JP6468437B2 - Charging system - Google Patents

Description

本発明は、充電システムに関する。   The present invention relates to a charging system.

特許文献１に記載された充電システムは、第１整流回路と力率改善回路と第１インバータと電圧調整回路とをトランスの一次側に設け、第２整流回路と第２インバータとをトランスの２次側に設ける。第１整流回路は、商用交流電源を整流し、力率改善回路は、整流された直流電圧を昇圧し、第１インバータは、昇圧された直流電圧を第１の高周波交流に変換する。   In the charging system described in Patent Document 1, a first rectifier circuit, a power factor correction circuit, a first inverter, and a voltage regulator circuit are provided on the primary side of the transformer, and a second rectifier circuit and a second inverter are connected to the transformer 2. Provide on the next side. The first rectifier circuit rectifies the commercial AC power supply, the power factor correction circuit boosts the rectified DC voltage, and the first inverter converts the boosted DC voltage into a first high-frequency AC.

第２整流回路は、第１の高周波交流に基づいて二次巻線に誘起される高周波交流を整流し主電池に出力する。第２インバータは、主電池の直流電圧を第２の高周波交流に変換する。   The second rectifier circuit rectifies the high-frequency alternating current induced in the secondary winding based on the first high-frequency alternating current and outputs it to the main battery. The second inverter converts the DC voltage of the main battery into a second high-frequency AC.

特開平９−９４１７号公報Japanese Patent Laid-Open No. 9-9417

特許文献１に記載された充電システムに設けられた力率改善回路は、力率を高くする機能と強電ＤＣ線およびバッテリに電源系統の２倍周波数の電流リプルを送出しない機能とを有している。   The power factor correction circuit provided in the charging system described in Patent Document 1 has a function of increasing the power factor and a function of not sending a current ripple having a frequency twice that of the power supply system to the high power DC line and the battery. Yes.

しかしながら、近年では、力率改善回路を削除し、強電ＤＣ線およびバッテリに電源系統の２倍周波数の電流リプルを送出しない機能と力率を高くする機能とを実現することができる回路が要望されていた。   However, in recent years, there has been a demand for a circuit capable of eliminating the power factor correction circuit and realizing a function of not sending a current ripple having a frequency twice that of the power supply system to the high-power DC line and the battery and a function of increasing the power factor. It was.

本発明の課題は、力率改善回路を削除し、強電ＤＣ線およびバッテリに電源系統の２倍周波数の電流リプルを送出しない機能を実現することができる充電システムを提供することにある。   An object of the present invention is to provide a charging system capable of realizing a function that eliminates a power factor correction circuit and does not send a current ripple having a frequency twice that of a power supply system to a high-power DC line and a battery.

リプルキャンセル制御器は、交流電源の交流電圧を整流して直流電圧を得る充電器の出力側と充電器により充電されるバッテリとインバータの入力側に接続され、インバータに入力される直流電圧に基づき周期的に変化する波形の電流からなるリプルキャンセル信号を生成し、変換器で変換されたＤ軸交流電流にリプルキャンセル信号を加算することで充電器で発生する商用交流電源の周波数の２倍周波数の電流リプルを吸収する。 The ripple cancel controller is connected to the output side of the charger that rectifies the AC voltage of the AC power source to obtain the DC voltage, the battery charged by the charger, and the input side of the inverter, and is based on the DC voltage input to the inverter Generate a ripple cancel signal consisting of a current with a waveform that changes periodically, and add the ripple cancel signal to the D-axis AC current converted by the converter to double the frequency of the commercial AC power generated by the charger To absorb current ripple.

本発明によれば、インバータに入力される直流電圧に基づき周期的に変化する波形の電流からなるリプルキャンセル信号を生成し、変換器で変換されたＤ軸交流電流にリプルキャンセル信号を加算することで充電器で発生する商用交流電源の周波数の２倍周波数の電流リプルを吸収するので、バッテリに電源系統の２倍周波数の電流リプルが送出されなくなる。 According to the present invention, a ripple cancel signal including a current having a waveform that periodically changes based on a DC voltage input to an inverter is generated, and the ripple cancel signal is added to the D-axis AC current converted by the converter. in so absorbs the current ripple of twice the frequency of the frequency of the commercial AC power source generated by the charger, current ripple of twice the frequency of the power supply system to the battery is no longer delivered.

本発明の実施例１に係る充電システムの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the charging system which concerns on Example 1 of this invention. 本発明の実施例１に係る充電システムのＤＡＢ内のスイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ５との位相差φと各スイッチ素子のタイミングチャートである。It is a timing chart of phase difference (phi) of switch element Q1 and switch element Q5 in DAB of the charging system which concerns on Example 1 of this invention, and each switch element. 本発明の実施例１に係る充電システムの充電器コントローラの詳細な構成図である。It is a detailed block diagram of the charger controller of the charging system according to the first embodiment of the present invention. 本発明の実施例１に係る充電システムのモータコントローラの詳細な構成図である。It is a detailed block diagram of the motor controller of the charging system which concerns on Example 1 of this invention. 本発明の実施例１に係る充電システムの各部の電圧と電流と電力の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of the voltage of each part of the charging system which concerns on Example 1 of this invention, an electric current, and electric power. 本発明の実施例１に係る充電システムのモータコントローラ内のアクティブリプルキャンセル制御器がオン時の各部のタイミングチャートである。It is a timing chart of each part when the active ripple cancellation controller in the motor controller of the charging system which concerns on Example 1 of this invention is ON. 本発明の実施例２に係る充電システムのモータの電流と電力の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation waveform of the electric current and electric power of the motor of the charging system which concerns on Example 2 of this invention. 本発明の実施例３に係る充電システムのモータの電流と電力の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation waveform of the electric current and electric power of the motor of the charging system which concerns on Example 3 of this invention.

以下、本発明の実施の形態に係る充電システムについて、図面を参照しながら詳細に説明する。
（実施例１） Hereinafter, a charging system according to an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
Example 1

図１は、本発明の実施例１に係る充電システムの構成を示す図である。この充電システムは、商用交流電源１、端子２、充電器３、バッテリ４、インバータ５、モータ６、アクティブリプルキャンセル制御器８を備えるモータコントローラ７、充電器コントローラ１０を備える。   FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a charging system according to Embodiment 1 of the present invention. This charging system includes a commercial AC power source 1, a terminal 2, a charger 3, a battery 4, an inverter 5, a motor 6, a motor controller 7 including an active ripple cancel controller 8, and a charger controller 10.

