JP6424773B2 - Control device of AC rotating electric machine - Google Patents
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Description
本発明は、電流センサにより検出された相電流の検出値に基づいて交流回転電機の通電を制御する交流回転電機の制御装置に関する。 The present invention relates to a control apparatus for an AC rotating electrical machine that controls energization of an AC rotating electrical machine based on a detection value of a phase current detected by a current sensor.
従来、交流回転電機の制御では、相電流値を検出し、検出した相電流値に基づいた制御量を目標値にフィードバックさせている。このようなフィードバック制御において、相電流に高次成分が重畳すると、フィードバック制御の結果であるインバータの各相のスイッチング素子に対する操作指令にも、高次成分が重畳する。その結果、スイッチングノイズ等の騒音成分にも高次成分が含まれ、静粛性の面で問題となる。また、相電流がオフセットすると、トルク変動や出力変動が生じるので望ましくない。 Conventionally, in control of an AC rotating electrical machine, a phase current value is detected, and a control amount based on the detected phase current value is fed back to a target value. In such feedback control, when the high-order component is superimposed on the phase current, the high-order component is also superimposed on the operation command to the switching element of each phase of the inverter which is the result of the feedback control. As a result, noise components such as switching noise also contain higher order components, which causes a problem in terms of quietness. Also, offsetting the phase current is undesirable because it causes torque fluctuations and output fluctuations.
そのため、特許文献1に記載の交流電動機の制御装置は、相電流検出値を電気角の関数としてフーリエ級数展開し、相電流の1次成分である1次電流を検出し、検出した1次電流に基づいてフィードバック制御を実施している。具体的には、上記制御装置は、電気角k周期をN個に分割して設定した積算角において、積算角における相電流検出値に基づく算出値を電気角k周期にわたって積算することにより、フーリエ係数を算出している。
Therefore, the controller for an AC motor described in
上記制御装置は、電気角k周期にわたる積算角における相電流検出値に基づいて、1次電流を検出している。よって、トルク指令値が変更された場合、トルク指令値が変更されてから電位角k周期が経過するまでの間、検出される1次電流はトルク指令値変更前の相電流を引きずることになる。それゆえ、トルク指令値の変更時おける応答性の低下が問題となることがある。特に、低回転速度域は、高回転速度域よりも、1次電流がトルク指令値変更前の相電流を引きずる時間が長くなるため、トルク指令値の変更時における応答性の低下が問題となる。 The control device detects the primary current based on the phase current detection value at the integration angle over k electrical cycles. Therefore, when the torque command value is changed, the primary current to be detected will drag the phase current before the torque command value is changed until the potential angle k period elapses after the torque command value is changed. . Therefore, a decrease in responsiveness at the time of changing the torque command value may be a problem. In particular, in the low rotational speed region, the time during which the primary current pulls the phase current before the change of the torque command value becomes longer than that in the high rotational speed region. .
本発明は、上記実情に鑑み、トルク指令値に対する応答性を向上させることが可能な交流回転電機の制御装置を提供することを主たる目的とする。 In view of the above situation, the present invention has as its main object to provide a control device of an AC rotating electrical machine capable of improving responsiveness to a torque command value.
請求項1に記載の発明は、3相の交流回転電機と、前記交流回転電機を駆動するインバータと、前記交流回転電機の少なくとも1相の相電流値を検出する電流センサと、を備える回転電機システムに適用される交流回転電機の制御装置であって、電気角k周期(kは自然数)をN個(Nは自然数)に分割して演算角を設定する演算角設定部と、前記電気角k周期のうちの電気角m/2周期(mはm≦kの自然数)にわたる前記演算角における前記相電流値の検出値に基づいて、前記電気角k周期のうちの残りの電気角(k−m/2)周期にわたる前記演算角における前記相電流値を推定し、前記相電流値の検出値と推定値とを合わせて、前記電気角k周期にわたる前記相電流値とする推定部と、前記演算角ごとに、所定相の各前記相電流値に基づく算出値を前記電気角k周期にわたって積算してフーリエ係数を算出する係数算出部と、算出された前記フーリエ係数の1次成分に基づいて、1次電流値を算出する1次電流算出部と、算出された前記1次電流値をdq変換してd軸電流値及びq軸電流値を算出するdq電流算出部と、算出された前記d軸電流値及び前記q軸電流値に基づいた制御量が、前記制御量の目標値に追従するように、前記インバータを構成する複数のスイッチング素子を操作する操作部と、を備える。
The invention according to
請求項1に記載の発明によれば、電気角k周期がN個に分割されて演算角が設定される。また、電気角k周期のうちの電気角m/2周期にわたる演算角における相電流値の検出値に基づいて、残りの(k−m/2)周期にわたる演算角における相電流値が推定される。そして、相電流値の検出値と推定値とが合わされて、電気角k周期にわたる相電流値とされる。そして、演算角ごとに、相電流値に基づく算出値が電気角k周期にわたって積算され、フーリエ係数が算出される。これにより、k/2周期にわたる相電流値の検出値からフーリエ係数を算出することができる。すなわち、電気角k周期にわたる相電流値の検出値からフーリエ係数を算出する場合と比較して、1/2以下の周期にわたる相電流値の検出値からフーリエ係数を算出することができる。 According to the first aspect of the present invention, the electrical angle k period is divided into N to set the operation angle. Also, based on the detected values of the phase current value at the calculation angle over the electrical angle m / 2 of the electrical angle k period, the phase current value at the calculation angle over the remaining (k−m / 2) period is estimated . Then, the detected value and the estimated value of the phase current value are combined to obtain a phase current value over k electrical cycles. Then, for each operation angle, a calculated value based on the phase current value is integrated over k periods of electrical angle, and a Fourier coefficient is calculated. Thereby, the Fourier coefficient can be calculated from the detected value of the phase current value over k / 2 cycles. That is, the Fourier coefficient can be calculated from the detected value of the phase current value over a period equal to or less than 1⁄2 as compared with the case where the Fourier coefficient is calculated from the detected value of the phase current value over the electrical angle k period.
さらに、算出されたフーリエ係数の1次成分に基づいて、1次電流値が算出され、算出された1次電流値がdq電流値に変換される。そして、変換されたdq電流値に基づいた制御量が目標値に追従するように、インバータのスイッチング素子が操作される。よって、トルク指令値が変更された際に、電気角k周期にわたる相電流値の検出値からフーリエ係数を算出する場合と比較して、1次電流値がトルク指令値変更前の相電流値を引きずる期間を半分以下にすることができる。したがって、トルク指令値に対する応答性を向上させることができる。 Furthermore, a primary current value is calculated based on the calculated primary component of the Fourier coefficient, and the calculated primary current value is converted to a dq current value. Then, the switching element of the inverter is operated such that the control amount based on the converted dq current value follows the target value. Therefore, when the torque command value is changed, compared with the case where the Fourier coefficient is calculated from the detected value of the phase current value over the electrical angle k cycle, the primary current value is the phase current value before the torque command value change. The dragging period can be reduced to half or less. Therefore, the responsiveness to the torque command value can be improved.
請求項5に記載の発明は、3相の交流回転電機と、前記交流回転電機を駆動するインバータと、前記交流回転電機の少なくとも1相の相電流値を検出する電流センサと、前記交流回転電機の回転子の回転位置を検出する回転位置センサと、を備える回転電機システムに適用される交流回転電機の制御装置であって、電気角k周期(kは自然数)をN個(Nは自然数)に分割して演算角を設定する演算角設定部と、前記相電流の位相と前記回転位置センサの回転位置とが同期していると判定された場合に、所定の前記演算角における前記相電流値の検出値及び前記回転位置の検出値に基づいて、前記相電流の最大振幅を算出し、算出した前記最大振幅から前記電気角k周期にわたる前記演算角における前記相電流値を推定する推定部と、前記演算角ごとに、所定相の前記相電流値の推定値に基づく算出値を前記電気角k周期にわたって積算してフーリエ係数を算出する係数算出部と、算出された前記フーリエ係数の1次成分に基づいて、1次電流値を算出する1次電流算出部と、算出された前記1次電流値をdq変換してd軸電流値及びq軸電流値を算出するdq電流算出部と、算出された前記d軸電流値及び前記q軸電流値に基づいた制御量が、前記制御量の目標値に追従するように、前記インバータを構成する複数のスイッチング素子を操作する操作部と、を備える。 The invention according to claim 5 comprises a three-phase alternating current rotating machine, an inverter for driving the alternating current rotating machine, a current sensor detecting a phase current value of at least one phase of the alternating current rotating machine, and the alternating current rotating machine A control device for an AC rotating electrical machine applied to a rotating electrical machine system including a rotational position sensor for detecting a rotational position of the rotor, wherein N electrical k cycles (k is a natural number) (N is a natural number) And the phase current at a predetermined calculation angle when it is determined that the phase of the phase current and the rotational position of the rotational position sensor are synchronized. An estimation unit that calculates the maximum amplitude of the phase current based on the detected value of the value and the detected value of the rotational position, and estimates the phase current value at the calculation angle over the k periods of the electrical angle from the calculated maximum amplitude And the above A coefficient calculation unit that calculates a Fourier coefficient by integrating a calculated value based on an estimated value of the phase current value of a predetermined phase for each corner over the electrical angle k cycle, and based on the calculated primary component of the Fourier coefficient The primary current calculator for calculating the primary current value, and the dq current calculator for calculating the d-axis current value and the q-axis current value by performing dq conversion on the calculated primary current value; And an operation unit configured to operate a plurality of switching elements forming the inverter such that a control amount based on the d-axis current value and the q-axis current value follows a target value of the control amount.
