JP6468437B2 - 充電システム - Google Patents

Description

本発明は、充電システムに関する。

特許文献１に記載された充電システムは、第１整流回路と力率改善回路と第１インバータと電圧調整回路とをトランスの一次側に設け、第２整流回路と第２インバータとをトランスの２次側に設ける。第１整流回路は、商用交流電源を整流し、力率改善回路は、整流された直流電圧を昇圧し、第１インバータは、昇圧された直流電圧を第１の高周波交流に変換する。

第２整流回路は、第１の高周波交流に基づいて二次巻線に誘起される高周波交流を整流し主電池に出力する。第２インバータは、主電池の直流電圧を第２の高周波交流に変換する。

特開平９−９４１７号公報

特許文献１に記載された充電システムに設けられた力率改善回路は、力率を高くする機能と強電ＤＣ線およびバッテリに電源系統の２倍周波数の電流リプルを送出しない機能とを有している。

しかしながら、近年では、力率改善回路を削除し、強電ＤＣ線およびバッテリに電源系統の２倍周波数の電流リプルを送出しない機能と力率を高くする機能とを実現することができる回路が要望されていた。

本発明の課題は、力率改善回路を削除し、強電ＤＣ線およびバッテリに電源系統の２倍周波数の電流リプルを送出しない機能を実現することができる充電システムを提供することにある。

リプルキャンセル制御器は、交流電源の交流電圧を整流して直流電圧を得る充電器の出力側と充電器により充電されるバッテリとインバータの入力側に接続され、インバータに入力される直流電圧に基づき周期的に変化する波形の電流からなるリプルキャンセル信号を生成し、変換器で変換されたＤ軸交流電流にリプルキャンセル信号を加算することで充電器で発生する商用交流電源の周波数の２倍周波数の電流リプルを吸収する。

本発明によれば、インバータに入力される直流電圧に基づき周期的に変化する波形の電流からなるリプルキャンセル信号を生成し、変換器で変換されたＤ軸交流電流にリプルキャンセル信号を加算することで充電器で発生する商用交流電源の周波数の２倍周波数の電流リプルを吸収するので、バッテリに電源系統の２倍周波数の電流リプルが送出されなくなる。

本発明の実施例１に係る充電システムの構成を示す図である。 本発明の実施例１に係る充電システムのＤＡＢ内のスイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ５との位相差φと各スイッチ素子のタイミングチャートである。 本発明の実施例１に係る充電システムの充電器コントローラの詳細な構成図である。 本発明の実施例１に係る充電システムのモータコントローラの詳細な構成図である。 本発明の実施例１に係る充電システムの各部の電圧と電流と電力の動作波形を示す図である。 本発明の実施例１に係る充電システムのモータコントローラ内のアクティブリプルキャンセル制御器がオン時の各部のタイミングチャートである。 本発明の実施例２に係る充電システムのモータの電流と電力の動作波形を示す図である。 本発明の実施例３に係る充電システムのモータの電流と電力の動作波形を示す図である。

以下、本発明の実施の形態に係る充電システムについて、図面を参照しながら詳細に説明する。
（実施例１）

図１は、本発明の実施例１に係る充電システムの構成を示す図である。この充電システムは、商用交流電源１、端子２、充電器３、バッテリ４、インバータ５、モータ６、アクティブリプルキャンセル制御器８を備えるモータコントローラ７、充電器コントローラ１０を備える。

商用交流電源１は、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用系統の交流電圧を差し込み用の端子２を介して充電器３内のフィルタ３１に出力する。充電器３は、商用交流電源１の交流電圧を整流して直流電圧を得るもので、フィルタ３１、整流器３２、ＤＡＢ（Dual Active Bridge）３３を有する。フィルタ３１は、コンデンサＣ１〜Ｃ３、トランスＴ１を備え、商用交流電源１の交流電圧に含まれるノイズを除去する。

コンデンサＣ１は端子２の両端に接続されている。トランスＴ１は、第１巻線ｎ１と第２巻線ｎ２とが電磁結合し、第１巻線ｎ１の一端がコンデンサＣ１の一端に接続され、第１巻線ｎ１の他端がコンデンサＣ２の一端に接続されている。第２巻線ｎ２の一端がコンデンサＣ１の他端に接続され、第２巻線ｎ２の他端がコンデンサＣ３の一端に接続されている。コンデンサＣ２の他端とコンデンサＣ３の他端とは接地されている。