商用交流電源１は、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用系統の交流電圧を差し込み用の端子２を介して充電器３内のフィルタ３１に出力する。充電器３は、商用交流電源１の交流電圧を整流して直流電圧を得るもので、フィルタ３１、整流器３２、ＤＡＢ（Dual Active Bridge）３３を有する。フィルタ３１は、コンデンサＣ１〜Ｃ３、トランスＴ１を備え、商用交流電源１の交流電圧に含まれるノイズを除去する。   The commercial AC power supply 1 outputs an AC voltage of a commercial system of 50 Hz or 60 Hz to the filter 31 in the charger 3 via the terminal 2 for insertion. The charger 3 rectifies the AC voltage of the commercial AC power supply 1 to obtain a DC voltage, and includes a filter 31, a rectifier 32, and a DAB (Dual Active Bridge) 33. The filter 31 includes capacitors C1 to C3 and a transformer T1, and removes noise included in the AC voltage of the commercial AC power supply 1.

コンデンサＣ１は端子２の両端に接続されている。トランスＴ１は、第１巻線ｎ１と第２巻線ｎ２とが電磁結合し、第１巻線ｎ１の一端がコンデンサＣ１の一端に接続され、第１巻線ｎ１の他端がコンデンサＣ２の一端に接続されている。第２巻線ｎ２の一端がコンデンサＣ１の他端に接続され、第２巻線ｎ２の他端がコンデンサＣ３の一端に接続されている。コンデンサＣ２の他端とコンデンサＣ３の他端とは接地されている。   The capacitor C1 is connected to both ends of the terminal 2. In the transformer T1, the first winding n1 and the second winding n2 are electromagnetically coupled, one end of the first winding n1 is connected to one end of the capacitor C1, and the other end of the first winding n1 is one end of the capacitor C2. It is connected to the. One end of the second winding n2 is connected to the other end of the capacitor C1, and the other end of the second winding n2 is connected to one end of the capacitor C3. The other end of the capacitor C2 and the other end of the capacitor C3 are grounded.

整流器３２は、フィルタ３１からの交流電圧を整流して整流電圧をＤＡＢ３３に出力する。ＤＡＢ３３は、第１ブリッジ回路３３ａ、トランスＴ２、第２ブリッジ回路３３ｂを備える。第１ブリッジ回路３３ａは、第１スイッチ素子Ｑ１、第２スイッチ素子Ｑ２、第３スイッチ素子Ｑ３及び第４スイッチ素子Ｑ４をブリッジ接続し、整流器３２の整流電圧をスイッチングすることにより高周波電圧に変換する。   The rectifier 32 rectifies the AC voltage from the filter 31 and outputs the rectified voltage to the DAB 33. The DAB 33 includes a first bridge circuit 33a, a transformer T2, and a second bridge circuit 33b. The first bridge circuit 33a bridge-connects the first switch element Q1, the second switch element Q2, the third switch element Q3, and the fourth switch element Q4, and converts the rectified voltage of the rectifier 32 into a high frequency voltage. .

第１スイッチ素子Ｑ１と第２スイッチ素子Ｑ２との直列回路の両端及び第３スイッチ素子Ｑ３と第４スイッチ素子Ｑ４との直列回路の両端は、整流器３２の出力端及びコンデンサＣ４の両端に接続されている。   Both ends of the series circuit of the first switch element Q1 and the second switch element Q2 and both ends of the series circuit of the third switch element Q3 and the fourth switch element Q4 are connected to the output terminal of the rectifier 32 and both ends of the capacitor C4. ing.

トランスＴ２は、一次巻線Ｐと二次巻線Ｓとが電磁結合し、一次巻線Ｐは第１スイッチ素子Ｑ１と第２スイッチ素子Ｑ２との接続点と、第３スイッチ素子Ｑ３と第４スイッチ素子Ｑ４との接続点とに接続されている。二次巻線Ｓは、第５スイッチ素子Ｑ５と第６スイッチ素子Ｑ６との接続点と、第７スイッチ素子Ｑ７と第８スイッチ素子Ｑ８との接続点とに接続されている。   In the transformer T2, the primary winding P and the secondary winding S are electromagnetically coupled, and the primary winding P has a connection point between the first switch element Q1 and the second switch element Q2, a third switch element Q3, and a fourth switch element. It is connected to a connection point with the switch element Q4. The secondary winding S is connected to a connection point between the fifth switch element Q5 and the sixth switch element Q6 and a connection point between the seventh switch element Q7 and the eighth switch element Q8.

第２ブリッジ回路３３ｂは、第５スイッチ素子Ｑ５、第６スイッチ素子Ｑ６、第７スイッチ素子Ｑ７及び第８スイッチ素子Ｑ８をブリッジ接続し、トランスＴ２を介して第１ブリッジ回路３３ａの高周波電圧を直流電圧に変換しバッテリ４に供給する。   The second bridge circuit 33b bridge-connects the fifth switch element Q5, the sixth switch element Q6, the seventh switch element Q7, and the eighth switch element Q8, and converts the high-frequency voltage of the first bridge circuit 33a to DC via the transformer T2. The voltage is converted and supplied to the battery 4.

第１ブリッジ回路３３ａ、トランスＴ２及び第２ブリッジ回路３３ｂを備えたＤＡＢ３３を用いることにより、充電器３を小型化することができる。   By using the DAB 33 including the first bridge circuit 33a, the transformer T2, and the second bridge circuit 33b, the charger 3 can be reduced in size.

第５スイッチ素子Ｑ５と第６スイッチ素子Ｑ６との直列回路の両端及び第７スイッチ素子Ｑ７と第８スイッチ素子Ｑ８との直列回路の両端は、コンデンサＣ５の両端及びインバータ５の入力端に接続されている。第１スイッチ素子Ｑ１〜第８スイッチ素子Ｑ８は、ＭＯＳＦＥＴからなる。バッテリ４は、充電器３の出力側に接続され、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をオンすることで充電器３により充電される。   Both ends of the series circuit of the fifth switch element Q5 and the sixth switch element Q6 and both ends of the series circuit of the seventh switch element Q7 and the eighth switch element Q8 are connected to both ends of the capacitor C5 and the input terminal of the inverter 5. ing. The first switch element Q1 to the eighth switch element Q8 are made of MOSFETs. The battery 4 is connected to the output side of the charger 3 and is charged by the charger 3 by turning on the switches SW1 and SW2.

