JP2010035283A - Control device of rotating machine and control system of rotating machine - Google Patents

Control device of rotating machine and control system of rotating machine Download PDF

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Teruhiro Imura
彰宏 井村
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To suitably suppress the deterioration of the control performance of a motor generator 10 resulting from a change of a rate of a carrier cycle with respect to one electric angular cycle when operating a switching element of an inverter 34 on the basis of the comparison of magnitudes of command voltages to the motor generator 10 and a carrier. <P>SOLUTION: In a carrier generation part 36, a value obtained by multiplying a synchronous number with an electric angular frequency which is defined according to a rotational speed ω as a carrier frequency. In a phase correction part 38, integral terms of feedback control parts 28a, 28b are corrected in order to delay-correct the command voltages vdr, vqr when the synchronous number is increased, and when the synchronous number is decreased, the integral terms of the feedback control parts 28a, 28b are corrected in order to correct the phase of the lead-angle of the command voltages vdr, vqr. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&INPIT

Description

本発明は、回転機の端子を直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を、前記回転機に対する指令電圧とキャリアとの大小比較に基づき操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置、及び制御システムに関する。   According to the present invention, the rotating machine is operated by operating a power conversion circuit including a switching element for connecting a terminal of the rotating machine to each of a positive electrode and a negative electrode of a DC power source based on a magnitude comparison between a command voltage for the rotating machine and a carrier. The present invention relates to a control device and a control system for a rotating machine that controls a control amount of the motor.

この種の制御装置としては、キャリアの周期の整数倍を１電気角周期に一致させるようにしてキャリアの周波数を設定することも実用化されている。ここで、指令電圧は、通常、キャリア周期で更新されるため、電力変換回路の出力電圧を指令電圧に高精度に近似させるうえでは、キャリアの周波数を極力増大させることが望ましい。ただし、キャリアの周波数が高くなるほど、スイッチング周波数が増大するため、スイッチング損失が増大する。   As a control device of this type, setting the carrier frequency so that an integer multiple of the carrier cycle is made equal to one electrical angle cycle has been put into practical use. Here, since the command voltage is normally updated at the carrier cycle, it is desirable to increase the carrier frequency as much as possible in order to approximate the output voltage of the power conversion circuit to the command voltage with high accuracy. However, since the switching frequency increases as the carrier frequency increases, the switching loss increases.

そこで従来は、キャリアの周波数を回転機の回転速度に応じて増加させつつも、キャリア周波数が規定値を超える場合には、１電気角周期内のキャリア周期の数である同期数を減少させることも実用化されている。これによれば、スイッチング損失を許容範囲内とするように規定値を設定することで、スイッチング損失を抑制しつつも、キャリアの周波数を極力高くすることができる。   Therefore, conventionally, while increasing the carrier frequency according to the rotational speed of the rotating machine, if the carrier frequency exceeds a specified value, the number of synchronizations, which is the number of carrier periods within one electrical angle period, is reduced. Has also been put to practical use. According to this, by setting the specified value so that the switching loss is within the allowable range, it is possible to increase the carrier frequency as much as possible while suppressing the switching loss.

なお、従来の制御装置としては、他にも例えば下記特許文献１に記載されているものがある。
特許第３１７１５０５号公報 Other conventional control devices include those described in Patent Document 1 below, for example.
Japanese Patent No. 3171505

ところで、上記同期数を変更する場合には、変更直後において回転機を流れる電流に変動が生じる等、回転機の制御性が低下することが発明者らによって見出されている。   Incidentally, it has been found by the inventors that when the number of synchronizations is changed, the controllability of the rotating machine is lowered, for example, the current flowing through the rotating machine fluctuates immediately after the change.

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、回転機の端子を直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を、前記回転機に対する指令電圧とキャリアとの大小比較に基づき操作するに際し、１電気角周期に対するキャリア周期の比の変化に起因した回転機の制御性の低下を好適に抑制することのできる回転機の制御装置、及び制御システムを提供することにある。   The present invention has been made in order to solve the above-described problem, and an object of the present invention is to provide a power conversion circuit including a switching element for connecting a terminal of a rotating machine to each of a positive electrode and a negative electrode of a DC power supply. A controller for a rotating machine that can suitably suppress a decrease in controllability of the rotating machine due to a change in the ratio of the carrier period to one electrical angle period when operating based on a magnitude comparison between the command voltage and the carrier, and To provide a control system.

