JP5863443B2 - Radar equipment - Google Patents
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Description
この発明は、受信信号をパルス圧縮して、レンジサイドローブのレベルを低減するレーダ装置に関するものである。 The present invention relates to a radar apparatus that reduces the level of a range side lobe by pulse-compressing a received signal.
レーダ装置では、周波数変調や位相変調などを施しているパルス信号を空中に放射し、目標又はクラッタに反射されたパルス信号の散乱波を受信する際、送信したパルス信号と相関が高いレプリカを用いた相関処理を行う受信信号のパルス圧縮が広く実用化されている。
受信信号のパルス圧縮を行うことで、送信パルス幅の増長に伴う送信エネルギー増大と、相関処理による圧縮後のパルス幅の狭小化が可能になり、レーダ装置の目標探知距離と距離分解能を同時に高めることができる。
In radar equipment, a pulse signal that has been subjected to frequency modulation or phase modulation is emitted into the air, and when a scattered wave of the pulse signal reflected by the target or clutter is received, a replica that has a high correlation with the transmitted pulse signal is used. The pulse compression of received signals for performing correlation processing has been widely put into practical use.
By performing pulse compression of the received signal, it is possible to increase the transmission energy accompanying the increase of the transmission pulse width and to narrow the pulse width after compression by correlation processing, and simultaneously increase the target detection distance and distance resolution of the radar device. be able to.
パルス圧縮後の出力波形は、目標等の距離に対応する遅延時間を中心とするメインローブと、そのメインローブの前後の送信パルス幅相当の範囲に分布するレンジサイドローブとから構成される。
このとき、レンジサイドローブ領域に存在する別目標のＳＩＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｒａｔｉｏ）を劣化させる問題がある。
The output waveform after the pulse compression is composed of a main lobe centered on a delay time corresponding to a distance such as a target, and range side lobes distributed in a range corresponding to the transmission pulse width before and after the main lobe.
At this time, there is a problem of degrading another target SIR (Signal to Interference Ratio) existing in the range side lobe region.
この問題を解決する方法として、窓関数を利用するパルス圧縮によってレンジサイドローブを低減する方法がある。
例えば、Ｔａｙｌｏｒ窓関数を用いるパルス圧縮を行うことで、レンジサイドローブのピークレベルを−６０ｄＢまで低減することが可能である。窓関数を利用しないでパルス圧縮を行う場合のピークレベルが−１３．２ｄＢであるため、ピークレベルを４６．８ｄＢ改善できることになる。
As a method of solving this problem, there is a method of reducing range side lobes by pulse compression using a window function.
For example, it is possible to reduce the peak level of the range side lobe to −60 dB by performing pulse compression using a Taylor window function. Since the peak level when performing pulse compression without using a window function is −13.2 dB, the peak level can be improved by 46.8 dB.
しかし、窓関数を乗じることで、距離分解能を劣化させる圧縮後パルス幅の拡大や、探知距離を縮退させるミスマッチ損失が原理的に発生することが以下の非特許文献１に開示されている。
レンジサイドローブを低減する特性と、距離分解能の劣化や探知距離の縮退させる特性とは、トレードオフの関係にあるため、レーダ装置を設計する際、レーダの要求性能を満たす条件で最も適する窓関数を選択する。
However, the following non-patent document 1 discloses that by multiplying by a window function, in principle, a post-compression pulse width that degrades the distance resolution and a mismatch loss that degenerates the detection distance occur.
There is a trade-off between the characteristics that reduce the range side lobe and the characteristics that degrade the range resolution and reduce the detection distance. Therefore, when designing a radar system, the window function that is most suitable under the conditions that satisfy the required performance of the radar. Select.
従来のレーダ装置は以上のように構成されているので、パルス圧縮によってレンジサイドローブの低減を図ると、圧縮後パルス幅の拡大やミスマッチ損失が発生して、距離分解能の劣化や探知距離の縮退を招いてしまうなどの課題があった。 Since the conventional radar device is configured as described above, if the range side lobe is reduced by pulse compression, the pulse width after compression and mismatch loss occur, resulting in degradation of distance resolution and reduction of detection distance. There was a problem such as inviting.
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、距離分解能の劣化や探知距離の縮退を招くことなく、低レンジサイドローブ特性を実現することができるレーダ装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to obtain a radar apparatus capable of realizing a low-range sidelobe characteristic without causing deterioration in distance resolution and degeneration of detection distance. And
この発明に係るレーダ装置は、パルス信号を空中に放射するパルス信号送信手段と、パルス信号送信手段から空中に放射されたのち、目標又はクラッタに反射された上記パルス信号の散乱波を受信して、その散乱波の受信信号を出力する散乱波受信手段と、パルス信号送信手段により放射されたパルス信号の周波数スペクトルから散乱波ステアリングベクトルを算出し、パルス圧縮に伴うピークレベルの低下を防ぐガード対象のレンジビンの前後のレンジサイドローブ領域における散乱波ステアリングベクトルから構成されるアレーマニフォルドを定義して、そのアレーマニフォルドからサイドローブ干渉波の相関行列を算出し、その相関行列を用いて、散乱波受信手段から出力された受信信号をパルス圧縮するパルス圧縮手段とを設け、目標検出手段が、パルス圧縮手段によりパルス圧縮された受信信号から目標を検出するようにしたものである。 A radar apparatus according to the present invention receives a pulse signal transmission unit that radiates a pulse signal in the air, and receives a scattered wave of the pulse signal reflected from a target or a clutter after being radiated from the pulse signal transmission unit to the air. A scattered wave receiving means for outputting the received signal of the scattered wave, and a guard object for calculating a scattered wave steering vector from the frequency spectrum of the pulse signal radiated by the pulse signal transmitting means to prevent a decrease in peak level due to pulse compression. Define an array manifold composed of scattered wave steering vectors in the range sidelobe region before and after the range bin, calculate the correlation matrix of the sidelobe interference wave from the array manifold, and use the correlation matrix to receive the scattered wave And a pulse compression means for pulse-compressing the received signal output from the means. Detecting means, in which to detect the target from a received signal pulse compression by the pulse compression means.
この発明によれば、パルス信号送信手段により放射されたパルス信号の周波数スペクトルから散乱波ステアリングベクトルを算出し、パルス圧縮に伴うピークレベルの低下を防ぐガード対象のレンジビンの前後のレンジサイドローブ領域における散乱波ステアリングベクトルから構成されるアレーマニフォルドを定義して、そのアレーマニフォルドからサイドローブ干渉波の相関行列を算出し、その相関行列を用いて、散乱波受信手段から出力された受信信号をパルス圧縮するように構成したので、距離分解能の劣化や探知距離の縮退を招くことなく、低レンジサイドローブ特性を実現することができる効果がある。 According to the present invention, the scattered wave steering vector is calculated from the frequency spectrum of the pulse signal radiated by the pulse signal transmitting means, and in the range sidelobe region before and after the guard target range bin to prevent the peak level from being lowered due to the pulse compression. Define an array manifold composed of scattered wave steering vectors, calculate the correlation matrix of the sidelobe interference wave from the array manifold, and use this correlation matrix to pulse-compress the received signal output from the scattered wave receiver Thus, the low-range side lobe characteristic can be realized without causing deterioration of the distance resolution and degeneration of the detection distance.
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図である。
図１において、送信機１は所定の送信周波数信号を生成し、所定のＰＲＩ（Ｐｕｌｓｅ Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）間隔で、その送信周波数信号を用いて、中心周波数ｆｃ，変調帯域幅Ｂ，パルス幅τｕｃの送信パルスｒ（ｔ）を生成し、その送信パルスｒ（ｔ）をデュプレクサ２に出力する処理を実施する。
デュプレクサ２は送信機１から出力された送信パルスｒ（ｔ）をアンテナ３に出力する一方、アンテナ３により受信された散乱波（アンテナ３から空中に放射されたのち、目標又はクラッタに反射された送信パルスｒ（ｔ）の散乱波）を受信機４に出力する切替器である。
Embodiment 1 FIG.
1 is a block diagram showing a radar apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
In FIG. 1, a transmitter 1 generates a predetermined transmission frequency signal, and uses the transmission frequency signal at a predetermined PRI (Pulse Repetition Interval) interval to use a center frequency f c , a modulation bandwidth B, and a pulse width τ uc. The transmission pulse r (t) is generated and the transmission pulse r (t) is output to the
The
アンテナ３はデュプレクサ２から出力された送信パルスｒ（ｔ）を所定のビーム指向方向に向けて空中に放射する一方、目標又はクラッタに反射された送信パルスｒ（ｔ）の散乱波を受信する。
なお、送信機１、デュプレクサ２及びアンテナ３からパルス信号送信手段が構成されている。
The antenna 3 radiates the transmission pulse r (t) output from the
The transmitter 1, the
受信機４はアンテナ３により受信された散乱波をデュプレクサ２経由で受けると、その散乱波を示す信号の周波数をベースバンド帯に変換して、ベースバンド帯のアナログ受信信号を生成する処理を実施する。
ＡＤ変換器５は受信機４により生成されたアナログ受信信号をＡＤ変換して、ディジタルの受信信号ｚ（ｔ）をパルス圧縮器６に出力する処理を実施する。
なお、デュプレクサ２、アンテナ３、受信機４及びＡＤ変換器５から散乱波受信手段が構成されている。
When the receiver 4 receives the scattered wave received by the antenna 3 via the
The
The
パルス圧縮器６はＰＲＩ周期毎に、ＡＤ変換器５から出力された受信信号ｚ（ｔ）をパルス圧縮する処理器である。
即ち、パルス圧縮器６は送信パルスｒ（ｔ）の周波数スペクトルＲ（ｆ）から、パルス圧縮に伴うピークレベルの低下を防ぐガード対象のレンジビンの前後のレンジサイドローブ領域における散乱波ステアリングベクトルから構成されるアレーマニフォルドＡｉ （ＡＭ）を算出して、そのアレーマニフォルドＡｉ （ＡＭ）からサイドローブ干渉波の相関行列Ｒｉを算出し、その相関行列Ｒｉの逆行列Ｒｉ −１を用いて、ＡＤ変換器５から出力された受信信号ｚ（ｔ）をパルス圧縮する処理を実施する。なお、パルス圧縮器６はパルス圧縮手段を構成している。
目標検出器７はパルス圧縮器６によりパルス圧縮された受信信号ｚ’（ｔ）から目標を検出する処理を実施する。なお、目標検出器７は目標検出手段を構成している。
The
That is, the
The
図２はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置のパルス圧縮器６を示す構成図である。
図２において、第１の周波数スペクトル算出部である離散フーリエ変換部１１はＡＤ変換器５から出力された受信信号ｚ（ｔ）を離散フーリエ変換して、その受信信号ｚ（ｔ）の周波数スペクトルＺ（ｆ）を算出する処理を実施する。
第２の周波数スペクトル算出部である離散フーリエ変換部１２は送信機１から出力された送信パルスｒ（ｔ）をレプリカとして、そのレプリカを離散フーリエ変換して、そのレプリカの周波数スペクトルＲ（ｆ）を算出する処理を実施する。
FIG. 2 is a block diagram showing a
In FIG. 2, a discrete Fourier
The discrete Fourier
スペクトル積算出部１３は離散フーリエ変換部１２により算出されたレプリカの周波数スペクトルＲ（ｆ）の複素共役Ｒ＊（ｆ）を離散フーリエ変換部１１により算出された受信信号ｚ（ｔ）の周波数スペクトルＺ（ｆ）に乗算してスペクトル積Ｘ（ｆ）を算出する処理を実施する。
アレーマニフォルド定義部１４は離散フーリエ変換部１２により算出されたレプリカの周波数スペクトルＲ（ｆ）から散乱波ステアリングベクトルを算出して、パルス圧縮に伴うピークレベルの低下を防ぐガード対象のレンジビン（ガード領域）の前後のレンジサイドローブ領域における散乱波ステアリングベクトルから構成されるアレーマニフォルドＡｉ （ＡＭ）を定義する処理を実施する。
The spectrum
The array
相関行列算出部１５はアレーマニフォルド定義部１４により定義されたアレーマニフォルドＡｉ （ＡＭ）と対角荷重であるＤＬＬ（Ｄｉａｇｎａｌ Ｌｏａｄｉｎｇ Ｌｅｖｅｌ）からサイドローブ干渉波の相関行列Ｒｉを算出する処理を実施する。
パルス圧縮ウェイト算出部１６は相関行列算出部１５により算出された相関行列Ｒｉの逆行列Ｒｉ −１を用いて、各レンジビンに対応するパルス圧縮ウェイトｗ（ｐｒｏ）を算出する処理を実施する。
コヒーレント積分処理部１７はパルス圧縮ウェイト算出部１６により算出されたパルス圧縮ウェイトｗ（ｐｒｏ）を用いて、スペクトル積算出部１３により算出されたスペクトル積Ｘ（ｆ）をコヒーレント積分し、その積分結果をパルス圧縮後の受信信号ｚ’（ｔ）として目標検出器７に出力する処理を実施する。
The correlation
The pulse compression
The coherent
図２の例では、パルス圧縮器６の構成要素である離散フーリエ変換部１１，１２、スペクトル積算出部１３、アレーマニフォルド定義部１４、相関行列算出部１５、パルス圧縮ウェイト算出部１６及びコヒーレント積分処理部１７のそれぞれが専用のハードウェア（例えば、ＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコン）で構成されているものを想定しているが、パルス圧縮器６がコンピュータで構成されていてもよい。
パルス圧縮器６がコンピュータで構成されている場合、離散フーリエ変換部１１，１２、スペクトル積算出部１３、アレーマニフォルド定義部１４、相関行列算出部１５、パルス圧縮ウェイト算出部１６及びコヒーレント積分処理部１７の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリに格納し、当該コンピュータのＣＰＵが当該メモリに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
In the example of FIG. 2, discrete Fourier
When the
次に動作について説明する。
送信機１は、所定の送信周波数信号を生成する。
そして、送信機１は、所定のＰＲＩ間隔で、その送信周波数信号を用いて、中心周波数ｆｃ，変調帯域幅Ｂ，パルス幅τｕｃの送信パルスｒ（ｔ）を生成し、その送信パルスｒ（ｔ）をデュプレクサ２に出力する。
デュプレクサ２は、送信機１から送信パルスｒ（ｔ）を受けると、その送信パルスｒ（ｔ）をアンテナ３に出力する。
これにより、アンテナ３から送信パルスｒ（ｔ）が所定のビーム指向方向に向けて空中に放射される。
その後、目標又はクラッタに反射された送信パルスｒ（ｔ）の散乱波がアンテナ３に到来し、アンテナ３により送信パルスｒ（ｔ）の散乱波が受信される。
Next, the operation will be described.
