JP6468437B2 - Charging system - Google Patents
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Description
本発明は、充電システムに関する。 The present invention relates to a charging system.
特許文献1に記載された充電システムは、第1整流回路と力率改善回路と第1インバータと電圧調整回路とをトランスの一次側に設け、第2整流回路と第2インバータとをトランスの2次側に設ける。第1整流回路は、商用交流電源を整流し、力率改善回路は、整流された直流電圧を昇圧し、第1インバータは、昇圧された直流電圧を第1の高周波交流に変換する。
In the charging system described in Patent Document 1, a first rectifier circuit, a power factor correction circuit, a first inverter, and a voltage regulator circuit are provided on the primary side of the transformer, and a second rectifier circuit and a second inverter are connected to the
第2整流回路は、第1の高周波交流に基づいて二次巻線に誘起される高周波交流を整流し主電池に出力する。第2インバータは、主電池の直流電圧を第2の高周波交流に変換する。 The second rectifier circuit rectifies the high-frequency alternating current induced in the secondary winding based on the first high-frequency alternating current and outputs it to the main battery. The second inverter converts the DC voltage of the main battery into a second high-frequency AC.
特許文献1に記載された充電システムに設けられた力率改善回路は、力率を高くする機能と強電DC線およびバッテリに電源系統の2倍周波数の電流リプルを送出しない機能とを有している。 The power factor correction circuit provided in the charging system described in Patent Document 1 has a function of increasing the power factor and a function of not sending a current ripple having a frequency twice that of the power supply system to the high power DC line and the battery. Yes.
しかしながら、近年では、力率改善回路を削除し、強電DC線およびバッテリに電源系統の2倍周波数の電流リプルを送出しない機能と力率を高くする機能とを実現することができる回路が要望されていた。 However, in recent years, there has been a demand for a circuit capable of eliminating the power factor correction circuit and realizing a function of not sending a current ripple having a frequency twice that of the power supply system to the high-power DC line and the battery and a function of increasing the power factor. It was.
本発明の課題は、力率改善回路を削除し、強電DC線およびバッテリに電源系統の2倍周波数の電流リプルを送出しない機能を実現することができる充電システムを提供することにある。 An object of the present invention is to provide a charging system capable of realizing a function that eliminates a power factor correction circuit and does not send a current ripple having a frequency twice that of a power supply system to a high-power DC line and a battery.
リプルキャンセル制御器は、交流電源の交流電圧を整流して直流電圧を得る充電器の出力側と充電器により充電されるバッテリとインバータの入力側に接続され、インバータに入力される直流電圧に基づき周期的に変化する波形の電流からなるリプルキャンセル信号を生成し、変換器で変換されたD軸交流電流にリプルキャンセル信号を加算することで充電器で発生する商用交流電源の周波数の2倍周波数の電流リプルを吸収する。 The ripple cancel controller is connected to the output side of the charger that rectifies the AC voltage of the AC power source to obtain the DC voltage, the battery charged by the charger, and the input side of the inverter, and is based on the DC voltage input to the inverter Generate a ripple cancel signal consisting of a current with a waveform that changes periodically, and add the ripple cancel signal to the D-axis AC current converted by the converter to double the frequency of the commercial AC power generated by the charger To absorb current ripple.
本発明によれば、インバータに入力される直流電圧に基づき周期的に変化する波形の電流からなるリプルキャンセル信号を生成し、変換器で変換されたD軸交流電流にリプルキャンセル信号を加算することで充電器で発生する商用交流電源の周波数の2倍周波数の電流リプルを吸収するので、バッテリに電源系統の2倍周波数の電流リプルが送出されなくなる。 According to the present invention, a ripple cancel signal including a current having a waveform that periodically changes based on a DC voltage input to an inverter is generated, and the ripple cancel signal is added to the D-axis AC current converted by the converter. in so absorbs the current ripple of twice the frequency of the frequency of the commercial AC power source generated by the charger, current ripple of twice the frequency of the power supply system to the battery is no longer delivered.