インバータ５は、充電器３の出力側およびスイッチＳＷ１，ＳＷ２を介してバッテリ４に接続され、直流電圧を交流に変換する。インバータ５は、３相インバータからなり、Ｕ相の第９スイッチ素子Ｑ９及び第１０スイッチ素子Ｑ１０、Ｖ相の第１１スイッチ素子Ｑ１１及び第１２スイッチ素子Ｑ１２、Ｗ相の第１３スイッチ素子Ｑ１３及び第１４スイッチ素子Ｑ１４を有する。第９スイッチ素子Ｑ９と第１０スイッチ素子Ｑ１０の直列回路、第１１スイッチ素子Ｑ１１と第１２スイッチ素子Ｑ１２の直列回路及び第１３スイッチ素子Ｑ１３と第１４スイッチ素子Ｑ１４の直列回路は、コンデンサＣ５，Ｃ６の両端に接続される。   The inverter 5 is connected to the battery 4 via the output side of the charger 3 and the switches SW1 and SW2, and converts the DC voltage into AC. The inverter 5 is composed of a three-phase inverter, and includes a U-phase ninth switch element Q9 and a tenth switch element Q10, a V-phase eleventh switch element Q11 and a twelfth switch element Q12, a W-phase thirteenth switch element Q13, and a tenth switch element Q13. It has 14 switch elements Q14. The series circuit of the ninth switch element Q9 and the tenth switch element Q10, the series circuit of the eleventh switch element Q11 and the twelfth switch element Q12, and the series circuit of the thirteenth switch element Q13 and the fourteenth switch element Q14 are capacitors C5 and C6. Connected to both ends of the.

第９スイッチ素子Ｑ９と第１０スイッチ素子Ｑ１０との接続点は、モータ６のＵ相コイル６ａに接続され、第１１スイッチ素子Ｑ１１と第１２スイッチ素子Ｑ１２との接続点は、Ｖ相コイル６ｂに接続されている。第１３スイッチ素子Ｑ１３と第１４スイッチ素子Ｑ１４との接続点は、Ｗ相コイル６ｃに接続されている。第９スイッチ素子Ｑ９〜第１４スイッチ素子Ｑ１４は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）からなる。   The connection point between the ninth switch element Q9 and the tenth switch element Q10 is connected to the U-phase coil 6a of the motor 6, and the connection point between the eleventh switch element Q11 and the twelfth switch element Q12 is connected to the V-phase coil 6b. It is connected. A connection point between the thirteenth switch element Q13 and the fourteenth switch element Q14 is connected to the W-phase coil 6c. The ninth switch element Q9 to the fourteenth switch element Q14 are formed of insulated gate bipolar transistors (IGBT).

モータ６は、３相モータからなり、インバータ５の出力側に接続され、インバータ５からの交流により回転駆動する。   The motor 6 is a three-phase motor, is connected to the output side of the inverter 5, and is driven to rotate by an alternating current from the inverter 5.

インバータ５の入力両端にはアクティブリプルキャンセル制御器８を備えたモータコントローラ７が接続されている。モータコントローラ７は、モータ６からのモータ回転角センサ読み取り値とＵＶＷ相の電流センサ７ａ〜７ｃからの電流センサ読み取り値とインバータ５の入力両端の電圧値に基づいてＵＶＷ相の３相変調率指令値を生成する。モータコントローラ７は、生成された３相変調率指令値をインバータのＵＶＷ相に出力することによりモータ６を制御する。   A motor controller 7 having an active ripple cancel controller 8 is connected to both ends of the input of the inverter 5. The motor controller 7 generates a UVW-phase three-phase modulation rate command based on the motor rotation angle sensor reading from the motor 6, the current sensor readings from the UVW-phase current sensors 7a to 7c, and the voltage values at both ends of the inverter 5. Generate a value. The motor controller 7 controls the motor 6 by outputting the generated three-phase modulation factor command value to the UVW phase of the inverter.

アクティブリプルキャンセル制御器８は、充電器３の出力側とバッテリ４とインバータ５の入力側に接続され、充電器３で発生する商用交流電源１の周波数の２倍周波数の電流リプルを吸収する。充電器コントローラ１０は、充電器３の伝達電力Ｐを制御する。   The active ripple cancel controller 8 is connected to the output side of the charger 3, the input side of the battery 4 and the inverter 5, and absorbs a current ripple having a frequency twice that of the commercial AC power source 1 generated in the charger 3. The charger controller 10 controls the transmission power P of the charger 3.

次にこのように構成された実施例１に係る充電システムの動作を図面を参照しながら、説明する。まず、商用交流電源から端子２を介する交流電圧Ｖと交流電流Ｉとは、図５に示すように５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの周波数ｆ_ＧＲＩＤで正負に変化する。電力は交流電圧Ｖと交流電流Ｉとを乗算したものであるので、電力Ｐの周波数は、周波数ｆ_ＧＲＩＤの２倍周波数となる。 Next, the operation of the charging system according to the first embodiment configured as described above will be described with reference to the drawings. First, the AC voltage V and the AC current I from the commercial AC power source through the terminal 2 change positively and negatively at a frequency _fGRID of 50 Hz or 60 Hz as shown in FIG. Since the power is obtained by multiplying the AC voltage V and the AC current I, the frequency of the power P is twice the frequency _fGRID .

次に、フィルタ３１を通過した交流電圧Ｖと交流電流Ｉとは、整流器３２と充電器コントローラ１０に出力される。充電器コントローラ１０は、図３に示すように、スイッチ制御部１１、ＬＰＦ１０１、絶対値化部１０２、コンダクタンス部１０３、乗算器１０４、係数器１０５、除算器１０６と、係数器１０７を備える。   Next, the AC voltage V and the AC current I that have passed through the filter 31 are output to the rectifier 32 and the charger controller 10. As shown in FIG. 3, the charger controller 10 includes a switch control unit 11, an LPF 101, an absolute value conversion unit 102, a conductance unit 103, a multiplier 104, a coefficient unit 105, a divider 106, and a coefficient unit 107.

スイッチ制御部１１は、第１ブリッジ回路３３ａについて、対角に配置された一方の２つのスイッチ素子Ｑ１，Ｑ４と他方の２つのスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３をデューティ５０％で交互にオンオフさせる。スイッチ制御部１１は、第２ブリッジ回路３３ｂについて、対角に配置された一方の２つのスイッチ素子Ｑ５，Ｑ８と他方の２つのスイッチ素子Ｑ６，Ｑ７をデューティ５０％で交互にオンオフさせる。   The switch control unit 11 alternately turns on and off one of the two switch elements Q1 and Q4 and the other two switch elements Q2 and Q3 arranged diagonally with respect to the first bridge circuit 33a with a duty of 50%. The switch control unit 11 alternately turns on and off one of the two switch elements Q5 and Q8 and the other two switch elements Q6 and Q7 arranged diagonally with respect to the second bridge circuit 33b with a duty of 50%.

スイッチ制御部１１は、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ４とスイッチ素子Ｑ５，Ｑ８との位相差φ及びスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３とスイッチ素子Ｑ６，Ｑ７との位相差φを制御することにより、充電器３の伝達電力Ｐを制御する。   The switch control unit 11 controls the phase difference φ between the switch elements Q1 and Q4 and the switch elements Q5 and Q8 and the phase difference φ between the switch elements Q2 and Q3 and the switch elements Q6 and Q7. The electric power P is controlled.

