JP2019068731A - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
Description
複数のスイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)を有し、入力される交流電源(20)の電力を該スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)のスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換してモータ(30)に供給する電力変換装置であって、
前記スイッチング動作を制御する制御部(40)を備え、
前記制御部(40)は、モータ電流ベクトルの絶対値の波形から電源周波数を基本波周波数とする2次調波、4次調波、及び6次調波を抽出して合成した波形において、電源半周期において極大点が2つ以上出現する波形になっているように、前記スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)を制御することを特徴とする電力変換装置である。
前記交流電源(20)の交流電圧を整流するコンバータ回路(11)と、
前記コンバータ回路(11)の出力を入力として前記交流電圧の周波数に応じて脈動する直流電圧(vdc)を生成する直流リンク部(12)と、
前記直流リンク部(12)によって生成された直流電圧(vdc)をスイッチング動作により所定の周波数の交流電圧に変換して出力するインバータ回路(13)とを有し、
前記制御部(40)は、電源電流(iin)が非導通の期間が存在するように、前記インバータ回路(13)を制御することを特徴とする電力変換装置である。
前記制御部(40)は、電源電流(iin)の波形から基本波、3次調波、及び5次調波を抽出して合成した波形に対して前記交流電源(20)の電圧の極性を掛け合わせると、電源半周期において極大点が2つ以上出現する波形になっているように、前記スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)を制御することを特徴とする電力変換装置である。
図1は、本発明の実施形態1に係る電力変換装置(10)の構成を示すブロック図である。電力変換装置(10)は、入力交流電圧(この例では、単相の交流電源(20)から供給された電源電圧(vin))を所定の出力交流電圧に変換してモータ(30)に供給する。本実施形態では、図1に示すように、電力変換装置(10)は、コンバータ回路(11)、直流リンク部(12)、インバータ回路(13)、及び制御部(40)を備えている。なお、モータ(30)は、例えば、IPMモータ(Interior Permanent Magnet Motor)によって構成され、本実施形態では、空気調和機の圧縮機(図示を省略)を駆動する。
コンバータ回路(11)は、リアクトル(L)を介して交流電源(20)に接続され、交流電源(20)からの電源電圧(vin)を全波整流する。この例では、コンバータ回路(11)は、ブリッジ状に結線された4個のダイオード(D1,D2,D3,D4)を備えている。すなわち、コンバータ回路(11)は、ダイオードブリッジ回路によって構成されている。
直流リンク部(12)は、コンバータ回路(11)の一対の出力ノードの間に接続されたコンデンサ(C)を有し、コンバータ回路(11)の出力(すなわち、全波整流された電源電圧(vin))を入力して直流電圧(vdc)を生成する。直流電圧(vdc)は、電源電圧(vin)の周波数に応じて脈動する。
インバータ回路(13)は、その一対の入力ノードが直流リンク部(12)のコンデンサ(C)の両端に接続され、直流リンク部(12)によって生成された直流電圧(vdc)をスイッチング動作により出力交流電圧に変換してモータ(30)に供給する。この例では、インバータ回路(13)は、三相の出力交流電圧をモータ(30)に供給するために、ブリッジ結線された6つのスイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)と、6つの還流ダイオード(Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz)とを有している。詳しく説明すると、インバータ回路(13)は、2つのスイッチング素子を互いに直列に接続してなる3つのスイッチングレグを備え、3つのスイッチングレグの各々において、上アームのスイッチング素子(Su,Sv,Sw)と下アームのスイッチング素子(Sx,Sy,Sz)との中点が、モータ(30)の各相のコイル(u相,v相,w相のコイル)にそれぞれ接続されている。また、6つのスイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)には、6つの還流ダイオード(Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz)がそれぞれ逆並列に接続されている。
