JP6485095B2 - 光伝送装置、光伝送システム、及び、偏波依存損失モニタ - Google Patents

Description

本明細書に記載する技術は、光伝送装置、光伝送システム、及び、偏波依存損失モニタに関する。

光ネットワークにおける通信トラフィックの増加に伴い、光伝送システムの伝送性能（例えば、伝送距離や伝送容量）の向上が期待されている。伝送性能の向上を図る技術の１つに、波長多重（ＷＤＭ）伝送技術が知られている。

近年のＷＤＭ伝送技術では、伝送性能の更なる向上を図るために、波長多重数の増加に加えて、波長配置間隔の狭小化による伝送帯域の周波数利用効率向上や、１波長（「チャネル」と称してもよい。）あたりの伝送ビットレートの高速化等も検討されている。

例えば、光伝送システムの伝送性能を向上できる技術の１つとして、デジタルコヒーレント伝送技術が有力視されている。デジタルコヒーレント伝送技術では、光受信器において受信光をコヒーレント検波及びデジタルサンプリングした信号を、デジタル信号処理にて復調する。

特開２０１３−１６２１８２号公報 特開２０１０−８０６６５号公報 特開２０１２−５０１４０号公報

光伝送システムにおいて、光伝送路を伝送される信号光は、光伝送路から受ける光損失によって伝送特性（「信号品質」と言い換えてもよい。）が劣化し得る。伝送特性の劣化は、光伝送システムの伝送性能の制限につながる。

信号光が光伝送路から受ける光損失の１つに、偏波依存損失（ＰＤＬ）がある。光伝送路のＰＤＬを高精度に測定（「モニタ」と言い換えてもよい。）できれば、高精度なＰＤＬ測定値を、例えば、光伝送システムの伝送性能の改善に役立てることができる。

１つの側面では、本明細書に記載する技術の目的の１つは、偏波依存損失の測定精度を向上することにある。

１つの側面において、光伝送装置は、コヒーレント検波部と、電気増幅器と、適応等化部と、フィルタパラメータモニタと、偏波依存損失算出部と、を備えてよい。コヒーレント検波部は、光伝送路から異なる偏波成分を含む受信光を受信してコヒーレント検波する。適応等化部は、コヒーレント検波によって得られた前記偏波成分毎の複素電気信号であって、それぞれの振幅を制御するゲイン値が適用された前記複素電気信号を、デジタルフィルタにて適応等化してよい。フィルタパラメータモニタは、前記適応等化において適応的に更新される、前記デジタルフィルタのフィルタパラメータをモニタしてよい。偏波依存損失算出は、前記フィルタパラメータモニタでモニタされた前記フィルタパラメータから前記ゲイン値に相当する成分を除去する演算によって補正フィルタパラメータを算出し、算出した補正フィルタパラメータに基づいて、前記光伝送路の偏波依存損失を算出してよい。

また、１つの側面において、光伝送システムは、第１の光伝送装置と、前記第１の光伝送装置と光伝送路によって光通信可能に接続された第２の光伝送装置と、を備えてよい。第２の光伝送装置は、コヒーレント検波部と、電気増幅器と、適応等化部と、フィルタパラメータモニタと、偏波依存損失算出部と、送信部と、を備えてよい。コヒーレント検波部は、光伝送路から異なる偏波成分を含む受信光を受信してコヒーレント検波する。適応等化部は、コヒーレント検波によって得られた前記偏波成分毎の複素電気信号であって、それぞれの振幅を制御するゲイン値が適用された前記複素電気信号を、デジタルフィルタにて適応等化してよい。フィルタパラメータモニタは、前記適応等化において適応的に更新される、前記デジタルフィルタのフィルタパラメータをモニタしてよい。偏波依存損失算出は、前記フィルタパラメータモニタでモニタされた前記フィルタパラメータから前記ゲイン値に相当する成分を除去する演算によって補正フィルタパラメータを算出し、算出した補正フィルタパラメータに基づいて、前記光伝送路の偏波依存損失を算出してよい。送信部は、偏波依存損失算出部によって算出された偏波依存損失を示す情報を第１の光伝送装置へ送信してよい。一方、第１の光伝送装置は、受信部と、光送信器と、偏波レベル制御部と、を備えてよい。受信部は、第２の光伝送装置の送信部が送信した偏波依存損失を示す情報を受信する。光送信器は、前記異なる偏波成分を含む送信光を、第２の光伝送装置に通じる前記光伝送路へ送信してよい。偏波レベル制御部は、前記受信部で受信された偏波依存損失を示す情報に基づいて、前記送信光の偏波成分間のパワーレベル差が低減するように前記送信光のパワーレベルを前記偏波成分毎に制御してよい。

更に、１つの側面において、偏波依存損失モニタは、フィルタパラメータモニタと、偏波依存損失算出部と、を備えてよい。フィルタパラメータモニタは、デジタルフィルタのフィルタパラメータをモニタしてよい。デジタルフィルタは、光伝送路からの異なる偏波成分を含む受信光をコヒーレント検波して得られた前記偏波成分毎の複素電気信号を適応等化する。偏波依存損失算出部は、前記モニタされたフィルタパラメータを、前記複素電気信号のそれぞれの振幅を制御するために前記複素電気信号に適用されたゲイン値に応じて補正し、補正したフィルタパラメータに基づいて、前記光伝送路の偏波依存損失を求めてよい。

１つの側面として、偏波依存損失の測定精度を向上できる。

一実施形態に係る光伝送システムの構成例を示すブロック図である。 図１に例示したコヒーレント検波部に着目した光受信器の構成例を示すブロック図である。 図１に例示したデジタル信号処理部に着目した光受信器の構成例を示すブロック図である。 図３に例示した適応等化部におけるデジタルフィルタの構成例を示すブロック図である。 光伝送路から信号光が受けるＰＤＬを説明するための模式図である。 図１に例示した光受信器の構成例を示すブロック図である。 図６に例示した光受信器の動作例を示すフローチャートである。 図２、図３及び図６に例示した電気増幅器が自動利得制御（ＡＧＣ）されている場合に、ＰＤＬ算出値に誤差が生じることを示す図である。 ＰＤＬ算出値の時間変動特性の一例を示す図である。 第１実施例に係るノードの構成例を示すブロック図である。 第２実施例に係る光伝送システムの構成例を示すブロック図である。 図１１に例示した偏波レベル調整部の構成例を示すブロック図である。 図１１及び図１２に例示した光伝送システムの動作例を示すフローチャートである。 第３実施例に係るノードの構成例を示すブロック図である。 第１〜第３実施例のいずれかのノードを備えた光伝送システムの構成例を示すブロック図である。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。ただし、以下に説明する実施形態は、あくまでも例示であり、以下に明示しない種々の変形や技術の適用を排除する意図はない。また、以下に説明する各種の例示的態様は、適宜に組み合わせて実施しても構わない。なお、以下の実施形態で用いる図面において、同一符号を付した部分は、特に断らない限り、同一若しくは同様の部分を表す。

（一実施形態）
図１は、一実施形態に係る光伝送システムの構成例を示すブロック図である。図１に示す光伝送システム（「光ネットワーク」と称してもよい。）１は、例示的に、光送信ノード１０と、光受信ノード３０と、を備える。

光送信ノード１０及び光受信ノード３０は、いずれも、光伝送装置の一例であり、ネットワークエレメント（ＮＥ）と称されてもよい。「ノード」は、「局」と称されてもよい。

光送信ノード１０は、光伝送路５０によって光受信ノード３０と光通信可能に接続されてよい。光伝送路５０には、光ファイバを適用してよい。

光送信ノード１０は、例示的に、複数波長の光を波長多重（ＷＤＭ）したＷＤＭ信号光を光伝送路５０へ送信可能である。光受信ノード３０は、光伝送路５０からＷＤＭ信号光を受信可能である。

そのため、光送信ノード１０は、例示的に、複数の光送信器１１−１〜１１−Ｎ（Ｎは２以上の整数）と、波長多重部１２と、を備えてよい。また、光受信ノード３０は、波長分離部３１と、複数の光受信器３２−１〜３２−Ｎと、を備えてよい。

なお、光送信器１１−ｉ（ｉは、１〜Ｎのいずれか）を区別しなくてよい場合は、「光送信器１１」と表記することがある。同様に、光受信器３２−ｉを区別しなくてよい場合は、「光受信器３２」と表記することがある。図１の例では、光送信器１１及び光受信器３２の数（Ｎ）が一致しているが、異なっていてもよい。

光送信器１１は、図示を省略した光源と光変調器とを備えてよく、光源の出力光を光変調器にて送信データ信号に応じた駆動信号によって変調することで、送信変調信号を生成することが可能である。

光源には、半導体レーザダイオード（ＬＤ）を適用してよい。ＬＤは、発光波長が固定でもよいし、発光波長が可変のチューナブルＬＤであってもよい。図１の例において、各光送信器１１−ｉにおける光源の発光波長は、互いに異なっていてよい。光送信器１１の光源は、「送信光源」と称してよく、「送信光源」の「発光波長」は、「送信波長」と称してよい。

光変調器には、例示的に、マッハツェンダ（ＭＺ）光変調器を適用してよい。光変調器による光変調方式には、多値（マルチレベル）ＰＳＫ（Phase Shift Keying）や、多値ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等を適用してよい。

光変調方式には、１波長についての偏波多重や直交周波数多重（ＯＦＤＭ）等の多重化方式が、適宜に、組み合わされてもよい。例えば、異なる偏波成分（例えば、Ｘ偏波成分及びＹ偏波成分）毎に送信データをマッピングする偏波多重ＱＰＳＫ（Dual Polarization-QPSK）方式が、光変調器に適用されてよい。

波長多重部１２は、各光送信器１１−ｉで生成された複数波長の送信変調信号光を波長多重してＷＤＭ信号光を出力する。波長多重部１２は、「マルチプレクサ（ＭＵＸ）１２」と称されてもよい。波長多重部１２には、光合波器の一例である光カプラが適用されてよい。