The transmitter 1 generates a predetermined transmission frequency signal.
Then, the transmitter 1 generates a transmission pulse r (t) having a center frequency f c , a modulation bandwidth B, and a pulse width τ uc using the transmission frequency signal at a predetermined PRI interval, and the transmission pulse r (T) is output to the
When receiving the transmission pulse r (t) from the transmitter 1, the
As a result, the transmission pulse r (t) is radiated from the antenna 3 toward the predetermined beam directing direction.
Thereafter, the scattered wave of the transmission pulse r (t) reflected by the target or the clutter arrives at the antenna 3, and the scattered wave of the transmission pulse r (t) is received by the antenna 3.
デュプレクサ２は、アンテナ３により受信された散乱波を受信機４に出力する。
受信機４は、アンテナ３により受信された散乱波をデュプレクサ２経由で受けると、その散乱波を示す信号の周波数をベースバンド帯に変換して、ベースバンド帯のアナログ受信信号を生成する。
ＡＤ変換器５は、受信機４がアナログ受信信号を生成すると、そのアナログ受信信号をＡＤ変換して、ディジタルの受信信号ｚ（ｔ）をパルス圧縮器６に出力する。
The
When the receiver 4 receives the scattered wave received by the antenna 3 via the
When the receiver 4 generates an analog reception signal, the
パルス圧縮器６は、ＰＲＩ周期毎に、ＡＤ変換器５から出力された受信信号ｚ（ｔ）をパルス圧縮し、パルス圧縮後の受信信号ｚ’（ｔ）を目標検出器７に出力する。
即ち、パルス圧縮器６は、送信パルスｒ（ｔ）の周波数スペクトルＲ（ｆ）から、パルス圧縮に伴うピークレベルの低下を防ぐガード対象のレンジビンの前後のレンジサイドローブ領域における散乱波ステアリングベクトルから構成されるアレーマニフォルドＡｉ （ＡＭ）を算出して、そのアレーマニフォルドＡｉ （ＡＭ）からサイドローブ干渉波の相関行列Ｒｉを算出し、その相関行列Ｒｉの逆行列Ｒｉ −１を用いて、ＡＤ変換器５から出力された受信信号ｚ（ｔ）をパルス圧縮する。
The
That is, the
目標検出器７は、パルス圧縮器６からパルス圧縮後の受信信号ｚ’（ｔ）を受けると、その受信信号ｚ’（ｔ）から目標を検出する。
目標検出器７における目標の検出処理は公知の技術であるため、ここでは詳細な説明を省略する。
When the
Since the target detection process in the
以下、パルス圧縮器６の処理内容を具体的に説明する。
ただし、以下の説明では、説明の簡単化のため、送信と受信の切替タイミング付近で発生する受信パルスのエクリプスについては考えない。
まず、ＡＤ変換器５からＰＲＩ間隔で出力される受信信号ｚ（ｔ）は、Ｋ個の散乱波を含んでおり、下記の式（１）のように表される。
式（１）において、ｔｋは第ｋ番目の散乱波の遅延時間、ｆｋ （Ｄ）は第ｋ番目の散乱波のドップラ周波数である。
また、αｋは第ｋ番目の散乱波の距離等による減衰係数、ｎ（ｔ）は受信機雑音である。
Hereinafter, the processing content of the
However, in the following description, for simplification of explanation, Eclipse of received pulses generated near the transmission and reception switching timing is not considered.
First, the received signal z (t) output from the
In the formula (1), t k is the delay time of the k-th scattered wave, f k (D) is the Doppler frequency of the k-th scattered wave.
Α k is an attenuation coefficient due to the distance of the k-th scattered wave, and n (t) is receiver noise.
パルス圧縮器６の離散フーリエ変換部１１は、ＡＤ変換器５から受信信号ｚ（ｔ）を受けると、その受信信号ｚ（ｔ）を離散フーリエ変換して、その受信信号ｚ（ｔ）の周波数スペクトルＺ（ｆ）を算出する。受信信号ｚ（ｔ）の周波数スペクトルＺ（ｆ）は、下記の式（２）のように表される。
式（２）において、Ｒ（ｆ）は送信パルスｒ（ｔ）の周波数スペクトル（離散フーリエ変換部１２により算出される周波数スペクトル）、Ｎ（ｆ）は受信機雑音の周波数スペクトルである。
When receiving the received signal z (t) from the
In Equation (2), R (f) is the frequency spectrum of the transmission pulse r (t) (frequency spectrum calculated by the discrete Fourier transform unit 12), and N (f) is the frequency spectrum of the receiver noise.
離散フーリエ変換部１２は、送信機１から出力された送信パルスｒ（ｔ）をレプリカとし、そのレプリカを離散フーリエ変換して、そのレプリカの周波数スペクトルＲ（ｆ）を算出する。
The discrete
スペクトル積算出部１３は、離散フーリエ変換部１１が受信信号ｚ（ｔ）の周波数スペクトルＺ（ｆ）を算出し、離散フーリエ変換部１２がレプリカの周波数スペクトルＲ（ｆ）を算出すると、下記の式（３）に示すように、そのレプリカの周波数スペクトルＲ（ｆ）の複素共役Ｒ＊（ｆ）を受信信号ｚ（ｔ）の周波数スペクトルＺ（ｆ）に乗算して、スペクトル積Ｘ（ｆ）を算出する。
ここでは、周波数スペクトルＺ（ｆ），Ｒ（ｆ）がＭ点のサンプルより構成されているものとして、下記の式（４）のような受信信号ベクトルｘを定義する。
なお、Ｍはレンジビン数でもあり、ｚ（ｔ），ｒ（ｔ）がＭ点のサンプル点で表されることに相当する。
ただし、第ｍ番目の周波数ｆｍは、下記の式（５）のように与えるものとする。
また、Δｆはリファレンス信号の周波数領域でのサンプリング間隔であり、Ｂ≦ＭΔｆを満たすものとする。
Note that M is also the number of range bins, which corresponds to z (t) and r (t) being represented by M sample points.
However, it is assumed that the mth frequency fm is given by the following equation (5).
Δf is a sampling interval in the frequency domain of the reference signal, and B ≦ MΔf is satisfied.
ここで、式（４）に式（３）のスペクトル積Ｘ（ｆ）を代入すると、以下のように変形することができる。
式（６）において、ａｋは第ｋ番目の目標に対する遅延時間ｔｋ及びドップラ周波数ｆｋ （Ｄ）から決まるステアリングベクトルである。
また、ＡはＫ個のステアリングベクトルを列ベクトルとする行列、ｓは振幅ベクトル、ｎは受信機雑音ベクトルである。
Here, when the spectral product X (f) of the equation (3) is substituted into the equation (4), the following modification can be made.
In Equation (6), a k is a steering vector determined from the delay time t k and the Doppler frequency f k (D) for the k-th target.
A is a matrix having K steering vectors as column vectors, s is an amplitude vector, and n is a receiver noise vector.
アレーマニフォルド定義部１４は、離散フーリエ変換部１２がレプリカの周波数スペクトルＲ（ｆ）を算出すると、そのレプリカの周波数スペクトルＲ（ｆ）から散乱波ステアリングベクトルを算出して、パルス圧縮に伴うピークレベルの低下を防ぐガード対象のレンジビン（ガード領域）の前後のレンジサイドローブ領域における散乱波ステアリングベクトルから構成されるアレーマニフォルドＡｉ （ＡＭ）を定義する。
具体的には、以下の通りである。
When the discrete
Specifically, it is as follows.
ここでは、ＰＲＩ内における遅延時間ｔｉ （ＡＭ）に対応する散乱波の受信信号ベクトルｃｉ （ＡＭ）を考える。
ただし、ｃｉ （ＡＭ）はパルス圧縮ウェイトの計算に用いるものであり、遅延時間ｔｉ （ＡＭ）は任意ではなく、ＰＲＩ内を時間間隔ｄｔで区切った場合の第ｉ番目のサンプル点に対応するものとする。
このとき、遅延時間ｔｉ （ＡＭ）とレンジビン数Ｍから決まるｔｍとの間には、以下の関係が成り立つものとする。なお、ΔｔはＡＤ変換器５のサンプリング時間間隔である。
However, c i (AM) is used for calculating the pulse compression weight, and the delay time t i (AM) is not arbitrary, and corresponds to the i-th sample point when the PRI is divided by the time interval dt. It shall be.