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。   Hereinafter, means for solving the above-described problems and the operation and effects thereof will be described.

請求項１記載の発明は、回転機の端子を直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を、前記回転機に対する指令電圧とキャリアとの大小比較に基づき操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、前記キャリアの周波数を可変設定する可変手段と、前記可変手段によって前記回転機の１電気角周期に対する前記キャリアの周期の比が変更されるか否かを判断する判断手段と、前記判断手段によって前記変更されると判断される場合、前記指令電圧の位相を補正する補正手段とを備えることを特徴とする。   According to the first aspect of the present invention, a power conversion circuit including a switching element for connecting a terminal of a rotating machine to each of a positive electrode and a negative electrode of a DC power supply is operated based on a comparison of a command voltage for the rotating machine and a carrier. In the control device for a rotating machine that controls the control amount of the rotating machine, a variable means for variably setting the frequency of the carrier, and a ratio of the carrier period to one electrical angle period of the rotating machine is changed by the variable means. And a correction unit that corrects the phase of the command voltage when it is determined that the change is made by the determination unit.

１電気角周期に対するキャリアの周期の比が変更される場合、回転機を流れる電流が変動する等、回転機の制御性が低下する。ここで、上記発明では、上記変更がなされる場合、指令電圧の位相を補正することで、上記変更に起因した制御性の低下を好適に抑制することができる。   When the ratio of the carrier period to one electrical angle period is changed, the controllability of the rotating machine decreases, for example, the current flowing through the rotating machine varies. Here, in the said invention, when the said change is made, the fall of the controllability resulting from the said change can be suppressed suitably by correct | amending the phase of command voltage.

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記補正手段は、前記回転機の１電気角周期に対する前記キャリアの周期の比を増加させる場合、前記位相を進角補正することを特徴とする。   According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the invention, when the correction means increases the ratio of the period of the carrier to one electrical angle period of the rotating machine, the phase advance correction is performed. Features.

請求項３記載の発明は、請求項１又は２記載の発明において、前記補正手段は、前記回転機の１電気角周期に対する前記キャリアの周期の比を減少させる場合、前記位相を遅角補正することを特徴とする。   According to a third aspect of the present invention, in the first or second aspect of the invention, the correction unit corrects the phase by retarding when the ratio of the carrier period to one electrical angle period of the rotating machine is decreased. It is characterized by that.

請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記指令電圧の更新周期を、前記キャリアの周期としたことを特徴とする。   The invention according to claim 4 is the invention according to any one of claims 1 to 3, wherein the update period of the command voltage is the period of the carrier.

上記発明では、指令電圧の更新周期がキャリア周期であるため、指令電圧とキャリアとの大小比較に基づき、電力変換回路の出力電圧を指令電圧に好適に近似させることができる。また、この場合、１電気角周期に対するキャリア周期の比が増加する場合、１電気角周期に対する指令電圧の更新頻度が低くなる。そしてこれは、離散化されたタイミング毎に更新される指令電圧の平均的な位相を変化させる要因となる。このため、上記発明では、補正手段の作用効果を好適に奏することができる。   In the above invention, since the update cycle of the command voltage is the carrier cycle, the output voltage of the power conversion circuit can be suitably approximated to the command voltage based on a comparison between the command voltage and the carrier. Further, in this case, when the ratio of the carrier period to one electrical angle period increases, the update frequency of the command voltage for one electrical angle period becomes low. And this becomes a factor which changes the average phase of the command voltage updated for every discretized timing. For this reason, in the said invention, the effect of a correction | amendment means can be show | played suitably.

請求項５記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記指令電圧は、前記制御量をその指令値にフィードバック制御するための操作量として算出されるものであり、前記フィードバック制御のための操作量の算出は、積分要素に基づき行われることを特徴とする。   According to a fifth aspect of the present invention, in the fourth aspect of the invention, the command voltage is calculated as an operation amount for performing feedback control of the control amount to the command value. The operation amount is calculated based on an integral element.