マルチプレクサ１２から出力されたＷＤＭ信号光は、光伝送路５０へ出力される。ＷＤＭ信号光は、図示を省略した光増幅器（「ポストアンプ」又は「送信アンプ」と称してよい。）にて増幅されてから光伝送路５０へ出力されてよい。ポストアンプは、ＷＤＭ信号光の伝送距離によっては不要な場合もある。

一方、光受信ノード３０において、波長分離部３１は、光伝送路５０から受信されたＷＤＭ信号光を波長毎に分離して光受信器３２へ出力する。波長分離部３１は、「デマルチプレクサ（ＤＭＵＸ）３１」と称されてもよい。デマルチプレクサ３１には、光分波器の一例である光カプラや、光スプリッタが適用されてよい。

例えば、光受信器３２−ｉのそれぞれに「デジタルコヒーレント光受信器」が適用される場合、デマルチプレクサ３１には、ＷＤＭ信号光を分岐して光受信器３２−ｉのそれぞれに出力する光スプリッタが適用されてよい。光スプリッタは、分岐カプラであってもよい。

図１に示す光受信器３２−ｉのそれぞれは、例示的に、デジタルコヒーレント光受信器であり、局発光源（ＬＯ：Local Oscillator）３２１と、コヒーレント検波部３２２と、デジタル信号処理部３２３と、を備えてよい。

ＬＯ３２１は、コヒーレント検波に用いられる局発光を出力する。ＬＯ３２１は、光送信器１１の送信光源と同様に、半導体ＬＤであってよい。半導体ＬＤは、チューナブルＬＤであってもよい。ＬＯ３２１が出力する局発光の波長は、光受信器３２での受信希望波長に対応する波長（「受信波長」と称してよい。）に設定されてよい。ＬＯ３２１から出力された受信波長の局発光は、コヒーレント検波部３２２に入力される。

コヒーレント検波部３２２は、ＬＯ３２１の受信波長の局発光と、光伝送路５０からデマルチプレクサ３１を介して受信されるＷＤＭ信号光と、を混合して光干渉に応じたビート信号を検出して電気信号に変換する。ビート信号は、受信波長に相当する信号光の電界複素情報である。

図２に、コヒーレント検波部３２２の構成例を示す。図２に示すコヒーレント検波部３２２は、例示的に、光フロントエンド（ＦＥ）６１、４つのＰＤ（フォトダイオード又はフォトディテクタ）６２、及び、４つの電気増幅器６３を備えてよい。なお、「光ＦＥ」は、「受信ＦＥ」と言い換えてもよい。

光ＦＥ６１は、例示的に、偏波ダイバーシティ検波及び位相ダイバーシティ検波を行なう。そのため、光ＦＥ６１は、例示的に、偏波ビームスプリッタ（ＰＢＳ）６１１、ビームスプリッタ（ＢＳ）６１２、９０度位相ハイブリッドミキサ６１３Ｘ及び６１３Ｙを備えてよい。

ＰＢＳ６１１は、デマルチプレクサ３１から入力された受信信号光を、異なる偏波成分毎に分離する。異なる偏波成分は、例示的に、互いに直交する偏波成分であり、一方はＸ偏波成分と称してよく、他方はＹ偏波成分と称してよい。例示的に、Ｘ偏波成分は、一方の９０度位相ハイブリッドミキサ６１３Ｘに入力され、Ｙ偏波成分は、他方の９０度位相ハイブリッドミキサ６１３Ｙに入力される。

ＢＳ６１２は、ＬＯ３２１の出力光（「ＬＯ光」と称してもよい。）を分岐して９０度位相ハイブリッドミキサ６１３Ｘ及び６１３Ｙのそれぞれに入力する。

一方の９０度位相ハイブリッドミキサ６１３Ｘは、ＰＢＳ６１１から入力されたＸ偏波成分と、ＢＳ６１２から入力された局発光と、を、同じ位相及び異なる位相（例えば、９０度異なる位相）にて混合して干渉させる。

これにより、９０度位相ハイブリッドミキサ６１３Ｘからは、Ｘ偏波成分について、同相（Ｉ−ｐｈａｓｅ）成分（ＸＩ）及び直交（Ｑ−ｐｈａｓｅ）成分（ＸＱ）の信号光（電界複素情報）が出力される。

同様に、他方の９０度ハイブリッドミキサ６１３Ｙは、ＰＢＳ６１１から入力されたＹ偏波成分と、ＢＳ６１２から入力された局発光と、を、同じ位相及び異なる位相（例えば、９０度異なる位相）にて混合して干渉させる。

これにより、９０度位相ハイブリッドミキサ６１３Ｙからは、Ｙ偏波成分について、同相（Ｉ−ｐｈａｓｅ）成分（ＹＩ）及び直交（Ｑ−ｐｈａｓｅ）成分（ＹＱ）の信号光（電界複素情報）が出力される。

別言すると、９０度位相ハイブリッドミキサ６１３Ｘ及び６１３Ｙは、２つの異なる偏波成分（Ｘ，Ｙ）のそれぞれについて２つの異なるＩ成分及びＱ成分の信号光（ＸＩ，ＸＱ，ＹＩ，ＹＱ）を出力する。これらの４つの信号が伝搬する経路をそれぞれ「レーン」と称してもよい。４レーン分の信号は、それぞれ、ＰＤ６２に入力される。

４つのレーンに対応して４つのＰＤ６２及び電気増幅器６３が設けられてよい。９０度位相ハイブリッドミキサ６１３Ｘ及び６１３Ｙで得られた４レーン分の信号光ＸＩ，ＸＱ，ＹＩ，ＹＱは、対応するＰＤ６２にて、受光パワーに応じた電気信号（ＥＸＩ，ＥＸＱ，ＥＹＩ，ＥＹＱ）に変換される。したがって、「ＰＤ６２」は、「光電変換器６２」と言い換えてもよい。

電気増幅器６３は、それぞれ、対応するレーンのＰＤ６２で得られた電気信号ＥＸＩ，ＥＸＱ，ＥＹＩ，ＥＹＱを増幅する。電気増幅器６３のそれぞれは、利得（ゲイン）が自動制御（automatic gain control, AGC）されてもよいし、手動制御（manual gain control）されてもよい。

電器増幅器６３のそれぞれで増幅された電気信号ＥＸＩ，ＥＸＱ，ＥＹＩ，ＥＹＱは、デジタル信号処理部３２３に入力される。デジタル信号処理部３２３は、入力された電気信号ＥＸＩ，ＥＸＱ，ＥＹＩ，ＥＹＱをデジタル信号処理する。

デジタル信号処理によって、光伝送路５０を伝送された信号光の受信特性の劣化要因である、波長分散（ＣＤ）や、偏波モード分散（ＰＭＤ）、偏波依存損失（ＰＤＬ）、非線形効果等を、数値的に求めて補償することが可能である。

なお、「受信特性」は、「伝送特性」あるいは「信号品質」と言い換えてもよい。「信号品質」の指標の一例としては、ＯＳＮＲ（Optical Signal to Noise Ratio）やＢＥＲ（Bit Error Rate）等が挙げられる。

例示的に、デジタル信号処理には、アナログ−デジタル変換（ＡＤＣ）、分散補償、サンプリング位相同期、適応等化、周波数オフセット補償、搬送波位相復元、誤り訂正復号等の処理が含まれてよい。

デジタル信号処理は、例示的に、演算能力を備えた演算装置によって実現されてよい。演算装置は、「プロセッサデバイス」あるいは「プロセッサ回路」と称してもよい。演算装置は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）や、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、大規模集積回路（ＬＳＩ）等を用いて実現されてよい。

図３に、デジタル信号処理部３２３の機能的な構成例を示す。図３に示すように、デジタル信号処理部３２３は、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）７１、分散補償部７２、サンプリング位相同期部７３、適応等化部（ＡＥＱ）７４、周波数オフセット補償部７５、搬送波位相復元部７６、及び、誤り訂正復号化処理部７７を備えてよい。なお、「ＡＥＱ」は、「Adaptive Equalizer」の略称である。

図３において、ＡＤＣ７１は、便宜的に、４つのレーンに対して共通であるが、図２に例示するように、レーン毎に備えられてよい。ＡＤＣ７１は、コヒーレント検波部３２２にて復調された信号光に相当するアナログ電気信号（ＥＸＩ，ＥＸＱ，ＥＹＩ，ＥＹＱ）をデジタル電気信号に変換する。ＡＤＣ７１において、入力アナログ電気信号は、例示的に、１シンボルあたり２回以上デジタルサンプリングされてよい。

デジタルサンプリングによって、位相情報を含むアナログ波形情報がデジタル値に量子化される。このようにアナログ波形情報をデジタル値に変換することにより、様々な特性補償をデジタル値の演算処理にて実施することが可能となる。

なお、ＡＤＣ７１から出力されたデジタル電気信号（ＥＸＩ，ＥＸＱ，ＥＹＩ，ＥＹＱ）は、以降のデジタル信号処理において、Ｘ偏波成分及びＹ偏波成分の別に結合（「複素変換」と称してもよい。）されて２系統の複素時系列で処理される。例えば、Ｘ偏波成分のデジタル電気信号ＥＸＩ及びＥＸＱが複素時系列で処理され、Ｙ偏波成分のデジタル電気信号ＥＹＩ及びＥＹＱが複素時系列で処理される。

分散補償部７２は、例示的に、ＡＤＣ７１から入力されたデジタル電気信号に対して、偏波成分毎の波長分散補償を実施する。波長分散補償には、例示的に、トランスバーサルフィルタ等の、波長分散による波形歪みをモデル化したデジタルフィルタを適用してよい。

サンプリング位相同期部７３は、ＡＤＣ７１でのデジタルサンプリングのタイミング（別言すると、周波数及び位相）を最適化するための処理を行なう。サンプリングタイミングの最適化は、例えば、サンプリングタイミングをデータパルスの中央に同期させることであってよい。

ＡＥＱ７４は、例示的に、デジタルフィルタの一例である有限インパルス応答（finite impulse response, FIR）フィルタを備えてよい。ＦＩＲフィルタは、便宜的に、「ＡＥＱフィルタ」と称してもよい。また、ＡＥＱ７４は、便宜的に、ＡＥＱフィルタ７４と称してもよい。