At this time, it is assumed that the following relationship holds between the delay time t i (AM) and t m determined from the number of range bins M. Δt is a sampling time interval of the
例えば、散乱波の強度を１とすると、受信信号ベクトルｃｉ （ＡＭ）は散乱波のステアリングベクトルａｉ （ＡＭ）と等しくなり、下記の式（１３）のように与えられる。
ただし、式（１３）のＤｉは遅延時間ｔｉ （ＡＭ）に関する位相回転行列であり、下記の式（１４）のように与えられる。
また、ａ１ （ＡＭ）は下記の式（１５）のように与えられる。
For example, if the intensity of the scattered wave is 1, the received signal vector c i (AM) is equal to the steering vector a i (AM) of the scattered wave, and is given by the following equation (13).
However, D i in the equation (13) is a phase rotation matrix with respect to the delay time t i (AM) , and is given by the following equation (14).
Further, a 1 (AM) is given by the following equation (15).
遅延時間ｔｉ （ＡＭ）の散乱点に対応するパルス圧縮出力は、遅延時間ｔｉ （ＡＭ）に現れるメインローブを中心とすると、ｔｉ （ＡＭ）−τｕｃからｔｉ （ＡＭ）＋τｕｃの範囲にサイドローブを伴う波形となる。
このとき、同範囲に２Ｌ＋１個の散乱点（ただし、強度は１とする）が時間間隔ｄｔで分布するものとする。
ただし、Ｌは遅延時間ｔｉ （ＡＭ）の前側あるいは後側の送信パルス幅τｕｃに相当する時間領域に分布する散乱波点数である。
遅延時間ｔｉ （ＡＭ）の前側あるいは後側のｔｉ−ｌ （ＡＭ），ｔｉ＋ｌ （ＡＭ）（ただし、ｌ＝１，…，Ｌ）は、下記の式（１６）（１７）で表される。
At this time, it is assumed that 2L + 1 scattering points (however, the intensity is 1) are distributed at the time interval dt in the same range.
Here, L is the number of scattered wave points distributed in the time region corresponding to the transmission pulse width τ uc on the front side or the rear side of the delay time t i (AM) .
T i−l (AM) , t i + l (AM) on the front side or rear side of the delay time t i (AM) (where l = 1,..., L) is expressed by the following equations (16) and (17). Is done.
遅延時間ｔｉ−ｌ （ＡＭ），ｔｉ＋ｌ （ＡＭ）に対応する散乱波の受信信号ベクトルｃｉ−ｌ （ＡＭ），ｃｉ＋ｌ （ＡＭ）は、式（１３）を利用すると、下記の式（１８）（１９）のように与えられる。
次に、２Ｌ＋１個の散乱点のステアリングベクトルを並べたアレーマニフォルドを考える。
ゼロベクトル０となる範囲を「ガード領域」と称する。
Next, consider an array manifold in which steering vectors of 2L + 1 scattering points are arranged.
A range where the zero vector is 0 is referred to as a “guard region”.
アレーマニフォルド定義部１４は、式（２１）のガード行列Ｇによって、パルス圧縮のメインローブ付近の遅延時間に対応するステアリングベクトルをゼロベクトルにするものとし、下記の式（２２）に示すように、主にサイドローブ領域の散乱点ステアリングベクトルから構成されるアレーマニフォルドＡｉ （ＡＭ）を定義する。
相関行列算出部１５は、アレーマニフォルド定義部１４がアレーマニフォルドＡｉ （ＡＭ）を定義すると、そのアレーマニフォルドＡｉ （ＡＭ）とＤＬＬからサイドローブ干渉波の相関行列Ｒｉを算出する。
即ち、相関行列算出部１５は、下記の式（２３）に示すように、遅延時間ｔｉ （ＡＭ）に関するパルス圧縮におけるサイドローブ干渉波の相関行列Ｒｉを定義する。
式（２３）において、ρはＤＬＬ、ρＩは「Ｄｉａｇｏｎａｌ Ｌｏａｄｉｎｇ」のための行列、Ｄｉは遅延時間ｔｉ （ＡＭ）に関する位相回転行列である。
When the array
That is, the correlation
In Expression (23), ρ is a DLL, ρI is a matrix for “Diagonal Loading”, and D i is a phase rotation matrix related to the delay time t i (AM) .
式（２３）より、遅延時間ｔｉ （ＡＭ）に関する相関行列Ｒｉは、遅延時間ｔ１ （ＡＭ）に関する相関行列Ｒ１を求めておけば、遅延時間ｔｉ （ＡＭ）に関する位相回転行列Ｄｉを利用して簡単に求められることがわかる。
ここで、サイドローブの干渉波を抑圧するための行列を相関行列Ｒｉの逆行列Ｒｉ −１とすると、相関行列Ｒｉの逆行列Ｒｉ −１は、下記の式（２４）のように与えられる。
Here, when the matrix for suppressing interference waves sidelobe and inverse matrix R i -1 of the correlation matrix R i, the inverse matrix R i -1 of the correlation matrix R i is as the following equation (24) Given to.
パルス圧縮ウェイト算出部１６は、相関行列算出部１５がサイドローブ干渉波の相関行列Ｒｉを算出すると、その相関行列Ｒｉの逆行列Ｒｉ −１を用いて、各レンジビンに対応するパルス圧縮ウェイトｗ（ｐｒｏ）を算出する。
ここで、遅延時間ｔｉ （ＡＭ）に関する相関行列Ｒｉの逆行列Ｒｉ −１は、式（２４）より、遅延時間ｔｉ （ＡＭ）から直接求めずに、遅延時間ｔ１ （ＡＭ）に関する逆行列Ｒ１ −１を求めておき、遅延時間ｔｉ （ＡＭ）に関する位相回転行列Ｄｉを逆行列Ｒ１ −１の両側から乗じることで求められることがわかる。
When the correlation
Here, the inverse matrix R i -1 of the correlation matrix R i relating to a delay time t i (AM), from equation (24), without requiring direct from the delay time t i (AM), the delay time t 1 (AM) It can be seen that the inverse matrix R 1 −1 is obtained and the phase rotation matrix D i related to the delay time t i (AM) is multiplied from both sides of the inverse matrix R 1 −1 .
そのため、パルス圧縮ウェイト算出部１６は、第ｍ番目のレンジビンに対応するパルス圧縮ウェイトｗｍ （ｐｒｏ）を下記の式（２５）のように与える。
コヒーレント積分処理部１７は、パルス圧縮ウェイト算出部１６が各レンジビンに対応するパルス圧縮ウェイトｗ（ｐｒｏ）を算出すると、そのパルス圧縮ウェイトｗ（ｐｒｏ）を用いて、スペクトル積算出部１３により算出されたスペクトル積Ｘ（ｆ）をコヒーレント積分し、その積分結果をパルス圧縮後の受信信号ｚ’（ｔ）として、目標検出器７に出力する。
以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、アンテナ３より放射された送信パルスｒ（ｔ）の周波数スペクトルＲ（ｆ）から、パルス圧縮に伴うピークレベルの低下を防ぐガード対象のレンジビンの前後のレンジサイドローブ領域における散乱波ステアリングベクトルから構成されるアレーマニフォルドＡｉ （ＡＭ）を算出して、そのアレーマニフォルドＡｉ （ＡＭ）からサイドローブ干渉波の相関行列Ｒｉを算出し、その相関行列Ｒｉの逆行列Ｒｉ −１を用いて、ＡＤ変換器５から出力された受信信号ｚ（ｔ）をパルス圧縮するように構成したので、距離分解能の劣化や探知距離の縮退を招くことなく、低レンジサイドローブ特性を実現することができる効果を奏する。
As is apparent from the above, according to the first embodiment, the frequency spectrum R (f) of the transmission pulse r (t) radiated from the antenna 3 is used as a guard target for preventing the peak level from being lowered due to pulse compression. An array manifold A i (AM) composed of scattered wave steering vectors in the range side lobe region before and after the range bin is calculated, and a correlation matrix R i of the side lobe interference wave is calculated from the array manifold A i (AM). Since the reception signal z (t) output from the
即ち、この実施の形態１によれば、着目レンジビンの前後のサイドローブ干渉波を考え、そのサイドローブ干渉波の受信電力を最小化するようなパルス圧縮ウェイトｗ（ｐｒｏ）を利用して、受信信号ｚ（ｔ）のパルス圧縮を行うものである。特にパルス圧縮ウェイトｗ（ｐｒｏ）の計算では、Ｄｉａｇｏｎａｌ Ｌｏａｄｉｎｇを行ったサイドローブ干渉波の相関行列Ｒｉの逆行列Ｒｉ −１を利用するものである。このため、所望の低レンジサイドローブ特性を達成しつつ、窓関数を用いた場合と比べて、圧縮後パルス幅の拡大やミスマッチ損失を小さくすることができるという効果を奏する。 That is, according to the first embodiment, the side lobe interference wave before and after the target range bin is considered, and the pulse compression weight w (pro) that minimizes the reception power of the side lobe interference wave is used to receive the signal. The signal z (t) is subjected to pulse compression. In particular, in the calculation of the pulse compression weight w (pro) , the inverse matrix R i −1 of the correlation matrix R i of the sidelobe interference wave subjected to the diagonal loading is used. For this reason, there is an effect that the pulse width after compression and mismatch loss can be reduced as compared with the case where the window function is used while achieving the desired low range sidelobe characteristics.
実施の形態２．
図３はこの発明の実施の形態２によるレーダ装置のパルス圧縮器６を示す構成図であり、図において、図２と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
相関行列算出部２１はアレーマニフォルド定義部１４により定義されたアレーマニフォルドＡｉ （ＡＭ）からサイドローブ干渉波の相関行列Ｒｉ（ただし、ρ＝０）を算出する処理を実施する。
パルス圧縮ウェイト算出部２２は相関行列算出部２１により算出された相関行列Ｒｉの一部を構成する固有ベクトルに関する行列Ｅｉからサイドローブ干渉波ランクｒａｎｋの数（指定数）の固有ベクトルが取り出された行列Ｅｉ （ｒａｎｋ）を用いて、その相関行列Ｒｉに関する射影行列Ｐｎｕｌｌｉを算出し、その射影行列Ｐｎｕｌｌｉを用いて、各レンジビンに対応するパルス圧縮ウェイトｗ（ｐｒｏ）を算出する処理を実施する。
3 is a block diagram showing a
The correlation
The pulse compression
図３の例では、パルス圧縮器６の構成要素である離散フーリエ変換部１１，１２、スペクトル積算出部１３、アレーマニフォルド定義部１４、相関行列算出部２１、パルス圧縮ウェイト算出部２２及びコヒーレント積分処理部１７のそれぞれが専用のハードウェア（例えば、ＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコン）で構成されているものを想定しているが、パルス圧縮器６がコンピュータで構成されていてもよい。
パルス圧縮器６がコンピュータで構成されている場合、離散フーリエ変換部１１，１２、スペクトル積算出部１３、アレーマニフォルド定義部１４、相関行列算出部２１、パルス圧縮ウェイト算出部２２及びコヒーレント積分処理部１７の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリに格納し、当該コンピュータのＣＰＵが当該メモリに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
In the example of FIG. 3, discrete
When the
次に動作について説明する。
上記実施の形態１と比べて、パルス圧縮器６の相関行列算出部１５及びパルス圧縮ウェイト算出部１６が、相関行列算出部２１及びパルス圧縮ウェイト算出部２２に代わっている以外は同様であるため、相関行列算出部２１及びパルス圧縮ウェイト算出部２２の処理内容だけを説明する。
相関行列算出部２１は、アレーマニフォルド定義部１４がアレーマニフォルドＡｉ （ＡＭ）を定義すると、そのアレーマニフォルドＡｉ （ＡＭ）からサイドローブ干渉波の相関行列Ｒｉを算出する。
Next, the operation will be described.