上記発明では、積分要素を備えるために、離散化されたタイミングで更新される指令電圧の平均的な位相等に応じて、制御量を指令値にフィードバック制御する上での適切な操作量を学習することができる。ただし、１電気角周期に対するキャリア周期の比が変更される場合には、この変更前に積分要素によって学習されていた値が変更後における指令電圧の平均的な位相等にとっては適切でなくなるおそれがある。このため、上記変更直後には、回転機の制御性が低下するおそれがある。このため、上記発明では、上記補正手段の利用価値が特に高い。   In the above invention, since an integral element is provided, an appropriate manipulated variable for feedback control of the controlled variable to the command value is learned according to the average phase of the command voltage updated at the discretized timing. can do. However, when the ratio of the carrier period to one electrical angle period is changed, the value learned by the integration element before the change may not be appropriate for the average phase of the command voltage after the change. is there. For this reason, the controllability of the rotating machine may decrease immediately after the change. For this reason, in the said invention, the utility value of the said correction | amendment means is especially high.

請求項６記載の発明は、請求項５記載の発明において、前記補正手段は、前記位相を補正すべく前記積分要素の値を補正することを特徴とする。   According to a sixth aspect of the invention, in the fifth aspect of the invention, the correction means corrects the value of the integral element so as to correct the phase.

上記発明では、積分要素を補正することで、上記変更に伴う回転機の制御性をいっそう好適に抑制することができる。   In the said invention, the controllability of the rotary machine accompanying the said change can be suppressed more suitably by correct | amending an integral element.

請求項７記載の発明は、請求項４〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記補正手段は、前記位相の補正量を、前記可変手段による前記比の変更前後の値に基づき可変設定することを特徴とする。   The invention according to claim 7 is the invention according to any one of claims 4 to 6, wherein the correction means varies the correction amount of the phase based on values before and after the change of the ratio by the variable means. It is characterized by setting.

離散化されたタイミング毎に更新される指令電圧の平均的な位相は、１電気角周期に対するキャリアの周期の比に依存する。このため、上記比の変更に起因した上記平均的な位相の変化量は、変更前後の上記比に依存することとなる。上記発明では、この点に鑑み、変更前後の比の値に基づき補正量を可変設定することで、位相をより適切に補正することができる。   The average phase of the command voltage updated at each discretized timing depends on the ratio of the carrier period to one electrical angle period. For this reason, the amount of change in the average phase due to the change in the ratio depends on the ratio before and after the change. In the above invention, in view of this point, the phase can be corrected more appropriately by variably setting the correction amount based on the ratio value before and after the change.

請求項８記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の発明において、前記可変手段は、前記キャリアの周期を前記回転機の１電気角周期の整数分の１として且つ、該整数を、前記キャリア周波数が所定範囲内となるように前記回転機の回転速度に応じて可変設定することを特徴とする。   The invention according to claim 8 is the invention according to any one of claims 1 to 7, wherein the variable means sets the period of the carrier to 1 / integer of one electrical angle period of the rotating machine, and The integer is variably set according to the rotation speed of the rotating machine so that the carrier frequency is within a predetermined range.

請求項９記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置と、前記電力変換回路とを備えることを特徴とする回転機の制御システムである。   A ninth aspect of the present invention is a rotating machine control system comprising the rotating machine control device according to any one of the first to eighth aspects and the power conversion circuit.

上記発明では、請求項１〜８記載のいずれか１項に記載の回転機の制御装置を備えることで、信頼性の高いシステムを実現している。   In the said invention, the highly reliable system is implement | achieved by providing the control apparatus of the rotary machine of any one of Claims 1-8.

以下、本発明にかかる回転機の制御装置をハイブリッド車の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。   Hereinafter, a first embodiment in which a control device for a rotating machine according to the present invention is applied to a control device for a hybrid vehicle will be described with reference to the drawings.

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。モータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。   FIG. 1 shows the overall configuration of a motor generator control system according to this embodiment. The motor generator 10 is a three-phase permanent magnet synchronous motor. The motor generator 10 is a rotating machine (saliency pole machine) having saliency. Specifically, the motor generator 10 is an embedded magnet synchronous motor (IPMSM).