請求項5に記載の発明によれば、電気角k周期がN個に分割されて演算角が設定される。相電流の位相と回転位置センサの回転位置とが同期している場合、少なくとも1組の相電流値の検出値と回転位置の検出値とから、相電流の最大振幅を算出することができる。そこで、相電流値の検出値と回転位置の検出値とが同期していると判定された場合に、所定の演算角における相電流値の検出値及び回転位置の検出値に基づいて、相電流の最大振幅が算出され、算出された相電流の最大振幅から電気角k周期にわたる相電流値が推定される。そして、演算角ごとに、相電流値の推定値に基づく算出値が電気角k周期にわたって積算され、フーリエ係数が算出される。さらに、算出されたフーリエ係数の1次成分に基づいて、1次電流値が算出され、算出された1次電流値がdq電流値に変換さ、変換されたdq電流値に基づいた制御量が目標値に追従するように、インバータのスイッチング素子が操作される。よって、最低限1組の相電流値の検出値と回転位置の検出値に基づいて1次電流を算出できるため、トルク指令値に対する応答性を向上させることができる。 According to the fifth aspect of the present invention, the electrical angle k period is divided into N to set the operation angle. When the phase of the phase current and the rotational position of the rotational position sensor are synchronized, the maximum amplitude of the phase current can be calculated from the detection values of at least one set of phase current values and the detection value of the rotational position. Therefore, when it is determined that the detected value of the phase current value and the detected value of the rotational position are synchronized, the phase current is detected based on the detected value of the phase current value at a predetermined calculation angle and the detected value of the rotational position. The maximum amplitude of is calculated, and the phase current value over k periods of electrical angle is estimated from the calculated maximum amplitude of the phase current. Then, for each calculation angle, a calculated value based on the estimated value of the phase current value is integrated over k periods of electrical angle, and a Fourier coefficient is calculated. Furthermore, the primary current value is calculated based on the calculated primary component of the Fourier coefficient, the calculated primary current value is converted to the dq current value, and the control amount based on the converted dq current value is The switching element of the inverter is operated to follow the target value. Therefore, since the primary current can be calculated based on at least one set of the detected value of the phase current value and the detected value of the rotational position, the responsiveness to the torque command value can be improved.
以下、交流回転電機の制御装置を具現化した各実施形態について図面を参照して説明する。各実施形態に係る交流回転電機の制御装置は、ハイブリッド自動車を駆動するモータシステムに適用されることを想定している。なお、以下の各実施形態において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付しており、同一符号の部分についてはその説明を援用する。 Hereinafter, embodiments embodying a control device for an AC rotating electrical machine will be described with reference to the drawings. The control device of the AC rotating electrical machine according to each embodiment is assumed to be applied to a motor system that drives a hybrid vehicle. In the following embodiments, parts identical or equivalent to each other are denoted by the same reference numerals in the drawings, and the description of the same parts will be incorporated.
(第1実施形態)
まず、本実施形態に係るモータシステムについて、図1を参照して説明する。本実施形態に係るモータシステム(回転電機システム)は、モータ30、インバータ20、直流電源10、電流センサ31,32、回転位置センサ33、及び制御装置40を備える。制御装置40には、車両制御装置100からトルク指令値Trq*が入力される。
First Embodiment
First, a motor system according to the present embodiment will be described with reference to FIG. A motor system (a rotating electrical machine system) according to the present embodiment includes a
MG30(交流回転電機)は、U相、V相、W相の3相のコイルが巻回された固定子と回転子とを含み、電動機としての機能及び発電機としての機能を有する3相のモータジェネレータである。MG30は、ハイブリッド自動車の走行駆動源となる。なお、MG30は、電動機としての機能のみを有する3相モータでもよい。
MG30 (AC electric rotating machine) includes a stator and a rotor on which U-phase, V-phase, and W-phase three-phase coils are wound, and has three-phase functions as a motor and a generator. It is a motor generator. The
インバータ20は、2個のスイッチング素子が上下に接続されている直列体が、3個並列に接続されているブリッジ回路である。スイッチング素子としては、例えばゲート駆動型のIGBT、MOSトランジスタ等を採用できる。後述する制御装置40から送信される操作信号gua,gub,gva,gvb,gwa,gwbが、各スイッチング素子のゲート端子に入力されることにより、各スイッチング素子のオン・オフが操作される。その結果、MG30の各相のコイルに交流電圧Vu,Vv,Vwが印加され、MG30の駆動が制御される。
The
直流電源10は、例えばリチウムイオンやニッケル水素の二次電池であり、インバータ20を介して、MG30と電力の授受を行う。直流電源10の直流電圧が、インバータ20に入力されるシステム電圧VHとなる。直流電源10とインバータ20との間に、昇圧コンバータが接続されている場合には、昇圧コンバータにより昇圧された直流電圧が、インバータ20に入力されるシステム電圧VHとなる。
The
電流センサ31は、V相のコイルに設けられており、V相の相電流Ivを所定の周期で検出し、検出した相電流Ivの値を制御装置40へ送信する。また、電流センサ32は、W相のコイルに設けられており、W相の相電流Iwを所定の周期で検出し、検出した相電流Iwの値を制御装置40へ送信する。ここで、キルヒホッフの法則により3相の相電流の和は常にゼロであるから、V相の相電流Iv及びW相の相電流Iwがわかれば、残りのU相の相電流Iuは計算で求められる。本実施形態では、V相及びW相の2相に電流センサ31,32を設けているが、3相のうちのどの2相に電流センサ31,32を設けてもよい。
The
回転位置センサ33は、MG30の回転子の近くに設けられており、回転子の回転位置θを検出し、検出した回転位置θを制御装置40へ送信する。回転位置θは、電気角で表される値であり、回転位置θからMG30の回転速度Nrが算出される。回転位置センサ33としては、レゾルバやエンコーダ等が採用できる。
The
車両制御装置100は、制御装置40よりも上位のハイブリッド車両全体を制御する制御装置であり、CPU、ROM、RAM及びI/O等を備えたマイクロコンピュータを主体として構成されている。車両制御装置100は、アクセルセンサやブレーキセンサ、シフトポジションセンサ等の各種センサの検出値に基づいて、車両の運転状態を検出する。そして、車両制御装置100は、検出した車両の運転状態に応じたトルク指令値Trq*を算出し、算出したトルク指令値Trq*を制御装置40へ送信する。
The
制御装置40(交流回転電機の制御装置)は、CPU、ROM、RAM、及びI/O等を備えたマイクロコンピュータを主体として構成されている。制御装置40は、ROMに記憶されているプログラムをCPUにより実行するソフトウェア処理や、専用の電気回路によるハードウェア処理により、後述する各種機能を実現し、MG30の駆動を制御する。
The control device 40 (control device for an AC rotating electric machine) is mainly configured of a microcomputer provided with a CPU, a ROM, a RAM, an I / O, and the like. The
制御装置40は、図2に示すように、MG30の制御モードとして、変調率mに応じて3つの制御モードのいずれかを選択して実施する。変調率mは、次の式(1)により定義される。Vrは、回転座標平面上でのMG30に印加される電圧ベクトルの大きさである。
As shown in FIG. 2,
変調率mが0〜1.27未満のとき、制御装置40は、正弦波PWM制御モード及び過変調PWM制御モードを実施する。正弦波PWM制御モードは、正弦波状の各相の電圧指令値と搬送波との比較に基づいて、インバータ20の各相のスイッチング素子を制御するモードであり、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波の振幅以下の範囲で実施される。一方、過変調PWM制御モードは、電圧指令の正弦波成分の振幅が搬送波の振幅よりも大きい範囲で、正弦波PWM制御モードと同様のPWM制御を実施する。正弦波PWM制御モード及び過変調PWM制御モードでは、MG30を流れる電流のフィードバックによって、MG20に印加する電圧の振幅及び位相を制御する「電流フィードバック制御」を実施する。
When the modulation factor m is less than 0 to 1.27, the
また、変調率m=1.27のとき、制御装置40は、矩形波制御モードを実施する。矩形波制御モードは、一定期間内で、上アームのオン期間と下アームのオン期間との比を、1:1とする矩形波1パルスをMG30に印加するモードである。矩形波制御モードでは、MG30に印加する電圧の振幅が固定されるため、トルク指令値Trq*とトルク推定値Trqeとの偏差に基づいて、矩形波電圧パルスの位相を制御する「トルクフィードバック制御」を実施する。
Further, when the modulation factor m = 1.27, the
図3に、MG30の動作状態と各制御モードとの対応関係を示す。低回転速度域Iでは、正弦波PWM制御モードが実施され、トルク変動が抑制される。MG30の回転速度Nrが上昇し、システム電圧VHが最大値を超える中回転速度域IIでは、制御モードを正弦波PWM制御モードから過変調PWM制御モードに切り替えて、中回転速度域IIでの出力を上げる。さらに、MG30の回転速度Nrが上昇すると、過変調PWM制御モードから矩形波制御モードへ切替えて、高回転速度域IIIでの出力を上げる。以下、正弦波PWM制御及び過変調PWM制御モードを含むPWM制御モードと、矩形波制御モードについてそれぞれ説明する。
FIG. 3 shows the correspondence between the operation state of the
<PWM制御>
まず、PWM制御モードについて説明する。PWM制御モードでは、電流フィードバック制御を実施するため、フィードバックの制御量は電流値となる。図4に、PWM制御モードに対応する制御装置40の構成を示す。制御装置40は、電流指令生成部41、FF項演算部42、偏差算出部43,44、PI制御部45,46、加算部47,48、2相3相変換部49、rφ変換部50、電圧DUTY変換部51、及びPWM部52の機能を備える。さらに、制御装置40は、推定部53、フーリエ係数算出部54、1次電流算出部55、dq電流算出部56、及び演算角設定部71の機能を備える。
<PWM control>
First, the PWM control mode will be described. In the PWM control mode, in order to implement current feedback control, the control amount of feedback becomes a current value. FIG. 4 shows the configuration of the