ＦＩＲフィルタの係数を、例えば信号光の偏波変動よりも十分高速かつ適応的に更新することで、偏波変動や偏波モード分散（ＰＭＤ）に起因する波形歪みを適応的に等化（補償）することができる。なお、ＦＩＲフィルタの係数は、フィルタパラメータの一例であり、便宜的に、「フィルタ係数」、「タップ係数」あるいは「等化ウェイト」と称してもよい。

図４に例示するように、ＡＥＱ７４には、例示的に、２系統の複素時系列（ＩＮ_Ｘ及びＩＮ_Ｙ）が入力される。ここで、Ｘ偏波成分及びＹ偏波成分は、コヒーレント検波部３２２の主軸を意味するから、コヒーレント検波部３２２の後段に配置されたＡＥＱ７４への入力信号ＩＮ_Ｘ及びＩＮ_Ｙは、光送信器１１において偏波多重された各偏波成分が混在した状態である。

そのため、ＡＥＱ７４は、例えば図４に示すように、入力信号ＩＮ_Ｘ及びＩＮ_Ｙを、光送信器１１で偏波多重された各偏波成分の複素時系列ＯＵＴ_Ｘ及びＯＵＴ_Ｙに分離する機能を備えてよい。

ここで、図４に例示するＡＥＱ７４（別言すると、ＦＩＲフィルタ）の入出力関数は、以下の数式１及び数式２で表される。

図４、並びに、数式１及び数式２において、ｈ_ｘｘ，ｈ_ｘｙ，ｈ_ｙｘ，ｈ_ｙｙは、それぞれ、ＦＩＲフィルタのタップ係数を表し、タップ係数ｈと入力信号ＩＮとは、時間領域で畳み込み演算される。図４において、符号７４１−１〜７４１−４が、それぞれ、当該畳み込み演算を行なう畳み込み演算器を表す。

畳み込み演算器７４１−１及び７４１−２の演算結果が加算器７４２−１にて加算されることで、数式１の演算が実現される。畳み込み演算器７４１−３及び７４１−４の演算結果が加算器７４２−２にて加算されることで、数式２の演算が実現される。

なお、図４に例示したＦＩＲフィルタのタップ係数を適応制御する手法（「アルゴリズム」と称してもよい。）の一例としては、ＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）法を適用してよい。ＣＭＡ法では、複素振幅の絶対値が一定になるように、タップ係数が適応的に更新される。

図３に戻り、周波数オフセット補償部７５は、ＡＥＱ７４の出力信号（ＯＵＴ_Ｘ及びＯＵＴ_Ｙ）を基に、受信信号光とＬＯ３２１の出力光との間の周波数ずれ（「オフセット」と称してもよい。）を補償する。

周波数オフセットの推定には、例示的に、累乗法と呼ばれる推定方式や、累乗法よりも周波数オフセットの推定可能範囲を拡大化できるＰＡＤＥ（Pre-decision based Angle Differential frequency offset Estimator）法と呼ばれる推定方式等を適用してよい。

搬送波位相復元部７６は、周波数オフセット補償部７５にて周波数オフセットが補償された受信デジタル信号から雑音成分を除去し、正しい搬送波（キャリア）位相を推定し、受信デジタル信号の位相を、推定したキャリア位相に同期させる。雑音成分には、自然放出光（amplified spontaneous emission, ASE）雑音やレーザ位相雑音等が含まれ得る。

キャリア位相の推定には、例示的に、デジタルループフィルタを用いて雑音の影響を除去するフィードバック法や、位相検出器で検出した推定位相差を平均化することで雑音の影響を除去するフィードフォワード法等を適用してよい。

誤り訂正復号化処理部７７は、例えば、光送信器１１でのデジタル信号処理によって送信信号に付加された誤り訂正符号に基づいて、受信デジタル信号を誤り訂正復号化する。誤り訂正符号には、例示的に、ＦＥＣ（Forward Error Correction）符号が適用されてよい。

なお、誤り訂正復号化処理部７７は、受信デジタル信号に対してデフレーマ処理を実施してもよい。デフレーマ処理の一例は、受信デジタル信号のフレームにマッピングされているクライアント信号をデマッピングする処理である。

クライアント信号の一例は、イーサネット（登録商標）のフレーム信号や、ＳＤＨ（synchronous digital hierarchy）又はＳＯＮＥＴ（synchronous optical network）のフレーム信号である。

上述したとおり、デジタルコヒーレント光受信器３２では、光伝送路５０を伝送された信号光に、種々の信号劣化要因によって生じた伝送特性の劣化を、デジタル信号処理にて補償することができる。

ただし、デジタル信号処理による補償にも限界があり、補償可能な限界を超える特性劣化については補償しきれないことがある。伝送特性の劣化要因の１つとして、偏波依存損失（polarization dependent loss, PDL）が知られている。

ＰＤＬを有する光部品（以下「ＰＤＬ部品」と称することがある。）を信号光が伝送されると、偏波成分間に光損失差が生じ得る。光伝送路５０も、ＰＤＬを有するＰＤＬ部品の一例である。

例えば図５に模式的に示すように、光送信器１１において直交偏波多重されたＸ偏波成分及びＹ偏波成分が、それぞれ、光伝送路５０の２つの直交するＰＤＬ主軸に沿って入射すると仮定する。

２つのＰＤＬ主軸の一方に沿って伝送される偏波成分は、他方のＰＤＬ主軸に沿って伝送される偏波成分に対して相対的に大きな光損失を受ける。したがって、光受信器３２では、受信した直交偏波多重信号の偏波成分間に損失差が生じる。偏波成分間に生じた損失差に応じて、光受信器３２での受信特性が劣化する。

そのため、例えば光受信ノード３０において、ＰＤＬを精度良く測定（「モニタ」又は「検出」と称してもよい。）できれば、受信特性の改善を図ることができる。また、正確なＰＤＬを測定できれば、信号品質劣化の予兆や劣化要因を把握することも可能である。更には、ＰＤＬの正確な測定値を基に、光伝送システム１の伝送路設計を最適化することも可能となる。

光伝送路５０のＰＤＬは、例示的に、ＡＥＱ７４におけるＦＩＲフィルタのタップ係数をモニタして、そのモニタ値を基にして算出することが可能である。

例えば、時間領域でのＦＩＲフィルタのタップ係数（行列）ｈ_ＦＩＲ（ｔ）は、以下の数式３で表すことができる。なお、時間領域のタップ係数行列ｈ_ＦＩＲ（ｔ）は、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）又は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）される前のタップ係数行列に相当すると捉えてよい。

時間領域のタップ係数行列ｈ_ＦＩＲ（ｔ）がＤＦＴ又はＦＦＴされると、以下の数式４で表される、周波数領域のタップ係数行列Ｈ_ＦＩＲ（ω）が得られる。

ここで、「ω」は、光搬送波の角周波数を表し、以下の数式５で表すことができる。数式５における「Δω」は、以下の数式６で表すことができる。数式６における「ｆ」は、ログ取得周期（サンプリング周期）を表し、信号光のビットレートを「Ｂ」として表すと、以下の数式７で表すことができる。なお、数式６における「Ｎ」は、ＦＩＲフィルタのタップ数を表し、数式５における「ｎ」はタップ番号を表す。

なお、数式７で表される周期ｆは、ＡＤＣ７１が２倍サンプリングレートであることを意味している。

ここで、以下の数式８に示すように、数式４に示したタップ係数行列Ｈ_ＦＩＲ（ω）の逆行列を行列Ｍ（ω）とおく。

ＰＤＬ［ｄＢ］は、以下の数式９で表される、行列Ｍ（ω）のエルミート行列Ｍ（ω）^Ｈと行列Ｍ（ω）との積の特異値（Ｓ_１，Ｓ_２）又は固有値（ρ_１，ρ_２）から、以下の数式１０によって求めることができる。

しかしながら、上記のＰＤＬ算出手法では、図２及び図３に例示した各レーンの電気増幅器６３がＡＧＣされていると、正確なＰＤＬを算出できないことがある。別言すると、数式１０によって算出されるＰＤＬは、実際のＰＤＬとの誤差が大きくなることがある。

例えば、デジタル信号処理部３２３へ入力される４レーン分の電気信号ＥＸＩ，ＥＸＱ，ＥＹＩ，ＥＹＱの振幅（絶対値）がそれぞれ等しく（つまり、｜ＥＸＩ｜＝｜ＥＸＱ｜＝｜ＥＹＩ｜＝｜ＥＹＱ｜）なるように、電気増幅器６３がＡＧＣされる。

この場合、コヒーレント検波部３２２の出力振幅情報に含まれている、信号光が光伝送路５０から受けたＰＤＬの情報がＡＧＣに応じて調整されてしまう。そのため、ＦＩＲフィルタのタップ係数には、信号光が光伝送路５０から実際に受けたＰＤＬの情報が反映されていない。したがって、そのようなタップ係数をモニタして上述した算出方法で光伝送路５０のＰＤＬを算出しても、大きな誤差が生じ得る。

図８に、上述したようにレーン間の信号振幅が等しく、かつ、一定になるようにＡＧＣが行なわれている場合の、ＰＤＬ設定値（横軸）に対して上記のＰＤＬ算出手法で算出されるＰＤＬ算出値（縦軸）の特性例を示す。

図８には、例示的に、信号光の偏波状態（ＳＯＰ）が、０［ｋＨｚ］、０．５［ｋＨｚ］、５［ｋＨｚ］、５０［ｋＨｚ］、及び、５００［ｋＨｚ］であるときの、それぞれの特性例が示されている。

図８から、各レーンの出力信号振幅が等しく一定である場合、傾き「１」の線形直線で表されるＰＤＬ設定値に対して、ＰＤＬ算出値に誤差が生じ得ることが分かる。

そこで、本実施形態では、例えば光受信ノード３０の光受信器３２において、ＦＩＲフィルタのタップ係数から、コヒーレント検波部３２２における電気増幅器６３のＡＧＣに用いられたゲイン値成分を除去（キャンセル）する演算を行なう。