制御部(40)は、マイクロコンピュータと、それを制御するソフトウエアが格納されたメモリディバイスを用いて構成されている。制御部(40)は、モータ(30)の回転数(ω)が、与えられた指令値(以下、回転数指令値(ω*)という)となるように、インバータ回路(13)のスイッチング動作を制御することによってインバータ回路(13)の出力(出力交流電圧)を制御する。これにより、モータ(30)の駆動が制御される。
電力変換装置(10)が動作を開始すると、コンバータ回路(11)が、電源電圧(vin)を全波整流して直流リンク部(12)へ出力する。直流リンク部(12)は、コンバータ回路(11)の出力を入力として、電源電圧(vin)の周波数の2倍の周波数で脈動する直流電圧(vdc)を生成する。なお、直流電圧(vdc)は、ゼロクロス近傍の所定の期間(以下、ゼロクロス近傍期間(P0)という)において一定値(以下、ゼロクロス電圧値(vdc0))となっているとみなすことができる(図2参照)。このゼロクロス近傍期間(P0)は、電源電圧(vin)がゼロとなる時点を含む期間であり、直流電圧(vdc)の脈動波形の谷間に相当する期間である。
以上のように、本実施形態では、前記のような極大値を有する電源電流指令値(|iin *|)を生成することによって、モータの出力トルクのピークが低下する。それにともない、モータ電流の実効値も低下し、モータ効率の向上が可能になる。
図17は、本発明の実施形態2に係る電力変換装置(10)の構成を示すブロック図である。本実施形態では、電流指令演算部(46)に代えて、乗算器(49)が設けられている。この乗算器(49)には、平均トルク指令値(Tm *)と、電源位相(θin)の正弦値の絶対値(すなわち、|sinθin|)とが入力され、これらの乗算結果を脈動指令値(ip *)として出力している。
本発明の実施形態3では、電源電流指令値(|iin *|)をオンラインで調整(すなわち電力変換装置(10)の動作中に調整)する例を説明する。図18は、本発明の実施形態3に係る電力変換装置(10)の構成を示すブロック図である。本実施形態の電力変換装置(10)は、実施形態1の電力変換装置(10)にピーク演算部(50)、実効値演算部(51)、セレクタ(52)、及び電源電流指令調整部(53)が追加されている。
図19は、実施形態4に係る電力変換装置(10)の構成を示すブロック図である。本実施形態では、制御部(40)の構成が実施形態1等と異なっている。本実施形態の制御部(40)は、速度制御部(41)、座標変換部(43)、dq軸電流制御部(44)、PWM演算部(45)、及び高調波成分演算部(54)を備えている。座標変換部(43)とPWM演算部(45)は、実施形態1が備えるものと同じ構成である。
図22は、実施形態5に係る電力変換装置(10)の構成を示すブロック図である。本実施形態は、実施形態2の電力変換装置(10)に変更を加えたものである。具体的には、図22に示すように、制御部(40)にd軸電流指令生成部(55)が追加されている。
なお、補償量算出部(47)の構成は例示であり、前記の構成には限定されない。図23に補償量算出部(47)の他の構成例を示す。図23の例では、電源電流指令値(|iin *|)と直流電圧(vdc)の指令値(vdc *)から電力の指令値(Pin *)を生成し、電源電流(iin)と直流電圧(vdc)とから現在の電力(Pin)を求めている。そして、この例では、現在の電力(Pin)と電力の指令値(Pin *)との偏差に基づいてPI演算(比例、積分)を行って、q軸電流指令補償量(icomp *)を求めている。このq軸電流指令補償量(icomp *)も各実施形態のq軸電流指令補償量(icomp *)と同様に、電源電流指令値(|iin *|)と電源電流(iin)の絶対値との偏差の縮小に使用できる。
11 コンバータ回路
12 直流リンク部
13 インバータ回路
20 交流電源
40 制御部
iin 電源電流
iin * 電源電流指令値
vdc 直流電圧
複数のスイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)を有し、入力される単相の交流電源(20)の電力を該スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)のスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換してモータ(30)に供給する電力変換装置であって、
前記交流電源(20)の交流電圧を整流するコンバータ回路(11)と、
コンデンサ(C)を有し、前記コンバータ回路(11)の出力を入力として前記交流電圧の周波数に応じて脈動する直流電圧(vdc)を生成する直流リンク部(12)と、
前記直流リンク部(12)によって生成された直流電圧(vdc)をスイッチング動作により所定の周波数の交流電圧に変換して出力するインバータ回路(13)と、