電流指令生成部41は、トルク指令値Trq*と電流指令マップとに基づいて、回転座標系の電流指令値Id*,Iq*を生成する。電流指令マップは、トルク指令値Trq*と電流指令値Id*,Iq*との対応を示すマップであり、予め記憶装置に記憶されている。なお、PWM制御モードでは、電流指令値Id*,Iq*が、制御量の目標値に相当する。
The current
FF項演算部42は、生成された電流指令値Id*,Iq*に基づいて、d軸電圧指令値及びq軸電圧指令値のフィードフォワード項Vd_ff,Vq_ffを、それぞれ算出する(特開2014−132815号公報参照)。偏差算出部43,44は、生成された電流指令値Id*,Iq*と、後述するdq電流算出部56により算出された回転座標系の実電流Id,Iqとの電流偏差ΔId,ΔIqを、それぞれ算出する。PI制御部45,46は、算出された電流偏差ΔId,ΔIqが0に収束するように、d軸電圧指令値及びq軸電圧指令値のフィードバック項Vd_fb,Vq_fbを、それぞれ比例積分制御により算出する。加算部47,48は、フィードフォワード項Vd_ff,Vq_ffと、フィードバック項Vd_fb,Vq_fbとをそれぞれ加算して、回転座標系の電圧指令値Vd*,Vq*をそれぞれ算出する。なお、実電流Id,Iq(実電流Id,Iqを合わせてdq電流と称する)が制御量に相当する。
The FF
2相3相変換部49は、回転位置センサ33から受信した回転位置θを用いて、算出された回転座標系の電圧指令値Vd*,Vq*を、固定座標系の電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*に変換する。rφ変換部50は、回転座標系の電圧指令値Vd*,Vq*を、回転座標平面上で大きさVr且つq軸を基準とする位相φqの指令電圧ベクトルに変換する。位相φqは、q軸から反時計まわり方向を正と定義する。
The two-phase to three-
電圧DUTY変換部51は、回転位置θ、算出された位相φq、及び変調率mに基づいて、各相の電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*を指令デューティDu,Dv,Dwに変換する。変調率mは、算出されたベクトルVrの大きさ、システム電圧VH及び係数の乗算から算出される。PWM部52は、指令デューティDu,Dv,Dwに基づいて、操作信号gua,gub,gva,gvb,gwa,gwbを生成し、生成した各操作信号をインバータ20の各スイッチング素子へ送信する。各操作信号は、インバータ20の各スイッチング素子のオン・オフを制御する信号である。PWM制御モードでは、上述したFF項演算部42からPWM部52までの機能が操作部に相当する。
各スイッチング素子のオン・オフが操作信号により制御されることで、MG30の各相のコイルに3相の交流電圧Vu,Vv,Vwが印加される。3相の交流電圧Vu,Vv,Vwの印加に伴い、MG30からトルク指令値Trq*に応じたトルクが出力され、MG30の各相のコイルには相電流Iu,Iv,Iwが流れる。
By controlling the on / off of each switching element by the operation signal, three-phase AC voltages Vu, Vv, and Vw are applied to the coils of each phase of
制御装置40は、各相の相電流Iu,Iv,Iwを検出して、実電流Id,Iqを算出し、実電流Id,Iqを電流指令値Id*,Iq*に対してフィードバックさせる。このとき、相電流Iu,Iv,Iwに高次成分が重畳していたり、相電流Iu,Iv,Iwがオフセットしていたりすることがある。高次成分が重畳した相電流Iu,Iv,Iwから実電流Id,Iqを算出すると、指令デューティDu,Dv,Dwにも高次成分が重畳し、それに伴うインバータ20のスイッチングノイズ等の騒音成分にも高次成分が含まれるようになる。特に、過変調PWM制御モードでは、PWMパルスに高次成分が含まれるため、相電流値に高次成分が重畳しやすく、騒音が大きくなるという問題がある。また、相電流値がオフセットすると、トルク変動やパワー変動が生じる。
そこで、制御装置40は、相電流値を回転位置θの関数としてフーリエ級数展開する。フーリエ級数展開の一般式を式(2),(3)に示す。式(2)は、cos関数のn次のフーリエ係数an、及びsin関数のn次のフーリエ係数bnを算出する式である。式(3)で示すf(θ)は、θを変数とする周期2πの周期関数であって、三角関数の和で表される。なお、式(2),(3)中の文字「n」は、これらの式だけで独立して用いるものであり、他の箇所で用いる「n」とは異なるものとする。
Therefore, the
式(3)において、0次成分であるa0/2は、直流成分であり、電流0(A)に対する電流振幅の中心のオフセット量に相当する。2次以上の成分は高次成分に相当する。よって、制御装置40は、相電流の1次成分のみを抽出し、抽出した相電流の1次成分である1次電流値から実電流Id,Iqを算出して、電流フィードバック制御を実施する。
In the equation (3), the zero-order component a0 / 2 is a direct current component and corresponds to the offset amount of the center of the current amplitude with respect to the current 0 (A). The second and higher order components correspond to higher order components. Therefore, the
一般に、フーリエ係数は、電気角k周期(kは自然数)をN個(Nは自然数)に分割して設定した演算角におけるN個の相電流値に基づいて算出される。例えば、図5に示すように、k=1とし、電気角1周期を12個に分割して演算角を設定した場合、ある演算角では、その演算角及びその演算角の直前の11個の演算角における12個の相電流値に基づいて、フーリエ係数を算出する。各演算角は、フーリエ係数の演算開始タイミングとなる。本実施形態では、電流センサ31,32による相電流Iv,Iwの検出タイミングは、演算開始タイミングである演算角と同期しているとする。
In general, Fourier coefficients are calculated based on N phase current values at calculation angles set by dividing the electrical angle k period (k is a natural number) into N (N is a natural number). For example, as shown in FIG. 5, when k = 1 and one electric angle period is divided into 12 and the operation angle is set, the operation angle and the 11 operation angles immediately before the operation angle are obtained at a certain operation angle. Fourier coefficients are calculated based on the 12 phase current values at the calculation angle. Each operation angle is the operation start timing of the Fourier coefficient. In this embodiment, it is assumed that the detection timings of the phase currents Iv and Iw by the
図6(a)に、k=1とした場合における、従来のフーリエ係数の演算処理において、演算対象となる相電流値の範囲を示す。時点t0,t1,t2,t3は、隣接する時点との間隔が電気角半周期となっている。従来、式(2)に基づき、電気角1周期にわたる演算角における相電流値に基づく算出値を、電気角1周期にわたって積算して、フーリエ係数を算出している。図6(b)は、算出したフーリエ係数の1次成分から算出した1次電流値を示す。 FIG. 6A shows a range of phase current values to be calculated in the conventional calculation process of Fourier coefficients when k = 1. In the time points t0, t1, t2, and t3, the interval between adjacent time points is an electrical angle half cycle. Conventionally, based on the equation (2), Fourier coefficients are calculated by integrating a calculated value based on a phase current value at a calculation angle over one electrical angle period over one electrical angle period. FIG. 6 (b) shows the primary current value calculated from the primary component of the calculated Fourier coefficient.
従来、トルク指令値Trq*が変更された場合は、トルク指令値Trq*が変更されてから電気角1周期が経過するまでの間、フーリエ係数ひいては1次電流値は、トルク指令値Trq*変更前の相電流値の影響を受ける。例えば、図6(a)に示すように、時点t1でトルク指令値Trq*が変更され、時点t2におけるdq電流を算出する場合、指令値変更前の時点t0から時点t1における相電流値と、指令値変更後の時点t1から時点t2における相電流値とに基づいて、1次電流値を算出することになる。よって、算出された1次電流値は、時点t2における実際の1次電流値に対して誤差が比較的大きくなる。その結果、トルク指令値Trq*に対する実トルクの応答性が低下する。 Conventionally, when the torque command value Trq * is changed, the Fourier coefficient and hence the primary current value is changed to the torque command value Trq * from the time the torque command value Trq * is changed until one cycle of the electrical angle elapses. Affected by previous phase current value. For example, as shown in FIG. 6A, when torque command value Trq * is changed at time t1 and dq current at time t2 is calculated, phase current values from time t0 to time t1 before the change of the command value; The primary current value is calculated based on the phase current value from time t1 to time t2 after the change of the command value. Therefore, the calculated primary current value has a relatively large error with respect to the actual primary current value at time t2. As a result, the responsiveness of the actual torque to the torque command value Trq * is reduced.
図6(a)において、時点t1で指令値が変更された場合、時点t3におけるdq電流を算出するまでの間、算出された1次電流値は指令値変更前の相電流値を引きずることになる。特に、低回転速度域では、高回転速度域よりも、回転子が電気角1周期分回転するのに要する時間が長くなるため、トルク指令値Trq*の変更時において、1次電流値が指令値変更前の相電流値を引きずる時間が長くなる。そのため、特に低回転速度域では、トルク指令値Trq*の変更時における応答性の低下が問題となり、トルク指令値の変更時における応答性の向上が望まれる。 In FIG. 6 (a), when the command value is changed at time t1, the calculated primary current value subtracts the phase current value before the change of the command value until the dq current is calculated at time t3. Become. In particular, in the low rotational speed region, the time required for the rotor to rotate by one electrical angle period is longer than that in the high rotational speed region. Therefore, when changing the torque command value Trq *, the primary current value is commanded The time to pull the phase current value before the value change becomes long. Therefore, particularly in the low rotational speed region, a decrease in responsiveness at the time of change of the torque command value Trq * becomes a problem, and improvement of the responsiveness at the time of change of the torque command value is desired.
