の電力とこの信号を用いて算出された目標角度との関係を示している。また、曲線(b1)および(b2)は、コヒーレント積分で得られた信号を目標ごとに処理した結果である。曲線(a1)、(b1)および(b2)から明らかなように、第1のモジュール1-1だけでは、2つの目標が存在しても、十分な角度分解能が得られず、それぞれの目標を分離できず、測角できない。
曲線(c1)は、第3のモジュール3-1または3-2の送信チャンネルごと、第1のモジュール1-1の受信チャンネルごと、および第2のモジュール2-1~2-4の受信チャンネルごとに信号をコヒーレントに積分し、コヒーレント積分で得られた信号の電力とこの信号を用いて算出された目標候補の角度との関係を示している。この関係は、図2に示したレーダ装置において、第3のモジュール3-1または3-2から送信された信号を、第1のモジュール1-1および第2のモジュール2-1~2-4のそれぞれで受信して得たものである。これらのモジュールを用いることで、2つの目標がそれぞれ分離され、測角することが可能である。
実施の形態1に係るレーダ装置は、位相雑音を抑圧することで、反射電力が小さい目標を検出することができる。また、実施の形態1に係るレーダ装置は、図17に示した曲線(c1)から明らかなように、第1のモジュール1-1だけでは達成できない角度分解能が得られる。これにより、目標の検出性能が向上したレーダ装置を得ることができる。
なお、これまでの説明では、複数のモジュールからなるリニアアレーを示したが、これに限定されるものではない。例えば、送信チャンネルおよび受信チャンネルのそれぞれに対応するアンテナを、縦方向または横方向、あるいは縦方向および横方向に異なる配置にしてもよい。この場合であっても、実施の形態1に係るレーダ装置は、目標の水平面での角度のみ、目標の仰角のみ、あるいは、目標の水平面および垂直に対する角度を算出することができる。
次に、実施の形態1に係るレーダ装置の有用性について説明する。
実施の形態1に係るレーダ装置は、第1のモジュール、第2のモジュールおよび第3のモジュールを分散配置することができるので、複数のモジュールを集中して配置できないという制約があっても、対応可能である。また、実施の形態1に係るレーダ装置は、第1のモジュール、第2のモジュールおよび第3のモジュールを用いることで、第1のモジュールのみでは実現できない広いアンテナ開口が得られる。これにより、目標の角度分解能が向上する。
実施の形態1に係るレーダ装置は、第1のモジュール、第2のモジュールおよび第3のモジュールを分散配置することができるので、複数のモジュールを集中して配置できないという制約があっても、対応可能である。また、実施の形態1に係るレーダ装置は、第1のモジュール、第2のモジュールおよび第3のモジュールを用いることで、第1のモジュールのみでは実現できない広いアンテナ開口が得られる。これにより、目標の角度分解能が向上する。
図18Aは、複数のモジュールが同じ局部発振信号を用いる従来のレーダ装置の概要を示す図である。図18Aに示す従来のレーダ装置は、モジュール150~153を備えている。モジュール150は、送信部150aおよび局部発振信号生成器150bを備えている。モジュール151は、受信部151aを備え、モジュール152は、受信部152aを備え、モジュール153は、送信部153aを備える。局部発振信号生成器150bは、同じ局部発振信号を複数のモジュール150~153にそれぞれ分配する。この構成では、分配数が増加すると、その分だけ局部発振信号の電力が低下する。このため、局部発振信号生成器150bは、局部発振信号の分配損失を補えるだけの大規模な装置である必要があり、コストが増大する。
図18Bは、複数のモジュールのそれぞれが異なる局部発振信号を用いる従来のレーダ装置の概要を示す図である。図18Bに示す従来のレーダ装置は、モジュール160~163を備えている。モジュール160は、送信部160aと局部発振信号生成器160bを備える。モジュール161は、受信部161aおよび局部発振信号生成器161bを備え、モジュール162は、受信部162aおよび局部発振信号生成器162bを備え、モジュール163は、送信部163aおよび局部発振信号生成器163bを備える。局部発振信号生成器160b~163bは、互いに異なる局部発振信号を生成する。このため、位相雑音が増大する。
図18Cは、実施の形態1に係るレーダ装置の概要を示す図である。図18Cに示すように、実施の形態1に係るレーダ装置では、第1のモジュール1-1、第2のモジュール2-1~2-NRxExおよび第3のモジュール3-1~3-NTxExのそれぞれが、局部発振信号生成部を備えているため、局部発振信号の分配損失が低減される。さらに、送信と受信に同じ局部発振信号を用いることで、位相雑音の影響が抑圧され、反射電力が小さい目標であっても検出可能である。
図19Aは、従来のレーダ装置によって測定された目標に対応する信号の電力と目標の距離との関係を示す図である。図19Aにおいて、曲線A1は、反射電力が小さい目標について想定される受信信号の電力と当該目標までの距離との関係を示している。曲線B1は、図18Bに示した従来のレーダ装置によって測定された、反射電力が大きい目標についての受信信号の電力と当該目標までの距離との関係を示している。反射電力が小さい目標は、反射電力が大きい目標の周辺に存在している。閾値Pφnis,THは、位相雑音による損失の閾値であり、従来のレーダ装置によって測定された目標に対応する受信信号を示す曲線B1において、矢印で示すように、位相雑音による損失が、閾値Pφnis,THよりも大きい。
図18Bに示したレーダ装置は、送信サブアレイ部としてモジュール160を備えており、受信サブアレイ部としてモジュール161,162を備えている。複数の受信サブアレイ部が信号を受信し、かつ送信サブアレイ部と受信サブアレイ部とが異なる局部発振信号を用いている。このため、図18Bに示したレーダ装置では、図19Aに示すように、反射電力が大きい目標に対応した信号において位相雑音が増大し、当該目標の周辺に存在する反射電力が小さい目標の検出は困難である。従って、この問題に対して、図18Bに示したレーダ装置は、複数の受信サブアレイ部の受信信号を目標の到来角度ごとに合成する必要があり、目標の角度を求めるための演算量が増大する。
図19Bは、実施の形態1に係るレーダ装置によって測定された目標に対応する信号の電力と目標の距離との関係を示す図である。図19Bにおいて、曲線A1は、反射電力が小さい目標について想定される受信信号の電力と当該目標までの距離との関係を示している。曲線B2は、実施の形態1に係るレーダ装置によって測定された、反射電力が大きい目標についての受信信号の電力と当該目標までの距離との関係を示している。
実施の形態1に係るレーダ装置は、送信側と受信側で同じ局部発振信号を用いるので、目標に対応する受信信号を示す曲線B2において、矢印で示すように、位相雑音による損失が、閾値Pφnis,THよりも小さく、位相雑音の影響が抑圧されている。これにより、反射電力が大きい目標の周辺に存在する反射電力が小さい目標の検出性能が向上する。すなわち、実施の形態1に係るレーダ装置では、送信側と受信側で同じ局部発振信号を用いる複数のモジュールを用いて仮想的にアンテナ開口を広くすることで、受信ビート信号の位相雑音の影響が低減されるので、目標の検出精度を保ちつつ目標の角度分解能を高めることができる。また、目標検出の前に、全ての距離ビンおよび速度ビンについてビーム合成、すなわち受信チャンネル間の積分が不要であるため、目標の角度を求めるための演算量が低減される。