ＡＧＣのゲイン値成分を除去したタップ係数を基にしてＰＤＬモニタ値を算出することで、ＰＤＬモニタ値の誤差を低減してＰＤＬの測定精度を向上することができる。なお、「タップ係数からゲイン値成分を除去する」ことは、「タップ係数をゲイン値成分によって補正する」こと、と言い換えてもよい。したがって、「ゲイン値成分の除去されたタップ係数」は、「補正タップ係数」と称してもよい。

以下、具体例について、図６を用いて説明する。図６は、図３に例示した光受信器３２の構成例において、電気増幅器６３、ＡＤＣ７１、分散補償部７２、サンプリング位相同期部７３、及び、ＡＥＱ７４に着目した構成を示すブロック図である。

ただし、図６に例示する光受信器３２は、タップ係数モニタ８１と、ＰＤＬモニタ値算出部８２と、を追加的に備える。タップ係数モニタ８１は、フィルタパラメータモニタの一例であり、ＰＤＬモニタ値算出部８２は、偏波依存損失算出部の一例である。

図６に例示するように、コヒーレント検波部３２２で電気信号に変換された４レーン分の受信信号（複素時系列）ＩＮ_ＸＩ，ＩＮ_ＸＱ，ＩＮ_ＹＩ，ＩＮ_ＹＱは、それぞれ、対応するレーンの電気増幅器６３によって、ゲイン値Ｇ_ＸＩ，Ｇ_ＸＱ，Ｇ_ＹＩ，Ｇ_ＹＱにて増幅される。

ゲイン値Ｇ_ＸＩ，Ｇ_ＸＱ，Ｇ_ＹＩ，Ｇ_ＹＱは、それぞれ、ＡＤＣ７１に入力される４レーン分の信号ＩＮ_ＸＩ，ＩＮ_ＸＱ，ＩＮ_ＹＩ，ＩＮ_ＹＱの振幅（絶対値）がそれぞれ等しくなるようにＡＧＣされる。

ここで、ＡＧＣのゲイン値が適用された受信信号（複素時系列）ＩＮ_ＸＩ，ＩＮ_ＸＱ，ＩＮ_ＹＩ，ＩＮ_ＹＱは、ＡＤＣ７１、分散補償部７２、及び、サンプリング位相同期部７３を通じて、偏波成分毎に結合（複素変換）される。

複素変換によって２系統の複素時系列ＩＮ_Ｘ及びＩＮ_Ｙが得られ、ＡＥＱ７４に入力される。ＡＥＱ７４は、入力信号ＩＮ_Ｘ及びＩＮ_Ｙを、光送信器１１で偏波多重された各偏波成分の複素時系列ＯＵＴ_Ｘ及びＯＵＴ_Ｙに分離して出力する。

図６に例示するＡＥＱ７４におけるＦＩＲフィルタの入出力関数は、数式１及び数式２と同じく、以下の数式１１及び数式１２で表される。

数式１１及び数式１２におけるタップ係数（ｈ_ｘｘ，ｈ_ｙｘ，ｈ_ｘｙ，ｈ_ｙｙ）が、タップ係数モニタ８１によってモニタされてよい（図７の処理Ｐ１１）。なお、タップ係数の「モニタ」は、タップ係数の「取得」あるいは「検出」と言い換えてもよい。

ここで、モニタされたタップ係数（ｈ_ｘｘ，ｈ_ｙｘ，ｈ_ｘｙ，ｈ_ｙｙ）には、４レーンのゲイン値（Ｇ_ＸＩ，Ｇ_ＸＱ，Ｇ_ＹＩ，Ｇ_ＹＱ）の成分が含まれている。例えば、ＣＭＡアルゴリズム適用後のタップ係数には、ＦＩＲフィルタへの入力信号とＡＧＣでのゲイン値との積の逆数が乗じられている。

したがって、例えば以下の数式１３によって、タップ係数モニタ８１でモニタされたタップ係数からゲイン値成分を除去することができる。
ただし、数式１３において、ｈ_{（Ｉ／Ｑ）ｘｘ}’、ｈ_{（Ｉ／Ｑ）ｘｙ}’、ｈ_{（Ｉ／Ｑ）ｙｘ}’、ｈ_{（Ｉ／Ｑ）ｙｙ}’は、それぞれ、同相（Ｉ）成分及び直交（Ｑ）成分毎にゲイン値成分が除去されたＩ成分及びＱ成分毎のタップ係数を表す。

したがって、Ｉ成分及びＱ成分を結合して得られる、ゲイン値成分の除去されたタップ係数ｈ_ｘｘ’、ｈ_ｘｙ’、ｈ_ｙｘ’、ｈ_ｙｙ’は、それぞれ、以下の数式１４によって表すことができる。

なお、ＡＧＣ時の電気増幅器６３のゲイン値（Ｇ_ＸＩ，Ｇ_ＸＱ，Ｇ_ＹＩ，Ｇ_ＹＱ）は、Ｇ_ＸI＝Ｇ_ＸＱ、Ｇ_YI＝Ｇ_YＱの関係にあると扱ってよい。そのため、例えば、以下の数式１５により、タップ係数（ｈ_ｘｘ，ｈ_ｙｘ，ｈ_ｘｙ，ｈ_ｙｙ）からゲイン値成分を除去してタップ係数ｈ_ｘｘ’、ｈ_ｘｙ’、ｈ_ｙｘ’、ｈ_ｙｙ’を求めてもよい。

数式１３〜数式１５で表される演算は、例示的に、ＰＤＬモニタ値算出部８２によって実施されてよい。例えば、ＰＤＬモニタ値算出部８２は、４レーン分の電気増幅器６３のゲイン値Ｇ_ＸＩ，Ｇ_ＸＱ，Ｇ_ＹＩ，Ｇ_ＹＱをモニタする（図７の処理Ｐ１２）。

モニタしたゲイン値Ｇ_ＸＩ，Ｇ_ＸＱ，Ｇ_ＹＩ，Ｇ_ＹＱを用いて、ＰＤＬモニタ値算出部８２は、数式１３及び数式１４（又は、数式１３及び数式１５）の演算によって、ゲイン値成分が除去された補正タップ係数を算出する（図７の処理Ｐ１３）。

ＰＤＬモニタ値算出部８２は、数式１４又は数式１５で表される補正タップ係数ｈ_ｘｘ’、ｈ_ｘｙ’、ｈ_ｙｘ’、ｈ_ｙｙ’を基にして既述の数式４〜１０に示した演算を行なう。これにより、算出されるＰＤＬモニタ値の精度を高めることができる。

例えば、ＰＤＬモニタ値算出部８２は、ＤＦＴ（又はＦＦＴ）処理によって数式４〜数式７に例示した周波数領域の補正タップ係数行列Ｈ_{ＦＩＲ（ω）}を求める（図７の処理Ｐ１４）。

そして、ＰＤＬモニタ値算出部８２は、求めた補正タップ係数行列Ｈ_{ＦＩＲ（ω）}を基にして、数式８に例示した行列Ｍ（ω）を算出する（図７の処理Ｐ１５）。

更に、ＰＤＬモニタ値算出部８２は、算出した行列Ｍ（ω）のエルミート行列Ｍ（ω）^Ｈを求め、数式９に例示した、エルミート行列Ｍ（ω）^Ｈと行列Ｍ（ω）との積を算出する（図７の処理Ｐ１６）。

そして、ＰＤＬモニタ値算出部８２は、数式９の特異値又は固有値を算出し（図７の処理Ｐ１７）、その算出結果を基にして、数式１０によってＰＤＬモニタ値を算出する（図７の処理Ｐ１８）。

ここで、図９に、光伝送路５０のＰＤＬ設定値を６[ｄＢ]に設定して、ＡＥＱ７４への各レーンの出力信号振幅が等しく一定である場合の、ＰＤＬモニタ値の算出結果の時間変動特性例を示す。

図９の下段に例示する特性Ｂが、ゲイン値成分を除去しないタップ係数を基に算出されたＰＤＬモニタ値の特性に相当する。図９の上段に例示する特性Ａが、上述したようにゲイン値成分を除去した補正タップ係数を基に算出されたＰＤＬモニタ値の特性に相当する。

特性Ｂは、特性Ａに比べて、ＰＤＬ設定値である６［ｄＢ］に対して大きく外れた領域で乱高下している。例えば、特性Ｂでは、信号光の偏波状態（ＳＯＰ）が変化することで、ＰＤＬ算出値がバラつき、ＰＤＬ設定値＝６［ｄＢ］が得られていない。別言すると、ＳＯＰに依存してＰＤＬ算出値に誤差の大小が生じる。

これに対し、特性Ａでは、特性Ｂに比べて、ＰＤＬ算出値が、ＰＤＬ設定値である６［ｄＢ］の近傍で小幅に変動している。したがって、特性Ａよりも高い精度でＰＤＬ算出値が得られることが分かる。

光伝送システム１の運用中に、精度の高いＰＤＬ算出値を例えばログに記録しておくことで、信号品質劣化の予測や劣化要因の特定が容易に可能となる。また、精度の高いＰＤＬ算出値は、例えば、光伝送システム１の伝送路設計や最適化を図るために役立てることもできる。

また、上述した補正タップ係数の算出及び補正タップ係数に基づくＰＤＬモニタ値の算出は、光受信器３２内に閉じて実施できるので、光伝送システム１に対して、ＰＤＬモニタ値の算出のために大掛かりな変更を加えなくてよい。

なお、上述した例では、補正タップ係数を求めるのに、４レーン全てのゲイン値Ｇ_ＸＩ，Ｇ_ＸＱ，Ｇ_ＹＩ，Ｇ_ＹＱを用いているが、一部のゲイン値に限られてもよい。例えば、コヒーレント検出部３２２のゲイン値は、同相（Ｉ）成分と直交（Ｑ）成分とで同じ（Ｇ_ＸＩ＝Ｇ_ＸＱ、Ｇ_ＹＩ＝Ｇ_ＹＱ）と扱ってよいので、２レーン以上のゲイン値をモニタすれば、上述した例と同様にして補正タップ係数を求めることができる。