そこで、推定部53は、電気角k周期のうち、電気角k周期のうちの電気角m/2周期にわたる演算角における相電流値の検出値に基づいて、残りの電気角(k−m/2)周期にわたる演算角における相電流値を推定することにした。mはm≦kとなる自然数である。そして、推定部53は、m/2周期にわたる相電流値の検出値と、残りの電気角(k−m/2)周期にわたる相電流値の推定値とを合わせて、電気角k周期にわたる相電流値とする。フーリエ係数算出部54(係数算出部)は、推定部53により算出された所定相の電気角k周期にわたる相電流値に基づく算出値を、電気角k周期にわたって積算して、所定相のフーリエ係数の1次成分を算出する。本実施形態では、k=1とし、推定部53は、電気角1/2周期にわたる相電流値の検出値に基づいて、残りの電気角半周期にわたる相電流値を推定する。
Therefore, the
推定部53による具体的な相電流値の推定手法を以下に説明する。トルク指令値Trq*が一定の場合、図7(a)に示すように、電気角1周期において、電気角0°〜180°における所定相の電圧指令値の大きさと、電気角180°〜360°における所定相の電圧指令値の大きさが等しくなる。この場合、図7(b)に示すように、電気角0°〜180°における相電流値は、電気角180°〜360°における相電流値を電気角180°ずらすとともに、相電流の振幅方向の中心を通る中心軸に対して反転させた値となる。
A specific estimation method of the phase current value by the
そこで、推定部53は、図8(a),(b)に示すように、電気角半周期にわたる相電流値の検出値を電気角180°ずらすとともに中心軸に対して反転させて、残りの電気角半周期にわたる相電流値の推定値を算出する。ここでは、相電流値の検出値を電気角180°ずらすとともに中心軸に対して反転させることを並進反転と称する。そして、推定部53は、電気角半周期にわたる相電流値の検出値と、残りの電気角半周期にわたる相電流値の検出値とを合わせて、電気角1周期にわたる相電流値とする。このように、電気角半周期の相電流値を並進反転させた値を、残りの電気角半周期の相電流値とすると、フーリエ級数展開において理想状態となる。図8(c)は、算出した電気角1周期にわたる相電流値に基づいて算出した1次電流値を示す。また、図9(a),(b)は、U相の相電流値の検出値を黒丸で示し、検出値を並進反転させた推定値を白丸で示す。図10(a),(b)は、V相の相電流値の検出値を黒四角で示し、検出値を並進反転させた推定値を白四角で示す。また、図11(a),(b)は、W相の相電流値の検出値を黒三角で示し、検出値を並進反転させた推定値を白三角で示す。
Therefore, as shown in FIGS. 8 (a) and 8 (b), the
電気角半周期分の相電流値の検出値から、各相の電気角1周期にわたる相電流値Iue,Ive,Iweを算出することにより、トルク指令値Trq*が一定の場合には、残りの電気角半周期における相電流値が高精度に推定される。また、トルク指令値Trq*の変更時には、1次電流値がトルク指令値Trq*の変更前の相電流値を引きずる期間が従来の1/2に短縮される。例えば、図8(a)に示すように、時点t1でトルク指令値Trq*が変更され、時点t2におけるdq電流を算出する場合、時点t1から時点t2における相電流値の検出値と、時点t1から時点t2における相電流値の検出値から推定した推定値と、に基づいて、1次電流値を算出することになる。よって、時点t2におけるdq電流の算出時には、1次電流値が指令値変更前の相電流値を引きずることがない。従来、1次電流値が指令値変更前の相電流値を引きずる期間が、時点t1から時点3までであったのに対して、本実施形態では、引きずる期間が時点t1から時点t2までに短縮される。したがって、従来と比較して、トルク指令値Trq*の変更時におけるトルク指令値Trq*に対する実トルクの応答性の低下が抑制される。 By calculating phase current values Iue, Ive, Iwe over one electrical angle cycle of each phase from detected values of phase current values for half electrical cycle, the remaining torque command value Trq * remains constant. The phase current value in the electrical angle half cycle is estimated with high accuracy. Further, when the torque command value Trq * is changed, a period in which the primary current value pulls the phase current value before the change of the torque command value Trq * is shortened to 1⁄2 of the conventional case. For example, as shown in FIG. 8A, when the torque command value Trq * is changed at time t1 and the dq current at time t2 is calculated, the detected value of the phase current value from time t1 to time t2 and time t1 The primary current value is calculated based on the estimated value estimated from the detected value of the phase current value at time t2. Therefore, when calculating the dq current at time t2, the primary current value does not drag the phase current value before the change of the command value. Conventionally, while the period in which the primary current value drags the phase current value before the change of the command value is from time t1 to time 3, in the present embodiment, the time to drag is shortened from time t1 to time t2. Be done. Therefore, compared to the conventional case, the decrease in responsiveness of the actual torque with respect to torque command value Trq * at the time of change of torque command value Trq * is suppressed.
1次電流算出部55は、フーリエ係数算出部54により算出された各相のフーリエ係数au1,bu1、av1,bv1、aw1,bw1に基づいて、各相の1次電流値Iu_1,Iv_1,Iw_1をそれぞれ算出する。なお、フーリエ係数の算出及び各相の1次電流値の算出の詳細は後述する。
The primary
dq電流算出部56は、算出された3相の1次電流値Iu_1,Iv_1,Iw_1を、回転座法系の実電流Id(d軸電流値)と実電流Iq(q軸電流値)に変換する。
The dq
演算角設定部71は、電気角1周期をN個に分割して演算角を設定する。
The calculation
次に、相電流値の検出値からdq電流を算出する手法について、図12のフローチャート及び図13のタイムチャートを参照して説明する。 Next, a method of calculating the dq current from the detected value of the phase current value will be described with reference to the flowchart of FIG. 12 and the time chart of FIG.
図13(a)は時間に対する回転位置θの特性を示し、図13(b)は時間に対するV相の相電流Iv(θ)の特性を示す。図13(a)において、回転位置θは、0〜360°の範囲で時間に比例して直線的に増加し、360°に到達すると同時に0°に戻る鋸波型に時間変化している。縦軸には、(n−1)番目、n番目、(n+1)番目の演算角θ[n−1]、θ[n]、θ[n+1]を示している。連続する演算角の間隔であるサンプル間隔は、Δθ=360/Nで一定であり、電気角1周期をN等分割した間隔となる。よって、電気角1周期では、演算角θ[1]からθ[N](=θ[0])の演算角が設定される。連続する電気角1周期において、後の周期の演算角θ[0]は前の周期の演算角θ[N]と同じ回転位置θとなる。電気角1周期分の演算角としては、N個の演算角が設定される。 FIG. 13 (a) shows the characteristic of the rotational position θ with respect to time, and FIG. 13 (b) shows the characteristic of the phase current Iv (θ) of the V phase with respect to time. In FIG. 13 (a), the rotational position θ linearly increases in proportion to time in the range of 0 to 360 °, and changes in time to a sawtooth wave shape returning to 0 ° simultaneously with reaching 360 °. The (n−1) th, nth, and (n + 1) th calculation angles θ [n−1], θ [n], and θ [n + 1] are shown on the vertical axis. The sample interval, which is the interval between consecutive calculation angles, is constant at Δθ = 360 / N, and is an interval obtained by equally dividing one electrical angle cycle by N. Therefore, in one cycle of the electrical angle, calculation angles θ [1] to θ [N] (= θ [0]) are set. In one continuous electrical angle period, the operation angle θ [0] of the later period is the same rotational position θ as the operation angle θ [N] of the previous period. N calculation angles are set as calculation angles for one cycle of the electrical angle.
以下、相電流の検出値からdq電流を算出する処理手順について、図12のフローチャートを参照して説明する。本処理手順は、制御装置40が、演算角ごとに繰り返し実行する。
Hereinafter, a processing procedure for calculating the dq current from the detected value of the phase current will be described with reference to the flowchart of FIG. The
まず、nの値を、前回の処理時のnの値から1増やす(S10)。続いて、nがNよりも大きいか否か判定する(S11)。nがN以下の場合は(S11:NO)、そのままS13の処理に進む。nがNよりも大きい場合は(S11:YES)、n=1として(S12)、S13の処理に進む。 First, the value of n is increased by 1 from the value of n at the time of the previous processing (S10). Subsequently, it is determined whether n is larger than N (S11). If n is equal to or less than N (S11: NO), the process directly proceeds to the process of S13. If n is larger than N (S11: YES), n is set to 1 (S12), and the process proceeds to S13.