Compared to the first embodiment, the correlation
When the array
この実施の形態２では、Ｄｉａｇｏｎａｌ Ｌｏａｄｉｎｇを行わないので（ρ＝０）、遅延時間ｔ１ （ＡＭ）に関する相関行列Ｒ１に着目すると、相関行列Ｒ１は固有値・固有ベクトルによって、下記の式（２８）のように表される。ただし、ＧＥは昇順に並べられた固有値を対角項に有する対角行列であり、Ｅ１は固有値に対応する固有ベクトルが列ベクトルとして配されている行列である。
このとき、固有ベクトルは互いに直交するので、下記の式（２９）が成立する。
At this time, since the eigenvectors are orthogonal to each other, the following equation (29) is established.
パルス圧縮ウェイト算出部２２は、相関行列算出部１５が相関行列Ｒｉを算出すると、その相関行列Ｒｉを構成する行列Ｅｉからサイドローブ干渉波ランクｒａｎｋの数の固有ベクトルが取り出された行列Ｅｉ （ｒａｎｋ）を用いて、相関行列Ｒｉ（ただし、ρ＝０）に関する射影行列Ｐｎｕｌｌｉを算出し、その射影行列Ｐｎｕｌｌｉを用いて、各レンジビンに対応するパルス圧縮ウェイトｗ（ｐｒｏ）を算出する。
具体的には、以下のようにして、各レンジビンに対応するパルス圧縮ウェイトｗ（ｐｒｏ）を算出する。
When the correlation
Specifically, the pulse compression weight w (pro) corresponding to each range bin is calculated as follows.
まず、相関行列Ｒ１（ただし、ρ＝０）に関する射影行列Ｐｎｕｌｌ１は、下記の式（３０）のように求まる。
ただし、Ｅ１ （ｒａｎｋ）はＥ１よりサイドローブ干渉波ランクｒａｎｋの数の固有ベクトルが取り出された行列である。
また、式（２８）を用いると、遅延時間ｔｉ （ＡＭ）に関する相関行列Ｒｉ（ρ＝０）は、下記の式（３１）のように与えられる。
However, E 1 (rank) is a matrix in which eigenvectors of the number of side lobe interference wave ranks rank are extracted from E 1 .
Further, when Expression (28) is used, a correlation matrix R i (ρ = 0) related to the delay time t i (AM ) is given as Expression (31) below.
ここで、式（３１）のＤｉＥ１に関して、Ｄｉ ＨＤｉ＝Ｉと式（２９）より、下記の式（３２）が成立する。
式（３２）より、ＤｉＥ１の列ベクトルが互いに直交していることがわかる。即ち、式（３１）において、ＤｉＥ１の列ベクトルは相関行列Ｒｉ（ρ＝０）の固有ベクトルとなっており、下記の式（３３）が成立する。ただし、Ｅｉは相関行列Ｒｉ（ρ＝０）の固有ベクトルが列ベクトルとして配されている行列である。
From Equation (32), it can be seen that the column vectors of D i E 1 are orthogonal to each other. That is, in Expression (31), the column vector of D i E 1 is an eigenvector of the correlation matrix R i (ρ = 0), and the following Expression (33) is established. However, E i is a matrix in which eigenvectors of the correlation matrix R i (ρ = 0) are arranged as column vectors.
よって、相関行列Ｒｉ（ただし、ρ＝０）に関する射影行列Ｐｎｕｌｌｉは、下記の式（３４）のように求まる。
したがって、相関行列Ｒｉ（ただし、ρ＝０）に関する射影行列Ｐｎｕｌｌｉは、遅延時間ｔｉ （ＡＭ）から直接求めずに、遅延時間ｔ１ （ＡＭ）に関する射影行列Ｐｎｕｌｌ１を求めておき、遅延時間ｔｉ （ＡＭ）に関する位相回転行列Ｄｉを射影行列Ｐｎｕｌｌ１の両側から乗じることで求められることがわかる。
そのため、パルス圧縮ウェイト算出部２２は、第ｍ番目のレンジビンに対応するパルス圧縮ウェイトｗｍ （ｐｒｏ）を下記の式（３５）のように与える。
ただし、βｍは規格化係数である。
Therefore, the pulse compression
Where β m is a normalization factor.
この実施の形態２によれば、着目レンジビンの前後のサイドローブ干渉波を考え、そのサイドローブ干渉波の受信電力を最小化するようなパルス圧縮ウェイトｗ（ｐｒｏ）を利用して、受信信号ｚ（ｔ）のパルス圧縮を行うものである。特にパルス圧縮ウェイトｗ（ｐｒｏ）の計算では、サイドローブ干渉波の相関行列Ｒｉとサイドローブ干渉波ランクｒａｎｋによる射影行列Ｐｎｕｌｌｉを利用するものである。このため、所望の低レンジサイドローブ特性を達成しつつ、窓関数を用いた場合と比べて、圧縮後パルス幅の拡大やミスマッチ損失を小さくすることができるという効果を奏する。 According to the second embodiment, the side lobe interference wave before and after the target range bin is considered, and the received signal z is used by using the pulse compression weight w (pro) that minimizes the reception power of the side lobe interference wave. The pulse compression of (t) is performed. In particular, in the calculation of the pulse compression weight w (pro) , a correlation matrix R i of the side lobe interference wave and a projection matrix P null by the side lobe interference wave rank are used. For this reason, there is an effect that the pulse width after compression and mismatch loss can be reduced as compared with the case where the window function is used while achieving the desired low range sidelobe characteristics.
実施の形態３．
図４はこの発明の実施の形態３によるレーダ装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
パルス圧縮器３１はパルス圧縮器６と異なる手法で、ＡＤ変換器５から出力された受信信号ｚ（ｔ）をパルス圧縮する処理器である。
パルス圧縮器３１としては、例えば、窓関数を利用してパルス圧縮を行う従来のパルス圧縮器などが用いられる。
なお、パルス圧縮器３１は第２のパルス圧縮手段を構成している。
Embodiment 3 FIG.
FIG. 4 is a block diagram showing a radar apparatus according to Embodiment 3 of the present invention. In the figure, the same reference numerals as those in FIG.
The
As the
The
パルス圧縮出力選択器３２はレンジビン毎に、パルス圧縮器６によりパルス圧縮された受信信号ｚ’（ｔ）又はパルス圧縮器３１によりパルス圧縮された受信信号ｚ’（ｔ）を選択し、その選択した受信信号ｚ’（ｔ）を目標検出器７に出力する処理を実施する。
例えば、レンジビンが０〜１００まであるとき、レンジビン０〜１０についてはパルス圧縮器６によりパルス圧縮された受信信号ｚ’（ｔ）を選択し、レンジビン１１〜１００についてはパルス圧縮器３１によりパルス圧縮された受信信号ｚ’（ｔ）を選択するなどの態様が考えられる。レンジビンとパルス圧縮器６，３１の対応関係は予め設定されているものとする。
なお、パルス圧縮出力選択器３２は選択手段を構成している。
The pulse
For example, when there are range bins from 0 to 100, the received signal z ′ (t) pulse-compressed by the
The pulse
次に動作について説明する。
この実施の形態３が想定するシナリオとして、例えば、艦船搭載型レーダのパルス送信方向に島嶼があるような伝搬環境が考えられる。
島嶼によるクラッタ電力は一般に高い電力で受信されるため、そのレンジサイドローブ領域に存在する目標のＳＩＲが劣化してしまう場合がある。
一方、島嶼によるクラッタのレンジサイドローブ領域外では、同クラッタのような高いクラッタ電力が受信される可能性は小さい。
以上のようなシナリオで適用されるのが実施の形態３であり、島嶼周辺のレンジビンでは、従来のパルス圧縮と比べて、演算負荷が高くても、高性能なパルス圧縮特性が達成されるパルス圧縮器６を使用し、島嶼から離れたレンジビンでは、演算負荷が低いパルス圧縮を行うパルス圧縮器３１を使用するものとする。
Next, the operation will be described.
As a scenario assumed by the third embodiment, for example, a propagation environment in which there is an island in the pulse transmission direction of a ship-borne radar is conceivable.
Since clutter power due to islands is generally received at high power, the target SIR existing in the range sidelobe region may deteriorate.
On the other hand, outside the range side lobe region of the clutter by the island, there is little possibility of receiving high clutter power like the clutter.
The third embodiment is applied in the above-described scenario, and in the range bin around the island, a pulse that achieves high-performance pulse compression characteristics even when the calculation load is high compared to the conventional pulse compression. In the range bin that uses the
パルス圧縮器３１は、上述したように、パルス圧縮器６と異なる手法で、ＡＤ変換器５から出力された受信信号ｚ（ｔ）をパルス圧縮する。例えば、窓関数を利用するパルス圧縮を行う。
このパルス圧縮では、パルス圧縮器６におけるコヒーレント積分処理部１７に相当する手段として、高速な離散逆フーリエ変換を用いることができる。
As described above, the
In this pulse compression, high-speed discrete inverse Fourier transform can be used as means corresponding to the coherent
パルス圧縮出力選択器３２は、パルス圧縮器６によりパルス圧縮された受信信号ｚ’（ｔ）と、パルス圧縮器３１によりパルス圧縮された受信信号ｚ’（ｔ）とを入力し、レンジビン毎に、いずれか一方の受信信号ｚ’（ｔ）を選択して目標検出器７に出力する。
上記のシナリオであれば、島嶼周辺のレンジビンでは、パルス圧縮器６によりパルス圧縮された受信信号ｚ’（ｔ）を選択し、それ以外のレンジビンでは、パルス圧縮器３１によりパルス圧縮された受信信号ｚ’（ｔ）を選択する。
The pulse
In the above scenario, the received signal z ′ (t) pulse-compressed by the
以上で明らかなように、この実施の形態３によれば、パルス圧縮出力選択器３２が、レンジビン毎に、パルス圧縮器６によりパルス圧縮された受信信号ｚ’（ｔ）又はパルス圧縮器３１によりパルス圧縮された受信信号ｚ’（ｔ）を選択して、その選択した受信信号ｚ’（ｔ）を目標検出器７に出力するように構成したので、演算負荷の高いパルス圧縮器６を全レンジビンではなく、所定範囲のレンジビンのみでパルス圧縮を行い、残りの範囲では演算負荷の低いパルス圧縮器３１でパルス圧縮を行うことが可能になり、全レンジビンでパルス圧縮器６を使用する場合よりも、演算負荷を低減することができる効果を奏する。
As is apparent from the above, according to the third embodiment, the pulse
実施の形態４．
この実施の形態４では、Ｍｔ（Ｍｔは２以上の整数）個のＭＩＭＯ送信パルスを空中に同時に放射するＭＩＭＯレーダ送信機を搭載し、Ｍ個のパルス圧縮器が受信信号のパルス圧縮を行うレーダ装置について説明する。
Embodiment 4 FIG.