以下、本発明の実施の形態に係る充電システムについて、図面を参照しながら詳細に説明する。
(実施例1)
Hereinafter, a charging system according to an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
Example 1
図1は、本発明の実施例1に係る充電システムの構成を示す図である。この充電システムは、商用交流電源1、端子2、充電器3、バッテリ4、インバータ5、モータ6、アクティブリプルキャンセル制御器8を備えるモータコントローラ7、充電器コントローラ10を備える。
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a charging system according to Embodiment 1 of the present invention. This charging system includes a commercial AC power source 1, a
商用交流電源1は、50Hz又は60Hzの商用系統の交流電圧を差し込み用の端子2を介して充電器3内のフィルタ31に出力する。充電器3は、商用交流電源1の交流電圧を整流して直流電圧を得るもので、フィルタ31、整流器32、DAB(Dual Active Bridge)33を有する。フィルタ31は、コンデンサC1〜C3、トランスT1を備え、商用交流電源1の交流電圧に含まれるノイズを除去する。
The commercial AC power supply 1 outputs an AC voltage of a commercial system of 50 Hz or 60 Hz to the
コンデンサC1は端子2の両端に接続されている。トランスT1は、第1巻線n1と第2巻線n2とが電磁結合し、第1巻線n1の一端がコンデンサC1の一端に接続され、第1巻線n1の他端がコンデンサC2の一端に接続されている。第2巻線n2の一端がコンデンサC1の他端に接続され、第2巻線n2の他端がコンデンサC3の一端に接続されている。コンデンサC2の他端とコンデンサC3の他端とは接地されている。
The capacitor C1 is connected to both ends of the
整流器32は、フィルタ31からの交流電圧を整流して整流電圧をDAB33に出力する。DAB33は、第1ブリッジ回路33a、トランスT2、第2ブリッジ回路33bを備える。第1ブリッジ回路33aは、第1スイッチ素子Q1、第2スイッチ素子Q2、第3スイッチ素子Q3及び第4スイッチ素子Q4をブリッジ接続し、整流器32の整流電圧をスイッチングすることにより高周波電圧に変換する。
The
第1スイッチ素子Q1と第2スイッチ素子Q2との直列回路の両端及び第3スイッチ素子Q3と第4スイッチ素子Q4との直列回路の両端は、整流器32の出力端及びコンデンサC4の両端に接続されている。
Both ends of the series circuit of the first switch element Q1 and the second switch element Q2 and both ends of the series circuit of the third switch element Q3 and the fourth switch element Q4 are connected to the output terminal of the
トランスT2は、一次巻線Pと二次巻線Sとが電磁結合し、一次巻線Pは第1スイッチ素子Q1と第2スイッチ素子Q2との接続点と、第3スイッチ素子Q3と第4スイッチ素子Q4との接続点とに接続されている。二次巻線Sは、第5スイッチ素子Q5と第6スイッチ素子Q6との接続点と、第7スイッチ素子Q7と第8スイッチ素子Q8との接続点とに接続されている。 In the transformer T2, the primary winding P and the secondary winding S are electromagnetically coupled, and the primary winding P has a connection point between the first switch element Q1 and the second switch element Q2, a third switch element Q3, and a fourth switch element. It is connected to a connection point with the switch element Q4. The secondary winding S is connected to a connection point between the fifth switch element Q5 and the sixth switch element Q6 and a connection point between the seventh switch element Q7 and the eighth switch element Q8.
第2ブリッジ回路33bは、第5スイッチ素子Q5、第6スイッチ素子Q6、第7スイッチ素子Q7及び第8スイッチ素子Q8をブリッジ接続し、トランスT2を介して第1ブリッジ回路33aの高周波電圧を直流電圧に変換しバッテリ4に供給する。
The
第1ブリッジ回路33a、トランスT2及び第2ブリッジ回路33bを備えたDAB33を用いることにより、充電器3を小型化することができる。
By using the DAB 33 including the
第5スイッチ素子Q5と第6スイッチ素子Q6との直列回路の両端及び第7スイッチ素子Q7と第8スイッチ素子Q8との直列回路の両端は、コンデンサC5の両端及びインバータ5の入力端に接続されている。第1スイッチ素子Q1〜第8スイッチ素子Q8は、MOSFETからなる。バッテリ4は、充電器3の出力側に接続され、スイッチSW1,SW2をオンすることで充電器3により充電される。