この伝達電力Ｐは、以下の式（１）で表される。
Ｐ＝Ｅ_１Ｉ_１＝Ｅ_２Ｉ_２＝Ｅ_１Ｅ_２φ（１−φ／π）／ωＬ …（１） This transmitted power P is expressed by the following formula (1).
P = E ₁ I ₁ = E ₂ I ₂ = E ₁ E ₂ φ (1-φ / π) / ωL (1)

ここで、Ｅ_１は、第１ブリッジ回路３３ａの入力電圧、Ｅ_２は、第２ブリッジ回路３３ｂの出力電圧、φは、前記位相差、ＬはトランスＴ２の一次巻線Ｐと二次巻線Ｓとの間のリーケージインダクタンス（漏れインダクタンス）である。ω＝２πｆは、角速度であり、ｆは、トランスＴ２に印加される電圧の周波数である。 Here, E ₁ is the input voltage of the first bridge circuit 33a, E ₂ is the output voltage of the second bridge circuit 33b, φ is the phase difference, and L is the primary winding P and secondary winding of the transformer T2. This is a leakage inductance with respect to S. ω = 2πf is an angular velocity, and f is a frequency of a voltage applied to the transformer T2.

位相差φは、式（１）を用いて式（２）に変形される。ただし、（１−φ／π）の部分は１とみなし、Ｉ_１＝ｋＥ_１となるような制御を狙いとしている。ｋはあるコンダクタンス値である。
φ＝ｋＥ_１ωＬ／Ｅ_２ …（２） The phase difference φ is transformed into equation (2) using equation (1). However, the part of (1-φ / π) is regarded as _1, and the control is aimed at such that I ₁ = kE ₁ . k is a certain conductance value.
φ = kE ₁ ωL / E ₂ (2)

このため、位相差φを調整することで、伝達電力Ｐを可変することができる。図２にスイッチ素子Ｑ１のパルス信号とスイッチ素子Ｑ５のパルス信号との位相差φを変化させた例を示した。位相差φは、充電器コントローラ１０の以下の処理により生成される。   For this reason, the transmitted power P can be varied by adjusting the phase difference φ. FIG. 2 shows an example in which the phase difference φ between the pulse signal of the switch element Q1 and the pulse signal of the switch element Q5 is changed. The phase difference φ is generated by the following process of the charger controller 10.

まず、ＬＰＦ１０１は、フィルタ３１からの交流電圧の周波数の内の低域周波数のみを通過させる。絶対値化部１０２は、ＬＰＦ１０１からの交流電圧を絶対化して正の交流電圧Ｅ_１を生成する。コンダクタンス部１０３は、コンダクタンスである抵抗の逆数ｋを乗算器１０４に出力する。 First, the LPF 101 passes only a low frequency in the frequency of the AC voltage from the filter 31. The absolute value converting unit 102 generates the positive AC voltage E ₁ by ablating the AC voltage from the LPF 101. The conductance unit 103 outputs a reciprocal k of resistance, which is conductance, to the multiplier 104.

乗算器１０４は、絶対値化部１０２からの正の交流電圧にコンダクタンスである抵抗の逆数を乗算することで正の交流電圧の位相と同位相の電流Ｉ_１の目標値を生成する。即ち、図５に示すように、第１ブリッジ回路３３ａの電圧Ｖの位相と電流Ｉの位相とを同位相にすることができ、力率を改善することができる。なお、絶対値化部１０２、コンダクタンスｋ生成部１０３及び乗算器１０４は、本発明の電流生成部に対応する。 Multiplier 104 generates a target value of current I ₁ having the same phase as that of the positive AC voltage by multiplying the positive AC voltage from absolute value unit 102 by the reciprocal of the resistance that is the conductance. That is, as shown in FIG. 5, the phase of the voltage V of the first bridge circuit 33a and the phase of the current I can be made the same phase, and the power factor can be improved. The absolute value conversion unit 102, the conductance k generation unit 103, and the multiplier 104 correspond to the current generation unit of the present invention.

係数器１０５は、乗算器１０４からの電流Ｉにある係数を乗算して電圧Ｅ_１を生成する。除算器１０６は、本発明の除算器に対応し、係数器１０５からの信号を第２ブリッジ回路３３ｂからの電圧Ｅ_２で除算する。係数器１０７は、除算器１０６からの除算出力にωＬを乗算して位相差φを得て、位相差φをスイッチ制御部１１に出力する。係数器１０７は、本発明の位相差算出部に対応する。 The coefficient unit 105 multiplies the current I from the multiplier 104 by a certain coefficient to generate a voltage E ₁ . Divider 106 corresponds to the divider of the present invention, it divides the signal from the coefficient multiplier 105 at a voltage E ₂ from the second bridge circuit 33b. The coefficient unit 107 multiplies the division output from the divider 106 by ωL to obtain the phase difference φ, and outputs the phase difference φ to the switch control unit 11. The coefficient unit 107 corresponds to the phase difference calculation unit of the present invention.

第２ブリッジ回路３３ｂの出力では、図５に示すように、電圧が一定の直流電圧Ｖとなる。電力Ｐは一定であり、周波数が周波数ｆ_ＧＲＩＤの２倍周波数であることから、電流Ｉの周波数も、商用周波数ｆ_ＧＲＩＤの２倍周波数となる。 At the output of the second bridge circuit 33b, the voltage becomes a constant DC voltage V as shown in FIG. Since the power P is constant and the frequency is twice the frequency f _GRID , the frequency of the current I is also twice the commercial frequency _fGRID .

次に、第２ブリッジ回路３３ｂからの直流電圧Ｖと電流Ｉの直流成分は、バッテリ４に入力される。第２ブリッジ回路３３ｂからの直流電圧Ｖと電流Ｉの交流成分とは、インバータ５に入力される。このため、インバータ５に入力される電流Ｉの交流成分の周波数は、商用周波数ｆ_ＧＲＩＤの２倍周波数となる。 Next, the direct current voltage V and the direct current component of the current I from the second bridge circuit 33 b are input to the battery 4. The DC voltage V and the AC component of the current I from the second bridge circuit 33 b are input to the inverter 5. For this reason, the frequency of the alternating current component of the current I input to the inverter 5 is twice the commercial frequency _fGRID .

このとき、アクティブリプルキャンセル制御器８は、第２ブリッジ回路３３ｂからの電流リプルを吸収して電流リプルがバッテリ４に送出されないように制御する。このアクティブリプルキャンセル制御器８及びモータコントローラ７を図４を参照しながら説明する。   At this time, the active ripple cancel controller 8 controls so that the current ripple from the second bridge circuit 33 b is absorbed and the current ripple is not sent to the battery 4. The active ripple cancel controller 8 and the motor controller 7 will be described with reference to FIG.