In the fourth embodiment, a MIMO radar transmitter that simultaneously emits Mt (Mt is an integer of 2 or more) MIMO transmission pulses in the air is mounted, and a radar in which M pulse compressors perform pulse compression of a received signal. The apparatus will be described.
図５はこの発明の実施の形態４によるレーダ装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
ＭＩＭＯレーダ送信機４１は所定の送信周波数信号を生成し、所定のＰＲＩ間隔で、その送信周波数信号を用いて、Ｍｔ個（アンテナ数と一致する個数）のＭＩＭＯ送信パルスｒｊ（ｔ）（ｊ＝１，…，Ｍｔ）を生成する処理を実施する。
なお、ＭＩＭＯレーダ送信機４１は変調パラメータを変えることで、Ｍｔ個のＭＩＭＯ送信パルスを生成する。
5 is a block diagram showing a radar apparatus according to Embodiment 4 of the present invention. In the figure, the same reference numerals as those in FIG.
The
The
ＭＩＭＯレーダアンテナ４２はＭｔ個のアンテナから構成されており、ＭＩＭＯレーダ送信機４１により生成されたＭｔ個のＭＩＭＯ送信パルスｒｊ（ｔ）を所定のビーム指向方向に向けて空中に同時に放射する一方、目標又はクラッタに反射されたＭＩＭＯ送信パルスの散乱波を受信する。
なお、ＭＩＭＯレーダ送信機４１及びＭＩＭＯレーダアンテナ４２はパルス信号送信手段を構成しており、ＭＩＭＯレーダアンテナ４２は散乱波受信手段を構成している。
The
The
パルス圧縮器４３−１〜４３−ＭｔはＰＲＩ周期毎に、ＡＤ変換器５から出力された受信信号ｚ（ｔ）をパルス圧縮する処理器である。
即ち、パルス圧縮器４３−１〜４３−ＭｔはＭｔ個のＭＩＭＯ送信パルスｒｊ（ｔ）の周波数スペクトルＲｊ（ｆ）から、パルス圧縮に伴うピークレベルの低下を防ぐガード対象のレンジビンの前後のレンジサイドローブ領域における散乱波ステアリングベクトルから構成されるアレーマニフォルドＢｉ （ＡＭ）を算出して、そのアレーマニフォルドＢｉ （ＡＭ）からサイドローブ干渉波の相関行列Ｒｉを算出し、その相関行列Ｒｉの逆行列Ｒｉ −１を用いて、ＡＤ変換器５から出力された受信信号ｚ（ｔ）をパルス圧縮する処理を実施する。
なお、パルス圧縮器４３−１〜４３−Ｍｔはパルス圧縮手段を構成している。
The pulse compressors 43-1 to 43-Mt are processors that pulse-compress the received signal z (t) output from the
That is, the pulse compressors 43-1 to 43-Mt use the frequency spectrum R j (f) of the Mt MIMO transmission pulses r j (t) before and after the range bins to be guarded to prevent the peak level from being lowered due to pulse compression. An array manifold B i (AM) composed of scattered wave steering vectors in the range side lobe region is calculated, a correlation matrix R i of the side lobe interference wave is calculated from the array manifold B i (AM) , and the correlation is calculated. matrix using the inverse matrix R i -1 of R i, carries out a process of pulse compression of the received signal z outputted from the AD converter 5 (t).
The pulse compressors 43-1 to 43-Mt constitute pulse compression means.
ＭＩＭＯレーダ送信ビーム合成器４４はパルス圧縮器４３−１〜４３−Ｍｔによりパルス圧縮された受信信号ｚ’（ｔ）を合成し、合成後の受信信号を目標検出器７に出力する処理を実施する。なお、ＭＩＭＯレーダ送信ビーム合成器４４は合成手段を構成している。
The MIMO radar
図６はこの発明の実施の形態４によるレーダ装置のパルス圧縮器４３−ｍｔを示す構成図であり、図において、図２と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
第２の周波数スペクトル算出部である離散フーリエ変換部５１−１〜５１−ＭｔはＭＩＭＯレーダ送信機４１から出力されたＭＩＭＯ送信パルスｒ１（ｔ）〜ｒＭｔ（ｔ）をそれぞれレプリカ＃１〜＃Ｍｔとして、そのレプリカ＃１〜＃Ｍｔを離散フーリエ変換して、そのレプリカ＃１〜＃Ｍｔの周波数スペクトルＲ１（ｆ）〜ＲＭｔ（ｆ）を算出する処理を実施する。
FIG. 6 is a block diagram showing a pulse compressor 43-mt of a radar apparatus according to Embodiment 4 of the present invention. In the figure, the same reference numerals as those in FIG.
Discrete Fourier transform units 51-1 to 51-Mt, which are second frequency spectrum calculation units, convert the MIMO transmission pulses r 1 (t) to r Mt (t) output from the
スペクトル積算出部５２は離散フーリエ変換部５１−１〜５１−Ｍｔにより算出されたレプリカ＃１〜＃Ｍｔの周波数スペクトルＲ１（ｆ）〜ＲＭｔ（ｆ）のうち、第ｍｔ番目のレプリカ＃ｍｔの周波数スペクトルＲｍｔ（ｆ）の複素共役Ｒ＊ ｍｔ（ｆ）を離散フーリエ変換部１１により算出された受信信号ｚ（ｔ）の周波数スペクトルＺ（ｆ）に乗算してスペクトル積Ｘ（ｆ）を算出する処理を実施する。
アレーマニフォルド定義部５３は離散フーリエ変換部５１−１〜５１−Ｍｔにより算出されたレプリカ＃１〜＃Ｍｔの周波数スペクトルＲ１（ｆ）〜ＲＭｔ（ｆ）から散乱波ステアリングベクトルを算出して、パルス圧縮に伴うピークレベルの低下を防ぐガード対象のレンジビン（ガード領域）の前後のレンジサイドローブ領域における散乱波ステアリングベクトルから構成されるアレーマニフォルドＢｉ （ＡＭ）を定義する処理を実施する。
The spectrum
The array
図６の例では、パルス圧縮器４３−ｍｔの構成要素である離散フーリエ変換部１１，５１−１〜５１−Ｍｔ、スペクトル積算出部５２、アレーマニフォルド定義部５３、相関行列算出部１５、パルス圧縮ウェイト算出部１６及びコヒーレント積分処理部１７のそれぞれが専用のハードウェア（例えば、ＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコン）で構成されているものを想定しているが、パルス圧縮器４３−ｍｔがコンピュータで構成されていてもよい。
パルス圧縮器４３−ｍｔがコンピュータで構成されている場合、離散フーリエ変換部１１，５１−１〜５１−Ｍｔ、スペクトル積算出部５２、アレーマニフォルド定義部５３、相関行列算出部１５、パルス圧縮ウェイト算出部１６及びコヒーレント積分処理部１７の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリに格納し、当該コンピュータのＣＰＵが当該メモリに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
In the example of FIG. 6, discrete
When the pulse compressor 43-mt is configured by a computer, the discrete
次に動作について説明する。
ＭＩＭＯレーダ送信機４１は、所定の送信周波数信号を生成し、所定のＰＲＩ間隔で、その送信周波数信号を用いて、互いに波形が異なるＭｔ個のＭＩＭＯ送信パルスｒｊ（ｔ）（ｊ＝１，…，Ｍｔ）を生成する。
Ｍｔ個のＭＩＭＯ送信パルスｒｊ（ｔ）は、いずれも中心周波数がｆｃであり、一定のパルス幅τｕｃである。
この実施の形態４では、第ｍｔ番目のＭＩＭＯ送信パルスｒｍｔ（ｔ）の変調帯域幅がＢｍｔであるとする。
Next, the operation will be described.
The
Mt number of MIMO transmit pulse r j (t) are both center frequency f c, a constant pulse width tau uc.
In the fourth embodiment, it is assumed that the modulation bandwidth of the mtth MIMO transmission pulse r mt (t) is B mt .
デュプレクサ２は、ＭＩＭＯレーダ送信機４１からＭｔ個のＭＩＭＯ送信パルスｒｊ（ｔ）を受けると、Ｍｔ個のＭＩＭＯ送信パルスｒｊ（ｔ）をＭＩＭＯレーダアンテナ４２に出力する。
これにより、ＭＩＭＯレーダアンテナ４２を構成しているＭｔ個のアンテナから、Ｍｔ個のＭＩＭＯ送信パルスｒｊ（ｔ）が所定のビーム指向方向に向けて空中に同時に放射される。
その後、目標又はクラッタに反射されたＭＩＭＯ送信パルスｒｊ（ｔ）の散乱波がＭＩＭＯレーダアンテナ４２に到来し、ＭＩＭＯレーダアンテナ４２によりＭＩＭＯ送信パルスｒｊ（ｔ）の散乱波が受信される。
Upon receiving Mt MIMO transmission pulses r j (t) from the
As a result, Mt MIMO transmission pulses r j (t) are simultaneously radiated from the Mt antennas constituting the
Thereafter, the scattered wave of the MIMO transmission pulse r j (t) reflected by the target or the clutter arrives at the
デュプレクサ２は、ＭＩＭＯレーダアンテナ４２により受信された散乱波を受信機４に出力する。
受信機４は、ＭＩＭＯレーダアンテナ４２により受信された散乱波をデュプレクサ２経由で受けると、その散乱波を示す信号の周波数をベースバンド帯に変換して、ベースバンド帯のアナログ受信信号を生成する。
ＡＤ変換器５は、受信機４がアナログ受信信号を生成すると、そのアナログ受信信号をＡＤ変換して、ディジタルの受信信号ｚ（ｔ）をパルス圧縮器４３−１〜４３−Ｍｔに出力する。
The
When the receiver 4 receives the scattered wave received by the
When the receiver 4 generates an analog reception signal, the
パルス圧縮器４３−１〜４３−Ｍｔは、ＰＲＩ周期毎に、ＡＤ変換器５から出力された受信信号ｚ（ｔ）をパルス圧縮し、パルス圧縮後の受信信号ｚ’（ｔ）をＭＩＭＯレーダ送信ビーム合成器４４に出力する。
即ち、パルス圧縮器４３−１〜４３−Ｍｔは、Ｍｔ個のＭＩＭＯ送信パルスｒｊ（ｔ）の周波数スペクトルＲｊ（ｆ）から、パルス圧縮に伴うピークレベルの低下を防ぐガード対象のレンジビンの前後のレンジサイドローブ領域における散乱波ステアリングベクトルから構成されるアレーマニフォルドＢｉ （ＡＭ）を算出して、そのアレーマニフォルドＢｉ （ＡＭ）からサイドローブ干渉波の相関行列Ｒｉを算出し、その相関行列Ｒｉの逆行列Ｒｉ −１を用いて、ＡＤ変換器５から出力された受信信号ｚ（ｔ）をパルス圧縮する。
The pulse compressors 43-1 to 43-Mt pulse-compress the received signal z (t) output from the
That is, the pulse compressors 43-1 to 43-Mt use the frequency spectrum R j (f) of the Mt MIMO transmission pulses r j (t) to detect the range bins to be guarded that prevent the peak level from being lowered due to the pulse compression. An array manifold B i (AM) composed of scattered wave steering vectors in the front and rear range side lobe regions is calculated, and a correlation matrix R i of the side lobe interference wave is calculated from the array manifold B i (AM). The received signal z (t) output from the
ＭＩＭＯレーダ送信ビーム合成器４４は、パルス圧縮器４３−１〜４３−Ｍｔからパルス圧縮後の受信信号ｚ’（ｔ）を受けると、それらの受信信号ｚ’（ｔ）を合成し、合成後の受信信号を目標検出器７に出力する。
目標検出器７は、ＭＩＭＯレーダ送信ビーム合成器４４から合成後の受信信号ｚ’（ｔ）を受けると、その受信信号ｚ’（ｔ）から目標を検出する。
When receiving a received signal z ′ (t) after pulse compression from the pulse compressors 43-1 to 43-Mt, the MIMO radar
Upon receiving the combined received signal z ′ (t) from the MIMO radar
以下、第ｍｔ番目のパルス圧縮器４３−ｍｔの処理内容を具体的に説明する。
ただし、以下の説明では、説明の簡単化のため、送信と受信の切替タイミング付近で発生する受信パルスのエクリプスについては考えない。
まず、ＡＤ変換器５からＰＲＩ間隔で出力される受信信号ｚ（ｔ）は、Ｋ個の散乱波を含んでおり、下記の式（３６）のように表される。
式（３６）において、δｔｊはＭＩＭＯレーダアンテナ４２を構成している第ｊ番目のアンテナの送信行路差による時間遅延である。
The processing contents of the mtth pulse compressor 43-mt will be specifically described below.