Both ends of the series circuit of the fifth switch element Q5 and the sixth switch element Q6 and both ends of the series circuit of the seventh switch element Q7 and the eighth switch element Q8 are connected to both ends of the capacitor C5 and the input terminal of the
インバータ5は、充電器3の出力側およびスイッチSW1,SW2を介してバッテリ4に接続され、直流電圧を交流に変換する。インバータ5は、3相インバータからなり、U相の第9スイッチ素子Q9及び第10スイッチ素子Q10、V相の第11スイッチ素子Q11及び第12スイッチ素子Q12、W相の第13スイッチ素子Q13及び第14スイッチ素子Q14を有する。第9スイッチ素子Q9と第10スイッチ素子Q10の直列回路、第11スイッチ素子Q11と第12スイッチ素子Q12の直列回路及び第13スイッチ素子Q13と第14スイッチ素子Q14の直列回路は、コンデンサC5,C6の両端に接続される。
The
第9スイッチ素子Q9と第10スイッチ素子Q10との接続点は、モータ6のU相コイル6aに接続され、第11スイッチ素子Q11と第12スイッチ素子Q12との接続点は、V相コイル6bに接続されている。第13スイッチ素子Q13と第14スイッチ素子Q14との接続点は、W相コイル6cに接続されている。第9スイッチ素子Q9〜第14スイッチ素子Q14は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)からなる。
The connection point between the ninth switch element Q9 and the tenth switch element Q10 is connected to the
モータ6は、3相モータからなり、インバータ5の出力側に接続され、インバータ5からの交流により回転駆動する。
The
インバータ5の入力両端にはアクティブリプルキャンセル制御器8を備えたモータコントローラ7が接続されている。モータコントローラ7は、モータ6からのモータ回転角センサ読み取り値とUVW相の電流センサ7a〜7cからの電流センサ読み取り値とインバータ5の入力両端の電圧値に基づいてUVW相の3相変調率指令値を生成する。モータコントローラ7は、生成された3相変調率指令値をインバータのUVW相に出力することによりモータ6を制御する。
A
アクティブリプルキャンセル制御器8は、充電器3の出力側とバッテリ4とインバータ5の入力側に接続され、充電器3で発生する商用交流電源1の周波数の2倍周波数の電流リプルを吸収する。充電器コントローラ10は、充電器3の伝達電力Pを制御する。
The active ripple cancel
次にこのように構成された実施例1に係る充電システムの動作を図面を参照しながら、説明する。まず、商用交流電源から端子2を介する交流電圧Vと交流電流Iとは、図5に示すように50Hz又は60Hzの周波数fGRIDで正負に変化する。電力は交流電圧Vと交流電流Iとを乗算したものであるので、電力Pの周波数は、周波数fGRIDの2倍周波数となる。
Next, the operation of the charging system according to the first embodiment configured as described above will be described with reference to the drawings. First, the AC voltage V and the AC current I from the commercial AC power source through the
次に、フィルタ31を通過した交流電圧Vと交流電流Iとは、整流器32と充電器コントローラ10に出力される。充電器コントローラ10は、図3に示すように、スイッチ制御部11、LPF101、絶対値化部102、コンダクタンス部103、乗算器104、係数器105、除算器106と、係数器107を備える。
Next, the AC voltage V and the AC current I that have passed through the
スイッチ制御部11は、第1ブリッジ回路33aについて、対角に配置された一方の2つのスイッチ素子Q1,Q4と他方の2つのスイッチ素子Q2,Q3をデューティ50%で交互にオンオフさせる。スイッチ制御部11は、第2ブリッジ回路33bについて、対角に配置された一方の2つのスイッチ素子Q5,Q8と他方の2つのスイッチ素子Q6,Q7をデューティ50%で交互にオンオフさせる。
The
スイッチ制御部11は、スイッチ素子Q1,Q4とスイッチ素子Q5,Q8との位相差φ及びスイッチ素子Q2,Q3とスイッチ素子Q6,Q7との位相差φを制御することにより、充電器3の伝達電力Pを制御する。
The
この伝達電力Pは、以下の式(1)で表される。
P=E1I1=E2I2=E1E2φ(1−φ/π)/ωL …(1)
This transmitted power P is expressed by the following formula (1).
P = E 1 I 1 = E 2 I 2 = E 1 E 2 φ (1-φ / π) / ωL (1)
ここで、E1は、第1ブリッジ回路33aの入力電圧、E2は、第2ブリッジ回路33bの出力電圧、φは、前記位相差、LはトランスT2の一次巻線Pと二次巻線Sとの間のリーケージインダクタンス(漏れインダクタンス)である。ω=2πfは、角速度であり、fは、トランスT2に印加される電圧の周波数である。
Here, E 1 is the input voltage of the
位相差φは、式(1)を用いて式(2)に変形される。ただし、(1−φ/π)の部分は1とみなし、I1=kE1となるような制御を狙いとしている。kはあるコンダクタンス値である。
φ=kE1ωL/E2 …(2)
The phase difference φ is transformed into equation (2) using equation (1). However, the part of (1-φ / π) is regarded as 1, and the control is aimed at such that I 1 = kE 1 . k is a certain conductance value.