位相雑音の影響を抑圧するためには、送信に用いられる局部発振信号と受信に用いられる局部発振信号との相関を高くする、すなわち、ダウンコンバートにおける位相雑音の差を小さくする必要がある。
図20Aは、第1のモジュール1-nMDLにおける信号の送受信に用いられる周波数と時間との関係を示すグラフである。図20Aにおいて、直線Cは、第1の送信部10に用いられる局部発振信号の周波数と時間との関係を示している。また、直線Dは、第1の受信部11に用いられる局部発振信号の周波数と時間との関係を示している。第1の送信部10が時間t=0で送信RF信号を送信し、第1の受信部11が、時間t=2Rmax/cで反射RF信号を受信したものとする。ここで、cは光速であり、Rmaxは、実施の形態1に係るレーダ装置に予め定められた最大探知距離である。第1のモジュール1-nMDLでは、送信側と受信側で同じ第1の局部発振信号を用いるので、図20Aに示すように、送信側の局部発振信号と受信側の局部発振信号は同期している。
図20Bは、第1の局部発振信号および第1の受信部11によって受信された反射RF信号における位相と時間との関係を示すグラフである。図20Bにおいて、曲線C1は、第1の局部発振信号の位相と時間との関係を示している。また、曲線D1は、第1の送信部10によって送信された送信RF信号の反射RF信号の位相と時間との関係を示している。E1は、第1の局部発振信号と反射RF信号との位相雑音差である。
図20Cは、第2の局部発振信号および第2の受信部20によって受信された反射RF信号における位相と時間との関係を示すグラフである。図20Cにおいて、曲線C2は、第2の局部発振信号の位相と時間との関係を示している。また、曲線D2は、図20Bに示した曲線D1と同様に、第1の送信部10によって送信された送信RF信号の反射RF信号の位相と時間との関係を示している。図20Cにおける第2の局部発振信号は、第1の局部発振信号とは異なる局部発振信号である。E2は、第2の局部発振信号と反射RF信号との位相雑音差である。
下記式(22)は、第1の送信部10が用いる第1の局部発振信号の位相雑音と第1の受信部11が用いる第1の局部発振信号の位相雑音との差分と、第1の送信部10が用いる第1の局部発振信号の位相雑音と第2の受信部20が用いる第2の局部発振信号の位相雑音との差分との大小関係を示している。下記式(22)において、φnis,1,nMDL,nTx(t)は、第1のモジュール1-nMDLの送信チャンネル番号nTxの送信チャンネルにおける第1の局部発振信号の位相雑音である。φnis,1,nMDL,nTx(t-2Rmax/c)は、第1のモジュール1-nMDLの受信チャンネル番号nRx,nMDLの受信チャンネルにおける第1の局部発振信号の位相雑音である。また、φnis,2,nRxEx,nTx(t-2Rmax/c)は、第2のモジュール2-nRxExの受信チャンネル番号nRx,nRxExの受信チャンネルにおける第2の局部発振信号の位相雑音である。
第1のモジュール1-nMDLにおいて、第1の送信部10と第1の受信部11とが同じ第1の局部発振信号を用い、第2のモジュール2-nRxExにおいて、第2の受信部20が、第1の局部発振信号とは異なる第2の局部発振信号を用いた場合に、図20Bおよび図20Cに示すように、位相雑音差E1は、位相雑音差E2よりも小さくなる。上記式(22)は、この関係を示しており、第1の送信部10と第1の受信部11が同じ第1の局部発振信号を用いたときの位相雑音の差分は、第2の受信部20が第1の局部発振信号とは異なる第2の局部発振信号を用いた場合における位相雑音の差分よりも小さい。
上記式(10)、図20Bおよび図20Cに示すように、局部発振信号と、受信された反射RF信号との間には時間差2Rmax/cがあり、レーダ装置からの目標の距離が遠くなるほど、位相雑音の差が大きくなって位相雑音の影響が大きくなる。
第1のモジュール1-nMDLは、下記式(23)の関係に従って位相雑音を抑圧する第1の局部発振信号生成部1-6-1を有しており、図19Bに示したように、位相雑音を所望のレベル以下に抑圧する。下記式(23)において、Δφnisは位相雑音差分の許容上限値である。位相雑音の差分がΔφnisよりも大きい場合、位相雑音の影響を抑圧できていない。
第1のモジュール1-nMDLは、下記式(23)の関係に従って位相雑音を抑圧する第1の局部発振信号生成部1-6-1を有しており、図19Bに示したように、位相雑音を所望のレベル以下に抑圧する。下記式(23)において、Δφnisは位相雑音差分の許容上限値である。位相雑音の差分がΔφnisよりも大きい場合、位相雑音の影響を抑圧できていない。
例えば、送信側と受信側で異なる局部発振信号が用いられた場合、上記式(22)の右辺に示すように、送信側と受信側で局部発振信号の特性が異なるため、位相雑音の影響を抑圧できず、目標検出性能が劣化する。なお、互い異なる局部発振信号を、位相雑音差分がΔφnis以下となるように調整してもよいが、この調整を行うことによりコストが増大する。このため、上記式(23)の関係に従って位相雑音を抑圧する第1の局部発振信号生成部1-6-1は、有用性がある。
さらに、第1の局部発振信号生成部1-6-1が、第1の受信部11によって受信された反射RF信号のダウンコンバートに第1の局部発振信号を用いることに加え、位相雑音による損失Pφnisに基づいてレーダパラメータを設定することにより、所望の位相雑音を抑圧することが可能になる。すなわち、第1の局部発振信号生成部1-6-1は、変調帯域B0、サンプリング周波数fsおよび最大探知距離Rmaxといったレーダパラメータを調整して、所望の位相雑音による損失Pφnisが閾値Pφnis,TH以下になるように位相雑音を抑圧する。
例えば、第1の局部発振信号生成部1-6-1は、上記式(23)を満たすため、下記式(24)、下記式(25)、下記式(26)および下記式(27)を満たすレーダパラメータとして、変調帯域B0、サンプリング周波数fs、およびサンプリング周波数fsの曖昧さがなく計測可能な距離Ramb,fsを設定する。ここで、Pφnis,THは、位相雑音による損失Pφnisの閾値であり、fb,Rmaxは、最大探知距離Rmaxのビート周波数、Pφnis(fb,Rmax,fs)は、最大探知距離Rmaxのビート周波数fb,Rmaxおよびサンプリング周波数fsである場合の位相雑音による損失である。下記式(24)は、第1の局部発振信号生成部1-6-1が所望の性能を満たすための、変調帯域B0とサンプリング周波数fsの関係を示している。下記式(25)は、第1の局部発振信号生成部1-6-1が所望の性能を満たすための、最大探知距離Rmaxとサンプリング周波数fsの曖昧さがなく計測可能な距離Ramb,fsとの関係を示している。下記式(26)は、第1の局部発振信号生成部1-6-1が所望の性能を満たすための、最大探知距離Rmaxのビート周波数fb,Rmaxとサンプリング周波数fsとの関係を示している。下記式(27)は、第1の局部発振信号生成部1-6-1が所望の性能を満たすための、位相雑音による損失Pφnisの閾値Pφnis,THと最大探知距離Rmaxのビート周波数fb,Rmaxおよびサンプリング周波数fsとの関係を示している。下記式(28)は、第1の局部発振信号生成部1-6-1が所望の性能を満たすための、最大探知距離Rmaxのビート周波数fb,Rmaxと最大探知距離Rmaxとの関係を示している。下記式(29)は、第1の局部発振信号生成部1-6-1が所望の性能を満たすための、サンプリング周波数fsとサンプリング周波数fsの曖昧さがなく計測可能な距離Ramb,fsとの関係を示している。