前記スイッチング動作を制御する制御部(40)を備え、
前記コンデンサ(C)は、前記直流電圧(vdc)の最大値がその最小値の2倍以上になるように容量値が設定され、
前記制御部(40)は、モータ電流ベクトルの絶対値の波形から電源周波数を基本波周波数とする2次調波、4次調波、及び6次調波を抽出して合成した波形において、電源半周期において極大点が2つ以上出現する波形になっているように、前記スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)を制御することを特徴とする電力変換装置である。
前記制御部(40)は、電源電流(iin)が非導通の期間が存在するように、前記インバータ回路(13)を制御することを特徴とする電力変換装置である。
図1は、本発明の実施形態1に係る電力変換装置(10)の構成を示すブロック図である。電力変換装置(10)は、入力交流電圧(この例では、単相の交流電源(20)から供給された電源電圧(vin))を所定の出力交流電圧に変換してモータ(30)に供給する。本実施形態では、図1に示すように、電力変換装置(10)は、コンバータ回路(11)、直流リンク部(12)、インバータ回路(13)、及び制御部(40)を備えている。なお、モータ(30)は、例えば、IPMモータ(Interior Permanent Magnet Motor)によって構成され、本実施形態では、空気調和機の圧縮機(図示を省略)を駆動する。
コンバータ回路(11)は、リアクトル(L)を介して交流電源(20)に接続され、交流電源(20)からの電源電圧(vin)を全波整流する。この例では、コンバータ回路(11)は、ブリッジ状に結線された4個のダイオード(D1,D2,D3,D4)を備えている。すなわち、コンバータ回路(11)は、ダイオードブリッジ回路によって構成されている。
直流リンク部(12)は、コンバータ回路(11)の一対の出力ノードの間に接続されたコンデンサ(C)を有し、コンバータ回路(11)の出力(すなわち、全波整流された電源電圧(vin))を入力して直流電圧(vdc)を生成する。直流電圧(vdc)は、電源電圧(vin)の周波数に応じて脈動する。
インバータ回路(13)は、その一対の入力ノードが直流リンク部(12)のコンデンサ(C)の両端に接続され、直流リンク部(12)によって生成された直流電圧(vdc)をスイッチング動作により出力交流電圧に変換してモータ(30)に供給する。この例では、インバータ回路(13)は、三相の出力交流電圧をモータ(30)に供給するために、ブリッジ結線された6つのスイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)と、6つの還流ダイオード(Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz)とを有している。詳しく説明すると、インバータ回路(13)は、2つのスイッチング素子を互いに直列に接続してなる3つのスイッチングレグを備え、3つのスイッチングレグの各々において、上アームのスイッチング素子(Su,Sv,Sw)と下アームのスイッチング素子(Sx,Sy,Sz)との中点が、モータ(30)の各相のコイル(u相,v相,w相のコイル)にそれぞれ接続されている。また、6つのスイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)には、6つの還流ダイオード(Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz)がそれぞれ逆並列に接続されている。
制御部(40)は、マイクロコンピュータと、それを制御するソフトウエアが格納されたメモリディバイスを用いて構成されている。制御部(40)は、モータ(30)の回転数(ω)が、与えられた指令値(以下、回転数指令値(ω*)という)となるように、インバータ回路(13)のスイッチング動作を制御することによってインバータ回路(13)の出力(出力交流電圧)を制御する。これにより、モータ(30)の駆動が制御される。
電力変換装置(10)が動作を開始すると、コンバータ回路(11)が、電源電圧(vin)を全波整流して直流リンク部(12)へ出力する。直流リンク部(12)は、コンバータ回路(11)の出力を入力として、電源電圧(vin)の周波数の2倍の周波数で脈動する直流電圧(vdc)を生成する。なお、直流電圧(vdc)は、ゼロクロス近傍の所定の期間(以下、ゼロクロス近傍期間(P0)という)において一定値(以下、ゼロクロス電圧値(vdc0))となっているとみなすことができる(図2参照)。このゼロクロス近傍期間(P0)は、電源電圧(vin)がゼロとなる時点を含む期間であり、直流電圧(vdc)の脈動波形の谷間に相当する期間である。
以上のように、本実施形態では、前記のような極大値を有する電源電流指令値(|iin *|)を生成することによって、モータの出力トルクのピークが低下する。それにともない、モータ電流の実効値も低下し、モータ効率の向上が可能になる。