以下に、モニタ対象の、２レーン以上のゲイン値の組み合わせ例を示す。なお、ケース＃９が、上述した４レーン全てのゲイン値Ｇ_ＸＩ，Ｇ_ＸＱ，Ｇ_ＹＩ，Ｇ_ＹＱを用いるケースに相当する。

ケース＃１：Ｇ_ＸＩ，Ｇ_ＹＩ
ケース＃２：Ｇ_ＸＱ，Ｇ_ＹＱ
ケース＃３：Ｇ_ＸＩ，Ｇ_ＹＱ
ケース＃４：Ｇ_ＸＱ，Ｇ_ＹＩ
ケース＃５：Ｇ_ＸＩ，Ｇ_ＹＩ，Ｇ_ＸＱ
ケース＃６：Ｇ_ＸＩ，Ｇ_ＹＩ，Ｇ_ＹＱ
ケース＃７：Ｇ_ＸＱ，Ｇ_ＹＱ，Ｇ_ＸＩ
ケース＃８：Ｇ_ＸＱ，Ｇ_ＹＱ，Ｇ_ＹＩ
ケース＃９：Ｇ_ＸＩ，Ｇ_ＹＩ，Ｇ_ＸＱ，Ｇ_ＹＱ

以下、図６にて上述したタップ係数モニタ８１及びＰＤＬモニタ値算出部８２を備えるノードの実施例について説明する。なお、タップ係数モニタ８１及びＰＤＬモニタ値算出部８２は、便宜的に、「ＰＤＬモニタ機能」と総称してよい。

（第１実施例）
図１０は、第１実施例に係るノードの構成例を示すブロック図である。図１０に例示するノードは、図１に例示した光受信ノード３０に相当すると捉えてよい。

ノード３０は、光受信器３２のエレメントである、既述のＬＯ３２１、コヒーレント検波部３２２及びデジタル信号処理部３２３を備えるほか、制御部８０と、監視部９０と、を備えてよい。

制御部８０及び監視部９０の一方又は双方は、光受信器３２の内部に備えられてもよいし、光受信器３２の外部、且つ、ノード３０の内部に備えられてもよい。別言すると、制御部８０及び監視部９０の一方又は双方は、光受信器３２−ｉそれぞれの内部に個別的に備えられてもよいし、ノード３０内の各光受信器３２−ｉに共通の部分に備えられてもよい。

制御部８０に、既述のタップ係数モニタ８１及びＰＤＬモニタ値算出部８２が備えられてよい。タップ係数モニタ８１及びＰＤＬモニタ値算出部８２が備えられた制御部８０は、「ＰＤＬモニタ８０」と称してもよい。

図１０において、ノード３０で受信された信号光は、コヒーレント検波部３２２にてＸ偏波成分及びＹ偏波成分のそれぞれに対応するＩ成分及びＱ成分の合計４レーン分の電気信号に変換される。各レーンの電気信号は、対応するレーンの電気増幅器６３にて増幅される。

その際、デジタル信号処理部３２３への入力振幅が等しく一定になるように、電気増幅器６３のゲイン値（Ｇ_ＸＩ，Ｇ_ＸＱ，Ｇ_ＹＩ，Ｇ_ＹＱ）がＡＧＣされる。ＡＧＣは、例示的に、制御部８０によって実施されてよい。

例えば、制御部８０は、各レーンの電気増幅器６３の出力信号振幅をモニタし、そのモニタ結果に基づいてＡＧＣを実施してよい。各レーンのＡＧＣのゲイン値（Ｇ_ＸＩ，Ｇ_ＸＱ，Ｇ_ＹＩ，Ｇ_ＹＱ）は、例示的に、制御部８０のＰＤＬモニタ値算出部８２によってモニタされてよい。

ＡＧＣされた各レーンの電気信号は、デジタル信号処理部３２３に入力される。デジタル信号処理部３２３では、例えば、既述のＣＭＡ法に基づいて、各レーンの電気信号の複素振幅の絶対値が一定になるように、ＡＥＱフィルタ７４のタップ係数（ｈ_ｘｘ，ｈ_ｘｙ，ｈ_ｙｘ，ｈ_ｙｙ）が適応的に制御される。

ＡＥＱフィルタ７４のタップ係数は、例示的に、制御部８０のタップ係数モニタ８１によってモニタされる。モニタされたタップ係数は、例示的に、ＰＤＬモニタ値算出部８２に入力される。

ＰＤＬモニタ値算出部８２は、ＡＧＣに用いられたゲイン値と、タップ係数モニタ８１によってモニタされたタップ係数と、を基に、既述のとおりに、タップ係数からゲイン値成分をキャンセルした補正タップ係数を算出する。ＰＤＬモニタ値算出部８２は、算出した補正タップ係数を基にして、既述のとおりに、精度の高いＰＤＬモニタ値を算出する。

ＰＤＬモニタ算出部８２で算出されたＰＬＤモニタ値は、監視部９０に提供されてよい。監視部９０は、ＰＤＬモニタ値算出部８２で算出された高精度なＰＤＬモニタ値を基に、アラーム検出や、ノード３０や光伝送システム１の運用ログの取得等を実施してよい。

例示的に、監視部９０は、図１０に示すように、アラーム検出部９１と、モニタ値ログ収集部９２と、を備えてよい。なお、アラーム検出部９１及びモニタ値ログ収集部９２は、いずれもオプション的な機能であってよく、いずれかの機能を不要にしてもよい。

アラーム検出部９１は、例示的に、ＰＤＬモニタ値算出部８２で算出されたＰＤＬモニタ値と、所定の閾値と、の比較により、光伝送路５０を伝送される信号光の伝送特性に関するアラームを検出してよい。アラーム検出に用いる閾値は、非限定的な一例として、３［ｄＢ］に設定されてよい。

この場合、アラーム検出部９１は、ＰＤＬモニタ値が３［ｄＢ］以上になると、信号光の伝送特性劣化が無視できないと判定して、アラーム信号を例えばノード３０の上位装置（あるいは上位システム）へ送信してよい。

上位システムは、例示的に、ネットワークマネジメントシステム（ＮＭＳ）やオペレーションシステム（ＯＰＳ）等と称される、光伝送システム１の運用、監視、保守等を担うシステムであってよい。

なお、アラーム信号の出力先は、ＮＭＳやＯＰＳに限られず、例えば、ノード３０に通信可能に接続されたオペレータ端末等であってもよい。上位システムやオペレータ端末は、アラーム検出部９１で検出されたアラーム信号を受信することにより、光伝送路５０を伝送される主信号光に伝送特性の劣化が生じていることを検出できる。

したがって、ＰＤＬによる主信号光の伝送特性の劣化を早期に検知でき、劣化要因の早期特定や、伝送特性劣化に対する迅速な対応が可能になる。ここで、アラーム検出部９１では、ＰＤＬモニタ値算出部８２で算出された高精度なＰＤＬモニタ値に基づいてアラーム検出を行なうので、アラーム検出精度も向上する。したがって、アラーム検出精度が低いために、無用なアラーム信号が発出されてしまうことを回避あるいは抑止することができる。

一方、モニタ値ログ収集部９２は、例示的に、ノード３０の運用中において、ＰＤＬモニタ値算出部８２で算出されたＰＤＬモニタ値を、運用ログとして記憶装置９３に記憶してよい。記憶装置９３に記憶された運用ログは、光伝送システム１の伝送路設計等に活用できる。運用ログとして記憶されたＰＤＬモニタ値は、既述のとおり精度が高いので、例えば、伝送路設計の最適化が容易に可能になる。

なお、記憶装置９３は、図１０に例示するように監視部９０の外部であってノード３０の内部に備えられてよい。ただし、監視部９０の内部に記憶装置９３が備えられてもよい。あるいは、記憶装置９３は、ＮＭＳやＯＰＳに備えられた記憶装置に相当してもよいし、オペレータ端末の記憶装置に相当してもよい。

（第２実施例）
上述したようにして光受信ノード３０で得られたＰＤＬモニタ値は、例示的に、光送信ノード１０に通知（「フィードバック」と称してもよい。）されてよい。ＰＤＬモニタ値の通知は、例示的に、光受信ノード３０が光送信ノード１０へ送信する光に、通知情報の一例であるＰＤＬモニタ値を示す情報を、周波数変調により重畳することで行なってよい。

通知情報は、監視制御情報の一例であると捉えてよい。監視制御情報が重畳された送信光は、ＳＶ（Supervisory）光成分あるいは光監視チャネル（ＯＳＣ）成分を含む光であると捉えてよい。

光送信ノード１０は、光受信ノード３０において周波数変調により受信信号光に重畳されたＰＤＬモニタ値を復調して検出する。検出したＰＤＬモニタ値に基づいて、光送信ノード１０は、光受信ノード３０へ送信する光のレベルを例えばＸ偏波成分及びＹ偏波成分毎に制御してよい。例えば、光送信ノード１０は、送信光のＸ偏波成分及びＹ偏波成分間のパワーレベル差が低減するように、送信光の偏波レベルを制御してよい。

図１１に、ＰＤＬモニタ値の通知及び通知されたＰＤＬモニタ値に基づく偏波レベル制御が可能な、第２実施例の光伝送システムの構成例を示す。図１１に示す光伝送システム１は、例示的に、ＰＤＬモニタノード３０と、偏波レベル制御ノード１０と、を備える。

ＰＤＬモニタノード３０は、既述のようにしてＰＤＬモニタ値を求めることが可能なノードであって、例示的に、既述の光受信ノード３０に相当してよい。偏波レベル制御ノード１０は、ＰＤＬモニタノード３０から通知されたＰＤＬモニタ値に基づいて偏波レベル制御が可能なノードであって、既述の光送信ノード１０に相当してよい。

ノード１０及び３０の間は、例示的に、光伝送路５０−１と光伝送路５０−２とを用いて、双方向の光通信が可能なように接続されてよい。例示的に、一方の光伝送路５０−１は、ＰＤＬモニタノード３０から偏波レベル制御ノード１０への方向の光通信に用いられ、他方の光伝送路５０−２は、逆方向の光通信に用いられる。