続いて、電流センサ31により検出されたV相の相電流値Iv(θ[n])、及び電流センサ32により検出されたW相の相電流値Iw(θ[n])を取得する(S13)。相電流値Iv(θ[n])及び相電流値Iw(θ[n])は、それぞれ演算角θ[n]におけるV相の相電流値及びW相の相電流値である。
Subsequently, the phase current value Iv (θ [n]) of V phase detected by the
続いて、S13で取得した相電流値Iv(θ[n])及び相電流値Iw(θ[n])を用いて、キルヒホッフの法則により、演算角θ[n]におけるU相の相電流値Iu(θ[n])を算出する(S14)。算出したU相の相電流値Iu(θ[n])を、演算角θ[n]におけるU相の相電流値の検出値とする。 Subsequently, using the phase current value Iv (θ [n]) and the phase current value Iw (θ [n]) acquired in S13, the phase current value of the U phase at the calculation angle θ [n] according to Kirchhoff's law Iu (θ [n]) is calculated (S14). The calculated phase current value Iu (θ [n]) of the U phase is a detected value of the phase current value of the U phase at the calculation angle θ [n].
続いて、各相の電気角半周期にわたる相電流値から、各相の電気角1周期にわたる相電流値Iue,Ive,Iweを推定する(S15)。具体的には、相ごとに、演算角θ[n]以前の直近の電気角半周期にわたる演算角θ[n],θ[n−1],θ[n−2]…において検出した相電流値の検出値と、その相電流値の検出値を並進反転させた推定値とを合わせて、電気角1周期にわたる相電流値Iue,Ive,Iweを推定する。Nが偶数の場合、直近のN/2個の検出値から、N/2個の推定値を算出する。また、Nが奇数の場合、直近の(N+1)/2個の検出値から、(N+1)/2個の推定値を算出する。Nが奇数の場合、検出値と推定値が重なる部分が生じるので、いずれかを選択する。 Subsequently, phase current values Iue, Ive, Iwe over one period of the electrical angle of each phase are estimated from phase current values over the electrical angle half period of each phase (S15). Specifically, for each phase, phase currents detected at calculation angles θ [n], θ [n-1], θ [n-2]... Over the most recent electric angle half cycle before the calculation angle θ [n] The detected value of the value and the estimated value obtained by translating and inverting the detected value of the phase current value are combined to estimate the phase current values Iue, Ive, Iwe over one period of the electrical angle. When N is an even number, N / 2 estimated values are calculated from the latest N / 2 detected values. When N is an odd number, (N + 1) / 2 estimated values are calculated from the latest (N + 1) / 2 detected values. If N is an odd number, a portion where the detected value and the estimated value overlap is generated, so either is selected.
続いて、S15で算出したV相の電気角1周期にわたる相電流値Iveに対して、図12に示す式を用いて、1次のフーリエ係数av1,bv1をそれぞれ算出する。図12に示す式は、式(2)及び(3)を離散化した式となっている。Ive(θ[n])・cosθ[n]・(θ[n]−θ[n−1])をn=1からNまで積算して、フーリエ係数av1を算出する。また、Ive(θ[n])・sinθ[n]・(θ[n]−θ[n−1])をn=1からNまで積算して、フーリエ係数bv1を算出する。 Subsequently, first-order Fourier coefficients av1 and bv1 are calculated for the phase current value Ive over one cycle of the V-phase electrical angle calculated in S15, using the equation shown in FIG. The equations shown in FIG. 12 are equations obtained by discretizing equations (2) and (3). Ive (θ [n]) · cos θ [n] · (θ [n] −θ [n−1]) is integrated from n = 1 to N to calculate a Fourier coefficient av1. Further, Ive (θ [n]) · sin θ [n] · (θ [n] −θ [n−1]) is integrated from n = 1 to N to calculate a Fourier coefficient bv1.
そして、算出したフーリエ係数av1及びbv1から、V相の1次電流値Iv_1(θ[n])を算出する(S16)。同様に、S15で算出したU相及びW相の電気角1周期にわたる相電流値Iue及びIweについて、1次のフーリエ係数au1,bu1、aw1,bw1を算出し、U相及びW相の1次電流値Iu_1(θ[n])及びIw_1(θ[n])を算出する。図12では、代表してV相のフーリエ係数av1,bv1を算出する式を示しているが、U相のフーリエ係数au1,bu1を算出する式、及びW相のフーリエ係数aw1,bw1を算出する式も同様の式となる。 Then, the V-phase primary current value Iv_1 (θ [n]) is calculated from the calculated Fourier coefficients av1 and bv1 (S16). Similarly, first-order Fourier coefficients au1, bu1, aw1, bw1 are calculated for phase current values Iue and Iwe over one period of the U-phase and W-phase electric angles calculated in S15, and the first-order U and W phases are calculated. The current values Iu_1 (θ [n]) and Iw_1 (θ [n]) are calculated. FIG. 12 shows the formulas for calculating the V-phase Fourier coefficients av1 and bv1 representatively, but the formulas for calculating the U-phase Fourier coefficients au1 and bu1 and the W-phase Fourier coefficients aw1 and bw1 are calculated. The formula is also the same.
なお、本実施形態において、Ive(θ[n])(n=1,2,…N)がV相の各相電流値に相当する。また、Ive(θ[n])・cosθ[n]・(θ[n]−θ[n−1])、及びIve(θ[n])・sinθ[n]・(θ[n]−θ[n−1])が、V相の各相電流値に基づく算出値に相当する。U相、W相についても同様である。 In the present embodiment, Ive (θ [n]) (n = 1, 2,... N) corresponds to each phase current value of the V phase. Also, Ive (θ [n]) · cos θ [n] · (θ [n] −θ [n−1]), and Ive (θ [n]) · sin θ [n] · (θ [n] −θ [n-1] corresponds to the calculated value based on each phase current value of the V phase. The same applies to the U phase and the W phase.
続いて、S16で算出した、3相の1次電流値Iu1(θ[n]),Iv_1(θ[n]),Iw_1(θ[n])を、図12に示す行列により回転座標系の実電流Id,Iqに変換する(S17)。以上で本処理を終了する。 Subsequently, the three-phase primary current values Iu1 (θ [n]), Iv_1 (θ [n]), Iw_1 (θ [n]) calculated in S16 are calculated using the matrix shown in FIG. It converts into real current Id and Iq (S17). This is the end of the process.
次に、相電流の検出値からdq電流を算出する処理手順の変形例について、図14のフローチャートを参照して説明する。本処理手順は、制御装置40が、演算角ごとに繰り返し実行する。
Next, a modification of the processing procedure for calculating the dq current from the detected value of the phase current will be described with reference to the flowchart of FIG. The
まず、S20〜S22では、S10〜S12と同様の処理を行う。続いて、電流センサ31により検出されたV相の相電流値Iv(θ[n])のみを取得する(S23)。続いて、S15と同様に、直近の電気角半周期にわたる相電流値Iv(θ[n])の検出値を並進反転させて、電気角1周期にわたる相電流値Iveを算出する(S24)。
First, in S20 to S22, the same processing as S10 to S12 is performed. Subsequently, only the phase current value Iv (θ [n]) of the V phase detected by the
続いて、各相の相電流値は互いに電気角120°ずれた関係となるから、S24で算出した電気角1周期にわたる相電流値Iveを、進角方向に電気角120°ずらして、電気角1周期にわたるU相の相電流値Iueを算出する。また、相電流値Iveを、遅角方向に電気角120°ずらして、電気角1周期にわたるW相の相電流値Iweを算出する(S25)。続いて、S26及びS27では、S16及びS17と同様の処理を行う。以上で、本処理手順を終了する。 Subsequently, since the phase current values of the respective phases are in a relation of being shifted by an electrical angle of 120 °, the phase current value Ive over one cycle of the electrical angle calculated in S24 is shifted by an electrical angle of 120 ° in the advancing direction. The phase current value Iue of the U phase over one period is calculated. Further, the phase current value Ive of the W phase over one period of the electrical angle is calculated by shifting the phase current value Ive in the retardation direction by 120 ° (S25). Subsequently, in S26 and S27, the same processing as S16 and S17 is performed. This is the end of the processing procedure.
さらに、相電流値の検出値からdq電流を算出する処理手順は、以下のように変形して実施してもよい。S13において、いずれか1相の相電流値、例えばV相の相電流値Iv(θ[n])のみを取得するとともに、S14の処理は省略して、S15で、V相の電気角1周期にわたる相電流値Iveのみを推定してもよい。また、S25の処理を省略してもよい。そして、S16及びS26でV相の1次電流値Iv_1のみを算出し、V相の1次電流値Iv_1を進角方向及び遅角方向にそれぞれ電気角120°ずらして、U相の1次電流値Iu_1及びW相の1次電流値Iw_1を算出してもよい。あるいは、V相の1次電流値Iv_1から、U相の1次電流値Iu_1又はW相の1次電流値Iw_1を算出し、算出した2相の1次電流値とキルヒホッフの法則と図12に示す行列とから、実電流Id,Iqを算出してもよい。 Furthermore, the processing procedure for calculating the dq current from the detected value of the phase current value may be modified as follows. In S13, while acquiring only the phase current value of any one phase, for example, the phase current value Iv (θ [n]) of V phase, the process of S14 is omitted, and in S15, one electrical angle cycle of V phase Only the phase current value Ive over the phase may be estimated. Also, the process of S25 may be omitted. Then, only the V-phase primary current value Iv_1 is calculated in S16 and S26, and the V-phase primary current value Iv_1 is shifted by 120 ° electrical angle in the advancing direction direction and the retarding direction direction respectively, and the U-phase primary current is calculated. The value Iu_1 and the W-phase primary current value Iw_1 may be calculated. Alternatively, the U-phase primary current value Iu_1 or the W-phase primary current value Iw_1 is calculated from the V-phase primary current value Iv_1, and the calculated two-phase primary current value and Kirchhoff's law and FIG. The actual currents Id and Iq may be calculated from the matrix shown.