実施の形態1に係るレーダ装置は、上記式(9)に示したように、送信RF信号と同様に、反射RF信号をダウンコンバートするために周波数変調された第1の局部発振信号を用いるため、変調帯域B0よりサンプリング周波数fsを低くすることが可能である。
また、変調帯域B0以上のサンプリング周波数fsを用いた場合、第1の局部発振信号と距離分解能以上の距離にある目標からの反射RF信号(第1の送信信号の反射信号)とは、相関が低くなり、位相雑音の影響が増大する。従って、第1の局部発振信号生成部1-6-1が、下記式(24)に従ってサンプリング周波数fsを低くして、上記両信号の相関が高くなるように、レーダパラメータを設定することで、最大探知距離Rmax以下にある目標からの反射RF信号の位相雑音による損失を抑圧することができる。
B0>fs ・・・(24)
Rmax<Ramb,fs ・・・(25)
fb,Rmax≦fs ・・・(26)
Pφnis,TH≧Pφnis(fb,Rmax,fs) ・・・(27)
fb,Rmax=(2B0/cT0)Rmax ・・・(28)
fs=(2B0/cT0)Ramb,fs ・・・(29)
実施の形態1に係るレーダ装置は、上記式(9)に示したように、送信RF信号と同様に、反射RF信号をダウンコンバートするために周波数変調された第1の局部発振信号を用いるため、変調帯域B0よりサンプリング周波数fsを低くすることが可能である。
また、変調帯域B0以上のサンプリング周波数fsを用いた場合、第1の局部発振信号と距離分解能以上の距離にある目標からの反射RF信号(第1の送信信号の反射信号)とは、相関が低くなり、位相雑音の影響が増大する。従って、第1の局部発振信号生成部1-6-1が、下記式(24)に従ってサンプリング周波数fsを低くして、上記両信号の相関が高くなるように、レーダパラメータを設定することで、最大探知距離Rmax以下にある目標からの反射RF信号の位相雑音による損失を抑圧することができる。
B0>fs ・・・(24)
Rmax<Ramb,fs ・・・(25)
fb,Rmax≦fs ・・・(26)
Pφnis,TH≧Pφnis(fb,Rmax,fs) ・・・(27)
fb,Rmax=(2B0/cT0)Rmax ・・・(28)
fs=(2B0/cT0)Ramb,fs ・・・(29)
図21は、位相雑音による損失とビート周波数との関係を示す図である。図21において、サンプリング周波数fs,Hは、上記式(26)および上記式(27)を満たさない高いサンプリング周波数であり、サンプリング周波数fs,Lは、上記式(26)および上記式(27)を満たさない低いサンプリング周波数である。サンプリング周波数fs,Hであるときのビート周波数fbは、図21において符号Faを付して示すように、上記(26)は満たすが、上記式(27)は満たさない。これにより、図21において二点鎖線で示すように、最大探知距離Rmaxのビート周波数fb,Rmaxであるときの位相雑音による損失Pφnis(fs,H)が、位相雑音による損失の閾値Pφnis,TH以上になる。このようにサンプリング周波数fsが高くなるにつれてビート周波数fbが高くなるので、第1の局部発振信号と反射RF信号(第1の送信信号の反射信号)との相関が低くなるという問題がある。
一方、図21において一点鎖線で示すように、サンプリング周波数fs,Lを低くしたときのビート周波数fbは、上記(26)は満たさないが、上記式(27)は満たし、短距離であるため、第1の局部発振信号と反射RF信号(第1の送信信号の反射信号)との相関が高くなる。
第1の局部発振信号生成部1-6-1が、レーダパラメータの値を、上記式(26)および上記式(27)を満たす、図21において符号Fで示す領域内の値となるように設定することで、図21において符号Fbで示す位相雑音による損失が閾値Pφnis,TH以下となり、すなわち、上記式(23)を満たすようになる。これにより、所望の位相雑音の抑圧が得られ、目標検出性能が向上または維持されたレーダ装置を得ることができる。
次に、実施の形態1に係るレーダ装置を車両に搭載したときのモジュール配置について説明する。以下では、実施の形態1に係るレーダ装置が、第1のモジュール1-1、第2のモジュール2-1~2-4または2-1~2-5、および第3のモジュール3-1,3-2を備えるものとする。
図22は、第1のモジュール1-1、第2のモジュール2-1~4および第3のモジュール3-1,3-2についての車両40への第1の配置例を示す図である。図22に示す第1の配置例では、車両40のフロントガラス付近に、第3のモジュール3-1、第2のモジュール2-1、第2のモジュール2-2、第1のモジュール1-1、第2のモジュール2-3、第2のモジュール2-4および第3のモジュール3-2が、この順で直線状に配置されている。
図23は、第1のモジュール1-1、第2のモジュール2-1~2-5および第3のモジュール3-1,3-2についての車両40への第2の配置例を示す図である。図23に示す第2の配置例では、車両40のフロントガラス付近に第3のモジュール3-1が配置され、車両40のバンパーに、第3のモジュール3-1、第2のモジュール2-1~2-5および第3のモジュール3-2が、この順で直線状に配置されている。
図24は、第1のモジュール1-1、第2のモジュール2-1~2-5および第3のモジュール3-1,3-2についての車両40への第3の配置例を示す図である。図24に示す第3の配置例では、車両40の正面のエンブレム部分に第1のモジュール1-1が配置され、車両40のフロントガラス付近に、第3のモジュール3-1、第2のモジュール2-1~2-5および第3のモジュール3-2が、この順で直線状に配置されている。
図25は、第1のモジュール1-1、第2のモジュール2-1~2-4および第3のモジュール3-1,3-2についての車両40への第4の配置例を示す図である。図25に示す第4の配置例では、車両40のフロントガラス付近に、第2のモジュール2-1、第2のモジュール2-2、第1のモジュール1-1、第2のモジュール2-3および第2のモジュール2-4が、この順で直線状に配置されている。さらに、第3のモジュール3-1および第3のモジュール3-2が、車両40のバンパーに配置されている。
実施の形態1に係るレーダ装置は、モジュール配置の自由度が高いので、図22、図23、図24および図25に示すように、複数のモジュールを分散して配置することが可能である。すなわち、全てのモジュールが一体となった構成に比べて、実施の形態1に係るレーダ装置は、車両の大きさまたは様々な配置場所に対応することが可能である。また、所望の仕様に応じて、例えば、角度分解能に応じてそれぞれのモジュールの数を設定することが可能である。
次に、実施の形態1に係るレーダ装置のハードウェア構成について説明する。
第1のモジュール1-nMDLにおける第1の送信部10、第1の受信部11および第1の信号処理器12の機能、第2のモジュール2-nRxExにおける第2の受信部20および第2の信号処理器21の機能および第3のモジュール3-nTxExにおける第3の送信部30の機能は、処理回路により実現される。すなわち、実施の形態1に係るレーダ装置は、図4に示したステップST1からステップST8までの処理を実行するための処理回路を備える。処理回路は、専用のハードウェアであってもよいが、メモリに記憶されたプログラムを実行するCPU(Central Processing Unit)であってもよい。