図17は、本発明の実施形態2に係る電力変換装置(10)の構成を示すブロック図である。本実施形態では、電流指令演算部(46)に代えて、乗算器(49)が設けられている。この乗算器(49)には、平均トルク指令値(Tm *)と、電源位相(θin)の正弦値の絶対値(すなわち、|sinθin|)とが入力され、これらの乗算結果を脈動指令値(ip *)として出力している。
本発明の実施形態3では、電源電流指令値(|iin *|)をオンラインで調整(すなわち電力変換装置(10)の動作中に調整)する例を説明する。図18は、本発明の実施形態3に係る電力変換装置(10)の構成を示すブロック図である。本実施形態の電力変換装置(10)は、実施形態1の電力変換装置(10)にピーク演算部(50)、実効値演算部(51)、セレクタ(52)、及び電源電流指令調整部(53)が追加されている。
図19は、実施形態4に係る電力変換装置(10)の構成を示すブロック図である。本実施形態では、制御部(40)の構成が実施形態1等と異なっている。本実施形態の制御部(40)は、速度制御部(41)、座標変換部(43)、dq軸電流制御部(44)、PWM演算部(45)、及び高調波成分演算部(54)を備えている。座標変換部(43)とPWM演算部(45)は、実施形態1が備えるものと同じ構成である。
図22は、実施形態5に係る電力変換装置(10)の構成を示すブロック図である。本実施形態は、実施形態2の電力変換装置(10)に変更を加えたものである。具体的には、図22に示すように、制御部(40)にd軸電流指令生成部(55)が追加されている。
なお、補償量算出部(47)の構成は例示であり、前記の構成には限定されない。図23に補償量算出部(47)の他の構成例を示す。図23の例では、電源電流指令値(|iin *|)と直流電圧(vdc)の指令値(vdc *)から電力の指令値(Pin *)を生成し、電源電流(iin)と直流電圧(vdc)とから現在の電力(Pin)を求めている。そして、この例では、現在の電力(Pin)と電力の指令値(Pin *)との偏差に基づいてPI演算(比例、積分)を行って、q軸電流指令補償量(icomp *)を求めている。このq軸電流指令補償量(icomp *)も各実施形態のq軸電流指令補償量(icomp *)と同様に、電源電流指令値(|iin *|)と電源電流(iin)の絶対値との偏差の縮小に使用できる。
11 コンバータ回路
12 直流リンク部
13 インバータ回路
20 交流電源
40 制御部
iin 電源電流
iin * 電源電流指令値
vdc 直流電圧
Claims (3)
- 複数のスイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)を有し、入力される交流電源(20)の電力を該スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)のスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換してモータ(30)に供給する電力変換装置であって、
前記スイッチング動作を制御する制御部(40)を備え、
前記制御部(40)は、モータ電流ベクトルの絶対値の波形から電源周波数を基本波周波数とする2次調波、4次調波、及び6次調波を抽出して合成した波形において、電源半周期において極大点が2つ以上出現する波形になっているように、前記スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)を制御することを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1において、
前記交流電源(20)の交流電圧を整流するコンバータ回路(11)と、
前記コンバータ回路(11)の出力を入力として前記交流電圧の周波数に応じて脈動する直流電圧(vdc)を生成する直流リンク部(12)と、
前記直流リンク部(12)によって生成された直流電圧(vdc)をスイッチング動作により所定の周波数の交流電圧に変換して出力するインバータ回路(13)とを有し、
前記制御部(40)は、電源電流(iin)が非導通の期間が存在するように、前記インバータ回路(13)を制御することを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1または2において
前記制御部(40)は、電源電流(iin)の波形から基本波、3次調波、及び5次調波を抽出して合成した波形に対して前記交流電源(20)の電圧の極性を掛け合わせると、電源半周期において極大点が2つ以上出現する波形になっているように、前記スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)を制御することを特徴とする電力変換装置。
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