また、S24の処理とS25の処理は、逆の順序で行ってもよい。すなわち、V相の相電流値Iv(θ[n])を電気角120°ずらして、U相及びW相の相電流値Iu(θ[n]+120°),Iw(θ[n]−120°)を算出し、その後、各相の電気角半周期にわたる相電流値から電気角1周期にわたる相電流値を算出してもよい。 Also, the process of S24 and the process of S25 may be performed in the reverse order. That is, the phase current value Iv (θ [n]) of the V phase is shifted by an electrical angle of 120 °, and the phase current value Iu (θ [n] + 120 °) of the U phase and the W phase, Iw (θ [n] −120 The phase current value over one electrical angle period may be calculated from the phase current value over the electrical angle half cycle of each phase.
<矩形波制御>
次に、矩形波制御モードについて説明する。矩形波制御モードでは、トルクフィードバック制御を実施するため、フィードバックの制御量はトルクとなる。図15に、矩形波制御モードに対応する制御装置40の構成を示す。制御装置40は、偏差算出部61、PI制御部62、矩形パルス生成部63、及び信号生成部64の機能を備える。さらに、制御装置40は、推定部53、フーリエ係数算出部54、1次電流算出部55、dq電流算出部56、トルク推定部65、及び演算角設定部71の機能を備える。推定部53、フーリエ係数算出部54、1次電流算出部55、dq電流算出部56及び演算角設定部71の機能は、PWM制御モードと同様であるから説明を省略する。
<Square wave control>
Next, the rectangular wave control mode will be described. In the rectangular wave control mode, the amount of feedback control is torque in order to perform torque feedback control. FIG. 15 shows the configuration of the
偏差算出部61は、トルク指令値Trq*と、後述するトルク推定部65により推定されたトルク推定値Trqeとのトルク偏差ΔTrqを算出する。トルク推定値Trqeは、実トルクの推定値である。PI制御部62は、トルク推定値Trqeをトルク指令値Trq*に追従させるべく、トルク偏差ΔTrqが0に収束するように、電圧位相指令値φq*を比例積分制御により算出する。なお、矩形波制御モードでは、トルク推定値Trqeが制御量に相当し、トルク指令値Trq*が制御量の目標値に相当する。
The
矩形パルス生成部63は、上述した位相φqの指令値である電圧位相指令値φq*と回転位置θとに基づいて矩形波を生成し、各相の電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*を生成する。信号生成部64は、各相の電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*及び変調率mに基づき、操作信号gua,gub,gva,gvb,gwa,gwbを生成し、生成した各操作信号をインバータ20の各スイッチング素子へ送信する。矩形波制御モードでは、上述した偏差算出部61から信号生成部64までの機能が操作部に相当する。
The rectangular
トルク推定部65は、dq電流算出部56により算出された実電流Id,Iqと、トルクマップ又は数式に基づいて、トルク推定値Trqeを算出する。トルクマップは、実電流Id,Iqと実トルクとの対応を示すマップであり、予め記憶装置に記憶されている。
The
なお、制御装置40の構成として、PWM制御モードに対応する構成と、矩形波制御モードに対応する構成とをそれぞれ示したが、制御装置40は、PWM制御モードと矩形波制御モードの両方に対応する構成であってもよい。すなわち、制御装置40は、電流指令生成部41からPWM部52までのPWM制御に対応する機能と、偏差算出部61から信号生成部64までの矩形波制御に対応する機能とをそれぞれ有し、変調率mに応じて、PWM制御に対応する機能と矩形波制御に対応する機能とを切替えてもよい。
Although the configuration corresponding to the PWM control mode and the configuration corresponding to the rectangular wave control mode are shown as the configuration of the
以上説明した第1実施形態によれば、以下の効果を奏する。 According to the first embodiment described above, the following effects can be obtained.
・電気角半周期にわたる相電流値の検出値に基づいて、フーリエ係数が算出される。そのため、トルク指令値Trq*が変更された際に、電気角1周期にわたる相電流値の検出値からフーリエ係数を算出する場合と比較して、1次電流値がトルク指令値変更前の相電流値を引きずる期間を半分にすることができる。したがって、トルク指令値Trq*に対する応答性を向上させることができる。 The Fourier coefficient is calculated based on the detected value of the phase current value over the electrical angle half cycle. Therefore, when the torque command value Trq * is changed, the primary current value is the phase current before the torque command value change, as compared with the case where the Fourier coefficient is calculated from the detected value of the phase current value over one electrical angle cycle. You can halve the period for dragging the value. Therefore, responsiveness to torque command value Trq * can be improved.
・電気角1周期のうちの電気角半周期にわたる相電流値の検出値を、電気角180°ずらすとともに中心軸に対して反転させることにより、残りの電気角半周期にわたる相電流値を推定することができる。また、フーリエ係数の算出に用いる相電流の検出値を、必要最小限の電気角半周期分とすることにより、トルク指令値Trq*に対する応答性を向上させることができる。
· Estimate the phase current value over the remaining half electrical period of the electrical angle by shifting the
・電気角半周期にわたる1相の相電流値の検出値から、その相の電気角1周期にわたる相電流値を推定できるとともに、他の2相の電気角1周期にわたる相電流値を推定することができる。 · From the detected value of the phase current value of one phase over the electrical half cycle, it is possible to estimate the phase current value over one electrical angle cycle of the phase and estimate the phase current over the other two phase electrical cycle Can.
・各相の相電流値は、互いに電気角120°ずれた関係となっている。そのため、電気角半周にわたる相電流値の検出値と電気角半周期わたる相電流値の推定値とからなる、所定相の電気角1周期にわたる相電流値を、進角方向及び遅角方向にそれぞれ電気角120°ずらすことにより、他の2相の電気角1周期にわたる相電流値を算出することができる。 The phase current values of the respective phases are in a relation of being shifted by an electrical angle of 120 °. Therefore, the phase current value over one electrical angle period of a predetermined phase, consisting of the detected value of the phase current value over half an electrical angle and the estimated value of the phase current value over an electrical half period, is advanced and retarded respectively By shifting the electrical angle by 120 °, it is possible to calculate the phase current value over one cycle of the other two phases of electrical angle.
(第2実施形態)
次に、第2実施形態に係る制御装置40について、第1実施形態と異なる点を図16〜図19を参照して説明する。第2実施形態に係る制御装置40は、図17に示すように、オフセット誤差算出部72,73及び補正部74,75の機能を備える。なお、図17は、MG30から推定部53までの間の制御装置40の機能のみを示す。図17で示す部分以外の制御装置40の構成は、図4又は図15と同様である。
Second Embodiment
Next, the differences between the
上述したように、MG30の相電流値は、1次成分を主成分とし、0次成分であるオフセット誤差a0/2と高次成分が重畳した信号である。式(3)に示すように、相電流値をフーリエ級数展開し、1次成分を抽出することで、オフセット誤差や高次成分を含まない相電流値を得ることができる。しかしながら、電気角半周期にわたる相電流値を選択し、選択した相電流値を並進反転させて電気角1周期にわたる相電流値を推定する場合、相電流値に含まれるオフセット誤差を除去することができない。
As described above, the phase current value of the
図16(a)にオフセット誤差を含む相電流値を黒四角で示し、オフセット誤差を含まない相電流値を実線で示す。また、図16(b)に、電気角半周期にわたるオフセット誤差を含む相電流値を黒四角で示し、その相電流値を並進反転させた相電流値を白四角で示す。図16(a),(b)に示すように、選択した相電流値に正の方向にオフセットするオフセット誤差が含まれている場合、選択した相電流値を並進反転させた相電流値には、負の方向にオフセットするオフセット誤差が含まれることになる。 In FIG. 16A, the phase current value including the offset error is indicated by a black square, and the phase current value not including the offset error is indicated by a solid line. Further, in FIG. 16B, a phase current value including an offset error over an electrical angle half cycle is indicated by a black square, and a phase current value obtained by translating and inverting the phase current value is indicated by a white square. As shown in FIGS. 16 (a) and 16 (b), when the selected phase current value includes an offset error offset in the positive direction, the phase current value obtained by translating the selected phase current value is , Offset errors in the negative direction will be included.
図16(a)に示すように、電気角1周期にわたって均等なオフセット誤差が含まれていないと、フーリエ級数展開しても、正しくオフセット誤差を算出できない。そのため、選択した相電流値にオフセット誤差が含まれている場合には、推定した電気角1周期にわたる相電流値をフーリエ級数展開しても、正しくオフセット誤差を算出して、オフセット誤差を除去することができない。ひいては、抽出した1次成分にも誤差が含まれることになる。 As shown in FIG. 16A, if the offset errors are not included uniformly over one period of the electrical angle, the offset errors can not be calculated correctly even if the Fourier series expansion is performed. Therefore, if an offset error is included in the selected phase current value, the offset error is correctly calculated and the offset error is removed even if the phase current value over one cycle of the estimated electrical angle is subjected to Fourier series expansion. I can not do it. As a result, the extracted primary component also contains an error.