However, in the following description, for simplification of explanation, Eclipse of received pulses generated near the transmission and reception switching timing is not considered.
First, the received signal z (t) output from the
In Expression (36), δt j is a time delay due to the transmission path difference of the j-th antenna constituting the
パルス圧縮器４３−ｍｔの離散フーリエ変換部１１は、ＡＤ変換器５から受信信号ｚ（ｔ）を受けると、その受信信号ｚ（ｔ）を離散フーリエ変換して、その受信信号ｚ（ｔ）の周波数スペクトルＺ（ｆ）を算出する。受信信号ｚ（ｔ）の周波数スペクトルＺ（ｆ）は、下記の式（３７）のように表される。
式（３７）において、Ｒｊ（ｆ）はＭＩＭＯ送信パルスｒｊ（ｔ）の周波数スペクトルである。
When receiving the received signal z (t) from the
In Expression (37), R j (f) is a frequency spectrum of the MIMO transmission pulse r j (t).
離散フーリエ変換部５１−１〜５１−Ｍｔは、ＭＩＭＯレーダ送信機４１から出力されたＭＩＭＯ送信パルスｒ１（ｔ）〜ｒＭｔ（ｔ）をそれぞれレプリカ＃１〜＃Ｍｔとし、レプリカ＃１〜＃Ｍｔを離散フーリエ変換して、そのレプリカ＃１〜＃Ｍｔの周波数スペクトルＲ１（ｆ）〜ＲＭｔ（ｆ）を算出する。
The discrete Fourier transform units 51-1 to 51-Mt use the MIMO transmission pulses r 1 (t) to r Mt (t) output from the
スペクトル積算出部５２は、離散フーリエ変換部１１が受信信号ｚ（ｔ）の周波数スペクトルＺ（ｆ）を算出し、離散フーリエ変換部５１−ｍｔがレプリカ＃ｍｔの周波数スペクトルＲｍｔ（ｆ）を算出すると、下記の式（３８）に示すように、レプリカ＃ｍｔの周波数スペクトルＲｍｔ（ｆ）の複素共役Ｒ＊ ｍｔ（ｆ）を離散フーリエ変換部１１により算出された受信信号ｚ（ｔ）の周波数スペクトルＺ（ｆ）に乗算してスペクトル積Ｘ（ｆ）を算出する。
ここでは、周波数スペクトルＺ（ｆ），Ｒｍｔ（ｆ）がＭ点のサンプルより構成されているものとして、下記の式（３９）のような受信信号ベクトルｘ（ｍｔ）を定義する。
式（３８）を式（３９）に代入すると、下記の式（４０）のように変形することができる。
式（４０）において、ｂｋ （ｍｔ）はレプリカ＃ｍｔにおける第ｋ番目の目標に対する遅延時間ｔｋ及びドップラ周波数ｆｋ （Ｄ）から決まるステアリングベクトル、Ｂ（ｍｔ）はＫ個のステアリングベクトルを列ベクトルとする行列、ｎ（ｍｔ）は受信機雑音ベクトルである。
Here, assuming that the frequency spectrums Z (f) and R mt (f) are composed of M-point samples, a received signal vector x (mt) is defined as in the following equation (39).
By substituting equation (38) into equation (39), it can be transformed into the following equation (40).
In Equation (40), b k (mt) is a steering vector determined from the delay time t k and the Doppler frequency f k (D) for the kth target in the replica #mt, and B (mt) is K steering vectors. A matrix n (mt) as a column vector is a receiver noise vector.
ここで、上記実施の形態１で示している式（６）と、上記の式（４０）を比較すると、ＭＩＭＯレーダ送信機４１を用いる場合には、ａｋをｂｋ （ｍｔ）に置き換え、ＡをＢ（ｍｔ）に置き換え、ｎをｎ（ｍｔ）に置き換えた形となっていることが明らかである。
このため、この実施の形態４におけるパルス圧縮ウェイト計算の処理のながれも、上記の置き換えを念頭におくと、上記実施の形態１と同様に説明することができる。
Here, when the equation (6) shown in the first embodiment is compared with the above equation (40), when the
For this reason, the flow of the pulse compression weight calculation process in the fourth embodiment can be described in the same manner as in the first embodiment, taking the above replacement into account.
アレーマニフォルド定義部５３は、離散フーリエ変換部５１−１〜５１−Ｍｔがレプリカ＃１〜＃Ｍｔの周波数スペクトルＲ１（ｆ）〜ＲＭｔ（ｆ）を算出すると、レプリカ＃１〜＃Ｍｔの周波数スペクトルＲ１（ｆ）〜ＲＭｔ（ｆ）から散乱波ステアリングベクトルを算出して、パルス圧縮に伴うピークレベルの低下を防ぐガード対象のレンジビン（ガード領域）の前後のレンジサイドローブ領域における散乱波ステアリングベクトルから構成されるアレーマニフォルドＢｉ （ＡＭ）を定義する。
具体的には、以下の通りである。
The array
Specifically, it is as follows.
ここでは、ＰＲＩ内における遅延時間ｔｉ （ＡＭ）に対応する散乱波の受信信号ベクトルｃｉ （ＡＭ｜ｍｔ）を考える。
ｃｉ （ＡＭ｜ｍｔ）は散乱波のステアリングベクトルｂｉ （ＡＭ｜ｍｔ）と等しく、下記の式（４４）のように与えられる。
ただし、ｂ１ （ＡＭ｜ｍｔ）は下記の式（４５）で示されるものであり、式（４５）中のδｔｊ （ＴＢＲ）はＭＩＭＯレーダ送信ビームを形成するための時間遅延の設定値である。
c i (AM | mt) is the scattered wave steering vectors b i | equal (AM mt), given as the following equation (44).
However, b 1 (AM | mt) is expressed by the following equation (45), and δ tj (TBR) in equation (45 ) is a set value of a time delay for forming a MIMO radar transmission beam. is there.
式（４４）より、遅延時間ｔｉ−ｌ （ＡＭ），ｔｉ＋ｌ （ＡＭ）に対応する散乱波の受信信号ベクトルｃｉ−ｌ （ＡＭ｜ｍｔ），ｃｉ＋ｌ （ＡＭ｜ｍｔ）は、下記の式（４６）（４７）のように与えられる。
アレーマニフォルド定義部５３は、上記の式（２１）のガード行列Ｇによって、パルス圧縮のメインローブ付近の遅延時間に対応するステアリングベクトルをゼロベクトルにするものとし、下記の式（４８）に示すように、サイドローブ領域の散乱点ステアリングベクトルから構成されるアレーマニフォルドＢｉ （ＡＭ｜ｍｔ）を定義する。
相関行列算出部１５は、アレーマニフォルド定義部５３がアレーマニフォルドＢｉ （ＡＭ｜ｍｔ）を定義すると、そのアレーマニフォルドＢｉ （ＡＭ｜ｍｔ）とＤＬＬからサイドローブ干渉波の相関行列Ｒｉを算出する。
即ち、相関行列算出部１５は、下記の式（４９）に示すように、遅延時間ｔｉ （ＡＭ）に関するパルス圧縮におけるサイドローブ干渉波の相関行列Ｒｉを定義する。
That is, the correlation
式（４９）より、遅延時間ｔｉ （ＡＭ）に関する相関行列Ｒｉ （ｍｔ）は、遅延時間ｔ１ （ＡＭ）に関する相関行列Ｒ１ （ｍｔ）を求めておけば、遅延時間ｔｉ （ＡＭ）に関する位相回転行列Ｄｉを利用して簡単に求められることがわかる。
ここで、サイドローブの干渉波を抑圧するための行列を相関行列Ｒｉ （ｍｔ）の逆行列（Ｒｉ （ｍｔ））−１とすると、相関行列Ｒｉ （ｍｔ）の逆行列（Ｒｉ （ｍｔ））−１は、下記の式（５０）のように与えられる。
Here, when the matrix for suppressing interference waves sidelobe and inverse matrix (R i (mt)) -1 of the correlation matrix R i (mt), the inverse matrix of the correlation matrix R i (mt) (R i (Mt) ) -1 is given by the following equation (50).
パルス圧縮ウェイト算出部１６は、相関行列算出部１５がサイドローブ干渉波の相関行列Ｒｉ （ｍｔ）を算出すると、その相関行列Ｒｉ （ｍｔ）の逆行列（Ｒｉ （ｍｔ））−１を用いて、各レンジビンに対応するパルス圧縮ウェイトｗ（ｐｒｏ）を算出する。
ここで、遅延時間ｔｉ （ＡＭ）に関する相関行列Ｒｉ （ｍｔ）の逆行列（Ｒｉ （ｍｔ））−１は、式（５０）より、遅延時間ｔｉ （ＡＭ）から直接求めずに、遅延時間ｔ１ （ＡＭ）に関する逆行列（Ｒ１ （ｍｔ））−１を求めておき、遅延時間ｔｉ （ＡＭ）に関する位相回転行列Ｄｉを逆行列（Ｒ１ （ｍｔ））−１の両側から乗じることで求められることがわかる。
When the correlation
Here, the inverse matrix of the correlation matrix for the delay time t i (AM) R i ( mt) (R i (mt)) -1 , from expression (50), without requiring direct from the delay time t i (AM) Inverse matrix (R 1 (mt) ) −1 relating to delay time t 1 (AM) is obtained, and phase rotation matrix D i relating to delay time t i (AM) is obtained as inverse matrix (R 1 (mt) ) −1. It turns out that it is calculated by multiplying from both sides.