第1のモジュール1-nMDLにおける第1の送信部10、第1の受信部11および第1の信号処理器12の機能、第2のモジュール2-nRxExにおける第2の受信部20および第2の信号処理器21の機能および第3のモジュール3-nTxExにおける第3の送信部30の機能は、処理回路により実現される。すなわち、実施の形態1に係るレーダ装置は、図4に示したステップST1からステップST8までの処理を実行するための処理回路を備える。処理回路は、専用のハードウェアであってもよいが、メモリに記憶されたプログラムを実行するCPU(Central Processing Unit)であってもよい。
図26Aは、実施の形態1に係るレーダ装置の機能を実現するハードウェア構成を示すブロック図である。図26Bは、実施の形態1に係るレーダ装置の機能を実現するソフトウェアを実行するハードウェア構成を示すブロック図である。図26Aおよび図26Bにおいて、アンテナ100は、第1の送信部10が備えるアンテナ1-2-nTx、第1の受信部11が備えるアンテナ1-7-nRx,nMDL、第2の受信部20が備えるアンテナ2-7-nRx,nRxExまたは第3の送信部30が備えるアンテナ3-2-nTx,nTxExである。表示器101は、図1に示した表示器9である。
入出力インタフェース102は、信号バス104を介して、アンテナ100と、送信機1-3-nTx、受信機1-8-nRx,nMDL、受信機2-8-nRx,nRxExまたは送信機3-3-nTx,nTxExとの間の信号のやり取りを中継する。また、入出力インタフェース102は、信号バス104を介して、表示器101と第1の信号処理器12との間の信号のやり取りを中継する。
処理回路が図26Aに示す専用のハードウェアの処理回路103である場合、処理回路103は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ASIC(Application Specific Integrated Circuit)、FPGA(Field-Programmable Gate Array)、またはこれらを組み合わせたものが該当する。第1のモジュール1-nMDLにおける第1の送信部10、第1の受信部11および第1の信号処理器12の機能を別々の処理回路で実現してもよく、これらの機能をまとめて1つの処理回路で実現してもよい。また、第2のモジュール2-nRxExにおける第2の受信部20および第2の信号処理器21の機能を別々の処理回路で実現してもよく、これらの機能をまとめて1つの処理回路で実現してもよい。さらに、第3のモジュール3-nTxExにおける第3の送信部30の機能を、別々の処理回路で実現してもよく、これらの機能をまとめて1つの処理回路で実現してもよい。
処理回路が図26Bに示すプロセッサ105である場合、第1のモジュール1-nMDLにおける第1の送信部10、第1の受信部11および第1の信号処理器12の機能、第2のモジュール2-nRxExにおける第2の受信部20および第2の信号処理器21の機能および第3のモジュール3-nTxExにおける第3の送信部30の機能のそれぞれは、ソフトウェア、ファームウェアまたはソフトウェアとファームウェアとの組み合わせにより実現される。なお、ソフトウェアまたはファームウェアは、プログラムとして記述されてメモリ106に記憶される。
プロセッサ105は、メモリ106に記憶されたプログラムを読み出して実行することで、第1のモジュール1-nMDLにおける第1の送信部10、第1の受信部11および第1の信号処理器12の機能、第2のモジュール2-nRxExにおける第2の受信部20および第2の信号処理器21の機能および第3のモジュール3-nTxExにおける第3の送信部30の機能をそれぞれ実現する。例えば、各モジュールの機能は、プロセッサ105によって実行されたときに、図4に示したフローチャートにおける、ステップST1からステップST8までの処理が結果的に実行されるプログラムを記憶するためのメモリ106を備える。これらのプログラムは、第1のモジュール1-nMDL、第2のモジュール2-nRxExおよび第3のモジュール3-nTxExの手順または方法を、コンピュータに実行させる。メモリ106は、コンピュータを、第1のモジュール1-nMDL、第2のモジュール2-nRxExおよび第3のモジュール3-nTxExとして機能させるためのプログラムが記憶されたコンピュータ可読記憶媒体であってもよい。
メモリ106は、例えば、RAM(Random Access Memory)、ROM(Read Only Memory)、フラッシュメモリ、EPROM(Erasable Programmable Read Only Memory)、EEPROM(Electrically-EPROM)などの不揮発性または揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、DVDなどが該当する。
第1のモジュール1-nMDLにおける第1の送信部10、第1の受信部11および第1の信号処理器12の機能について、一部を専用のハードウェアで実現し、一部をソフトウェアまたはファームウェアで実現してもよい。例えば、第1の送信部10および第1の受信部11は、専用のハードウェアである処理回路103で機能を実現し、第1の信号処理器12は、プロセッサ105が、メモリ106に記憶されたプログラムを読み出して実行することで、機能を実現する。このように、処理回路は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェアまたはこれらの組み合わせにより上記機能を実現することができる。
以上のように、実施の形態1に係るレーダ装置において、第1のモジュール1-1が、第1の局部発振信号を用いて、受信された反射RF信号から、受信ビート信号を生成し、第2のモジュール2-1が、第1の局部発振信号と同期している第2の局部発振信号を用いて、受信された反射RF信号から受信ビート信号を生成し、第1の信号処理器12が、第1のモジュール1-1によって生成された受信ビート信号と、第2のモジュール2-1によって生成された受信ビート信号とに基づくコヒーレント積分で得られた信号を用いて目標の角度を算出する。これにより、目標の検出精度を保ちつつ目標の角度分解能を高めることができる。
実施の形態1に係るレーダ装置において、第1のモジュール1-1は、複数の送信チャンネルおよび複数の受信チャンネルを有する。第1の信号処理器12は、チャンネル間の位相差に基づいてコヒーレント積分を行う。第3のモジュール3-1は、第1のモジュール1-1と第2のモジュール2-1との位置関係によって生じた到来位相差に基づいて、コヒーレント積分を行う。これらの積分を行うことで、目標の検出精度を保ちつつ目標の角度分解能を高めることができる。
実施の形態1において、第1のモジュール1-nMDLを用いて目標候補を検出し、第2のモジュール2-nRxExおよび第3のモジュール3-nTxExを用いて目標の角度分解能を向上させたレーダ装置を示したが、これに限定されるものではない。例えば、レーダ装置は、第1のモジュール1-nMDLおよび第2のモジュール2-nRxExのみを備えてもよく、第1のモジュール1-nMDLおよび第3のモジュール3-nTxExのみを備えてもよい。さらに、第1のモジュール1-nMDLの受信信号と第2のモジュール2-nRxExの受信信号とを合成して、目標の角度分解能をさらに向上させてもよい。
実施の形態2.