そこで、オフセット誤差算出部72,73は、電気角半周期にわたるV相,W相の相電流値から推定した電気角1周期にわたる相電流値ではなく、電気角1周期にわたるV相,W相の相電流値の検出値に基づいてV相,W相のオフセット誤差を算出する。ただし、電気角1周期にわたる相電流値の検出値に基づいてオフセット誤差を算出すると、上述したように、トルク指令値Tr*の変更時に、トルク指令値Tr*変更前及び変更後における相電流値の検出値の両方を用いて、オフセット誤差を算出することになる。そのため、トルク指令値Tr*の変更時に、オフセット誤差の算出誤差が大きくなり、高応答化を損なうおそれがある。ここで、一般にオフセット誤差は、トルク指令値Tr*の変更前後で大きく変化することはない。
Therefore, offset
よって、オフセット誤差算出部72,73は、所定期間におけるトルク指令値Tr*の変化量が閾値以下である場合、すなわちトルク指令値Tr*が変更されていない場合には、オフセット誤差を算出したオフセット誤差に更新する。また、オフセット誤差算出部72,73は、上記変化量が閾値を超える場合、すなわちトルク指令値Tr*が変更された場合には、オフセット誤差を前回の演算時におけるオフセット誤差の値に維持する。これにより、トルク指令値Tr*変更前及び変更後における相電流値の検出値の両方に基づいて算出された、算出誤差の大きいオフセット誤差を用いることがない。なお、トルク指令値Tr*の代わりにトルク推定値Treの変化量を用いてもよい。
Therefore, offset
補正部74,75は、オフセット誤差算出部72,73により算出されたV相,W相のオフセット誤差を用いて、V相,W相の相電流値の検出値を補正する。詳しくは、補正部74,75は、V相,W相の相電流値の検出値にそれぞれオフセット誤差を加算して補正する。推定部53は、補正した後の電気角半周期にわたる相電流値の検出値を並進反転させて、電気角1周期にわたる相電流値を算出する。
The
次に、第2実施形態に係る相電流値の検出値からdq電流を算出する手法について、図18のフローチャートを参照して説明する。本処理手順は、制御装置40が、演算角ごとに繰り返し実行する。
Next, a method of calculating the dq current from the detected value of the phase current value according to the second embodiment will be described with reference to the flowchart of FIG. The
まず、S30〜S33では、S10〜S13と同様の処理を行う。続いて、図18に示す式を用いて、電気角1周期にわたるV相の相電流の検出値Ivd及びW相の相電流の検出値Iwdから、V相のオフセット誤差aV0/2、及びW相のオフセット誤差aW0/2を算出する(S34)。なお、Ivd(θ[n])・(θ[n]−θ[n−1])、及びIwd(θ[n])・(θ[n]−θ[n−1])が、V相及びW相の相電流値の検出値に基づく算出値に相当する。 First, in S30 to S33, the same processing as S10 to S13 is performed. Subsequently, using the equation shown in FIG. 18, the offset value aV0 / 2 of the V phase and the W phase are detected from the detected value Ivd of the phase current of V phase and the detected value Iwd of the phase current of W phase over one electrical angle cycle. Offset error aW0 / 2 is calculated (S34). Note that Ivd (θ [n]) · (θ [n] −θ [n−1]) and Iwd (θ [n]) · (θ [n] −θ [n−1]) are V-phase And the calculated value based on the detected value of the phase current value of the W phase.
続いて、所定期間内におけるトルク指令値Trq*の変化量が閾値以内か否か判定する(S35)。変化量が閾値以内の場合は(S35:YES)、オフセット誤差を更新する(S36)。一方、変化量が閾値を超えている場合は(S35:NO)、オフセット誤差を前回の処理時における値に維持する(S37)。 Subsequently, it is determined whether or not the variation of the torque command value Trq * within the predetermined period is within the threshold (S35). If the amount of change is within the threshold (S35: YES), the offset error is updated (S36). On the other hand, if the amount of change exceeds the threshold (S35: NO), the offset error is maintained at the value at the time of the previous processing (S37).
続いて、V相及びW相の相電流値の検出値Ivd,Iwdに、それぞれオフセット誤差Ivof,Iwofを加算して補正し、V相及びW相の相電流値Iv,Iwを算出する(S38)。 Subsequently, offset errors Ivof, Iwof are respectively added to the detection values Ivd, Iwd of the phase current values of V phase and W phase to correct them, and phase current values Iv, Iw of V phase and W phase are calculated (S38 ).
続いて、S39〜S42では、S14〜S17と同様の処理を行う。以上で、本処理を終了する。 Subsequently, in S39 to S42, the same processing as S14 to S17 is performed. This is the end of the process.
次に、第2実施形態の変形例に係る相電流値の検出値からdq電流を算出する手法について、図19のフローチャートを参照して説明する。本処理手順は、制御装置40が、演算角ごとに繰り返し実行する。
Next, a method of calculating the dq current from the detected value of the phase current value according to the modification of the second embodiment will be described with reference to the flowchart of FIG. The
まず、S50〜S53では、S20〜S23と同様の処理を行う。続いて、図19に示す式を用いて、電気角1周期にわたるV相の相電流の検出値Ivdから、V相のオフセット誤差aV0/2を算出する(S54)。 First, in S50 to S53, the same processing as S20 to S23 is performed. Subsequently, the offset error aV0 / 2 of the V phase is calculated from the detection value Ivd of the V phase current over one electrical angle cycle using the equation shown in FIG. 19 (S54).
続いて、S55〜S57では、S35〜S37と同様の処理を行う。 Subsequently, in S55 to S57, the same processing as S35 to S37 is performed.
続いて、V相の相電流の検出値Ivdに、オフセット誤差Ivofを加算して補正し、V相の相電流値Ivを算出する(S58)。 Subsequently, the offset error Ivof is added to the detection value Ivd of the V-phase phase current for correction to calculate the V-phase phase current value Iv (S58).
続いて、S59〜S62において、S24〜S27と同様の処理を行う。以上で本処理を終了する。 Subsequently, in S59 to S62, the same processing as S24 to S27 is performed. This is the end of the process.
以上説明した第2実施形態によれば、第1実施形態の効果を奏するとともに、以下の効果を奏する。 According to the second embodiment described above, the effects of the first embodiment can be obtained, and the following effects can be obtained.
・選択した電気角半周期にわたる相電流値の検出値にオフセット誤差が含まれている場合でも、精度良くオフセット誤差を算出して、オフセット誤差を除去することができる。ひいては、高精度な1次電流を算出することができる。 Even when an offset error is included in the detected value of the phase current value over the selected electrical angle half cycle, the offset error can be accurately calculated to remove the offset error. As a result, highly accurate primary current can be calculated.
・所定期間におけるトルク指令値*の変化量が閾値を超えている場合には、オフセット誤差を更新しないため、1次電流算出の高応答化を損なうおそれがない。 When the change amount of the torque command value * in the predetermined period exceeds the threshold value, the offset error is not updated, so there is no risk of impairing the high response of the primary current calculation.
(第3実施形態)
次に、第3実施形態に係る制御装置40について、第1実施形態と異なる点を図20及び図21を参照して説明する。第2実施形態に係る制御装置40は、推定部53による相電流値の推定手法が異なる。
Third Embodiment
Next, in the
図21に示すように、回転位置センサ33により検出される回転位置θの0〜360°と、いずれかの相の相電流の位相の0〜360°とが同期している場合、回転位置θの検出値と相電流値の検出値とから、相電流の最大振幅Aを推定できる。最大振幅Aが推定されれば、各演算角における相電流値を推定できる。そこで、制御装置40は、いずれかの相の相電流の位相と回転位置センサ33により検出される回転位置θとが、同期しているか否か判定する。
As shown in FIG. 21, when 0 to 360 ° of the rotational position θ detected by the
推定部53は、いずれかの相の相電流の位相と回転位置センサ33により検出される回転位置θとが、同期していると判定された場合に、所定の演算角における相電流値の検出値と、回転位置センサ33により検出された回転位置θとに基づいて、相電流の最大振幅Aを算出する。本実施形態では、V相の相電流の位相と回転位置θとが同期しているとする。
When it is determined that the phase of the phase current of any phase and the rotational position θ detected by the
以下、相電流値の検出値からdq電流を算出する処理手順について、図20のフローチャートを参照して説明する。本処理手順は、制御装置40が、演算角ごとに繰り返し実行する。
Hereinafter, the processing procedure for calculating the dq current from the detected value of the phase current value will be described with reference to the flowchart of FIG. The
まず、S30〜S32では、S10〜S12と同様の処理を行う。続いて、電流センサ31により検出されたV相の相電流値Iv(θ[n])、及び回転位置センサ33により検出された回転位置θを取得する(S33)。
First, in S30 to S32, the same processing as S10 to S12 is performed. Subsequently, the phase current value Iv (θ [n]) of the V phase detected by the
続いて、S33で取得した相電流値Iv(θ[n])及び回転位置θと、Iv(θ[n])=A[n]・sinθ[n]の式から、最大振幅A[n]を算出する(S34)。続いて、直近の演算角において算出したm個(mは自然数)の振幅A[n]、A[n−1]、…を平均して、振幅A_avを算出する(S35)。なお、m=1でもよい。すなわち、S34で算出した最大振幅A[n]をそのまま振幅A_avとしてもよい。 Subsequently, the maximum amplitude A [n] is obtained from the phase current value Iv (θ [n]) and rotational position θ obtained in S33, and the formula Iv (θ [n]) = A [n] · sin θ [n]. Is calculated (S34). Subsequently, the amplitude A_av is calculated by averaging the m (m is a natural number) amplitudes A [n], A [n-1],... Calculated at the latest calculation angle (S35). Note that m may be one. That is, the maximum amplitude A [n] calculated in S34 may be used as it is as the amplitude A_av.
続いて、S35で算出した振幅A_avを用いて、電気角1周期にわたる演算角における各相の相電流値Iue,Ive,Iweをそれぞれ算出する(S36)。 Subsequently, using the amplitude A_av calculated in S35, the phase current values Iue, Ive, Iwe of each phase at the calculation angle over one period of the electric angle are calculated respectively (S36).