本実施形態にかかる制御システムは、モータジェネレータ１０を制御対象とし、モータジェネレータ１０の生成するトルクを制御量とすることで、これを要求トルクに制御する。ただし、本実施形態では、要求トルクについてはこれを検出対象としないため、要求トルクへの制御は、モータジェネレータ１０を流れる電流を制御量とし、これを指令値にフィードバック制御することで間接的に行う。以下、本実施形態にかかる制御システムについて詳述する。   The control system according to the present embodiment controls the motor generator 10 to be a required torque by setting the torque generated by the motor generator 10 as a controlled variable. However, in the present embodiment, since the required torque is not detected, the control to the required torque is indirectly performed by using the current flowing through the motor generator 10 as a control amount and performing feedback control to the command value. Do. Hereinafter, the control system according to the present embodiment will be described in detail.

モータジェネレータ１０近傍には、各相を流れる電流（実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を検出する電流センサ１２や、電気角(回転角度θ)を検出する角度センサ１４が設けられている。   In the vicinity of the motor generator 10, a current sensor 12 for detecting currents flowing through the respective phases (actual currents iu, iv, iw) and an angle sensor 14 for detecting an electrical angle (rotation angle θ) are provided.

そして、上記電流センサ１２の検出値(実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ)は、２相変換部２０に取り込まれる。２相変換部２０では、角度センサ１４によって検出される回転角度θに基づき、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、ｄ軸上の実電流ｉｄ及びｑ軸上の実電流ｉｑに変換する。   Then, the detection values (actual currents iu, iv, iw) of the current sensor 12 are taken into the two-phase converter 20. The two-phase conversion unit 20 converts the actual currents iu, iv, iw into the actual current id on the d axis and the actual current iq on the q axis based on the rotation angle θ detected by the angle sensor 14.

一方、指令電流設定部２２では、要求トルクに基づき、ｄ軸上での指令電流ｉｄｒ及びｑ軸上での指令電流ｉｑｒを設定する。偏差算出部２４では、ｄ軸上の実電流ｉｄに対する指令電流ｉｄｒの差を算出し、偏差算出部２６では、ｑ軸上の実電流ｉｑに対する指令電流ｉｑｒの差を算出する。指令電圧設定部２８では、実電流ｉｄ，ｉｑを指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒにフィードバック制御するための操作量としてのｄ軸上の指令電圧ｖｄｒ及びｑ軸上の指令電圧ｖｑｒを設定する。詳しくは、指令電圧設定部２８は、フィードバック制御部２８ａ，２８ｂを備えて構成されている。そして、フィードバック制御部２８ａでは、ｄ軸上の実電流ｉｄを指令電流ｉｄｒにフィードバック制御すべく、偏差算出部２４の出力に基づき、指令電圧ｖｄｒを算出する。一方、フィードバック制御部２８ｂでは、ｑ軸上の実電流ｉｑを指令電流ｉｑｒにフィードバック制御すべく、偏差算出部２６の出力に基づき、指令電圧ｖｑｒを算出する。なお、本実施形態では、図示されるように、フィードバック制御部２８ａ，２８ｂとして、比例積分制御器を例示している。   On the other hand, the command current setting unit 22 sets the command current idr on the d axis and the command current iqr on the q axis based on the required torque. The deviation calculator 24 calculates a difference in the command current idr with respect to the actual current id on the d axis, and the deviation calculator 26 calculates a difference in the command current iqr with respect to the actual current iq on the q axis. The command voltage setting unit 28 sets a command voltage vdr on the d axis and a command voltage vqr on the q axis as operation amounts for feedback control of the actual currents id and iq to the command currents idr and iqr. Specifically, the command voltage setting unit 28 includes feedback control units 28a and 28b. Then, the feedback control unit 28a calculates the command voltage vdr based on the output of the deviation calculation unit 24 in order to feedback control the actual current id on the d-axis to the command current idr. On the other hand, the feedback control unit 28b calculates the command voltage vqr based on the output of the deviation calculation unit 26 in order to feedback control the actual current iq on the q axis to the command current iqr. In the present embodiment, as shown in the figure, proportional-integral controllers are illustrated as the feedback control units 28a and 28b.