整流器３２は、フィルタ３１からの交流電圧を整流して整流電圧をＤＡＢ３３に出力する。ＤＡＢ３３は、第１ブリッジ回路３３ａ、トランスＴ２、第２ブリッジ回路３３ｂを備える。第１ブリッジ回路３３ａは、第１スイッチ素子Ｑ１、第２スイッチ素子Ｑ２、第３スイッチ素子Ｑ３及び第４スイッチ素子Ｑ４をブリッジ接続し、整流器３２の整流電圧をスイッチングすることにより高周波電圧に変換する。

第１スイッチ素子Ｑ１と第２スイッチ素子Ｑ２との直列回路の両端及び第３スイッチ素子Ｑ３と第４スイッチ素子Ｑ４との直列回路の両端は、整流器３２の出力端及びコンデンサＣ４の両端に接続されている。

トランスＴ２は、一次巻線Ｐと二次巻線Ｓとが電磁結合し、一次巻線Ｐは第１スイッチ素子Ｑ１と第２スイッチ素子Ｑ２との接続点と、第３スイッチ素子Ｑ３と第４スイッチ素子Ｑ４との接続点とに接続されている。二次巻線Ｓは、第５スイッチ素子Ｑ５と第６スイッチ素子Ｑ６との接続点と、第７スイッチ素子Ｑ７と第８スイッチ素子Ｑ８との接続点とに接続されている。

第２ブリッジ回路３３ｂは、第５スイッチ素子Ｑ５、第６スイッチ素子Ｑ６、第７スイッチ素子Ｑ７及び第８スイッチ素子Ｑ８をブリッジ接続し、トランスＴ２を介して第１ブリッジ回路３３ａの高周波電圧を直流電圧に変換しバッテリ４に供給する。

第１ブリッジ回路３３ａ、トランスＴ２及び第２ブリッジ回路３３ｂを備えたＤＡＢ３３を用いることにより、充電器３を小型化することができる。

第５スイッチ素子Ｑ５と第６スイッチ素子Ｑ６との直列回路の両端及び第７スイッチ素子Ｑ７と第８スイッチ素子Ｑ８との直列回路の両端は、コンデンサＣ５の両端及びインバータ５の入力端に接続されている。第１スイッチ素子Ｑ１〜第８スイッチ素子Ｑ８は、ＭＯＳＦＥＴからなる。バッテリ４は、充電器３の出力側に接続され、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をオンすることで充電器３により充電される。

インバータ５は、充電器３の出力側およびスイッチＳＷ１，ＳＷ２を介してバッテリ４に接続され、直流電圧を交流に変換する。インバータ５は、３相インバータからなり、Ｕ相の第９スイッチ素子Ｑ９及び第１０スイッチ素子Ｑ１０、Ｖ相の第１１スイッチ素子Ｑ１１及び第１２スイッチ素子Ｑ１２、Ｗ相の第１３スイッチ素子Ｑ１３及び第１４スイッチ素子Ｑ１４を有する。第９スイッチ素子Ｑ９と第１０スイッチ素子Ｑ１０の直列回路、第１１スイッチ素子Ｑ１１と第１２スイッチ素子Ｑ１２の直列回路及び第１３スイッチ素子Ｑ１３と第１４スイッチ素子Ｑ１４の直列回路は、コンデンサＣ５，Ｃ６の両端に接続される。

第９スイッチ素子Ｑ９と第１０スイッチ素子Ｑ１０との接続点は、モータ６のＵ相コイル６ａに接続され、第１１スイッチ素子Ｑ１１と第１２スイッチ素子Ｑ１２との接続点は、Ｖ相コイル６ｂに接続されている。第１３スイッチ素子Ｑ１３と第１４スイッチ素子Ｑ１４との接続点は、Ｗ相コイル６ｃに接続されている。第９スイッチ素子Ｑ９〜第１４スイッチ素子Ｑ１４は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）からなる。