続いてS37及びS38では、S16及びS17と同様の処理を行う。以上で本処理を終了する。なお、本処理手順には、第1実施形態の処理手順の変形例を適宜適用してもよい。 Subsequently, in S37 and S38, the same processing as S16 and S17 is performed. This is the end of the process. A variation of the processing procedure of the first embodiment may be applied as appropriate to this processing procedure.
以上説明したい第2実施形態によれば、最低限1組の相電流値の検出値と回転位置θの検出値に基づいて1次電流値を算出できるため、トルク指令値Trq*に対する応答性を向上させることができる。 According to the second embodiment to be described above, since the primary current value can be calculated based on at least one set of detected values of the phase current value and the detected value of the rotational position θ, responsiveness to the torque command value Trq * can be obtained. It can be improved.
(他の実施形態)
・フーリエ係数は、電気角k周期にわたる相電流値に基づく算出値を、電気角k周期にわたって積算して算出してもよい。この場合、電気角1/2,1,3/2,…m/2周期(m≦k)のいずれかにわたる相電流値の検出値を、繰り返し並進反転させて、残りの(k−m/2)周期にわたる相電流値を推定すればよい。例えば、k=3の場合は、電気角半周期、電気角1周期、電気角3/2周期のいずれかにわたる相電流の検出値から、残りの電気角5/2周期、電気角2周期、電気角3/2周期にわたる相電流値を推定すればよい。
(Other embodiments)
The Fourier coefficient may be calculated by integrating a calculated value based on phase current values over k electrical cycles over k electrical cycles. In this case, the detected value of the phase current value over one of the
・電流センサにより3相の相電流をそれぞれ検出してもよい。この場合、図12のフローチャートにおいて、S13の処理で、3相の相電流値の検出値をそれぞれ取得し、S14の処理を省略する。 The three phase current may be detected by the current sensor. In this case, in the flowchart of FIG. 12, in the process of S13, detected values of phase current values of three phases are acquired, and the process of S14 is omitted.
・電流センサ31,32による相電流値の検出タイミングと、演算角とは同期していなくてもよい。この場合、相電流値の検出値を線形補完して、演算角のタイミングにおける相電流値の検出値を算出し、フーリエ係数の演算に用いればよい。
The detection timing of the phase current value by the
20…インバータ、30…MG、31,32…電流センサ、33…回転位置センサ、40…制御装置。 20 ... inverter, 30 ... MG, 31, 32 ... current sensor, 33 ... rotational position sensor, 40 ... control device.
Claims (7)
電気角k周期(kは自然数)をN個(Nは自然数)に分割して演算角を設定する演算角設定部と、
前記電気角k周期のうちの電気角m/2周期(mはm≦kの自然数)にわたる前記演算角における前記相電流値の検出値に基づいて、前記電気角k周期のうちの残りの電気角(k−m/2)周期にわたる前記演算角における前記相電流値を推定し、前記相電流値の検出値と推定値とを合わせて、前記電気角k周期にわたる前記相電流値とする推定部と、
前記演算角ごとに、所定相の各前記相電流値に基づく算出値を前記電気角k周期にわたって積算してフーリエ係数を算出する係数算出部と、
算出された前記フーリエ係数の1次成分に基づいて、1次電流値を算出する1次電流算出部と、
算出された前記1次電流値をdq変換してd軸電流値及びq軸電流値を算出するdq電流算出部と、
算出された前記d軸電流値及び前記q軸電流値に基づいた制御量が、前記制御量の目標値に追従するように、前記インバータを構成する複数のスイッチング素子を操作する操作部と、
を備える交流回転電機の制御装置。 A three-phase AC rotary electric machine (30), an inverter (20) for driving the AC rotary electric machine, and a current sensor (31, 32) for detecting a phase current value of at least one phase of the AC rotary electric machine A control device (40) of an AC rotating electric machine applied to a rotating electric machine system,
An operation angle setting unit that divides an electrical angle k period (k is a natural number) into N (N is a natural number) and sets an operation angle;
Remaining electricity of the electrical angle k period based on the detected value of the phase current value at the calculation angle over the electrical angle m / 2 period (m is a natural number of m ≦ k) of the electrical angle k period The phase current value at the operation angle over the angle (k−m / 2) period is estimated, and the detected value and the estimated value of the phase current value are combined to obtain the phase current value over the electrical angle k period Department,
A coefficient calculation unit that calculates a Fourier coefficient by integrating a calculated value based on each phase current value of a predetermined phase for each of the calculation angles over k periods of the electrical angle;
A primary current calculator that calculates a primary current value based on the calculated primary component of the Fourier coefficient;
A dq current calculation unit that calculates d-axis current value and q-axis current value by performing dq conversion on the calculated primary current value;
An operation unit that operates a plurality of switching elements forming the inverter such that a control amount based on the calculated d-axis current value and the q-axis current value follows a target value of the control amount;
Control device for an AC rotating electrical machine comprising:
前記推定部は、電気角半周期にわたる演算角における前記相電流値の検出値を、電気角180°ずらすとともに相電流の振幅方向の中心を通る中心軸に対して反転させて、前記電気角1周期のうちの残りの電気角半周期にわたる前記演算角における前記相電流値を推定する請求項1に記載の交流回転電機の制御装置。 The electrical angle k period is one electrical angle period,
The estimation unit shifts the detection value of the phase current value at the calculation angle over an electrical angle half cycle by 180 degrees of electrical angle and inverts it with respect to a central axis passing through the center of the amplitude direction of the phase current to obtain the electrical angle 1 The control device for an AC rotating electrical machine according to claim 1, wherein the phase current value at the calculation angle over the remaining half electric period of the period is estimated.
前記推定部は、前記電気角m/2周期にわたる前記演算角における前記1相の前記相電流値の検出値に基づいて、前記電気角(k−m/2)周期にわたる前記演算角における前記1相の前記相電流値、及び前記電気角k周期にわたる前記演算角における前記1相と異なる相の前記相電流値を推定する請求項1又は2に記載の交流回転電機の制御装置。 The current sensor detects a phase current value flowing in only one phase,
The estimation unit is configured to determine the one of the calculation angles over the electrical angle (k−m / 2) period based on a detected value of the phase current value of the one phase in the calculation angle over the electrical angle m / 2 period. The control device for an AC rotating electrical machine according to claim 1 or 2, wherein the phase current value of the phase and the phase current value of the phase different from the one phase at the calculation angle over the electrical angle k cycle are estimated.
前記相電流値の検出値を、算出された前記オフセット誤差を用いて補正する補正部と、を備える請求項1〜4のいずれか1項に記載の交流回転電機の制御装置。 The phase current is calculated based on the detected values of the phase current values at the calculation angle over the electrical angle k cycle to calculate a Fourier coefficient of a zero-order component based on the calculated Fourier coefficient of the zero-order component An offset error calculation unit that calculates an offset error of the detected value of the value;
The control device for an AC rotating electrical machine according to any one of claims 1 to 4, further comprising: a correction unit that corrects the detected value of the phase current value using the calculated offset error.
電気角k周期(kは自然数)をN個(Nは自然数)に分割して演算角を設定する演算角設定部と、
前記相電流の位相と前記回転位置センサの回転位置とが同期していると判定された場合に、所定の前記演算角における前記相電流値の検出値及び前記回転位置の検出値に基づいて、前記相電流の最大振幅を算出し、算出した前記最大振幅から前記電気角k周期にわたる前記演算角における前記相電流値を推定する推定部と、
前記演算角ごとに、所定相の前記相電流値の推定値に基づく算出値を前記電気角k周期にわたって積算してフーリエ係数を算出する係数算出部と、
算出された前記フーリエ係数の1次成分に基づいて、1次電流値を算出する1次電流算出部と、
算出された前記1次電流値をdq変換してd軸電流値及びq軸電流値を算出するdq電流算出部と、
算出された前記d軸電流値及び前記q軸電流値に基づいた制御量が、前記制御量の目標値に追従するように、前記インバータを構成する複数のスイッチング素子を操作する操作部と、
を備える交流回転電機の制御装置。 Three-phase alternating current rotating machine (30), inverter (20) for driving the alternating current rotating machine, current sensor (31, 32) for detecting a phase current value of at least one phase of the alternating current rotating machine, the alternating current A control device (40) of an AC rotating electrical machine applied to a rotating electrical machine system comprising: a rotational position sensor (33) for detecting a rotational position of a rotor of the rotating electrical machine,
An operation angle setting unit that divides an electrical angle k period (k is a natural number) into N (N is a natural number) and sets an operation angle;
When it is determined that the phase of the phase current and the rotational position of the rotational position sensor are synchronized, based on the detected value of the phase current value and the detected value of the rotational position at a predetermined calculation angle, An estimation unit that calculates the maximum amplitude of the phase current and estimates the phase current value at the calculation angle from the calculated maximum amplitude to the electrical angle k period;
A coefficient calculation unit that calculates a Fourier coefficient by integrating a calculated value based on an estimated value of the phase current value of a predetermined phase for each of the calculation angles over the electrical angle k cycle;
A primary current calculator that calculates a primary current value based on the calculated primary component of the Fourier coefficient;
A dq current calculation unit that calculates d-axis current value and q-axis current value by performing dq conversion on the calculated primary current value;
An operation unit that operates a plurality of switching elements forming the inverter such that a control amount based on the calculated d-axis current value and the q-axis current value follows a target value of the control amount;
Control device for an AC rotating electrical machine comprising:
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