φ = kE 1 ωL / E 2 (2)
このため、位相差φを調整することで、伝達電力Pを可変することができる。図2にスイッチ素子Q1のパルス信号とスイッチ素子Q5のパルス信号との位相差φを変化させた例を示した。位相差φは、充電器コントローラ10の以下の処理により生成される。
For this reason, the transmitted power P can be varied by adjusting the phase difference φ. FIG. 2 shows an example in which the phase difference φ between the pulse signal of the switch element Q1 and the pulse signal of the switch element Q5 is changed. The phase difference φ is generated by the following process of the
まず、LPF101は、フィルタ31からの交流電圧の周波数の内の低域周波数のみを通過させる。絶対値化部102は、LPF101からの交流電圧を絶対化して正の交流電圧E1を生成する。コンダクタンス部103は、コンダクタンスである抵抗の逆数kを乗算器104に出力する。
First, the
乗算器104は、絶対値化部102からの正の交流電圧にコンダクタンスである抵抗の逆数を乗算することで正の交流電圧の位相と同位相の電流I1の目標値を生成する。即ち、図5に示すように、第1ブリッジ回路33aの電圧Vの位相と電流Iの位相とを同位相にすることができ、力率を改善することができる。なお、絶対値化部102、コンダクタンスk生成部103及び乗算器104は、本発明の電流生成部に対応する。
係数器105は、乗算器104からの電流Iにある係数を乗算して電圧E1を生成する。除算器106は、本発明の除算器に対応し、係数器105からの信号を第2ブリッジ回路33bからの電圧E2で除算する。係数器107は、除算器106からの除算出力にωLを乗算して位相差φを得て、位相差φをスイッチ制御部11に出力する。係数器107は、本発明の位相差算出部に対応する。
The
第2ブリッジ回路33bの出力では、図5に示すように、電圧が一定の直流電圧Vとなる。電力Pは一定であり、周波数が周波数fGRIDの2倍周波数であることから、電流Iの周波数も、商用周波数fGRIDの2倍周波数となる。
At the output of the
次に、第2ブリッジ回路33bからの直流電圧Vと電流Iの直流成分は、バッテリ4に入力される。第2ブリッジ回路33bからの直流電圧Vと電流Iの交流成分とは、インバータ5に入力される。このため、インバータ5に入力される電流Iの交流成分の周波数は、商用周波数fGRIDの2倍周波数となる。
Next, the direct current voltage V and the direct current component of the current I from the
このとき、アクティブリプルキャンセル制御器8は、第2ブリッジ回路33bからの電流リプルを吸収して電流リプルがバッテリ4に送出されないように制御する。このアクティブリプルキャンセル制御器8及びモータコントローラ7を図4を参照しながら説明する。
At this time, the active ripple cancel
まず、モータコントローラ7において、係数器71は、モータ6からのモータ回転角センサ読み取り値にある係数を乗算してUVW/DQ変換器72とDQ/UVW変換器80とに出力する。UVW/DQ変換器72は、3相用の電流センサ7a〜7cで検出されたインバータ5の3相の交流電流読み取り値を、D軸交流電流とQ軸交流電流に変換し、D軸交流電流を加算器77に出力し、Q軸交流電流を加算器74に出力する。UVW/DQ変換器72は、本発明の変換器に対応する。
First, in the
次に、アクティブリプルキャンセル制御器8において、係数器84は、インバータ5の入力端からのインバータDC電圧センサ読み取り値に、ある係数を乗算して加算器87に出力する。インバータ5の入力端からのインバータDC電圧センサ読み取り値には、商用交流電源1の周波数の2倍周波数の電流リプルが含まれる。
Next, in the active ripple cancel
係数器86は、目標値である直流電圧85にある係数を乗算して加算器87に出力する。加算器87は、係数器86の出力から係数器84からの出力を減算して乗算器89に出力する。乗算器89は、正弦波部88からの正弦波信号と加算器87からの出力とを乗算する。
The
加算器91は、直流電圧90に乗算器89からの出力を加算して係数器92を介してLPF93に出力する。LPF93は、係数器92からの出力の低域周波数のみを通過させる。リミッタ94は、LPF93からの出力の振幅を制限する。平方根部95は、リミッタ94からの出力の平方根を求め乗算器96に出力する。
The