まず、モータコントローラ７において、係数器７１は、モータ６からのモータ回転角センサ読み取り値にある係数を乗算してＵＶＷ／ＤＱ変換器７２とＤＱ／ＵＶＷ変換器８０とに出力する。ＵＶＷ／ＤＱ変換器７２は、３相用の電流センサ７ａ〜７ｃで検出されたインバータ５の３相の交流電流読み取り値を、Ｄ軸交流電流とＱ軸交流電流に変換し、Ｄ軸交流電流を加算器７７に出力し、Ｑ軸交流電流を加算器７４に出力する。ＵＶＷ／ＤＱ変換器７２は、本発明の変換器に対応する。   First, in the motor controller 7, the coefficient unit 71 multiplies the motor rotation angle sensor reading value from the motor 6 by a certain coefficient and outputs the result to the UVW / DQ converter 72 and the DQ / UVW converter 80. The UVW / DQ converter 72 converts the three-phase AC current reading value of the inverter 5 detected by the three-phase current sensors 7a to 7c into the D-axis AC current and the Q-axis AC current, and the D-axis AC current. Is output to the adder 77, and the Q-axis AC current is output to the adder 74. The UVW / DQ converter 72 corresponds to the converter of the present invention.

次に、アクティブリプルキャンセル制御器８において、係数器８４は、インバータ５の入力端からのインバータＤＣ電圧センサ読み取り値に、ある係数を乗算して加算器８７に出力する。インバータ５の入力端からのインバータＤＣ電圧センサ読み取り値には、商用交流電源１の周波数の２倍周波数の電流リプルが含まれる。   Next, in the active ripple cancel controller 8, the coefficient unit 84 multiplies the inverter DC voltage sensor reading value from the input terminal of the inverter 5 by a certain coefficient and outputs the result to the adder 87. The inverter DC voltage sensor reading value from the input terminal of the inverter 5 includes a current ripple having a frequency twice that of the commercial AC power supply 1.

係数器８６は、目標値である直流電圧８５にある係数を乗算して加算器８７に出力する。加算器８７は、係数器８６の出力から係数器８４からの出力を減算して乗算器８９に出力する。乗算器８９は、正弦波部８８からの正弦波信号と加算器８７からの出力とを乗算する。   The coefficient unit 86 multiplies the DC voltage 85 that is the target value by a coefficient and outputs the result to the adder 87. The adder 87 subtracts the output from the coefficient unit 84 from the output from the coefficient unit 86 and outputs the result to the multiplier 89. The multiplier 89 multiplies the sine wave signal from the sine wave unit 88 and the output from the adder 87.

加算器９１は、直流電圧９０に乗算器８９からの出力を加算して係数器９２を介してＬＰＦ９３に出力する。ＬＰＦ９３は、係数器９２からの出力の低域周波数のみを通過させる。リミッタ９４は、ＬＰＦ９３からの出力の振幅を制限する。平方根部９５は、リミッタ９４からの出力の平方根を求め乗算器９６に出力する。   The adder 91 adds the output from the multiplier 89 to the DC voltage 90 and outputs the result to the LPF 93 via the coefficient unit 92. The LPF 93 passes only the low frequency output from the coefficient unit 92. The limiter 94 limits the amplitude of the output from the LPF 93. The square root unit 95 obtains the square root of the output from the limiter 94 and outputs it to the multiplier 96.

乗算器９６は、正弦波部８８からの正弦波信号と平方根部９５からの出力とを乗算して、乗算出力をリプルキャンセル信号として加算器７７に出力する。即ち、アクティブリプルキャンセル制御器８は、インバータ５に入力される直流電圧に基づき周期的に変化する波形の電流からなるリプルキャンセル信号を生成する。このリプルキャンセル信号、即ち、リプルキャンセル用のＤ軸交流電流には、正弦波信号と直流電圧（本発明の第２直流電圧）とを加算し得られた加算出力の平方根からなる信号が含まれる。   The multiplier 96 multiplies the sine wave signal from the sine wave unit 88 and the output from the square root unit 95 and outputs the multiplication output to the adder 77 as a ripple cancel signal. That is, the active ripple cancel controller 8 generates a ripple cancel signal composed of a current having a waveform that periodically changes based on the DC voltage input to the inverter 5. The ripple cancel signal, that is, the ripple canceling D-axis AC current includes a signal composed of the square root of the addition output obtained by adding the sine wave signal and the DC voltage (second DC voltage of the present invention). .

加算器７７は、アクティブリプルキャンセル制御器８で生成されたリプルキャンセル信号からＵＶＷ／ＤＱ変換器７２で変換されたＤ軸交流電流を減算することにより、電流リプルを吸収する。このため、力率改善回路を用いることなく、バッテリ４に電流リプルが送出されなくなり、バッテリ４の発熱・騒音を低減することができる。   The adder 77 absorbs the current ripple by subtracting the D-axis alternating current converted by the UVW / DQ converter 72 from the ripple cancel signal generated by the active ripple cancel controller 8. For this reason, current ripple is not sent to the battery 4 without using a power factor correction circuit, and the heat generation and noise of the battery 4 can be reduced.

図６に、アクティブリプルキャンセル制御器８がオン時の各部のタイミングチャートを示す。時刻ｔ１において充電器３をオンすると、商用周波数５０Ｈｚの２倍の１００Ｈｚを持つ振幅が大きいリプル電流が発生する。時刻ｔ２においてアクティブリプルキャンセル制御器８がオンすると、アクティブリプルキャンセル制御器８はリプルキャンセル信号を生成する。このため、リプルキャンセル信号からなるＤ軸交流電流により、１００Ｈｚの振幅が大きいリプル電流がキャンセルされるので、バッテリ電流のリプル電流が小さくなる。   FIG. 6 shows a timing chart of each part when the active ripple cancel controller 8 is on. When the charger 3 is turned on at time t1, a ripple current having a large amplitude having 100 Hz which is twice the commercial frequency 50 Hz is generated. When the active ripple cancel controller 8 is turned on at time t2, the active ripple cancel controller 8 generates a ripple cancel signal. For this reason, since the ripple current having a large amplitude of 100 Hz is canceled by the D-axis AC current formed of the ripple cancel signal, the ripple current of the battery current is reduced.

また、Ｄ軸交流電流を用いることで、モータ６がトルクを発生しないため、単相の充電器３の動作中にモータ６から振動・騒音が発生しなくなる。   Further, since the motor 6 does not generate torque by using the D-axis AC current, vibration and noise are not generated from the motor 6 during the operation of the single-phase charger 3.

また、Ｄ軸交流電流の正弦波信号は、商用周波数ｆ_ＧＲＩＤの２倍周波数である。即ち、充電器３が発生する電流リプルが商用周波数ｆ_ＧＲＩＤの２倍周波数であるため、この電流リプルの成分をキャンセルするために周波数を同期させることができる。 The sine wave signal of the D-axis alternating current has a frequency twice the commercial frequency _fGRID . That is, since the current ripple generated by the charger 3 is twice the frequency of the commercial frequency _fGRID , the frequency can be synchronized in order to cancel this current ripple component.