３相変換部３０では、ｄｑ軸上の指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒを、３相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒに変換する。この処理は、次のようにして行う。すなわち、まず指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒのベクトルノルムに基づき、３相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの振幅Ｖａｍｐを算出する。また、３相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの位相φを、「φ＝−ａｒｃｔａｎ（ｖｄｒ／ｖｑｒ）＋π／２」とする。そして、角度センサ１４によって検出された回転角度θに基づき、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒを以下の式（ｃ１）、（ｃ２）、（ｃ３）にて表現する。
ｖｕｒ＝Ｖａｍｐ・ｃｏｓ(θ＋φ) …（ｃ１）
ｖｖｒ＝Ｖａｍｐ・ｃｏｓ(θ＋φ−２π／３) …（ｃ２）
ｖｗｒ＝Ｖａｍｐ・ｃｏｓ(θ＋φ＋２π／３) …（ｃ３）
ＰＷＭ信号生成部３２では、キャリア生成部３６の出力するキャリアと、上記指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒとのそれぞれの大小関係に基づき、インバータ３４の操作信号を生成する。図１では、ＰＷＭ信号生成部３６及びインバータ３４間に６本の信号線を記載している。これは、各相について、インバータ３４の高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子とのそれぞれを駆動する操作信号を各別に出力することに対応している。これにより、インバータ３４が操作されることで、インバータ３４からモータジェネレータ１０に印加される電圧を指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒを模擬したものとすることができる。 The three-phase conversion unit 30 converts the command voltages vdr and vqr on the dq axis into three-phase command voltages vur, vvr and vwr. This process is performed as follows. That is, first, based on the vector norm of the command voltages vdr and vqr, the amplitude Vamp of the three-phase command voltages vur, vvr and vwr is calculated. Further, the phase φ of the three-phase command voltages vur, vvr, vwr is set to “φ = −arctan (vdr / vqr) + π / 2”. Based on the rotation angle θ detected by the angle sensor 14, the command voltages vur, vvr, and vwr are expressed by the following equations (c1), (c2), and (c3).
vur = Vamp · cos (θ + φ) (c1)
vvr = Vamp · cos (θ + φ-2π / 3) (c2)
vwr = Vamp · cos (θ + φ + 2π / 3) (c3)
The PWM signal generation unit 32 generates an operation signal for the inverter 34 based on the magnitude relationship between the carrier output from the carrier generation unit 36 and the command voltages vur, vvr, and vwr. In FIG. 1, six signal lines are illustrated between the PWM signal generation unit 36 and the inverter 34. This corresponds to outputting an operation signal for driving each of the high potential side switching element and the low potential side switching element of the inverter 34 for each phase. Thus, by operating inverter 34, the voltage applied from inverter 34 to motor generator 10 can be made to simulate command voltages vur, vvr, and vwr.

ＰＷＭ信号生成部３２では、各相の高電位側のスイッチング素子と低電位側のスイッチング素子とのいずれか一方をオン操作するように操作信号を生成すべく、図２に示すように、三角波形状のキャリアと指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒとの大小関係を比較する処理を行う。ちなみに、この処理は、実際には、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒとキャリアとの直接の比較に代えて、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒをインバータ３４の入力電圧の「１／２」によって規格化した信号であるＤｕｔｙ信号とキャリアとの比較として行うことが望ましい。   As shown in FIG. 2, the PWM signal generation unit 32 generates a triangular wave shape so as to generate an operation signal so as to turn on one of the high-potential side switching element and the low-potential side switching element of each phase. A process of comparing the magnitude relationship between the carrier and the command voltages vur, vvr, and vwr is performed. Incidentally, in this process, the command voltages vur, vvr, and vwr are actually normalized by “½” of the input voltage of the inverter 34 instead of directly comparing the command voltages vur, vvr, and vwr with the carrier. It is desirable to carry out as a comparison between the duty signal, which is a signal obtained, and the carrier.