乗算器96は、正弦波部88からの正弦波信号と平方根部95からの出力とを乗算して、乗算出力をリプルキャンセル信号として加算器77に出力する。即ち、アクティブリプルキャンセル制御器8は、インバータ5に入力される直流電圧に基づき周期的に変化する波形の電流からなるリプルキャンセル信号を生成する。このリプルキャンセル信号、即ち、リプルキャンセル用のD軸交流電流には、正弦波信号と直流電圧(本発明の第2直流電圧)とを加算し得られた加算出力の平方根からなる信号が含まれる。
The
加算器77は、アクティブリプルキャンセル制御器8で生成されたリプルキャンセル信号からUVW/DQ変換器72で変換されたD軸交流電流を減算することにより、電流リプルを吸収する。このため、力率改善回路を用いることなく、バッテリ4に電流リプルが送出されなくなり、バッテリ4の発熱・騒音を低減することができる。
The
図6に、アクティブリプルキャンセル制御器8がオン時の各部のタイミングチャートを示す。時刻t1において充電器3をオンすると、商用周波数50Hzの2倍の100Hzを持つ振幅が大きいリプル電流が発生する。時刻t2においてアクティブリプルキャンセル制御器8がオンすると、アクティブリプルキャンセル制御器8はリプルキャンセル信号を生成する。このため、リプルキャンセル信号からなるD軸交流電流により、100Hzの振幅が大きいリプル電流がキャンセルされるので、バッテリ電流のリプル電流が小さくなる。
FIG. 6 shows a timing chart of each part when the active ripple cancel
また、D軸交流電流を用いることで、モータ6がトルクを発生しないため、単相の充電器3の動作中にモータ6から振動・騒音が発生しなくなる。
Further, since the
また、D軸交流電流の正弦波信号は、商用周波数fGRIDの2倍周波数である。即ち、充電器3が発生する電流リプルが商用周波数fGRIDの2倍周波数であるため、この電流リプルの成分をキャンセルするために周波数を同期させることができる。 The sine wave signal of the D-axis alternating current has a frequency twice the commercial frequency fGRID . That is, since the current ripple generated by the charger 3 is twice the frequency of the commercial frequency fGRID , the frequency can be synchronized in order to cancel this current ripple component.
次に、PI補償器78及び加算器79は、加算器77の出力に対して比例処理Pを施したものから、比例処理Pと積分処理Iとの処理を施したものを減算してD軸交流電流としてDQ/UVW変換器80に出力する。このD軸交流電流は、正弦波信号と直流電圧とを加算し得られた加算出力の平方根からなる信号である。
Next, the
加算器74は、目標値である直流電圧73からQ軸交流電流を減算する。PI補償器75及び加算器76は、加算器74の出力に対して比例処理Pを施したものから、比例処理Pと積分処理Iとの処理を施したものを減算してQ軸交流電流としてDQ/UVW変換器80に出力する。DQ/UVW変換器80は、加算器79からのD軸交流電流と加算器76からのQ軸交流電流とをUVW交流電流に変換し3相変調率指令値として、係数器81〜83を介してインバータ5のUVWの各スイッチ素子Q9〜Q14に出力する。
The
インバータ5は、モータコントローラ7からの3相変調率指令値に基づき、UVWの各スイッチ素子Q9〜Q14をオンオフ制御して、直流を交流に変換し、モータ6に供給する。このとき、D軸交流電流Idは、正弦波信号と直流電圧とを加算し得られた加算出力の平方根からなる信号からなる。即ち、モータへの入力電力が正弦波となるため、制御が容易となる。
The
また、LDがD軸インダクタンス、iD_MAXがD軸交流電流の最大値、iD_MINがD軸交流電流の最小値、fGRIDが商用交流電源1の周波数、PCHARGE_AVEが平均電力である場合に、以下の式(3)が成立する。
LD×(iD_MAX 2−iD_MIN 2)/2×2π×(2fGRID)=PCHARGE_AVE …(3)
Also, when L D is the D axis inductance, i D_MAX is the maximum value of the D axis AC current, i D_MIN is the minimum value of the D axis AC current, f GRID is the frequency of the commercial AC power supply 1, and P CHARGE_AVE is the average power The following formula (3) is established.