次に、ＰＩ補償器７８及び加算器７９は、加算器７７の出力に対して比例処理Ｐを施したものから、比例処理Ｐと積分処理Ｉとの処理を施したものを減算してＤ軸交流電流としてＤＱ／ＵＶＷ変換器８０に出力する。このＤ軸交流電流は、正弦波信号と直流電圧とを加算し得られた加算出力の平方根からなる信号である。   Next, the PI compensator 78 and the adder 79 subtract the result of the proportional process P and the integral process I from the output of the adder 77 subjected to the proportional process P to obtain the D axis. It outputs to the DQ / UVW converter 80 as an alternating current. This D-axis alternating current is a signal composed of the square root of the added output obtained by adding the sine wave signal and the DC voltage.

加算器７４は、目標値である直流電圧７３からＱ軸交流電流を減算する。ＰＩ補償器７５及び加算器７６は、加算器７４の出力に対して比例処理Ｐを施したものから、比例処理Ｐと積分処理Ｉとの処理を施したものを減算してＱ軸交流電流としてＤＱ／ＵＶＷ変換器８０に出力する。ＤＱ／ＵＶＷ変換器８０は、加算器７９からのＤ軸交流電流と加算器７６からのＱ軸交流電流とをＵＶＷ交流電流に変換し３相変調率指令値として、係数器８１〜８３を介してインバータ５のＵＶＷの各スイッチ素子Ｑ９〜Ｑ１４に出力する。   The adder 74 subtracts the Q-axis AC current from the DC voltage 73 that is the target value. The PI compensator 75 and the adder 76 subtract the result of the proportional processing P and the integration processing I from the output of the adder 74 subjected to the proportional processing P to obtain the Q-axis AC current. Output to the DQ / UVW converter 80. The DQ / UVW converter 80 converts the D-axis AC current from the adder 79 and the Q-axis AC current from the adder 76 into a UVW AC current, and outputs it as a three-phase modulation factor command value via the coefficient units 81 to 83. Output to the UVW switch elements Q9 to Q14 of the inverter 5.

インバータ５は、モータコントローラ７からの３相変調率指令値に基づき、ＵＶＷの各スイッチ素子Ｑ９〜Ｑ１４をオンオフ制御して、直流を交流に変換し、モータ６に供給する。このとき、Ｄ軸交流電流Ｉｄは、正弦波信号と直流電圧とを加算し得られた加算出力の平方根からなる信号からなる。即ち、モータへの入力電力が正弦波となるため、制御が容易となる。   The inverter 5 performs on / off control of each of the UVW switch elements Q9 to Q14 based on the three-phase modulation rate command value from the motor controller 7 to convert direct current into alternating current, and supplies the alternating current to the motor 6. At this time, the D-axis AC current Id is a signal composed of the square root of the addition output obtained by adding the sine wave signal and the DC voltage. That is, since the input power to the motor is a sine wave, the control becomes easy.

また、Ｌ_ＤがＤ軸インダクタンス、ｉ_{Ｄ_ＭＡＸ}がＤ軸交流電流の最大値、ｉ_{Ｄ_ＭＩＮ}がＤ軸交流電流の最小値、ｆ_ＧＲＩＤが商用交流電源１の周波数、Ｐ_{ＣＨＡＲＧＥ_ＡＶＥ}が平均電力である場合に、以下の式（３）が成立する。
Ｌ_Ｄ×（ｉ_{Ｄ_ＭＡＸ} ^２−ｉ_{Ｄ_ＭＩＮ} ^２）／２×２π×（２ｆ_ＧＲＩＤ）＝Ｐ_{ＣＨＡＲＧＥ_ＡＶＥ} …（３） Also, when L _D is the D axis inductance, i _{D_MAX} is the maximum value of the D axis AC current, i _{D_MIN} is the minimum value of the D axis AC current, f _GRID is the frequency of the commercial AC power supply 1, and P _{CHARGE_AVE} is the average power The following formula (3) is established.
L _D × (i _{D_MAX} ² −i _{D_MIN} ² ) / 2 × 2π × (2f _GRID ) = P _{CHARGE_AVE} (3)

即ち、単相の充電器３が発生する電流リプルと、モータ６が吸収する電流リプルの振幅を合せることができ、電流リプルの吸収の効果を最大化できる。
（実施例２） That is, the amplitude of the current ripple generated by the single-phase charger 3 and the current ripple absorbed by the motor 6 can be matched, and the effect of absorbing the current ripple can be maximized.
(Example 2)

図７は、本発明の実施例２に係る充電システムのモータの電流と電力の動作波形を示す図である。図７では、モータＤ軸電流Ｉｄは、商用交流電源１の周波数と同一周波数の正弦波信号であることを特徴とする。   FIG. 7 is a diagram illustrating operation waveforms of the motor current and power in the charging system according to the second embodiment of the present invention. In FIG. 7, the motor D-axis current Id is a sine wave signal having the same frequency as that of the commercial AC power supply 1.

Ｄ軸交流電流Ｉｄの周波数は、商用交流電源１の周波数と同一周波数でも、電力Ｐは、モータＤ軸電流Ｉｄを二乗した値に係数を乗算した値であるから、電力Ｐの周波数は、商用交流電源１の周波数の２倍周波数となる。Ｄ軸交流電流Ｉｄを、商用交流電源１の周波数と同一周波数することにより、モータ６への入力電力が正弦波となるため、制御が容易になる。   Even if the frequency of the D-axis AC current Id is the same as the frequency of the commercial AC power supply 1, the power P is a value obtained by multiplying the squared value of the motor D-axis current Id by a coefficient. The frequency is twice the frequency of the AC power supply 1. By setting the D-axis AC current Id to the same frequency as that of the commercial AC power supply 1, the input power to the motor 6 becomes a sine wave, so that control becomes easy.

この場合、モータコントローラ７からインバータ５に出力される３相変調率指令値を変えることにより、Ｄ軸交流電流Ｉｄの周波数を商用交流電源１の周波数と同一周波数とすることができる。   In this case, the frequency of the D-axis AC current Id can be made the same as the frequency of the commercial AC power supply 1 by changing the three-phase modulation rate command value output from the motor controller 7 to the inverter 5.

また、図７に示すように、正弦波信号からなる電流Ｉｄの位相は、図５に示す商用交流電源１の交流信号の位相に対して、４５°＋ｎ×１８０°（ｎは自然数）だけ遅れる。例えば、電流がゼロとなる商用交流電源１の交流信号の位相は、ゼロであり、電流がゼロとなる正弦波信号からなる電流Ｉｄの位相は、４５°である。   Further, as shown in FIG. 7, the phase of the current Id composed of a sine wave signal is delayed by 45 ° + n × 180 ° (n is a natural number) with respect to the phase of the AC signal of the commercial AC power supply 1 shown in FIG. . For example, the phase of the AC signal of the commercial AC power supply 1 where the current is zero is zero, and the phase of the current Id consisting of a sine wave signal where the current is zero is 45 °.