（ＰＤＬモニタノード）
ＰＤＬモニタノード３０は、例示的に、光受信器３２と、光送信器３３と、制御部３４と、を備えてよい。光受信器３２と光送信器３３とは、１つのトランスポンダに含まれていてもよい。

光受信器３２は、偏波レベル制御ノード１０から光伝送路５０−２へ送信された信号光を受信する。光受信器３２は、既述のコヒーレント検波部３２２及び受信デジタル信号処理部３２３を備えてよい。

光送信器３３は、偏波レベル制御ノード１０向けの送信光を光伝送路５０−１へ送信する。光送信器３３の送信波長と、光受信器３２の受信波長と、は、同じ波長でもよいし、異なる波長でもよい。

光送信器３３は、偏波レベル制御ノード１０の光送信器１１と同様の構成であってよく、例示的に、送信デジタル信号処理部３３１、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）３３２、光変調器３３３、及び、送信光源３３４を備えてよい。

送信光源３３４には、半導体ＬＤを適用してよい。半導体ＬＤは、発光波長が固定のＬＤであってもよいし、発光波長が可変のチューナブルＬＤであってもよい。

送信デジタル信号処理部３３１は、送信デジタルデータ信号に対してスペクトル整形や搬送波（キャリア）周波数制御、非線形補償等のデジタル信号処理を施す。

ＤＡＣ３３２は、送信デジタル信号処理部３３１でデジタル信号処理された送信デジタルデータ信号をアナログデータ信号に変換する。ＤＡＣ３３２により得られたアナログデータ信号は、光変調器３３３の駆動信号として光変調器３３３に与えられる。

光変調器３３３は、ＤＡＣ３３２から与えられる駆動信号によって送信光源３３４の出力光を変調することで送信変調信号光を生成する。送信変調信号光は、偏波レベル制御ノード１０へ通じる光伝送路５０−１へ送信される。

なお、送信デジタル信号処理部３３１でのキャリア周波数制御において、既述の監視制御情報に応じた周波数制御が行なわれることで、監視制御情報を送信変調信号光に周波数変調成分として重畳することができる。

制御部３４は、ＰＤＬモニタノード３０の全体的な動作を制御する。制御部３４に、既述のタップ係数モニタ８１及びＰＤＬモニタ値算出部８２が備えられてよい。したがって、制御部３４は、「ＰＤＬモニタ３４」と称してもよい。また、制御部３４には、周波数変調パタン生成部８３が備えられてよい。

タップ係数モニタ８１は、既述のとおり、受信デジタル信号処理部３２３におけるＡＥＱフィルタ７４のタップ係数をモニタする。

ＰＤＬモニタ値算出部８２は、既述のとおり、モニタされたタップ係数からゲイン値成分をキャンセルした補正タップ係数を求め、補正タップ係数を基にしてＰＤＬモニタ値を算出する。

周波数変調パタン生成部８３は、ＰＤＬモニタ値算出部８２で得られたＰＤＬモニタ値を示す情報（以下「ＰＤＬモニタ情報」と称することがある。）を、例えば「１」又は「０」の２値で表される周波数変調のパタンに組み込む。

周波数変調のパタン（以下「周波数変調パタン」と称することがある。）は、光送信器３３の送信デジタル信号処理部３３１に与えられる。送信デジタル信号処理部３３１は、周波数変調パタンに従って送信デジタルデータ信号に対して周波数変調を施す。

これにより、ＰＤＬモニタ情報が監視制御情報の一例として偏波レベル制御ノード１０への送信変調信号光に周波数変調成分として重畳される。したがって、光送信器３３は、ＰＤＬモニタ値算出部８２で算出されたＰＤＬモニタ値を示す情報を偏波レベル制御ノード１０へ送信する送信部の一例であると捉えてよい。

なお、ＰＤＬモニタ情報の重畳は、例示的に、送信デジタル信号処理部３３１において送信デジタルデータ信号をデジタル信号処理によってスペクトル整形した信号の、搬送波周波数を制御することで実現されてよい。

また、偏波レベル制御ノード１０への送信変調信号光に重畳する情報は、ＰＤＬモニタ情報に代えて、当該ＰＤＬモニタ情報を基にして得られる偏波レベル制御情報であってもよい。

別言すると、ＰＤＬモニタノード３０において偏波レベル制御ノード１０への送信変調信号光に重畳する情報は、偏波レベル制御ノード１０がＰＤＬモニタノード３０へ送信する光の偏波レベルを制御可能な情報であればよい。更に別言すると、偏波レベル制御ノード１０で用いる偏波レベルの制御情報は、偏波レベル制御ノード１０で求めてもよいし、ＰＤＬモニタノード３０で求めてもよい。

見方を変えると、ＰＤＬモニタノード３０の制御部３４は、ＰＤＬモニタ値算出部８２で得られたＰＤＬモニタ値に基づいて、偏波レベル制御ノード１０の送信光の偏波レベルを、監視制御通信を利用して、偏波成分毎に制御することが可能であればよい。

（偏波レベル制御ノード）
一方、偏波レベル制御ノード１０は、例示的に、光送信器１１と、光受信器１３と、制御部１４と、を備えてよい。光送信器１１と光受信器１３とは、１つのトランスポンダに含まれていてもよい。

光受信器１３は、例示的に、コヒーレント検波部１３２と、受信デジタル信号処理部１３３と、を備えてよい。コヒーレント検波部１３２及び受信デジタル信号処理部１３３は、それぞれ、ＰＤＬモニタノード３０の光受信器３２におけるコヒーレント検波部３２２及び受信デジタル信号処理部３２３と同一若しくは同様の構成を有していてよい。

オプションとして、光受信器１３は、周波数変調（ＦＭ）検波部１３１を例えばコヒーレント検波部１３２の前段に備えてよい。

ＦＭ検波部１３１は、既述のようにＰＤＬモニタノード３０の光送信器３３においてＰＤＬモニタ情報が周波数変調によって重畳された信号光を受信して重畳信号をＦＭ検波する。検波信号は、例示的に、制御部１４（後述する周波数変調パタン復号部１４２）に与えられる。

ＰＤＬモニタノード３０の光送信器３３から送信されたＰＤＬモニタ情報の受信に着目すれば、光受信器１３は、ＰＤＬモニタ値算出部８２で算出されたＰＤＬモニタ値を示す情報を受信する受信部の一例であると捉えてよい。

次に、図１１に例示するように、偏波レベル制御ノード１０の光送信器１１は、例示的に、送信デジタル信号処理部１１１、ＤＡＣ１１２、光変調器１１３、送信光源（例えばＬＤ）１１４、及び、偏波レベル調整部１１５を備えてよい。

送信デジタル信号処理部１１１、ＤＡＣ１１２、及び、光変調器１１３は、それぞれ、ＰＤＬモニタノード３０における送信デジタル信号処理部３３１、ＤＡＣ３３２、及び、光変調器３３３と同一若しくは同様であってよい。

例えば、送信デジタル信号処理部１１１は、送信デジタルデータ信号に対して波形（スペクトル）整形や搬送波（キャリア）周波数制御、非線形補償等のデジタル信号処理を施す。

ＤＡＣ１１２は、送信デジタル信号処理部１１１でデジタル信号処理された送信デジタルデータ信号をアナログデータ信号に変換する。ＤＡＣ１１２により得られたアナログデータ信号は、光変調器１１３の駆動信号として光変調器１１３に与えられる。

光変調器１１３は、ＤＡＣ１１２から与えられる駆動信号によって送信光源１１４の出力光を変調することで送信変調信号光を生成する。送信変調信号光は、ＰＤＬモニタノード３０へ通じる光伝送路５０−２へ送信される。送信光源１１４も、ＰＤＬモニタノード３０における光送信器３３の送信光源３３４と同様に、発光波長が固定又は可変の光源（ＬＤ）であってよい。

偏波レベル調整部１１５は、例示的に、偏波レベル制御部１４３からの制御に応じて、光変調器１１３の出力光のパワーレベルを、Ｘ偏波成分及びＹ偏波成分の別に調整することが可能である。

例えば図１２に示すように、偏波レベル調整部１１５は、偏波ビームスプリッタ（ＰＢＳ）１１５１と、可変光減衰器（ＶＯＡ）１１５２Ｘ及び１１５２Ｙと、偏波ビームコンバイナ（ＰＢＣ）１１５３と、を備えてよい。

送信光源１１４と光変調器１３との間、及び、光変調器１１３とＰＢＳ１１５１との間は、偏波保持ファイバによって接続されてよい。また、ＰＢＳ１１５１と各ＶＯＡ１１５２Ｘ及び１１５２Ｙとの間、及び、各ＶＯＡ１１５２Ｘ及び１１５２ＹとＰＢＣ１１５３との間も、偏波保持ファイバによって接続されてよい。

ＰＢＳ１１５１は、光変調器１１３の出力光をＸ偏波成分とＹ偏波成分とに分離することが可能である。分離されたＸ偏波成分は、例えば、ＶＯＡ１１５２Ｘに入力され、分離されたＹ偏波成分は、例えば、ＶＯＡ１１５２Ｙに入力される。

ＶＯＡ１１５２Ｘ及び１１５２Ｙは、それぞれの光損失量（「ＶＯＡロス」と称してもよい。）が、例えば偏波レベル制御部１４３によって個別的に可変されることで、ＰＢＳ１１５１から入力された偏波成分の出力光パワーレベルをそれぞれ制御可能である。

ＰＢＣ１１５３は、ＶＯＡ１１５２Ｘ及び１１５２Ｙにて出力光パワーレベルが調整された各偏波成分の光を偏波合成することが可能である。ＰＢＣ１１５３にて偏波合成された光は、ＰＤＬモニタノード３０へ通じる光伝送路５０−２へ送信される。

なお、図１１には図示を省略しているが、偏波レベル制御ノード１０の光送信器１１においても、ＰＤＬモニタノード３０の光送信器３３と同様に、送信デジタル信号処理部１１１にて、監視制御情報を送信変調信号光に周波数変調成分として重畳してよい。