図27は、実施の形態2に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。実施の形態2に係るレーダ装置は、実施の形態1に係るレーダ装置とは異なって第2のモジュール2-nRxExを備えておらず、図27に示すように、第1のモジュール1-nMDL、第3のモジュール3-nTxExおよび表示器9を備えて構成される。
図27は、実施の形態2に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。実施の形態2に係るレーダ装置は、実施の形態1に係るレーダ装置とは異なって第2のモジュール2-nRxExを備えておらず、図27に示すように、第1のモジュール1-nMDL、第3のモジュール3-nTxExおよび表示器9を備えて構成される。
図28は、実施の形態2に係るレーダ装置の動作を示すフローチャートであって、実施の形態2に係るレーダ装置による信号処理方法を示している。
まず、第1のモジュール1-nMDLが備える第1の送信部10が、空間に送信RF信号を放射する(ステップST1h)。空間に物体が存在すると、この物体で送信RF信号が反射されてレーダ装置に戻ってくる。第1のモジュール1-nMDLが備える第1の受信部11は、送信RF信号の反射RF信号を受信して、第1の局部発振信号を用いて反射RF信号から受信ビート信号を生成する(ステップST2h)。この受信ビート信号が、目標の検出に用いられる第1の受信信号である。
まず、第1のモジュール1-nMDLが備える第1の送信部10が、空間に送信RF信号を放射する(ステップST1h)。空間に物体が存在すると、この物体で送信RF信号が反射されてレーダ装置に戻ってくる。第1のモジュール1-nMDLが備える第1の受信部11は、送信RF信号の反射RF信号を受信して、第1の局部発振信号を用いて反射RF信号から受信ビート信号を生成する(ステップST2h)。この受信ビート信号が、目標の検出に用いられる第1の受信信号である。
次に、第1の信号処理器12は、第1の受信部11から入力した受信ビート信号を用いて、第1のモジュール1-1における送信チャンネルごとおよび受信チャンネルごとの目標候補の距離および速度に基づいた第1の信号を生成する。第1の信号処理器12は、生成された第1の信号に対してインコヒーレント積分を行い、インコヒーレント積分で得られた信号の強度に基づいて目標候補の距離および速度を算出する(ステップST3h)。
続いて、第1の信号処理器12が、各目標候補についての第1のモジュール1-nMDLの送信チャンネルごとおよび受信チャンネルごとの第1の信号に対して、目標候補の到来角度候補に対応する到来位相差に基づいてコヒーレント積分を行う(ステップST4h)。
次に、第1のモジュール1-nMDLが備える第1の送信部10が、空間に送信RF信号を放射し、第3のモジュール3-nTxExが備える第3の送信部30が、空間に送信RF信号を放射する(ステップST5h)。第3の送信部3によって送信される送信RF信号が、第3の送信信号である。
第1のモジュール1-nMDLが備える第1の受信部11が、第1の送信部10によって送信された送信RF信号の反射RF信号を受信し、第3の送信部30によって送信された送信RF信号の反射RF信号を受信する。そして、第1の受信部11は、図13Aと同様の手順で、第1の局部発振信号を用いて、第1の送信部10から送信された送信RF信号の反射RF信号から第1の受信ビート信号を生成する。さらに、第1の受信部11は、図13Aと同様の手順で、第3の送信部30から送信された送信RF信号の反射RF信号から第3の受信ビート信号を生成する(ステップST6h)。第1の受信ビート信号は、目標の角度の算出に用いられる第1の受信信号であり、第3の受信ビート信号は、目標の角度の算出に用いられる第3の受信信号である。
第1の信号処理器12は、図14のステップST1gおよびステップST2gと同様の手順で、第1の受信ビート信号を用いて、第1のモジュール1-nMDLの送信チャンネルごとおよび受信チャンネルごとの各目標候補の距離および速度に基づいた第4の信号を生成する。さらに、第1の信号処理器12は、図14のステップST1gおよびステップST2gと同様の手順で、第3の受信ビート信号を用いて、第3のモジュール3-nTxExの送信チャンネルごとおよび第1のモジュール1-nMDLの受信チャンネルごとの各目標候補の距離および速度に基づいた第3の信号を生成する。
第1の信号処理器12は、図14のステップST3gと同様の手順で、各目標候補についての第3の信号および第4の信号に対し、目標候補の到来角度候補に対応する到来位相差に基づいてコヒーレント積分を行う(ステップST7h)。最後に、第1の信号処理器12は、各目標候補についてのコヒーレント積分で得られた信号を用いて、目標候補の角度を算出する(ステップST8h)。第1の信号処理器12によって算出された目標候補の角度に関する情報は、表示器9に表示される。
以上のように、実施の形態2に係るレーダ装置において、第1のモジュール1-nMDLが、第1の局部発振信号を用いて、第1のモジュール1-nMDLから送信された送信RF信号の反射RF信号および第3のモジュール3-nTxExから送信された送信RF信号の反射RF信号から、受信ビート信号をそれぞれ生成する。第1の信号処理器12が、第1のモジュール1-nMDLによって生成された受信ビート信号を用いて目標を検出し、第1のモジュール1-nMDLによって、第1のモジュール1-nMDLから送信された送信RF信号の反射RF信号から生成された受信ビート信号と、第1のモジュール1-nMDLによって、第3のモジュール3-nTxExから送信された送信RF信号の反射RF信号から生成された受信ビート信号に基づくコヒーレント積分で得られた信号を用いて、目標の角度を算出する。これにより、目標の検出精度を保ちつつ目標の角度分解能を高めることができる。なお、目標の検出後、第1のモジュール1-nMDLと第3のモジュール3-nTxExが送信RF信号を送信する場合を示したが、目標の検出後に、第3のモジュール3-nTxExのみが送信RF信号を送信してもよい。
なお、本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、本発明の範囲内において、実施の形態のそれぞれの自由な組み合わせまたは実施の形態のそれぞれの任意の構成要素の変形もしくは実施の形態のそれぞれにおいて任意の構成要素の省略が可能である。
本発明に係るレーダ装置は、目標の検出精度を保ちつつ目標の角度分解能を高めることができるので、例えば、車両の障害物検出装置に利用可能である。
1-1,1-nMDL 第1のモジュール、1-1-1,1-1-2 送信RF信号、1-2-1,1-2-2,1-7-1~1-7-NRx,nMDL,2-7-1~2-7-NRx,nRxEx,3-2-1,100 アンテナ、1-3-1,1-3-2,3-3-1 送信機、1-4-1 送信切替部、1-5-1,3-5-1 符号変調部、1-6-1 第1の局部発振信号生成部、1-8-1~1-8-NRx,nMDL,2-8-1~2-8-NRx,nRxEx 受信機、1-9-1~1-9-NRx,nMDL,2-9-1~2-9-NRx,nRxEx A/D変換器、2-1~2-5,2-nRxEx 第2のモジュール、2-6-1 第2の局部発振信号生成部、3-1,3-2,3-nTxEx 第3のモジュール、3-6-1 第3の局部発振信号生成部、9,101 表示器、10 第1の送信部、11 第1の受信部、12 第1の信号処理器、20 第2の受信部、21 第2の信号処理器、30 第3の送信部、40 車両、102 入出力インタフェース、103 処理回路、104 信号バス、105 プロセッサ、106 メモリ、120 第1の分離部、121 第1の信号生成部、122 インコヒーレント積分部、123 目標候補検出部、124 第1のコヒーレント積分部、125 第2のコヒーレント積分部、126 角度算出部、150~153,160~163 モジュール、150a,153a,160a,163a 送信部、150b,160b~163b 局部発振信号生成器、151a,152a,161a,162a 受信部、210 第2の分離部、211 第2の信号生成部。