そのため、パルス圧縮ウェイト算出部１６は、第ｍ番目のレンジビンに対応するパルス圧縮ウェイトｗｍ （ｐｒｏ｜ｍｔ）を下記の式（５１）のように与える。００４４
コヒーレント積分処理部１７は、パルス圧縮ウェイト算出部１６が各レンジビンに対応するパルス圧縮ウェイトｗ（ｐｒｏ｜ｍｔ）を算出すると、そのパルス圧縮ウェイトｗ（ｐｒｏ｜ｍｔ）を用いて、スペクトル積算出部１３により算出されたスペクトル積Ｘ（ｆ）をコヒーレント積分し、その積分結果をパルス圧縮後の受信信号ｚ’（ｔ）として、目標検出器７に出力する。
この実施の形態４によれば、ＭＩＭＯレーダ送信機４１を用いる際、着目レンジビンの前後のサイドローブ干渉波を考え、そのサイドローブ干渉波の受信電力を最小化するようなパルス圧縮ウェイトｗ（ｐｒｏ｜ｍｔ）を利用して、受信信号ｚ（ｔ）のパルス圧縮を行うものである。特にパルス圧縮ウェイトｗ（ｐｒｏ｜ｍｔ）の計算では、Ｄｉａｇｏｎａｌ Ｌｏａｄｉｎｇを行ったサイドローブ干渉波の相関行列Ｒｉ （ｍｔ）の逆行列（Ｒｉ （ｍｔ））−１を利用するものである。このため、自己相関のみならず、相互相関によるレンジサイドローブも抑圧して、所望の低レンジサイドローブ特性を達成しつつ、窓関数を用いた場合と比べて、圧縮後パルス幅の拡大やミスマッチ損失を小さくすることができるという効果を奏する。
According to the fourth embodiment, when the
実施の形態５．
図７はこの発明の実施の形態５によるレーダ装置のパルス圧縮器４３−ｍｔを示す構成図であり、図において、図３及び図６と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
上記実施の形態４と比べて、パルス圧縮器４３−ｍｔの相関行列算出部１５及びパルス圧縮ウェイト算出部１６が、相関行列算出部２１及びパルス圧縮ウェイト算出部２２に代わっている以外は同様であるため、相関行列算出部２１及びパルス圧縮ウェイト算出部２２の処理内容だけを説明する。
相関行列算出部２１は、アレーマニフォルド定義部５３がアレーマニフォルドＢｉ （ＡＭ｜ｍｔ）を定義すると、そのアレーマニフォルドＢｉ （ＡＭ｜ｍｔ）からサイドローブ干渉波の相関行列Ｒｉを算出する。
7 is a block diagram showing a pulse compressor 43-mt of a radar apparatus according to
Compared to the fourth embodiment, except that the correlation
When the array
この実施の形態５では、Ｄｉａｇｏｎａｌ Ｌｏａｄｉｎｇを行わないので（ρ＝０）、上記実施の形態２と同様に、遅延時間ｔｉ （ＡＭ）に関する相関行列Ｒｉ （ｍｔ）から、サイドローブ干渉波の抑圧に用いる射影行列Ｐｎｕｌｌｉ （ｍｔ）を下記の式（５２）のように求めることができる。
したがって、相関行列Ｒｉ （ｍｔ）（ただし、ρ＝０）に関する射影行列Ｐｎｕｌｌｉ （ｍｔ）は、遅延時間ｔｉ （ＡＭ）から直接求めずに、遅延時間ｔ１ （ＡＭ）に関する射影行列Ｐｎｕｌｌ１ （ｍｔ）を求めておき、遅延時間ｔｉ （ＡＭ）に関する位相回転行列Ｄｉを射影行列Ｐｎｕｌｌ１ （ｍｔ）の両側から乗じることで求められることがわかる。
そのため、パルス圧縮ウェイト算出部２２は、第ｍ番目のレンジビンに対応するパルス圧縮ウェイトｗｍ （ｐｒｏ｜ｍｔ）を下記の式（５３）のように与える。
ただし、βｍ （ｍｔ）は規格化係数である。
Therefore, the pulse compression
Where β m (mt) is a normalization coefficient.
この実施の形態５によれば、ＭＩＭＯレーダ送信機４１を用いる際、着目レンジビンの前後のサイドローブ干渉波を考え、そのサイドローブ干渉波の受信電力を最小化するようなパルス圧縮ウェイトｗ（ｐｒｏ｜ｍｔ）を利用して、受信信号ｚ（ｔ）のパルス圧縮を行うものである。特にパルス圧縮ウェイトｗ（ｐｒｏ｜ｍｔ）の計算では、サイドローブ干渉波の相関行列Ｒｉとサイドローブ干渉波ランクｒａｎｋによる射影行列Ｐｎｕｌｌｉ （ｍｔ）を利用するものである。このため、自己相関のみならず、相互相関によるレンジサイドローブも抑圧して、所望の低レンジサイドローブ特性を達成しつつ、窓関数を用いた場合と比べて、圧縮後パルス幅の拡大やミスマッチ損失を小さくすることができるという効果を奏する。
According to the fifth embodiment, when the
実施の形態６．
図８はこの発明の実施の形態６によるレーダ装置を示す構成図であり、図において、図５と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
パルス圧縮器６１−１〜６１−Ｍｔは図４のパルス圧縮器３１に相当する処理器であり、パルス圧縮器４３−１〜４３−Ｍｔ（第１のパルス圧縮手段）と異なる手法で、ＡＤ変換器５から出力された受信信号ｚ（ｔ）をパルス圧縮する。
なお、パルス圧縮器６１−１〜６１−Ｍｔは第２のパルス圧縮手段を構成している。
FIG. 8 is a block diagram showing a radar apparatus according to
The pulse compressors 61-1 to 61-Mt are processors corresponding to the
The pulse compressors 61-1 to 61-Mt constitute second pulse compression means.
パルス圧縮出力選択器６２−１〜６２−Ｍｔ／２は図４のパルス圧縮出力選択器３２に相当する選択器であり、レンジビン毎に、パルス圧縮器４３−ｍｔによりパルス圧縮された受信信号ｚ’（ｔ）又はパルス圧縮器６１−ｍｔによりパルス圧縮された受信信号ｚ’（ｔ）を選択し、その選択した受信信号ｚ’（ｔ）をＭＩＭＯレーダ送信ビーム合成器４４に出力する処理を実施する。
なお、パルス圧縮出力選択器６２−１〜６２−Ｍｔ／２は選択手段を構成している。
The pulse compression output selectors 62-1 to 62-Mt / 2 are selectors corresponding to the pulse
The pulse compression output selectors 62-1 to 62-Mt / 2 constitute selection means.
次に動作について説明する。
この実施の形態６が想定するシナリオは、上記実施の形態３と同様である。
このため、島嶼周辺のレンジビンでは、従来のパルス圧縮と比べて、演算負荷が高くても、高性能なパルス圧縮特性が達成されるパルス圧縮器４３−１〜４３−Ｍｔを使用し、島嶼から離れたレンジビンでは、演算負荷が低いパルス圧縮を行うパルス圧縮器６１−１〜６１−Ｍｔを使用するものとする。
Next, the operation will be described.
The scenario assumed in the sixth embodiment is the same as that in the third embodiment.
For this reason, the range bins around the island use pulse compressors 43-1 to 43-Mt that achieve high-performance pulse compression characteristics even when the calculation load is high compared to conventional pulse compression. In the remote range bin, pulse compressors 61-1 to 61-Mt that perform pulse compression with a low calculation load are used.
パルス圧縮器６１−１〜６１−Ｍｔは、上述したように、パルス圧縮器４３−１〜４３−Ｍｔと異なる手法で、ＡＤ変換器５から出力された受信信号ｚ（ｔ）をパルス圧縮する。例えば、窓関数を利用するパルス圧縮を行う。
このパルス圧縮では、パルス圧縮器４３−１〜４３−Ｍｔにおけるコヒーレント積分処理部１７に相当する手段として、高速な離散逆フーリエ変換を用いることができる。
As described above, the pulse compressors 61-1 to 61-Mt pulse-compress the received signal z (t) output from the
In this pulse compression, high-speed discrete inverse Fourier transform can be used as means corresponding to the coherent
パルス圧縮出力選択器６２−１〜６２−Ｍｔ／２は、パルス圧縮器４３−１〜４３−Ｍｔによりパルス圧縮された受信信号ｚ’（ｔ）と、パルス圧縮器６１−１〜６１−Ｍｔによりパルス圧縮された受信信号ｚ’（ｔ）とを入力し、レンジビン毎に、いずれか一方の受信信号ｚ’（ｔ）を選択してＭＩＭＯレーダ送信ビーム合成器４４に出力する。
上記のシナリオであれば、島嶼周辺のレンジビンでは、パルス圧縮器４３−１〜４３−Ｍｔによりパルス圧縮された受信信号ｚ’（ｔ）を選択し、それ以外のレンジビンでは、パルス圧縮器６１−１〜６１−Ｍｔによりパルス圧縮された受信信号ｚ’（ｔ）を選択する。
The pulse compression output selectors 62-1 to 62-Mt / 2 include the received signal z ′ (t) pulse-compressed by the pulse compressors 43-1 to 43-Mt and the pulse compressors 61-1 to 61-Mt. The received signal z ′ (t) pulse-compressed by is input, and one of the received signals z ′ (t) is selected and output to the MIMO radar
In the above scenario, the received signal z ′ (t) pulse-compressed by the pulse compressors 43-1 to 43-Mt is selected in the range bin around the island, and the pulse compressor 61- in the other range bins. The received signal z ′ (t) pulse-compressed by 1 to 61-Mt is selected.
以上で明らかなように、この実施の形態６によれば、パルス圧縮出力選択器６２−１〜６２−Ｍｔ／２が、レンジビン毎に、パルス圧縮器４３−１〜４３−Ｍｔによりパルス圧縮された受信信号ｚ’（ｔ）又はパルス圧縮器６１−１〜６１−Ｍｔによりパルス圧縮された受信信号ｚ’（ｔ）を選択して、その選択した受信信号ｚ’（ｔ）をＭＩＭＯレーダ送信ビーム合成器４４に出力するように構成したので、演算負荷の高いパルス圧縮器４３−１〜４３−Ｍｔを全レンジビンではなく、所定範囲のレンジビンのみでパルス圧縮を行い、残りの範囲では演算負荷の低いパルス圧縮器６１−１〜６１−Ｍｔでパルス圧縮を行うことが可能になり、全レンジビンでパルス圧縮器４３−１〜４３−Ｍｔを使用する場合よりも、演算負荷を低減することができる効果を奏する。
As apparent from the above, according to the sixth embodiment, the pulse compression output selectors 62-1 to 62-Mt / 2 are pulse-compressed by the pulse compressors 43-1 to 43-Mt for each range bin. The received signal z ′ (t) or the received signal z ′ (t) pulse-compressed by the pulse compressors 61-1 to 61-Mt is selected, and the selected received signal z ′ (t) is transmitted by MIMO radar. Since it is configured to output to the
なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。 In the present invention, within the scope of the invention, any combination of the embodiments, or any modification of any component in each embodiment, or omission of any component in each embodiment is possible. .