モータ６は、３相モータからなり、インバータ５の出力側に接続され、インバータ５からの交流により回転駆動する。

インバータ５の入力両端にはアクティブリプルキャンセル制御器８を備えたモータコントローラ７が接続されている。モータコントローラ７は、モータ６からのモータ回転角センサ読み取り値とＵＶＷ相の電流センサ７ａ〜７ｃからの電流センサ読み取り値とインバータ５の入力両端の電圧値に基づいてＵＶＷ相の３相変調率指令値を生成する。モータコントローラ７は、生成された３相変調率指令値をインバータのＵＶＷ相に出力することによりモータ６を制御する。

アクティブリプルキャンセル制御器８は、充電器３の出力側とバッテリ４とインバータ５の入力側に接続され、充電器３で発生する商用交流電源１の周波数の２倍周波数の電流リプルを吸収する。充電器コントローラ１０は、充電器３の伝達電力Ｐを制御する。

次にこのように構成された実施例１に係る充電システムの動作を図面を参照しながら、説明する。まず、商用交流電源から端子２を介する交流電圧Ｖと交流電流Ｉとは、図５に示すように５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの周波数ｆ_ＧＲＩＤで正負に変化する。電力は交流電圧Ｖと交流電流Ｉとを乗算したものであるので、電力Ｐの周波数は、周波数ｆ_ＧＲＩＤの２倍周波数となる。

次に、フィルタ３１を通過した交流電圧Ｖと交流電流Ｉとは、整流器３２と充電器コントローラ１０に出力される。充電器コントローラ１０は、図３に示すように、スイッチ制御部１１、ＬＰＦ１０１、絶対値化部１０２、コンダクタンス部１０３、乗算器１０４、係数器１０５、除算器１０６と、係数器１０７を備える。

スイッチ制御部１１は、第１ブリッジ回路３３ａについて、対角に配置された一方の２つのスイッチ素子Ｑ１，Ｑ４と他方の２つのスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３をデューティ５０％で交互にオンオフさせる。スイッチ制御部１１は、第２ブリッジ回路３３ｂについて、対角に配置された一方の２つのスイッチ素子Ｑ５，Ｑ８と他方の２つのスイッチ素子Ｑ６，Ｑ７をデューティ５０％で交互にオンオフさせる。

スイッチ制御部１１は、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ４とスイッチ素子Ｑ５，Ｑ８との位相差φ及びスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３とスイッチ素子Ｑ６，Ｑ７との位相差φを制御することにより、充電器３の伝達電力Ｐを制御する。

この伝達電力Ｐは、以下の式（１）で表される。
Ｐ＝Ｅ_１Ｉ_１＝Ｅ_２Ｉ_２＝Ｅ_１Ｅ_２φ（１−φ／π）／ωＬ …（１）

ここで、Ｅ_１は、第１ブリッジ回路３３ａの入力電圧、Ｅ_２は、第２ブリッジ回路３３ｂの出力電圧、φは、前記位相差、ＬはトランスＴ２の一次巻線Ｐと二次巻線Ｓとの間のリーケージインダクタンス（漏れインダクタンス）である。ω＝２πｆは、角速度であり、ｆは、トランスＴ２に印加される電圧の周波数である。

位相差φは、式（１）を用いて式（２）に変形される。ただし、（１−φ／π）の部分は１とみなし、Ｉ_１＝ｋＥ_１となるような制御を狙いとしている。ｋはあるコンダクタンス値である。
φ＝ｋＥ_１ωＬ／Ｅ_２ …（２）

このため、位相差φを調整することで、伝達電力Ｐを可変することができる。図２にスイッチ素子Ｑ１のパルス信号とスイッチ素子Ｑ５のパルス信号との位相差φを変化させた例を示した。位相差φは、充電器コントローラ１０の以下の処理により生成される。

まず、ＬＰＦ１０１は、フィルタ３１からの交流電圧の周波数の内の低域周波数のみを通過させる。絶対値化部１０２は、ＬＰＦ１０１からの交流電圧を絶対化して正の交流電圧Ｅ_１を生成する。コンダクタンス部１０３は、コンダクタンスである抵抗の逆数ｋを乗算器１０４に出力する。