即ち、単相の充電器３が発生する電流リプルと、モータ６が吸収する電流リプルの振幅を合せることができ、電流リプルの吸収の効果を最大化できる。   That is, the amplitude of the current ripple generated by the single-phase charger 3 and the current ripple absorbed by the motor 6 can be matched, and the effect of absorbing the current ripple can be maximized.

また、Ｌ_ＤがＤ軸インダクタンス、ｉ_{Ｄ_ＡＭＰ}がＤ軸交流電流、ｆ_ＧＲＩＤが商用交流電源１の周波数、Ｐ_{ＣＨＡＲＧＥ_ＡＶＥ}が平均電力である場合に、以下の式が成立する。
Ｌ_Ｄ×（ｉ_{Ｄ_ＡＭＰ} ^２）／２×２π×（２ｆ_ＧＲＩＤ）＝Ｐ_{ＣＨＡＲＧＥ_ＡＶＥ}…（４） Further, when L _D is the D-axis inductance, i _{D_AMP} is the D-axis AC current, f _GRID is the frequency of the commercial AC power supply 1, and P _{CHARGE_AVE} is the average power, the following equation is established.
L _D × (i _{D_AMP} ² ) / 2 × 2π × (2f _GRID ) = P _{CHARGE_AVE} (4)

即ち、単相の充電器３が発生する電流リプルと、モータ６が吸収する電流リプルの振幅を合せることができ、電流リプルの吸収の効果を最大化できる。
（実施例３） That is, the amplitude of the current ripple generated by the single-phase charger 3 and the current ripple absorbed by the motor 6 can be matched, and the effect of absorbing the current ripple can be maximized.
(Example 3)

図８は、本発明の実施例３に係る充電システムのモータの電流と電力の動作波形を示す図である。図８では、Ｄ軸交流電流Ｉｄは、商用交流電源１の周波数と同一周波数の正弦波信号であることを特徴とする。このため、実施例２に係る充電システムの効果と同様な効果が得られる。   FIG. 8 is a diagram illustrating operation waveforms of the motor current and power in the charging system according to the third embodiment of the present invention. In FIG. 8, the D-axis AC current Id is a sine wave signal having the same frequency as that of the commercial AC power supply 1. For this reason, the effect similar to the effect of the charging system which concerns on Example 2 is acquired.

また、図８に示すように、正弦波信号からなる電流Ｉｄの位相は、図７に示す正弦波信号からなる電流Ｉｄの位相に対して逆相になっている。このため、図８に示す正弦波信号からなる電流Ｉｄの位相は、商用交流電源１の交流信号の位相に対して、４５°＋ｎ×１８０°（ｎは自然数）だけ遅れている。例えば、電流がゼロとなる商用交流電源１の交流信号の立ち上がりタイミングの位相は、ゼロであり、電流がゼロとなる正弦波信号からなる電流Ｉｄの立ち上がりタイミングの位相は、２２５°である。   Further, as shown in FIG. 8, the phase of the current Id composed of the sine wave signal is opposite to the phase of the current Id composed of the sine wave signal shown in FIG. For this reason, the phase of the current Id composed of the sine wave signal shown in FIG. 8 is delayed by 45 ° + n × 180 ° (n is a natural number) with respect to the phase of the AC signal of the commercial AC power supply 1. For example, the phase of the rising timing of the AC signal of the commercial AC power supply 1 where the current becomes zero is zero, and the phase of the rising timing of the current Id consisting of a sine wave signal where the current is zero is 225 °.

また、図８に示す正弦波信号からなる電流Ｉｄの位相は、図７に示す正弦波信号からなる電流Ｉｄの位相に対して逆相になっているので、マイナス成分の３相変調指令値をインバータ５に入力すればよい。このような構成であっても、実施例２に係る充電システムの効果と同様な効果が得られる。   Further, since the phase of the current Id consisting of the sine wave signal shown in FIG. 8 is opposite to the phase of the current Id consisting of the sine wave signal shown in FIG. What is necessary is just to input into the inverter 5. Even with such a configuration, the same effect as that of the charging system according to the second embodiment can be obtained.

なお、電気自動車を例に挙げて実施例を説明したが、自動車用途だけに本発明の適用先は留まらない。例えば、インバータとモータを有する産業用機器や電化製品などでも適用することができる。   In addition, although the Example was described taking the electric vehicle as an example, the application destination of the present invention is not limited to the use of the automobile. For example, the present invention can also be applied to industrial equipment and electric appliances having an inverter and a motor.

１ 商用交流電源
２ 端子
３ 充電器
４ バッテリ
５ インバータ
６ モータ
７ モータコントローラ
７ａ〜７ｃ 電流センサ
８ アクティブリプルキャンセル制御器
１０ 充電器コントローラ
１１ スイッチ制御部
３１ フィルタ
３２ 整流器
３３ａ 第１ブリッジ回路
３３ｂ 第２ブリッジ回路
７２ ＵＶＷ／ＤＱ変換器
７７ 加算器
１０２ 絶対値化部
１０３ コンダクタンス部
１０４ 乗算器
１０６ 除算器
１０７ 係数器
Ｔ１，Ｔ２ トランス
Ｑ１〜Ｑ１４ 第１スイッチ素子〜第１４スイッチ素子
ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチ DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Commercial AC power supply 2 Terminal 3 Charger 4 Battery 5 Inverter 6 Motor 7 Motor controller 7a-7c Current sensor 8 Active ripple cancellation controller 10 Charger controller 11 Switch control part 31 Filter 32 Rectifier 33a 1st bridge circuit 33b 2nd bridge Circuit 72 UVW / DQ converter 77 Adder 102 Absolute value conversion unit 103 Conductance unit 104 Multiplier 106 Divider 107 Coefficient unit T1, T2 Transformers Q1-Q14 1st switch element-14th switch element SW1, SW2 switch

Claims (7)