L D × (i D_MAX 2 −i D_MIN 2 ) / 2 × 2π × (2f GRID ) = P CHARGE_AVE (3)
即ち、単相の充電器3が発生する電流リプルと、モータ6が吸収する電流リプルの振幅を合せることができ、電流リプルの吸収の効果を最大化できる。
(実施例2)
That is, the amplitude of the current ripple generated by the single-phase charger 3 and the current ripple absorbed by the
(Example 2)
図7は、本発明の実施例2に係る充電システムのモータの電流と電力の動作波形を示す図である。図7では、モータD軸電流Idは、商用交流電源1の周波数と同一周波数の正弦波信号であることを特徴とする。 FIG. 7 is a diagram illustrating operation waveforms of the motor current and power in the charging system according to the second embodiment of the present invention. In FIG. 7, the motor D-axis current Id is a sine wave signal having the same frequency as that of the commercial AC power supply 1.
D軸交流電流Idの周波数は、商用交流電源1の周波数と同一周波数でも、電力Pは、モータD軸電流Idを二乗した値に係数を乗算した値であるから、電力Pの周波数は、商用交流電源1の周波数の2倍周波数となる。D軸交流電流Idを、商用交流電源1の周波数と同一周波数することにより、モータ6への入力電力が正弦波となるため、制御が容易になる。
Even if the frequency of the D-axis AC current Id is the same as the frequency of the commercial AC power supply 1, the power P is a value obtained by multiplying the squared value of the motor D-axis current Id by a coefficient. The frequency is twice the frequency of the AC power supply 1. By setting the D-axis AC current Id to the same frequency as that of the commercial AC power supply 1, the input power to the
この場合、モータコントローラ7からインバータ5に出力される3相変調率指令値を変えることにより、D軸交流電流Idの周波数を商用交流電源1の周波数と同一周波数とすることができる。
In this case, the frequency of the D-axis AC current Id can be made the same as the frequency of the commercial AC power supply 1 by changing the three-phase modulation rate command value output from the
また、図7に示すように、正弦波信号からなる電流Idの位相は、図5に示す商用交流電源1の交流信号の位相に対して、45°+n×180°(nは自然数)だけ遅れる。例えば、電流がゼロとなる商用交流電源1の交流信号の位相は、ゼロであり、電流がゼロとなる正弦波信号からなる電流Idの位相は、45°である。 Further, as shown in FIG. 7, the phase of the current Id composed of a sine wave signal is delayed by 45 ° + n × 180 ° (n is a natural number) with respect to the phase of the AC signal of the commercial AC power supply 1 shown in FIG. . For example, the phase of the AC signal of the commercial AC power supply 1 where the current is zero is zero, and the phase of the current Id consisting of a sine wave signal where the current is zero is 45 °.
即ち、単相の充電器3が発生する電流リプルと、モータ6が吸収する電流リプルの振幅を合せることができ、電流リプルの吸収の効果を最大化できる。
That is, the amplitude of the current ripple generated by the single-phase charger 3 and the current ripple absorbed by the
また、LDがD軸インダクタンス、iD_AMPがD軸交流電流、fGRIDが商用交流電源1の周波数、PCHARGE_AVEが平均電力である場合に、以下の式が成立する。
LD×(iD_AMP 2)/2×2π×(2fGRID)=PCHARGE_AVE…(4)
Further, when L D is the D-axis inductance, i D_AMP is the D-axis AC current, f GRID is the frequency of the commercial AC power supply 1, and P CHARGE_AVE is the average power, the following equation is established.
L D × (i D_AMP 2 ) / 2 × 2π × (2f GRID ) = P CHARGE_AVE (4)
即ち、単相の充電器3が発生する電流リプルと、モータ6が吸収する電流リプルの振幅を合せることができ、電流リプルの吸収の効果を最大化できる。
(実施例3)
That is, the amplitude of the current ripple generated by the single-phase charger 3 and the current ripple absorbed by the
(Example 3)
図8は、本発明の実施例3に係る充電システムのモータの電流と電力の動作波形を示す図である。図8では、D軸交流電流Idは、商用交流電源1の周波数と同一周波数の正弦波信号であることを特徴とする。このため、実施例2に係る充電システムの効果と同様な効果が得られる。 FIG. 8 is a diagram illustrating operation waveforms of the motor current and power in the charging system according to the third embodiment of the present invention. In FIG. 8, the D-axis AC current Id is a sine wave signal having the same frequency as that of the commercial AC power supply 1. For this reason, the effect similar to the effect of the charging system which concerns on Example 2 is acquired.