１ 送信機（パルス信号送信手段）、２ デュプレクサ（パルス信号送信手段、散乱波受信手段）、３ アンテナ（パルス信号送信手段、散乱波受信手段）、４ 受信機（散乱波受信手段）、５ ＡＤ変換器（散乱波受信手段）、６ パルス圧縮器（パルス圧縮手段）、７ 目標検出器（目標検出手段）、１１ 離散フーリエ変換部（第１の周波数スペクトル算出部）、１２ 離散フーリエ変換部（第２の周波数スペクトル算出部）、１３ スペクトル積算出部、１４ アレーマニフォルド定義部、１５，２１ 相関行列算出部、１６，２２ パルス圧縮ウェイト算出部、１７ コヒーレント積分処理部、３１ パルス圧縮器（第２のパルス圧縮手段）、３２ パルス圧縮出力選択器（選択手段）、４１ ＭＩＭＯレーダ送信機（パルス信号送信手段）、４２ ＭＩＭＯレーダアンテナ（パルス信号送信手段、散乱波受信手段）、４３−１〜４３−Ｍｔ パルス圧縮器（パルス圧縮手段、第１のパルス圧縮手段）、４４ ＭＩＭＯレーダ送信ビーム合成器（合成手段）、５１−１〜５１−Ｍｔ 離散フーリエ変換部（第２の周波数スペクトル算出部）、５２ スペクトル積算出部、５３ アレーマニフォルド定義部、６１−１〜６１−Ｍｔ パルス圧縮器（第２のパルス圧縮手段）、６２−１〜６２−Ｍｔ／２ パルス圧縮出力選択器（選択手段）。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Transmitter (pulse signal transmission means), 2 Duplexer (pulse signal transmission means, scattered wave reception means), 3 Antenna (pulse signal transmission means, scattered wave reception means), 4 Receiver (scattered wave reception means), 5 AD Converter (scattered wave reception means), 6 pulse compressor (pulse compression means), 7 target detector (target detection means), 11 discrete Fourier transform section (first frequency spectrum calculation section), 12 discrete Fourier transform section ( (Second frequency spectrum calculation unit), 13 spectrum product calculation unit, 14 array manifold definition unit, 15, 21 correlation matrix calculation unit, 16, 22 pulse compression weight calculation unit, 17 coherent integration processing unit, 31 pulse compressor (first) 2 pulse compression means), 32 pulse compression output selector (selection means), 41 MIMO radar transmitter (pulse signal transmission means), 42 MIMO radar antenna (pulse signal transmission means, scattered wave reception means), 43-1 to 43-Mt pulse compressor (pulse compression means, first pulse compression means), 44 MIMO radar transmission beam synthesizer (synthesis means) , 51-1 to 51-Mt discrete Fourier transform unit (second frequency spectrum calculation unit), 52 spectral product calculation unit, 53 array manifold definition unit, 61-1 to 61-Mt pulse compressor (second pulse compression) Means), 62-1 to 62-Mt / 2 pulse compression output selector (selection means).
Claims (8)
上記複数のパルス圧縮手段は、上記パルス信号送信手段により放射された複数のＭＩＭＯパルス信号の周波数スペクトルから散乱波ステアリングベクトルを算出し、パルス圧縮に伴うピークレベルの低下を防ぐガード対象のレンジビンの前後のレンジサイドローブ領域における散乱波ステアリングベクトルから構成されるアレーマニフォルドを定義して、上記アレーマニフォルドからサイドローブ干渉波の相関行列を算出し、上記相関行列を用いて、散乱波受信手段から出力された受信信号をパルス圧縮する処理を実施し、
上記複数のパルス信号送信手段によりパルス圧縮された受信信号を合成し、合成後の受信信号を目標検出手段に出力する合成手段
を設けたことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。 The pulse signal transmission means is composed of a MIMO radar transmitter, when a plurality of MIMO pulse signal generated by the pulse signal sending unit is simultaneously emitted in the air, the MIMO pulse signal the same number of pulse compression means Installed,
The plurality of pulse compression means calculate scattered wave steering vectors from the frequency spectra of the plurality of MIMO pulse signals radiated by the pulse signal transmission means, and before and after the guard target range bin that prevents the peak level from being lowered due to pulse compression. Define an array manifold composed of scattered wave steering vectors in the range sidelobe region, calculate the correlation matrix of the sidelobe interference wave from the array manifold, and output from the scattered wave receiving means using the correlation matrix The received signal is pulse-compressed,
2. The radar apparatus according to claim 1, further comprising a combining unit that combines the reception signals compressed by the plurality of pulse signal transmission units and outputs the combined reception signal to the target detection unit.
第ｍ（ｍ＝１，…，Ｍ）番目のパルス圧縮手段は、
上記散乱波受信手段から出力された受信信号の周波数スペクトルを算出する第１の周波数スペクトル算出部と、上記パルス信号送信手段により放射された複数のＭＩＭＯパルス信号をそれぞれレプリカとして、そのレプリカの周波数スペクトルを算出する複数の第２の周波数スペクトル算出部と、上記複数の第２の周波数スペクトル算出部により算出された複数のレプリカの周波数スペクトルのうち、第ｍ番目のレプリカの周波数スペクトルの複素共役を上記第１の周波数スペクトル算出部により算出された受信信号の周波数スペクトルに乗算してスペクトル積を算出するスペクトル積算出部と、上記複数の第２の周波数スペクトル算出部により算出されたレプリカの周波数スペクトルから散乱波ステアリングベクトルを算出して、パルス圧縮に伴うピークレベルの低下を防ぐガード対象のレンジビンの前後のレンジサイドローブ領域における散乱波ステアリングベクトルから構成されるアレーマニフォルドを定義するアレーマニフォルド定義部と、上記アレーマニフォルド定義部により定義されたアレーマニフォルドと対角荷重であるＤＬＬからサイドローブ干渉波の相関行列を算出する相関行列算出部と、上記相関行列算出部により算出された相関行列の逆行列を用いて、各レンジビンに対応するパルス圧縮ウェイトを算出するパルス圧縮ウェイト算出部と、上記パルス圧縮ウェイト算出部により算出されたパルス圧縮ウェイトを用いて、上記スペクトル積算出部により算出されたスペクトル積をコヒーレント積分するコヒーレント積分処理部とから構成されていることを特徴とする請求項５記載のレーダ装置。 When M (M is an integer of 1 or more) pulse compression means is mounted,
The mth (m = 1,..., M) th pulse compression means is
A first frequency spectrum calculation section that calculates a frequency spectrum of the received signal output from the scattered wave receiving means, a plurality of MIMO pulse signal emitted as a replica, respectively by the pulse signal sending unit, the frequency spectrum of the replica And a complex conjugate of the frequency spectrum of the m-th replica among the plurality of replica frequency spectra calculated by the plurality of second frequency spectrum calculation units. From the spectrum product calculation unit that calculates the spectrum product by multiplying the frequency spectrum of the reception signal calculated by the first frequency spectrum calculation unit, and the frequency spectrum of the replica calculated by the plurality of second frequency spectrum calculation units Calculate scattered wave steering vector and calculate pulse pressure An array manifold definition section for defining an array manifold composed of scattered wave steering vectors in the range sidelobe region before and after the guarded range bin to prevent a drop in peak level due to the above, and an array manifold defined by the above array manifold definition section And a correlation matrix calculation unit that calculates a correlation matrix of a sidelobe interference wave from a DLL that is a diagonal load, and a pulse compression weight corresponding to each range bin using an inverse matrix of the correlation matrix calculated by the correlation matrix calculation unit And a coherent integration processing unit that coherently integrates the spectral product calculated by the spectral product calculation unit using the pulse compression weight calculated by the pulse compression weight calculation unit. It is characterized by The radar apparatus according to claim 5.
第ｍ（ｍ＝１，…，Ｍ）番目のパルス圧縮手段は、
上記散乱波受信手段から出力された受信信号の周波数スペクトルを算出する第１の周波数スペクトル算出部と、上記パルス信号送信手段により放射された複数のＭＩＭＯパルス信号をそれぞれレプリカとして、そのレプリカの周波数スペクトルを算出する複数の第２の周波数スペクトル算出部と、上記複数の第２の周波数スペクトル算出部により算出されたレプリカの周波数スペクトルのうち、第ｍ番目のレプリカの周波数スペクトルの複素共役を上記第１の周波数スペクトル算出部により算出された受信信号の周波数スペクトルに乗算してスペクトル積を算出するスペクトル積算出部と、上記複数の第２の周波数スペクトル算出部により算出されたレプリカの周波数スペクトルから散乱波ステアリングベクトルを算出して、パルス圧縮に伴うピークレベルの低下を防ぐガード対象のレンジビンの前後のレンジサイドローブ領域における散乱波ステアリングベクトルから構成されるアレーマニフォルドを定義するアレーマニフォルド定義部と、上記アレーマニフォルド定義部により定義されたアレーマニフォルドからサイドローブ干渉波の相関行列を算出する相関行列算出部と、上記相関行列算出部により算出された相関行列の一部を構成する固有ベクトルに関する行列から指定数の固有ベクトルが取り出された行列を用いて、上記相関行列に関する射影行列を算出し、上記射影行列を用いて、各レンジビンに対応するパルス圧縮ウェイトを算出するパルス圧縮ウェイト算出部と、上記パルス圧縮ウェイト算出部により算出されたパルス圧縮ウェイトを用いて、上記スペクトル積算出部により算出されたスペクトル積をコヒーレント積分するコヒーレント積分処理部とから構成されていることを特徴とする請求項５記載のレーダ装置。 When M (M is an integer of 1 or more) pulse compression means is mounted,
The mth (m = 1,..., M) th pulse compression means is
A first frequency spectrum calculation section that calculates a frequency spectrum of the received signal output from the scattered wave receiving means, a plurality of MIMO pulse signal emitted as a replica, respectively by the pulse signal sending unit, the frequency spectrum of the replica And the complex conjugate of the frequency spectrum of the m-th replica among the frequency spectra of the replicas calculated by the plurality of second frequency spectrum calculation units and the plurality of second frequency spectrum calculation units. A spectrum product calculating unit that calculates a spectrum product by multiplying the frequency spectrum of the received signal calculated by the frequency spectrum calculating unit of the received signal, and a scattered wave from the frequency spectrum of the replica calculated by the plurality of second frequency spectrum calculating units. Steering vector is calculated and An array manifold definition section that defines an array manifold composed of scattered wave steering vectors in the range sidelobe region before and after the guarded range bin to prevent a decrease in peak level, and the side from the array manifold defined by the array manifold definition section. A correlation matrix calculation unit for calculating a correlation matrix of a lobe interference wave, and a matrix obtained by extracting a specified number of eigenvectors from a matrix related to eigenvectors constituting a part of the correlation matrix calculated by the correlation matrix calculation unit, A projection matrix related to the correlation matrix is calculated, and a pulse compression weight calculation unit that calculates a pulse compression weight corresponding to each range bin using the projection matrix, and a pulse compression weight calculated by the pulse compression weight calculation unit. , Spectral integration above The radar device according to claim 5, characterized in that it is constituted spectral product calculated from the coherent integration processor for coherent integration by parts.
上記第１のパルス圧縮手段と異なる手法で、上記散乱波受信手段から出力された受信信号をパルス圧縮するＭ個の第２のパルス圧縮手段と、レンジビン毎に、上記第１のパルス圧縮手段における第ｍ（ｍ＝１，…，Ｍ）番目のパルス信号送信手段によりパルス圧縮された受信信号又は上記第２のパルス圧縮手段における第ｍ番目のパルス信号送信手段によりパルス圧縮された受信信号を選択して、その選択した受信信号を合成手段に出力する複数の選択手段とを設けたことを特徴とする請求項５記載のレーダ装置。 M (M is an integer of 1 or more) pulse compression means are used as the first pulse compression means,
In a manner different from the first pulse compression means, and M second pulse compression means for pulse compression of the received signal output from the scattered wave receiving means, for each range bin, in the first pulse compression means Select a reception signal pulse-compressed by the m-th (m = 1,..., M) -th pulse signal transmission means or a reception signal pulse-compressed by the m-th pulse signal transmission means in the second pulse compression means. 6. A radar apparatus according to claim 5, further comprising a plurality of selecting means for outputting the selected received signal to the synthesizing means.
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