Claims (24)
- 第1の局部発振信号を用いて第1の送信信号を生成し、前記第1の送信信号を送信し、前記第1の送信信号の反射信号を受信して、前記第1の局部発振信号を用いて、受信された反射信号から第1の受信信号を生成する第1のモジュールと、
前記第1の送信信号の反射信号を受信し、前記第1の局部発振信号と同期している第2の局部発振信号を用いて、受信された反射信号から第2の受信信号を生成する第2のモジュールと、
前記第1の受信信号を用いて目標を検出し、前記目標に対して前記第1の受信信号と前記第2の受信信号に基づくコヒーレント積分で得られた信号を用いて、前記目標の角度を算出する信号処理器と、
を備えたことを特徴とするレーダ装置。 - 前記信号処理器は、前記第1の受信信号を用いて距離と速度に基づく第1の信号を生成し、前記第1の信号の信号強度に基づいて前記目標の距離および速度を検出し、検出された前記目標の距離および速度に対して、前記第1の受信信号と前記第2の受信信号に基づくコヒーレント積分を行うこと
を特徴とする請求項1記載のレーダ装置。 - 前記信号処理器は、前記第1の信号の信号強度に基づいて、前記目標の距離のビン番号および速度のビン番号を特定し、それぞれのビン番号に対応する距離および速度に対して、前記第1の受信信号と前記第2の受信信号に基づくコヒーレント積分を行うこと
を特徴とする請求項2記載のレーダ装置。 - 前記信号処理器は、前記第1のモジュールと前記第2のモジュールの位置関係によって生じた到来位相差に基づいて前記第1の受信信号と前記第2の受信信号とのコヒーレント積分を行うこと
を特徴とする請求項2記載のレーダ装置。 - 前記信号処理器は、前記第1のモジュールによって生成された受信信号を用いて、前記目標の距離および速度に基づいた第1の信号を生成し、当該第1の信号に対してインコヒーレント積分を行い、インコヒーレント積分で得られた信号の強度に基づいて前記目標を検出すること
を特徴とする請求項1記載のレーダ装置。 - 前記第1のモジュールは、1以上の送信チャンネルおよび1以上の受信チャンネルを有し、
前記信号処理器は、チャンネル間の位相差に基づいて、前記第1の信号に対してコヒーレント積分を行うこと
を特徴とする請求項2記載のレーダ装置。 - 送信信号を送信する機能を有し、前記第1の局部発振信号と同期している第3の局部発振信号を用いて第3の送信信号を生成する第3のモジュールを備え、
前記第1のモジュールは、前記第3の送信信号の反射信号を受信して、前記第1の局部発振信号を用いて、受信された前記第3の送信信号の反射信号から第3の受信信号を生成し、
前記信号処理器は、前記目標に対して、前記第2の受信信号と前記第3の受信信号、または、前記第2の受信信号と前記第3の受信信号と前記第1の受信信号とに基づくコヒーレント積分で得られた信号を用いて、前記目標の角度を算出すること
を特徴とする請求項1記載のレーダ装置。 - 前記第2のモジュールは、1以上であることを特徴とする請求項1記載のレーダ装置。
- 前記第3のモジュールは、1以上であることを特徴とする請求項7記載のレーダ装置。
- 第1の局部発振信号を用いて第1の送信信号を生成し、前記第1の送信信号を送信し、送信信号の反射信号を受信して、前記第1の局部発振信号を用いて、受信された反射信号から第1の受信信号を生成する第1のモジュールと、
前記第1の局部発振信号と同期している第3の局部発振信号を用いて第3の送信信号を生成する第3のモジュールと、
目標の角度を算出する信号処理器と、
を備え、
前記第1のモジュールは、前記第3の送信信号の反射信号を受信して、前記第1の局部発振信号を用いて第3の受信信号を生成し、
前記信号処理器は、前記第1の受信信号を用いて前記目標を検出し、前記目標に対して前記第1の受信信号と前記第3の受信信号に基づくコヒーレント積分で得られた信号を用いて、前記目標の角度を算出すること
を特徴とするレーダ装置。 - 前記信号処理器は、前記第1の受信信号を用いて距離と速度に基づく第1の信号を生成し、前記第1の信号の信号強度に基づいて前記目標の距離および速度を検出し、検出された前記目標の距離および速度に対して前記第1の受信信号と前記第3の受信信号に基づくコヒーレント積分を行うこと
を特徴とする請求項10記載のレーダ装置。 - 前記信号処理器は、前記第1の信号の信号強度に基づいて、前記目標の距離のビン番号および速度のビン番号を特定し、それぞれのビン番号に対応する距離および速度に対して、前記第1の受信信号と前記第3の受信信号に基づくコヒーレント積分を行うこと
を特徴とする請求項11記載のレーダ装置。 - 前記信号処理器は、前記第1のモジュールと前記第3のモジュールの位置関係によって生じた到来位相差に基づいて前記第1の受信信号と前記第3の受信信号とのコヒーレント積分を行うこと
を特徴とする請求項11記載のレーダ装置。 - 前記信号処理器は、前記第1のモジュールによって生成された受信信号を用いて、前記目標の距離および速度に基づいた第1の信号を生成し、前記第1の信号に対してインコヒーレント積分を行い、インコヒーレント積分で得られた信号の強度に基づいて前記目標を検出すること
を特徴とする請求項10記載のレーダ装置。 - 前記第1のモジュールは、1以上の送信チャンネルおよび1以上の受信チャンネルを有し、
前記信号処理器は、チャンネル間の位相差に基づいて、前記第1の信号に対してコヒーレント積分を行うこと
を特徴とする請求項11記載のレーダ装置。 - 前記第3のモジュールは、1以上であることを特徴とする請求項10記載のレーダ装置。
- 前記第1のモジュールは、前記第1の局部発振信号を用いて、複数の送信信号を各々の送信信号に分離するための変調を施し、変調が施された複数の送信信号を送信すること
を特徴とする請求項6、請求項8、請求項9、請求項15または請求項16のいずれか1項記載のレーダ装置。 - 変調は、時分割、符号分割、周波数分割、時分割および符号分割、または周波数分割および符号分割であること
を特徴とする請求項17記載のレーダ装置。 - 前記第3のモジュールは、前記第3の局部発振信号を用いて、複数の送信信号を各々の送信信号に分離するための変調を施し、変調が施された複数の送信信号を送信すること
を特徴とする請求項7または請求項10記載のレーダ装置。 - 変調は、時分割、符号分割、周波数分割、時分割および符号分割、または周波数分割および符号分割であること
を特徴とする請求項19記載のレーダ装置。 - 前記第1のモジュールは、位相雑音による損失に基づいてレーダパラメータを設定して、前記第1の局部発振信号を生成すること
を特徴とする請求項1または請求項10記載のレーダ装置。 - 第1の局部発振信号を用いて第1の送信信号を生成し、前記第1の送信信号を送信し、前記第1の送信信号の反射信号を受信する第1のモジュール、前記第1の送信信号の反射信号を受信する第2のモジュール、および目標の角度を算出する信号処理器を備えたレーダ装置の信号処理方法であって、
前記第1のモジュールが、前記第1の局部発振信号を用いて、受信された反射信号から第1の受信信号を生成するステップと、
前記第2のモジュールが、前記第1の局部発振信号と同期している第2の局部発振信号を用いて、受信された反射信号から第2の受信信号を生成するステップと、
前記信号処理器が、前記第1の受信信号を用いて前記目標を検出し、前記目標に対して前記第1の受信信号と前記第2の受信信号に基づくコヒーレント積分で得られた信号を用いて、前記目標の角度を算出するステップと、