また、図8に示すように、正弦波信号からなる電流Idの位相は、図7に示す正弦波信号からなる電流Idの位相に対して逆相になっている。このため、図8に示す正弦波信号からなる電流Idの位相は、商用交流電源1の交流信号の位相に対して、45°+n×180°(nは自然数)だけ遅れている。例えば、電流がゼロとなる商用交流電源1の交流信号の立ち上がりタイミングの位相は、ゼロであり、電流がゼロとなる正弦波信号からなる電流Idの立ち上がりタイミングの位相は、225°である。 Further, as shown in FIG. 8, the phase of the current Id composed of the sine wave signal is opposite to the phase of the current Id composed of the sine wave signal shown in FIG. For this reason, the phase of the current Id composed of the sine wave signal shown in FIG. 8 is delayed by 45 ° + n × 180 ° (n is a natural number) with respect to the phase of the AC signal of the commercial AC power supply 1. For example, the phase of the rising timing of the AC signal of the commercial AC power supply 1 where the current becomes zero is zero, and the phase of the rising timing of the current Id consisting of a sine wave signal where the current is zero is 225 °.
また、図8に示す正弦波信号からなる電流Idの位相は、図7に示す正弦波信号からなる電流Idの位相に対して逆相になっているので、マイナス成分の3相変調指令値をインバータ5に入力すればよい。このような構成であっても、実施例2に係る充電システムの効果と同様な効果が得られる。
Further, since the phase of the current Id consisting of the sine wave signal shown in FIG. 8 is opposite to the phase of the current Id consisting of the sine wave signal shown in FIG. What is necessary is just to input into the
なお、電気自動車を例に挙げて実施例を説明したが、自動車用途だけに本発明の適用先は留まらない。例えば、インバータとモータを有する産業用機器や電化製品などでも適用することができる。 In addition, although the Example was described taking the electric vehicle as an example, the application destination of the present invention is not limited to the use of the automobile. For example, the present invention can also be applied to industrial equipment and electric appliances having an inverter and a motor.
1 商用交流電源
2 端子
3 充電器
4 バッテリ
5 インバータ
6 モータ
7 モータコントローラ
7a〜7c 電流センサ
8 アクティブリプルキャンセル制御器
10 充電器コントローラ
11 スイッチ制御部
31 フィルタ
32 整流器
33a 第1ブリッジ回路
33b 第2ブリッジ回路
72 UVW/DQ変換器
77 加算器
102 絶対値化部
103 コンダクタンス部
104 乗算器
106 除算器
107 係数器
T1,T2 トランス
Q1〜Q14 第1スイッチ素子〜第14スイッチ素子
SW1,SW2 スイッチ
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Commercial
Claims (7)
前記充電器の出力側に接続され、前記充電器により充電されるバッテリと、
前記充電器の出力側および前記バッテリに接続され、前記バッテリの直流電圧を交流に変換し交流をモータに供給するインバータと、
前記インバータのU相V相W相の3相の交流電流をD軸交流電流とQ軸交流電流に変換する変換器と、
前記充電器の出力側と前記バッテリと前記インバータの入力側に接続され、前記インバータに入力される前記直流電圧に基づき周期的に変化する波形の電流からなるリプルキャンセル信号を生成し、前記変換器で変換されたD軸交流電流に前記リプルキャンセル信号を加算することで前記充電器で発生する前記交流電源の周波数の2倍周波数の電流リプルを吸収するリプルキャンセル制御器とを備え、
前記充電器は、第1スイッチ素子乃至第4スイッチ素子をブリッジ接続し、前記交流電圧を整流した整流電圧をスイッチングすることにより高周波電圧に変換する第1ブリッジ回路と、
一次巻線が前記第1ブリッジ回路の出力側に接続されるトランスと、
第5スイッチ素子乃至第8スイッチ素子をブリッジ接続し、前記トランスの二次巻線に接続され前記トランスを介して前記高周波電圧を前記直流電圧に変換して前記バッテリに供給する第2ブリッジ回路と、
前記第1ブリッジ回路と前記第2ブリッジ回路の各々について、対角に配置された一方の2つのスイッチ素子と他方の2つのスイッチ素子を交互にオンオフし前記第1ブリッジ回路の一方の2つのスイッチ素子と前記第2ブリッジ回路の一方の2つのスイッチ素子との位相差及び前記第1ブリッジ回路の他方の2つのスイッチ素子と前記第2ブリッジ回路の他方の2つのスイッチ素子との位相差を制御するスイッチ制御部、前記交流電圧の位相と同位相の電流を生成する電流生成部、前記電流生成部で生成された電流に基づく電圧を前記第2ブリッジ回路の前記直流電圧で除算する除算器、前記除算器の除算出力に基づいて前記位相差を算出して前記スイッチ制御部に出力する位相差算出部を備える充電器コントローラとを備えることを特徴とする充電システム。 A charger that rectifies the AC voltage of the AC power source to obtain a DC voltage;
A battery connected to the output side of the charger and charged by the charger;
An inverter connected to the output side of the charger and the battery, for converting the DC voltage of the battery into AC and supplying AC to the motor;
A converter for converting a three-phase AC current of the U phase, V phase and W phase of the inverter into a D-axis AC current and a Q-axis AC current;
The converter is connected to the output side of the charger, the battery, and the input side of the inverter, and generates a ripple cancel signal comprising a current having a waveform that periodically changes based on the DC voltage input to the inverter, and the converter in example Bei a ripple cancellation controller to absorb the current ripple of twice the frequency of the frequency of the AC power generated in the charger by adding the ripple cancellation signal converted D-axis AC current,