交流電源の交流電圧を整流して直流電圧を得る充電器と、
前記充電器の出力側に接続され、前記充電器により充電されるバッテリと、
前記充電器の出力側および前記バッテリに接続され、前記バッテリの直流電圧を交流に変換し交流をモータに供給するインバータと、
前記インバータのＵ相Ｖ相Ｗ相の３相の交流電流をＤ軸交流電流とＱ軸交流電流に変換する変換器と、
前記充電器の出力側と前記バッテリと前記インバータの入力側に接続され、前記インバータに入力される前記直流電圧に基づき周期的に変化する波形の電流からなるリプルキャンセル信号を生成し、前記変換器で変換されたＤ軸交流電流に前記リプルキャンセル信号を加算することで前記充電器で発生する前記交流電源の周波数の２倍周波数の電流リプルを吸収するリプルキャンセル制御器とを備え、
前記充電器は、第１スイッチ素子乃至第４スイッチ素子をブリッジ接続し、前記交流電圧を整流した整流電圧をスイッチングすることにより高周波電圧に変換する第１ブリッジ回路と、
一次巻線が前記第１ブリッジ回路の出力側に接続されるトランスと、
第５スイッチ素子乃至第８スイッチ素子をブリッジ接続し、前記トランスの二次巻線に接続され前記トランスを介して前記高周波電圧を前記直流電圧に変換して前記バッテリに供給する第２ブリッジ回路と、
前記第１ブリッジ回路と前記第２ブリッジ回路の各々について、対角に配置された一方の２つのスイッチ素子と他方の２つのスイッチ素子を交互にオンオフし前記第１ブリッジ回路の一方の２つのスイッチ素子と前記第２ブリッジ回路の一方の２つのスイッチ素子との位相差及び前記第１ブリッジ回路の他方の２つのスイッチ素子と前記第２ブリッジ回路の他方の２つのスイッチ素子との位相差を制御するスイッチ制御部、前記交流電圧の位相と同位相の電流を生成する電流生成部、前記電流生成部で生成された電流に基づく電圧を前記第２ブリッジ回路の前記直流電圧で除算する除算器、前記除算器の除算出力に基づいて前記位相差を算出して前記スイッチ制御部に出力する位相差算出部を備える充電器コントローラとを備えることを特徴とする充電システム。 A charger that rectifies the AC voltage of the AC power source to obtain a DC voltage;
A battery connected to the output side of the charger and charged by the charger;
An inverter connected to the output side of the charger and the battery, for converting the DC voltage of the battery into AC and supplying AC to the motor;
A converter for converting a three-phase AC current of the U phase, V phase and W phase of the inverter into a D-axis AC current and a Q-axis AC current;
The converter is connected to the output side of the charger, the battery, and the input side of the inverter, and generates a ripple cancel signal comprising a current having a waveform that periodically changes based on the DC voltage input to the inverter, and the converter in example Bei a ripple cancellation controller to absorb the current ripple of twice the frequency of the frequency of the AC power generated in the charger by adding the ripple cancellation signal converted D-axis AC current,
The charger includes a first bridge circuit that bridges the first switch element to the fourth switch element, and converts the rectified voltage obtained by rectifying the AC voltage into a high-frequency voltage by switching, and
A transformer having a primary winding connected to the output side of the first bridge circuit;
A second bridge circuit that bridge-connects the fifth to eighth switch elements, is connected to a secondary winding of the transformer, converts the high-frequency voltage to the DC voltage via the transformer, and supplies the DC voltage to the battery; ,
For each of the first bridge circuit and the second bridge circuit, one two switch elements and the other two switch elements arranged diagonally are alternately turned on and off to switch one of the two switches of the first bridge circuit. The phase difference between the element and one of the two switch elements of the second bridge circuit and the phase difference between the other two switch elements of the first bridge circuit and the other two switch elements of the second bridge circuit are controlled. A switch control unit, a current generation unit that generates a current having the same phase as the phase of the AC voltage, a divider that divides a voltage based on the current generated by the current generation unit by the DC voltage of the second bridge circuit, ; and a charger controller including a phase difference calculator for calculating and outputting the phase difference based on dividing the output of the divider to the switch controller Charging system. 前記Ｄ軸交流電流は、正弦波信号と第２直流電圧とを加算し得られた加算出力の平方根からなることを特徴とする請求項１記載の充電システム。 The D-axis AC current, the charging system of claim 1, wherein in that it consists sine wave signal and a second DC voltage and the square root of the sum output that is obtained by adding the. 前記正弦波信号の周波数は、前記交流電源の周波数の２倍周波数であることを特徴とする請求項２記載の充電システム。 The charging system according to claim 2 , wherein the frequency of the sine wave signal is twice the frequency of the AC power supply. Ｌ_ＤがＤ軸インダクタンス、ｉ_{Ｄ_ＭＡＸ}がＤ軸交流電流の最大値、ｉ_{Ｄ_ＭＩＮ}がＤ軸交流電流の最小値、ｆ_ＧＲＩＤが前記交流電源の周波数、Ｐ_{ＣＨＡＲＧＥ_ＡＶＥ}が平均電力である場合に、以下の式
Ｌ_Ｄ×（ｉ_{Ｄ_ＭＡＸ} ^２−ｉ_{Ｄ_ＭＩＮ} ^２）／２×２π×（２ｆ_ＧＲＩＤ）＝Ｐ_{ＣＨＡＲＧＥ_ＡＶＥ}
が成立することを特徴とする請求項２記載の充電システム。 L _D is the D-axis inductance, i _{D_MAX} is the maximum value of the D-axis AC current, i _{D_MIN} is the minimum value of the D-axis AC current, f _GRID is the frequency of the AC power supply, and P _{CHARGE_AVE} is the average power Formula L _D × (i _{D_MAX} ² −i _{D_MIN} ² ) / 2 × 2π × (2f _GRID ) = P _{CHARGE_AVE}
The charging system according to claim 2, wherein: 前記Ｄ軸交流電流は、前記交流電源の周波数と同一周波数の正弦波信号からなることを特徴とする請求項１記載の充電システム。 Charging system of claim 1, wherein the D-axis AC current, which is characterized in that it consists of a sine wave signal of the same frequency of the AC power source. 前記正弦波信号の位相は、前記交流電源の位相に対して、４５°＋ｎ×１８０°（ｎは自然数）だけ遅れることを特徴とする請求項５記載の充電システム。 The charging system according to claim 5 , wherein the phase of the sine wave signal is delayed by 45 ° + n × 180 ° (n is a natural number) with respect to the phase of the AC power supply. Ｌ_ＤがＤ軸インダクタンス、ｉ_{Ｄ_ＡＭＰ}がＤ軸交流電流、ｆ_ＧＲＩＤが前記交流電源の周波数、Ｐ_{ＣＨＡＲＧＥ_ＡＶＥ}が平均電力である場合に、以下の式
Ｌ_Ｄ×（ｉ_{Ｄ_ＡＭＰ} ^２）／２×２π×（２ｆ_ＧＲＩＤ）＝Ｐ_{ＣＨＡＲＧＥ_ＡＶＥ}
が成立することを特徴とする請求項５記載の充電システム。 When L _D is a D-axis inductance, i _{D_AMP} is a D-axis AC current, f _GRID is the frequency of the AC power supply, and P _{CHARGE_AVE} is an average power, the following formula L _D × (i _{D_AMP} ² ) / 2 × 2π × (2f _GRID ) = P _{CHARGE_AVE}
The charging system according to claim 5, wherein:

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