を備えたことを特徴とする信号処理方法。 - 第1の局部発振信号を用いて第1の送信信号を生成し、前記第1の送信信号を送信し、送信信号の反射信号を受信して、前記第1の局部発振信号を用いて、受信された反射信号から第1の受信信号を生成する第1のモジュール、前記第1の局部発振信号と同期している第3の局部発振信号を用いて第3の送信信号を生成する第3のモジュール、および目標の角度を算出する信号処理器を備えたレーダ装置の信号処理方法であって、
前記第1のモジュールが、前記第3の送信信号の反射信号を受信して、前記第1の局部発振信号を用いて第3の受信信号を生成するステップと、
前記信号処理器が、前記第1の受信信号を用いて前記目標を検出し、前記目標に対して前記第1の受信信号と前記第3の受信信号に基づくコヒーレント積分で得られた信号を用いて、前記目標の角度を算出するステップと、
を備えたことを特徴とする信号処理方法。 - 前記第1のモジュールは、位相雑音による損失に基づいてレーダパラメータを設定して、前記第1の局部発振信号を生成すること
を特徴とする請求項22または請求項23記載の信号処理方法。
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2020568570A JP6840308B2 (ja) | 2019-01-31 | 2019-01-31 | レーダ装置および信号処理方法 |
DE112019006533.5T DE112019006533T5 (de) | 2019-01-31 | 2019-01-31 | Radareinrichtung und signalverarbeitungsverfahren |
CN201980088843.2A CN113330324B (zh) | 2019-01-31 | 2019-01-31 | 雷达装置和信号处理方法 |
PCT/JP2019/003427 WO2020157925A1 (ja) | 2019-01-31 | 2019-01-31 | レーダ装置および信号処理方法 |
US17/385,311 US11921230B2 (en) | 2019-01-31 | 2021-07-26 | Radar device and signal processing method |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
PCT/JP2019/003427 WO2020157925A1 (ja) | 2019-01-31 | 2019-01-31 | レーダ装置および信号処理方法 |
Related Child Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
US17/385,311 Continuation US11921230B2 (en) | 2019-01-31 | 2021-07-26 | Radar device and signal processing method |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
WO2020157925A1 true WO2020157925A1 (ja) | 2020-08-06 |
Family
ID=71841753
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
PCT/JP2019/003427 WO2020157925A1 (ja) | 2019-01-31 | 2019-01-31 | レーダ装置および信号処理方法 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US11921230B2 (ja) |
JP (1) | JP6840308B2 (ja) |
CN (1) | CN113330324B (ja) |
DE (1) | DE112019006533T5 (ja) |
WO (1) | WO2020157925A1 (ja) |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005172768A (ja) * | 2003-12-15 | 2005-06-30 | Mitsubishi Electric Corp | 測角装置 |
JP2008122137A (ja) * | 2006-11-09 | 2008-05-29 | Mitsubishi Electric Corp | レーダ装置 |
US20080150790A1 (en) * | 2004-10-29 | 2008-06-26 | Klaus Voigtlaender | Apparatus and Method for Angle-Resolved Determination of the Distance and Speed of an Object |
JP2012225688A (ja) * | 2011-04-15 | 2012-11-15 | Panasonic Corp | レーダ装置 |
JP2018124158A (ja) * | 2017-01-31 | 2018-08-09 | 株式会社東芝 | 送受信装置、送受信モジュール、及びレーダーシステム |
Family Cites Families (19)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
NL6908606A (ja) * | 1969-06-06 | 1970-12-08 | ||
EP0417689B1 (en) * | 1989-09-11 | 1995-04-26 | Nec Corporation | Phased array antenna with temperature compensating capability |
US4992796A (en) * | 1990-02-20 | 1991-02-12 | Lockheed Sanders, Inc. | Computed-interferometry radar system with coherent integration |
DE59913067D1 (de) * | 1999-07-03 | 2006-04-13 | Siemens Schweiz Ag Zuerich | Bewegungsmelder nach dem Doppler-Prinzip |
JP2001108741A (ja) * | 1999-10-04 | 2001-04-20 | Mitsubishi Electric Corp | 送受信装置および送受信方法 |
JP2005233723A (ja) | 2004-02-18 | 2005-09-02 | Mitsubishi Electric Corp | 分散開口レーダ装置 |
JP4665590B2 (ja) * | 2005-03-31 | 2011-04-06 | 日本電気株式会社 | 干渉型レーダ |
WO2007091470A1 (ja) | 2006-02-06 | 2007-08-16 | Mitsubishi Electric Corporation | 高周波モジュール |
US20150301167A1 (en) * | 2009-12-18 | 2015-10-22 | Christopher Gary Sentelle | Detection of movable objects |
JP6245797B2 (ja) * | 2012-11-22 | 2017-12-13 | 三菱電機株式会社 | レーダ装置 |
JP5823062B2 (ja) * | 2012-12-14 | 2015-11-25 | 三菱電機株式会社 | レーダ装置 |
JP6218476B2 (ja) | 2013-07-24 | 2017-10-25 | 三菱電機株式会社 | レーダ装置 |