The charger includes a first bridge circuit that bridges the first switch element to the fourth switch element, and converts the rectified voltage obtained by rectifying the AC voltage into a high-frequency voltage by switching, and
A transformer having a primary winding connected to the output side of the first bridge circuit;
A second bridge circuit that bridge-connects the fifth to eighth switch elements, is connected to a secondary winding of the transformer, converts the high-frequency voltage to the DC voltage via the transformer, and supplies the DC voltage to the battery; ,
For each of the first bridge circuit and the second bridge circuit, one two switch elements and the other two switch elements arranged diagonally are alternately turned on and off to switch one of the two switches of the first bridge circuit. The phase difference between the element and one of the two switch elements of the second bridge circuit and the phase difference between the other two switch elements of the first bridge circuit and the other two switch elements of the second bridge circuit are controlled. A switch control unit, a current generation unit that generates a current having the same phase as the phase of the AC voltage, a divider that divides a voltage based on the current generated by the current generation unit by the DC voltage of the second bridge circuit, ; and a charger controller including a phase difference calculator for calculating and outputting the phase difference based on dividing the output of the divider to the switch controller Charging system.
LD×(iD_MAX 2−iD_MIN 2)/2×2π×(2fGRID)=PCHARGE_AVE
が成立することを特徴とする請求項2記載の充電システム。 L D is the D-axis inductance, i D_MAX is the maximum value of the D-axis AC current, i D_MIN is the minimum value of the D-axis AC current, f GRID is the frequency of the AC power supply, and P CHARGE_AVE is the average power Formula L D × (i D_MAX 2 −i D_MIN 2 ) / 2 × 2π × (2f GRID ) = P CHARGE_AVE
The charging system according to claim 2, wherein:
LD×(iD_AMP 2)/2×2π×(2fGRID)=PCHARGE_AVE
が成立することを特徴とする請求項5記載の充電システム。 When L D is a D-axis inductance, i D_AMP is a D-axis AC current, f GRID is the frequency of the AC power supply, and P CHARGE_AVE is an average power, the following formula L D × (i D_AMP 2 ) / 2 × 2π × (2f GRID ) = P CHARGE_AVE
The charging system according to claim 5, wherein:
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2015142693A JP6468437B2 (en) | 2015-07-17 | 2015-07-17 | Charging system |
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Publication Number | Publication Date |
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JP2017028782A JP2017028782A (en) | 2017-02-02 |
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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Country | Link |
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JP (1) | JP6468437B2 (en) |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0965577A (en) * | 1995-08-25 | 1997-03-07 | Kansai Electric Power Co Inc:The | Battery charger for electric car |
JPH09233709A (en) * | 1996-02-29 | 1997-09-05 | Denso Corp | Charger for electric car |
JPH11266510A (en) * | 1998-03-16 | 1999-09-28 | Yamaha Motor Co Ltd | Electric vehicle |
JP2002051589A (en) * | 2000-07-31 | 2002-02-15 | Isao Takahashi | Controller for inverter for drive of motor |
JP5540872B2 (en) * | 2010-04-28 | 2014-07-02 | 株式会社Ihi | Power supply |
JP6031222B2 (en) * | 2011-06-24 | 2016-11-24 | 株式会社豊田中央研究所 | Charging system |
-
2015
- 2015-07-17 JP JP2015142693A patent/JP6468437B2/en active Active
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2017028782A (en) | 2017-02-02 |
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