乗算器１０４は、絶対値化部１０２からの正の交流電圧にコンダクタンスである抵抗の逆数を乗算することで正の交流電圧の位相と同位相の電流Ｉ_１の目標値を生成する。即ち、図５に示すように、第１ブリッジ回路３３ａの電圧Ｖの位相と電流Ｉの位相とを同位相にすることができ、力率を改善することができる。なお、絶対値化部１０２、コンダクタンスｋ生成部１０３及び乗算器１０４は、本発明の電流生成部に対応する。

係数器１０５は、乗算器１０４からの電流Ｉにある係数を乗算して電圧Ｅ_１を生成する。除算器１０６は、本発明の除算器に対応し、係数器１０５からの信号を第２ブリッジ回路３３ｂからの電圧Ｅ_２で除算する。係数器１０７は、除算器１０６からの除算出力にωＬを乗算して位相差φを得て、位相差φをスイッチ制御部１１に出力する。係数器１０７は、本発明の位相差算出部に対応する。

第２ブリッジ回路３３ｂの出力では、図５に示すように、電圧が一定の直流電圧Ｖとなる。電力Ｐは一定であり、周波数が周波数ｆ_ＧＲＩＤの２倍周波数であることから、電流Ｉの周波数も、商用周波数ｆ_ＧＲＩＤの２倍周波数となる。

次に、第２ブリッジ回路３３ｂからの直流電圧Ｖと電流Ｉの直流成分は、バッテリ４に入力される。第２ブリッジ回路３３ｂからの直流電圧Ｖと電流Ｉの交流成分とは、インバータ５に入力される。このため、インバータ５に入力される電流Ｉの交流成分の周波数は、商用周波数ｆ_ＧＲＩＤの２倍周波数となる。

このとき、アクティブリプルキャンセル制御器８は、第２ブリッジ回路３３ｂからの電流リプルを吸収して電流リプルがバッテリ４に送出されないように制御する。このアクティブリプルキャンセル制御器８及びモータコントローラ７を図４を参照しながら説明する。

まず、モータコントローラ７において、係数器７１は、モータ６からのモータ回転角センサ読み取り値にある係数を乗算してＵＶＷ／ＤＱ変換器７２とＤＱ／ＵＶＷ変換器８０とに出力する。ＵＶＷ／ＤＱ変換器７２は、３相用の電流センサ７ａ〜７ｃで検出されたインバータ５の３相の交流電流読み取り値を、Ｄ軸交流電流とＱ軸交流電流に変換し、Ｄ軸交流電流を加算器７７に出力し、Ｑ軸交流電流を加算器７４に出力する。ＵＶＷ／ＤＱ変換器７２は、本発明の変換器に対応する。

次に、アクティブリプルキャンセル制御器８において、係数器８４は、インバータ５の入力端からのインバータＤＣ電圧センサ読み取り値に、ある係数を乗算して加算器８７に出力する。インバータ５の入力端からのインバータＤＣ電圧センサ読み取り値には、商用交流電源１の周波数の２倍周波数の電流リプルが含まれる。

係数器８６は、目標値である直流電圧８５にある係数を乗算して加算器８７に出力する。加算器８７は、係数器８６の出力から係数器８４からの出力を減算して乗算器８９に出力する。乗算器８９は、正弦波部８８からの正弦波信号と加算器８７からの出力とを乗算する。

加算器９１は、直流電圧９０に乗算器８９からの出力を加算して係数器９２を介してＬＰＦ９３に出力する。ＬＰＦ９３は、係数器９２からの出力の低域周波数のみを通過させる。リミッタ９４は、ＬＰＦ９３からの出力の振幅を制限する。平方根部９５は、リミッタ９４からの出力の平方根を求め乗算器９６に出力する。

乗算器９６は、正弦波部８８からの正弦波信号と平方根部９５からの出力とを乗算して、乗算出力をリプルキャンセル信号として加算器７７に出力する。即ち、アクティブリプルキャンセル制御器８は、インバータ５に入力される直流電圧に基づき周期的に変化する波形の電流からなるリプルキャンセル信号を生成する。このリプルキャンセル信号、即ち、リプルキャンセル用のＤ軸交流電流には、正弦波信号と直流電圧（本発明の第２直流電圧）とを加算し得られた加算出力の平方根からなる信号が含まれる。