GB2517710A (en) * | 2013-08-28 | 2015-03-04 | Aveillant Ltd | Radar system and associated apparatus and methods |
JP6289252B2 (ja) * | 2014-05-02 | 2018-03-07 | 三菱電機株式会社 | レーダ装置 |
JP6352688B2 (ja) * | 2014-06-06 | 2018-07-04 | 株式会社東芝 | レーダ装置及びそのレーダ信号処理方法 |
US10746865B2 (en) * | 2016-02-29 | 2020-08-18 | Mitsubishi Electric Corporation | Radar system |
JP6573748B2 (ja) * | 2017-06-09 | 2019-09-11 | 三菱電機株式会社 | レーダ装置 |
JP2019168290A (ja) * | 2018-03-22 | 2019-10-03 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | レーダ装置、位置推定装置、及び、位置推定方法 |
US11448725B2 (en) * | 2018-09-28 | 2022-09-20 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Radar apparatus |
-
2019
- 2019-01-31 DE DE112019006533.5T patent/DE112019006533T5/de active Pending
- 2019-01-31 JP JP2020568570A patent/JP6840308B2/ja active Active
- 2019-01-31 CN CN201980088843.2A patent/CN113330324B/zh active Active
- 2019-01-31 WO PCT/JP2019/003427 patent/WO2020157925A1/ja active Application Filing
-
2021
- 2021-07-26 US US17/385,311 patent/US11921230B2/en active Active
Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005172768A (ja) * | 2003-12-15 | 2005-06-30 | Mitsubishi Electric Corp | 測角装置 |
US20080150790A1 (en) * | 2004-10-29 | 2008-06-26 | Klaus Voigtlaender | Apparatus and Method for Angle-Resolved Determination of the Distance and Speed of an Object |
JP2008122137A (ja) * | 2006-11-09 | 2008-05-29 | Mitsubishi Electric Corp | レーダ装置 |
JP2012225688A (ja) * | 2011-04-15 | 2012-11-15 | Panasonic Corp | レーダ装置 |
JP2018124158A (ja) * | 2017-01-31 | 2018-08-09 | 株式会社東芝 | 送受信装置、送受信モジュール、及びレーダーシステム |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US11921230B2 (en) | 2024-03-05 |
CN113330324A (zh) | 2021-08-31 |
US20210356559A1 (en) | 2021-11-18 |
DE112019006533T5 (de) | 2022-03-17 |
CN113330324B (zh) | 2023-06-06 |
JP6840308B2 (ja) | 2021-03-10 |
JPWO2020157925A1 (ja) | 2021-03-25 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US10965038B2 (en) | Radar apparatus | |
US7436348B2 (en) | Interferometer-type radar | |
CN108885254B (zh) | 物体检测装置 | |
GB2512739A (en) | Using frequency diversity to detect objects | |
JP5811931B2 (ja) | 位相モノパルスレーダ装置 | |
KR20200108646A (ko) | Mimo 시스템에서 도래각 추정 장치 및 방법 | |
JP2016151424A (ja) | レーダ装置 | |
JP6573748B2 (ja) | レーダ装置 | |
JP7224292B2 (ja) | レーダ装置およびそれを備える自動車 | |
WO2020157925A1 (ja) | レーダ装置および信号処理方法 | |
WO2023003017A1 (ja) | 水位検出装置 | |
WO2020157924A1 (ja) | 測角装置、測角方法及び車載装置 | |
US20210132210A1 (en) | Radar device | |
JP3663623B2 (ja) | レーダ装置 | |
US20200348407A1 (en) | Radar device | |
JP7012903B2 (ja) | アンテナ装置及びレーダ装置 | |
WO2014104299A1 (ja) | 車載レーダ装置 | |
WO2021240810A1 (ja) | レーダ装置及びレーダ信号処理方法 | |
WO2019212408A1 (en) | A radar based ranging system for positioning and vital sign detection | |
JP6880345B1 (ja) | レーダ装置およびレーダ方法 | |
JP2012233739A (ja) | レーダ装置 | |
EP4258019A1 (en) | Phase noise reduction for symmetric bistatic radar | |
JP6821106B1 (ja) | レーダ信号処理装置、レーダ信号処理方法、レーダ装置及び車載装置 | |
WO2020217269A1 (ja) | レーダ装置及び信号処理方法 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
121 | Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application |
Ref document number: 19914142 Country of ref document: EP Kind code of ref document: A1 |
|
ENP | Entry into the national phase |
Ref document number: 2020568570 Country of ref document: JP Kind code of ref document: A |
|
122 | Ep: pct application non-entry in european phase |
Ref document number: 19914142 Country of ref document: EP Kind code of ref document: A1 |