次に、図１１に例示した偏波レベル制御ノード１０の制御部１４は、例示的に、周波数変調パタン復号部１４２と、偏波レベル制御部１４３と、を備えてよい。

周波数変調パタン復号部１４２は、光受信器１３で受信された信号光に重畳された周波数変調パタンを復号する。上述のように光受信器１３にＦＭ検波部１３１が備えられていれば、周波数変調パタン復号部１４２は、ＦＭ検波信号から周波数変調パタンを復号してよい。

光受信器１３にＦＭ検波部１３１が備えられない場合には、制御部１４に、搬送波周波数オフセットモニタ１４１が備えられてよい。

搬送波周波数オフセットモニタ１４１は、受信デジタル信号処理部１３３でデジタル信号処理される受信デジタルデータ信号に対してＦＭ検波に相当する処理を施すことにより、ＦＭ検波部１３１によって得られる検波信号相当の信号を得る。

例えば、受信デジタル信号処理部１３３に備えられた周波数オフセット補償部７５（図３参照）による周波数オフセットの推定過程でＦＭ検波信号を得るようにしてよい。

この場合、周波数変調パタン復号部１４２は、搬送波周波数オフセットモニタ１４１で得られたＦＭ検波信号から、「１」又は「０」の２値で表される周波数変調パタンを復号する。

偏波レベル制御部１４３は、周波数変調パタン復号部１４２で復号された周波数変調パタンが示すＰＤＬモニタ情報を基に偏波レベル調整部１１５を制御して、光送信器１１の送信光のＸ偏波成分及びＹ偏波成分毎のパワーレベルを制御する。

例示的に、偏波レベル制御部１４３は、ＰＤＬモニタ情報を基に、Ｘ偏波成分及びＹ偏波成分の間のパワーレベル差が低減するように、偏波レベル調整部１１５におけるＶＯＡ１１５２Ｘ及び１１５２ＹのＶＯＡロスを制御する。

なお、上述したＰＤＬモニタノード３０におけるＰＤＬモニタ機能は、偏波レベル制御ノード１０にも備えられていて構わない。同様に、偏波レベル制御ノード１０における偏波レベル制御機能は、ＰＤＬモニタノード３０にも備えられていて構わない。別言すると、各ノード１０及び３０は、それぞれ、ＰＤＬモニタノード３０としての機能と、偏波レベル制御ノード１０としての機能とを兼ね備えていて構わない。

（動作例）
以下、図１１及び図１２に例示した第２実施例の光伝送システム１の動作例について、図１３に例示するフローチャートを参照して説明する。

図１３に例示するように、例えば、光伝送システム１の運用中に、ＰＤＬモニタノード３０において、光伝送路５０−２から受信された信号光が光受信器３２のコヒーレント検波部３２２にて既述のようにしてコヒーレント検波される（処理Ｐ２１）。

コヒーレント検波部３２２において、受信信号光は既述のとおりに４レーン分の電気信号に変換され、対応する電気増幅器６３にて増幅される。当該増幅の際にＡＧＣで用いられたゲイン値が、制御部３４のＰＤＬモニタ値算出部８２によってモニタされる（処理Ｐ２２）。

また、ＡＧＣを受けた電気増幅器６３で増幅された４レーン分の電気信号は、受信デジタル信号処理部３２３に入力されてデジタル信号処理される。当該デジタル信号処理の過程で、ＡＥＱフィルタ７４のタップ係数が制御部３４のタップ係数モニタ８１によってモニタされる（処理Ｐ２３）。

モニタされたタップ係数は、制御部３４のＰＤＬモニタ値算出部８２に入力される。ＰＤＬモニタ値算出部８２は、モニタしたゲイン値と、タップ係数モニタ８１から入力されたタップ係数とを基に、既述のとおりに補正タップ係数を算出する（処理Ｐ２４）。

そして、ＰＤＬモニタ値算出部８２は、算出した補正タップ係数を基に、図７の処理Ｐ１４〜Ｐ１８に例示したようにして光伝送路５０−２のＰＤＬモニタ値を算出する（処理Ｐ２５）。

算出されたＰＤＬモニタ値を示す情報は、周波数変調パタン生成部８３にて、例えば「１」又は「０」の２値で表される周波数変調パタンに組み込まれて光送信器３３の送信デジタル信号処理部３３１に入力される（処理Ｐ２６）。

送信デジタル信号処理部３３１は、周波数変調パタンに従って光変調器３３３の駆動条件を制御することで、光変調器３３３の出力光（例えば、主信号光）にＰＤＬモニタ情報を周波数変調成分として重畳する（処理Ｐ２７）。これにより、ＰＤＬモニタ情報が周波数変調により重畳された主信号光が光伝送路５０−１を通じて、偏波レベル制御ノード１０へ伝送される。

偏波レベル制御ノード１０では、光伝送路５０−１から受信した主信号光に重畳された周波数変調パタンを、制御部１４の周波数変調パタン復号部１４２にて復号することで、ＰＤＬモニタ情報を検出する（処理Ｐ２８）。

検出されたＰＤＬモニタ情報は、偏波レベル制御部１４３に与えられ、偏波レベル制御部１４３は、ＰＤＬモニタ情報を基に、光送信器１１の偏波レベル調整部１１５を制御する（処理Ｐ２９）。

例えば、偏波レベル制御部１４３は、ＰＤＬモニタ情報を基に、Ｘ偏波成分及びＹ偏波成分の間のパワーレベル差が低減するように、偏波レベル調整部１１５におけるＶＯＡ１１５２Ｘ及び１１５２ＹのＶＯＡロスを制御する。

これにより、光伝送路５０−２を通じてＰＤＬモニタノード３０へ伝送される主信号光の偏波成分間のレベル差が減少するため、主信号光が受けるＰＤＬを低減することができる。

したがって、既述の実施形態及び第１実施例と同様の作用効果が得られるほか、例えば、光伝送路５０−２を伝送される主信号光の伝送特性を改善できるので、主信号光の伝送容量や伝送距離の拡大化を図ることができる。

なお、光伝送路５０−１を通じて逆方向に伝送される主信号光についても、同様にして、主信号光の伝送特性を改善できる。

上述した第２実施例では、ＰＤＬモニタ情報の対向局への通知に、主信号光に対する周波数変調による重畳を用いる例について説明した。しかし、ＰＤＬモニタ情報を対向局に通知する方法は、主信号光への周波数変調による重畳に限られない。例えば、偏波レベル制御ノード１０と通信が可能な通信路（「パス」や「チャネル」と称してよい。）であれば、どのような通信路をＰＤＬモニタ情報の通知に用いてもよい。

例えば、対向局宛の主信号光のオーバヘッド（ＯＨ）に、ＰＤＬモニタ情報をマッピングしてもよい。ただし、主信号光のＯＨをＰＤＬモニタ情報の送信に用いると、主信号光の断によってＯＨの通信も不能になる。

そのため、ＰＤＬモニタ情報の通知には、主信号光とは異なる通信路を用いてよい。当該通信路は、ＰＤＬモニタ情報と他の情報とに共用の通信路であってもよいし、ＰＤＬモニタ情報の通知のために個別に準備、設定された通信路であってもよい。

ＰＤＬモニタ情報の情報量は、主信号に比べて少ないと考えてよいので、主信号よりも低速な通信でよく、したがって、主信号光よりも負荷に強い通信路をＰＤＬモニタ情報の通知に用いてよい。

（第３実施例）
上述した実施形態、第１実施例、及び、第２実施例に例示した、ＰＤＬモニタ機能は、端局に限らず、ＲＯＡＤＭやインラインアンプ（ＩＬＡ）等の光中継局（光中継ノード）に適用してもよい。光中継ノードも、光送信ノード１０や光受信ノード３０と同様に、「光伝送装置」の一例である。「光中継ノード」は、「リレイ」あるいは「リピータ」と称されてもよい。

図１４に、第３実施例に係る光中継ノードの構成例を示す。図１４に示す光中継ノード２０は、例示的に、光スプリッタ２１、処理部２２、コヒーレント検波部２３、デジタル信号処理部２４、及び、制御部２５を備えてよい。

光スプリッタ２１は、光伝送路５０から受信した光を分岐する。分岐された受信光の一方は、コヒーレント検波部２３に入力され、分岐された受信光の他方は、処理部２２に入力される。

処理部２２は、光スプリッタ２１から入力された受信光に対して、ＰＤＬモニタとは異なる処理を施す。「異なる処理」には、受信光の中継に関わる処理が含まれてよい。例えば、上流側の光伝送路５０から受信した光は、光伝送路５０の光損失により光レベルが低下しているため、処理部２２の光増幅機能によって光レベルを高めてから、下流側の光伝送路５０へ送信されてよい。

コヒーレント検波部２３は、光スプリッタ２１から入力された受信光をコヒーレント検波する。コヒーレント検波部２３は、既述のコヒーレント検波部３２２（例えば図２及び図３参照）と同一若しくは同様の構成を有していてよい。

デジタル信号処理部２４は、コヒーレント検波部２３でのコヒーレント検波により得られた電気信号をデジタル信号処理する。デジタル信号処理部２４は、既述のデジタル信号処理部３２３（例えば図３、図４及び図６参照）と同一若しくは同様の構成を有していてよい。

制御部２５は、光中継ノード２０の全体的な動作を制御する。制御部２５に、既述のタップ係数モニタ８１及びＰＤＬモニタ値算出部８２が備えられてよい。したがって、制御部２５は、「ＰＤＬモニタ２５」と称してもよい。

タップ係数モニタ８１は、例示的に、デジタル信号処理部２４におけるＡＥＱフィルタ７４のタップ係数をモニタする。

ＰＤＬモニタ値算出部８２は、例示的に、コヒーレント検波部２３においてＡＧＣされる電気増幅器６２のゲイン値をモニタする。そして、ＰＤＬモニタ値算出部８２は、タップ係数モニタ８１でモニタされたタップ係数と、コヒーレント検波部２３のゲイン値と、を基に、既述のとおりに補正タップ係数を算出し、算出した補正タップ係数を基にＰＤＬモニタ値を算出する。