加算器７７は、アクティブリプルキャンセル制御器８で生成されたリプルキャンセル信号からＵＶＷ／ＤＱ変換器７２で変換されたＤ軸交流電流を減算することにより、電流リプルを吸収する。このため、力率改善回路を用いることなく、バッテリ４に電流リプルが送出されなくなり、バッテリ４の発熱・騒音を低減することができる。

図６に、アクティブリプルキャンセル制御器８がオン時の各部のタイミングチャートを示す。時刻ｔ１において充電器３をオンすると、商用周波数５０Ｈｚの２倍の１００Ｈｚを持つ振幅が大きいリプル電流が発生する。時刻ｔ２においてアクティブリプルキャンセル制御器８がオンすると、アクティブリプルキャンセル制御器８はリプルキャンセル信号を生成する。このため、リプルキャンセル信号からなるＤ軸交流電流により、１００Ｈｚの振幅が大きいリプル電流がキャンセルされるので、バッテリ電流のリプル電流が小さくなる。

また、Ｄ軸交流電流を用いることで、モータ６がトルクを発生しないため、単相の充電器３の動作中にモータ６から振動・騒音が発生しなくなる。

また、Ｄ軸交流電流の正弦波信号は、商用周波数ｆ_ＧＲＩＤの２倍周波数である。即ち、充電器３が発生する電流リプルが商用周波数ｆ_ＧＲＩＤの２倍周波数であるため、この電流リプルの成分をキャンセルするために周波数を同期させることができる。

次に、ＰＩ補償器７８及び加算器７９は、加算器７７の出力に対して比例処理Ｐを施したものから、比例処理Ｐと積分処理Ｉとの処理を施したものを減算してＤ軸交流電流としてＤＱ／ＵＶＷ変換器８０に出力する。このＤ軸交流電流は、正弦波信号と直流電圧とを加算し得られた加算出力の平方根からなる信号である。

加算器７４は、目標値である直流電圧７３からＱ軸交流電流を減算する。ＰＩ補償器７５及び加算器７６は、加算器７４の出力に対して比例処理Ｐを施したものから、比例処理Ｐと積分処理Ｉとの処理を施したものを減算してＱ軸交流電流としてＤＱ／ＵＶＷ変換器８０に出力する。ＤＱ／ＵＶＷ変換器８０は、加算器７９からのＤ軸交流電流と加算器７６からのＱ軸交流電流とをＵＶＷ交流電流に変換し３相変調率指令値として、係数器８１〜８３を介してインバータ５のＵＶＷの各スイッチ素子Ｑ９〜Ｑ１４に出力する。

インバータ５は、モータコントローラ７からの３相変調率指令値に基づき、ＵＶＷの各スイッチ素子Ｑ９〜Ｑ１４をオンオフ制御して、直流を交流に変換し、モータ６に供給する。このとき、Ｄ軸交流電流Ｉｄは、正弦波信号と直流電圧とを加算し得られた加算出力の平方根からなる信号からなる。即ち、モータへの入力電力が正弦波となるため、制御が容易となる。

また、Ｌ_ＤがＤ軸インダクタンス、ｉ_{Ｄ_ＭＡＸ}がＤ軸交流電流の最大値、ｉ_{Ｄ_ＭＩＮ}がＤ軸交流電流の最小値、ｆ_ＧＲＩＤが商用交流電源１の周波数、Ｐ_{ＣＨＡＲＧＥ_ＡＶＥ}が平均電力である場合に、以下の式（３）が成立する。
Ｌ_Ｄ×（ｉ_{Ｄ_ＭＡＸ} ^２−ｉ_{Ｄ_ＭＩＮ} ^２）／２×２π×（２ｆ_ＧＲＩＤ）＝Ｐ_{ＣＨＡＲＧＥ_ＡＶＥ} …（３）

即ち、単相の充電器３が発生する電流リプルと、モータ６が吸収する電流リプルの振幅を合せることができ、電流リプルの吸収の効果を最大化できる。
（実施例２）

図７は、本発明の実施例２に係る充電システムのモータの電流と電力の動作波形を示す図である。図７では、モータＤ軸電流Ｉｄは、商用交流電源１の周波数と同一周波数の正弦波信号であることを特徴とする。

Ｄ軸交流電流Ｉｄの周波数は、商用交流電源１の周波数と同一周波数でも、電力Ｐは、モータＤ軸電流Ｉｄを二乗した値に係数を乗算した値であるから、電力Ｐの周波数は、商用交流電源１の周波数の２倍周波数となる。Ｄ軸交流電流Ｉｄを、商用交流電源１の周波数と同一周波数することにより、モータ６への入力電力が正弦波となるため、制御が容易になる。

この場合、モータコントローラ７からインバータ５に出力される３相変調率指令値を変えることにより、Ｄ軸交流電流Ｉｄの周波数を商用交流電源１の周波数と同一周波数とすることができる。

また、図７に示すように、正弦波信号からなる電流Ｉｄの位相は、図５に示す商用交流電源１の交流信号の位相に対して、４５°＋ｎ×１８０°（ｎは自然数）だけ遅れる。例えば、電流がゼロとなる商用交流電源１の交流信号の位相は、ゼロであり、電流がゼロとなる正弦波信号からなる電流Ｉｄの位相は、４５°である。

即ち、単相の充電器３が発生する電流リプルと、モータ６が吸収する電流リプルの振幅を合せることができ、電流リプルの吸収の効果を最大化できる。

また、Ｌ_ＤがＤ軸インダクタンス、ｉ_{Ｄ_ＡＭＰ}がＤ軸交流電流、ｆ_ＧＲＩＤが商用交流電源１の周波数、Ｐ_{ＣＨＡＲＧＥ_ＡＶＥ}が平均電力である場合に、以下の式が成立する。
Ｌ_Ｄ×（ｉ_{Ｄ_ＡＭＰ} ^２）／２×２π×（２ｆ_ＧＲＩＤ）＝Ｐ_{ＣＨＡＲＧＥ_ＡＶＥ}…（４）

即ち、単相の充電器３が発生する電流リプルと、モータ６が吸収する電流リプルの振幅を合せることができ、電流リプルの吸収の効果を最大化できる。
（実施例３）

図８は、本発明の実施例３に係る充電システムのモータの電流と電力の動作波形を示す図である。図８では、Ｄ軸交流電流Ｉｄは、商用交流電源１の周波数と同一周波数の正弦波信号であることを特徴とする。このため、実施例２に係る充電システムの効果と同様な効果が得られる。

また、図８に示すように、正弦波信号からなる電流Ｉｄの位相は、図７に示す正弦波信号からなる電流Ｉｄの位相に対して逆相になっている。このため、図８に示す正弦波信号からなる電流Ｉｄの位相は、商用交流電源１の交流信号の位相に対して、４５°＋ｎ×１８０°（ｎは自然数）だけ遅れている。例えば、電流がゼロとなる商用交流電源１の交流信号の立ち上がりタイミングの位相は、ゼロであり、電流がゼロとなる正弦波信号からなる電流Ｉｄの立ち上がりタイミングの位相は、２２５°である。

また、図８に示す正弦波信号からなる電流Ｉｄの位相は、図７に示す正弦波信号からなる電流Ｉｄの位相に対して逆相になっているので、マイナス成分の３相変調指令値をインバータ５に入力すればよい。このような構成であっても、実施例２に係る充電システムの効果と同様な効果が得られる。

なお、電気自動車を例に挙げて実施例を説明したが、自動車用途だけに本発明の適用先は留まらない。例えば、インバータとモータを有する産業用機器や電化製品などでも適用することができる。

１ 商用交流電源
２ 端子
３ 充電器
４ バッテリ
５ インバータ
６ モータ
７ モータコントローラ
７ａ〜７ｃ 電流センサ
８ アクティブリプルキャンセル制御器
１０ 充電器コントローラ
１１ スイッチ制御部
３１ フィルタ
３２ 整流器
３３ａ 第１ブリッジ回路
３３ｂ 第２ブリッジ回路
７２ ＵＶＷ／ＤＱ変換器
７７ 加算器
１０２ 絶対値化部
１０３ コンダクタンス部
１０４ 乗算器
１０６ 除算器
１０７ 係数器
Ｔ１，Ｔ２ トランス
Ｑ１〜Ｑ１４ 第１スイッチ素子〜第１４スイッチ素子
ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチ

Claims (7)