算出されたＰＤＬモニタ値は、第１実施例と同様に、アラーム検出に用いられてもよいし、運用ログとして記憶装置９３に記憶されてもよい。別言すると、第３実施例は、第１実施例と組み合わされてもよい。第１実施例との組み合わせにより、第３実施例においても、第１実施例と同様の作用効果を奏することができる。

また、第３実施例は、第２実施例と組み合わされてもよい。例えば図１１に例示した光伝送システム１のノード１０及び３０の間に、図１４に例示した構成を有する１又は複数の光中継ノード２０が設けられてもよい。

図１５に、複数のノード＃１〜＃ｎ（ｎは２以上の整数）を備えた光伝送システム１の構成例を示す。例示的に、ノード＃ｊとノード＃（ｊ＋１）（ｊ＝１〜ｎのいずれか）との間は、それぞれ、光伝送路５０によって接続されてよい。光伝送路５０を通じた光通信は、片方向（unidirectional）でも双方向（bidirectional）でもよい。

ノード＃１は、例示的に、信号光を送信（又は受信）する端局に相当してよい。送信端局としてのノード＃１は、例示的に、図１や図１１に例示した構成を有する光送信ノード１０に相当してよい。

ノード＃ｎは、例示的に、信号光を受信（又は送信）する端局に相当してよい。受信端局としてのノード＃ｎは、例示的に、図１や図１１に例示した構成を有する光受信ノード３０に相当してよい。

ノード＃２〜ノード＃（ｎ−１）は、例示的に、図１４に例示した構成を有する光中継ノード２０に相当してよい。

各ノード＃ｊは、それぞれ例示的に、ＰＤＬモニタ機能を備え、オペレーションシステム（ＯＰＳ）４０と通信可能に接続されてよい。ノード＃ｊとＯＰＳ４０との間の通信は、便宜的に、「制御通信」と称してよい。

ノード＃ｊは、それぞれ、光伝送路５０から受信した信号光を基に、既述のようにＰＤＬモニタ機能によって算出したＰＤＬモニタ値を、ＯＰＳ４０に制御通信を利用して送信してよい。

ＯＰＳ４０は、ノード＃ｊから受信したＰＤＬモニタ値を基に、ノード＃ｊとノード＃（ｊ＋１）との間の伝送区間（「スパン」と称してもよい。）毎に、光伝送路５０のＰＤＬをチェックできる。

したがって、ＰＤＬに起因して伝送特性に相対的に大きなインパクトを与えるスパンを迅速に特定でき、特定したスパンに対して伝送特性改善のための対策や措置等を迅速に採ることができる。結果として、光伝送システム１全体としての伝送特性の改善を迅速に図ることができる。

以上説明したように、上述した各実施例を含む実施形態によれば、光伝送路のＰＤＬモニタ精度を向上できるので、光伝送路の正確な状態が把握できる。また、精度の高いＰＤＬモニタが可能になることで、精度の高いＰＤＬモニタ結果を基に、光伝送特性の改善を図る制御や対策等を講じやすくなる。したがって、光伝送特性の改善効果に応じて、光伝送システム１における、信号光の伝送容量や伝送距離の拡大化を図ることが可能となる。

１ 光伝送システム
１０ 光送信ノード
１１−１〜１１−Ｎ 光送信器
１１１ 送信デジタル信号処理部
１１２ デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）
１１３ 光変調器
１１４ 送信光源
１１５ 偏波レベル調整部
１１５１ 偏波ビームスプリッタ（ＰＢＳ）
１１５２Ｘ，１１５２Ｙ 可変光減衰器（ＶＯＡ）
１１５３ 偏波ビームコンバイナ（ＰＢＣ）
１２ 波長多重部（マルチプレクサ：ＭＵＸ）
１３ 光受信器
１３１ 周波数変調（ＦＭ）検波部
１３２ コヒーレント検波部
１３３ 受信デジタル信号処理部
１４ 制御部
１４１ 搬送波周波数オフセットモニタ
１４２ 周波数変調パタン復号部
１４３ 偏波レベル制御部
２０ 光中継ノード
２１ 光スプリッタ
２２ 処理部
２３ コヒーレント検波部
２４ デジタル信号処理部
２５ 制御部
３０ 光受信ノード
３１ 波長分離部（デマルチプレクサ：ＤＭＵＸ）
３２−１〜３２−Ｎ 光受信器
３２１ 局発光源
３２２ コヒーレント検波部
３２３ デジタル信号処理部
３３ 光送信器
３３１ 送信デジタル信号処理部
３３２ ＤＡＣ
３３３ 光変調器
３３４ 送信光源
３４ 制御部
４０ オペレーションシステム（ＯＰＳ）
５０，５０−１，５０−２ 光伝送路
６１ 光フロントエンド（ＦＥ）
６１１ 偏波ビームスプリッタ（ＰＢＳ）
６１２ ビームスプリッタ（ＢＳ）
６１３Ｘ，６１４Ｙ ９０度位相ハイブリッドミキサ
６２ ＰＤ（フォトダイオード又はフォトディテクタ）
６３ 電気増幅器
７１ アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）
７２ 分散補償部
７３ サンプリング位相同期部
７４ 適応等化部（ＡＥＱ）
７４１−１〜７４１−４ 畳み込み演算器
７４２−１，７４２−２ 加算器
７５ 周波数オフセット補償部
７６ 搬送波位相復元部
７７ 誤り訂正復号化処理部
８０ 制御部
８１ タップ係数モニタ
８２ ＰＤＬモニタ値算出部
８３ 周波数変調パタン生成部
９０ 監視部
９１ アラーム検出部
９２ モニタ値ログ収集部
９３ 記憶装置

Claims (8)

1. 光伝送路から異なる偏波成分を含む受信光を受信してコヒーレント検波するコヒーレント検波部と、
   前記コヒーレント検波によって得られた前記偏波成分毎の複素電気信号であって、それぞれの振幅を制御するゲイン値が適用された前記複素電気信号を、デジタルフィルタにて適応等化する適応等化部と、
   前記適応等化において適応的に更新される、前記デジタルフィルタのフィルタパラメータをモニタするフィルタパラメータモニタと、
   前記フィルタパラメータモニタでモニタされた前記フィルタパラメータから前記ゲイン値に相当する成分を除去する演算によって補正フィルタパラメータを算出し、算出した補正フィルタパラメータに基づいて、前記光伝送路の偏波依存損失を算出する偏波依存損失算出部と、
   を備えた、光伝送装置。
2. 前記ゲイン値は、前記偏波成分毎の複素電気信号の振幅が、互いに等しくなるように制御するゲイン値である、請求項１に記載の光伝送装置。
3. 前記偏波依存損失算出部で得られた前記偏波依存損失に基づいて、前記受信光の伝送特性に関するアラームを検出するアラーム検出部を備えた、請求項１又は２に記載の光伝送装置。
4. 前記偏波依存損失算出部で得られた前記偏波依存損失をログとして記憶する記憶装置を備えた、請求項１〜３のいずれか１項に記載の光伝送装置。
5. 前記偏波依存損失算出部で得られた前記偏波依存損失を示す情報を、前記光伝送路へ前記受信光を送信した他の光伝送装置へ送信する送信部を備え、
   前記偏波依存損失を示す情報は、前記他の光伝送装置が前記光伝送路へ送信する光の前記偏波成分間のパワーレベル差を低減する制御に用いられる、請求項１〜４のいずれか１項に記載の光伝送装置。
6. 第１の光伝送装置と、
   前記第１の光伝送装置と光伝送路によって光通信可能に接続された第２の光伝送装置と、を備え、
   前記第２の光伝送装置は、
   前記光伝送路から異なる偏波成分を含む受信光を受信してコヒーレント検波するコヒーレント検波部と、
   前記コヒーレント検波によって得られた前記偏波成分毎の複素電気信号であって、それぞれの振幅を制御するゲイン値が適用された前記複素電気信号を、デジタルフィルタにて適応等化する適応等化部と、
   前記適応等化において適応的に更新される、前記デジタルフィルタのフィルタパラメータをモニタするフィルタパラメータモニタと、
   前記フィルタパラメータモニタでモニタされた前記フィルタパラメータから前記ゲイン値に相当する成分を除去する演算によって補正フィルタパラメータを算出し、算出した補正フィルタパラメータに基づいて、前記光伝送路の偏波依存損失を算出する偏波依存損失算出部と、
   前記偏波依存損失算出部によって算出された前記偏波依存損失を示す情報を前記第１の光伝送装置へ送信する送信部と、
   を備え、かつ、
   前記第１の光伝送装置は、
   前記第２の光伝送装置の前記送信部が送信した前記偏波依存損失を示す情報を受信する受信部と、
   前記異なる偏波成分を含む送信光を、前記第２の光伝送装置に通じる前記光伝送路へ送信する光送信器と、
   前記受信部で受信された前記偏波依存損失を示す情報に基づいて、前記送信光の偏波成分間のパワーレベル差が低減するように前記送信光のパワーレベルを前記偏波成分毎に制御する偏波レベル制御部と、
   を備えた、光伝送システム。
7. 前記第２の光伝送装置の前記送信部は、
   前記第１の光伝送装置へ送信される光に、前記偏波依存損失を示す情報を、周波数変調成分として重畳し、
   前記第１の光伝送装置の前記受信部は、
   前記周波数変調成分が重畳された光を周波数検波して前記偏波依存損失を示す情報を検出する、請求項６に記載の光伝送システム。
8. 光伝送路からの異なる偏波成分を含む受信光をコヒーレント検波して得られた前記偏波成分毎の複素電気信号を適応等化するデジタルフィルタのフィルタパラメータをモニタするフィルタパラメータモニタと、
   前記モニタされたフィルタパラメータを、前記複素電気信号のそれぞれの振幅を制御するために前記複素電気信号に適用されたゲイン値に応じて補正し、補正したフィルタパラメータに基づいて、前記光伝送路の偏波依存損失を求める偏波依存損失算出部と、
   を備えた、偏波依存損失モニタ。