1. 交流電源の交流電圧を整流して直流電圧を得る充電器と、
   前記充電器の出力側に接続され、前記充電器により充電されるバッテリと、
   前記充電器の出力側および前記バッテリに接続され、前記バッテリの直流電圧を交流に変換し交流をモータに供給するインバータと、
   前記インバータのＵ相Ｖ相Ｗ相の３相の交流電流をＤ軸交流電流とＱ軸交流電流に変換する変換器と、
   前記充電器の出力側と前記バッテリと前記インバータの入力側に接続され、前記インバータに入力される前記直流電圧に基づき周期的に変化する波形の電流からなるリプルキャンセル信号を生成し、前記変換器で変換されたＤ軸交流電流に前記リプルキャンセル信号を加算することで前記充電器で発生する前記交流電源の周波数の２倍周波数の電流リプルを吸収するリプルキャンセル制御器とを備え、
   前記充電器は、第１スイッチ素子乃至第４スイッチ素子をブリッジ接続し、前記交流電圧を整流した整流電圧をスイッチングすることにより高周波電圧に変換する第１ブリッジ回路と、
   一次巻線が前記第１ブリッジ回路の出力側に接続されるトランスと、
   第５スイッチ素子乃至第８スイッチ素子をブリッジ接続し、前記トランスの二次巻線に接続され前記トランスを介して前記高周波電圧を前記直流電圧に変換して前記バッテリに供給する第２ブリッジ回路と、
   前記第１ブリッジ回路と前記第２ブリッジ回路の各々について、対角に配置された一方の２つのスイッチ素子と他方の２つのスイッチ素子を交互にオンオフし前記第１ブリッジ回路の一方の２つのスイッチ素子と前記第２ブリッジ回路の一方の２つのスイッチ素子との位相差及び前記第１ブリッジ回路の他方の２つのスイッチ素子と前記第２ブリッジ回路の他方の２つのスイッチ素子との位相差を制御するスイッチ制御部、前記交流電圧の位相と同位相の電流を生成する電流生成部、前記電流生成部で生成された電流に基づく電圧を前記第２ブリッジ回路の前記直流電圧で除算する除算器、前記除算器の除算出力に基づいて前記位相差を算出して前記スイッチ制御部に出力する位相差算出部を備える充電器コントローラとを備えることを特徴とする充電システム。
2. 前記Ｄ軸交流電流は、正弦波信号と第２直流電圧とを加算し得られた加算出力の平方根からなることを特徴とする請求項１記載の充電システム。
3. 前記正弦波信号の周波数は、前記交流電源の周波数の２倍周波数であることを特徴とする請求項２記載の充電システム。
4. Ｌ_ＤがＤ軸インダクタンス、ｉ_{Ｄ_ＭＡＸ}がＤ軸交流電流の最大値、ｉ_{Ｄ_ＭＩＮ}がＤ軸交流電流の最小値、ｆ_ＧＲＩＤが前記交流電源の周波数、Ｐ_{ＣＨＡＲＧＥ_ＡＶＥ}が平均電力である場合に、以下の式
   Ｌ_Ｄ×（ｉ_{Ｄ_ＭＡＸ} ^２−ｉ_{Ｄ_ＭＩＮ} ^２）／２×２π×（２ｆ_ＧＲＩＤ）＝Ｐ_{ＣＨＡＲＧＥ_ＡＶＥ}
   が成立することを特徴とする請求項２記載の充電システム。
5. 前記Ｄ軸交流電流は、前記交流電源の周波数と同一周波数の正弦波信号からなることを特徴とする請求項１記載の充電システム。
6. 前記正弦波信号の位相は、前記交流電源の位相に対して、４５°＋ｎ×１８０°（ｎは自然数）だけ遅れることを特徴とする請求項５記載の充電システム。
7. Ｌ_ＤがＤ軸インダクタンス、ｉ_{Ｄ_ＡＭＰ}がＤ軸交流電流、ｆ_ＧＲＩＤが前記交流電源の周波数、Ｐ_{ＣＨＡＲＧＥ_ＡＶＥ}が平均電力である場合に、以下の式
   Ｌ_Ｄ×（ｉ_{Ｄ_ＡＭＰ} ^２）／２×２π×（２ｆ_ＧＲＩＤ）＝Ｐ_{ＣＨＡＲＧＥ_ＡＶＥ}
   が成立することを特徴とする請求項５記載の充電システム。

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