ここで、本実施形態では、図示されるように、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの更新タイミングを離間化している。詳しくは、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの更新タイミングを、キャリアが谷となるタイミングとすることで、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの更新周期とキャリアの周期とを一致させている。この場合、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒを回転角度θに応じてアナログ的に変化させることができず、離散化された値によってこれを近似することとなる。   Here, in the present embodiment, as shown in the figure, the update timings of the command voltages vur, vvr, and vwr are separated. Specifically, the update period of the command voltages vur, vvr, and vwr is set to the timing when the carrier becomes a trough, thereby matching the update period of the command voltages vur, vvr, and vwr with the carrier period. In this case, the command voltages vur, vvr, and vwr cannot be changed in an analog manner according to the rotation angle θ, and are approximated by a discretized value.

ここで、１電気角周期がキャリアの周期と比較して非常に長い場合には、インバータ３４の出力電圧が上記指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒを高精度に近似することとなる。ただし、回転速度ωが上昇するにつれて１電気角周期が短くなる。こうした状況下、回転速度ωの上昇に応じてキャリア周波数を増大させる場合には、スイッチング損失の増大を招くおそれがある。   Here, when one electrical angle cycle is very long compared with the carrier cycle, the output voltage of the inverter 34 approximates the command voltages vur, vvr, and vwr with high accuracy. However, one electrical angle period becomes shorter as the rotational speed ω increases. Under such circumstances, when the carrier frequency is increased in accordance with the increase in the rotational speed ω, the switching loss may be increased.

そこで本実施形態では、回転速度ωが所定速度以上となる場合、先の図１に示したキャリア生成部３６においてモータジェネレータ１０の回転に同期したキャリアを生成することで、いわゆる同期式ＰＷＭ制御を行う。詳しくは、速度演算部３５の出力する電気角速度(回転速度ω)に基づき、キャリア周波数を決定する。ここでは、回転速度ωを「２π」で除算した値である電気角周波数に所定の整数(同期数)を乗算した値をキャリア周波数とする。これにより、１電気角周期を、キャリア周期の整数倍とすることができる。そして、この同期数を、奇数且つ３の倍数の数とする。これは、インバータ３４の出力電圧のうちの正側の電圧と負側の電圧との対称性を確保するための設定である。これにより、１電気角周期に対するキャリアの周期が比較的大きくなる場合であっても、インバータ３４の出力電圧を指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒを極力高精度に近似したものとすることができる。   Therefore, in this embodiment, when the rotational speed ω is equal to or higher than a predetermined speed, so-called synchronous PWM control is performed by generating a carrier synchronized with the rotation of the motor generator 10 in the carrier generating unit 36 shown in FIG. Do. Specifically, the carrier frequency is determined based on the electrical angular speed (rotational speed ω) output from the speed calculation unit 35. Here, a value obtained by multiplying the electrical angular frequency, which is a value obtained by dividing the rotational speed ω by “2π”, with a predetermined integer (synchronization number) is defined as the carrier frequency. Thereby, one electrical angle cycle can be set to an integral multiple of the carrier cycle. The number of synchronizations is an odd number and a multiple of 3. This is a setting for ensuring the symmetry between the positive voltage and the negative voltage of the output voltage of the inverter 34. As a result, even when the carrier period for one electrical angle period is relatively large, the output voltage of the inverter 34 can be approximated to the command voltages vur, vvr, and vwr as accurately as possible.

更に、本実施形態では、キャリア周波数を、スイッチング損失を所定以下に制限可能とする所定の周波数領域とすべく、回転速度ωに応じて同期数を可変設定する。図３に、本実施形態にかかる同期数の可変設定手法を示す。図示されるように、回転速度ωが上昇することで（電気角周波数が上昇することで）、これを同期数倍することで得られるキャリア周波数も上昇する。ただし、キャリア周波数が規定値を超える場合には、同期数を減少させることで、キャリア周波数を規定値以下に制限する。ちなみに、図中、１点鎖線と実線とは、切り替えのハンチングを回避すべく、上記規定値を、同期数を増加させる側と減少させる側とで相違させていることを示している。   Furthermore, in the present embodiment, the number of synchronizations is variably set according to the rotational speed ω so that the carrier frequency is in a predetermined frequency region in which switching loss can be limited to a predetermined value or less. FIG. 3 shows a method for setting the number of synchronizations according to the present embodiment. As shown in the figure, when the rotational speed ω increases (by increasing the electrical angular frequency), the carrier frequency obtained by multiplying this by the number of synchronizations also increases. However, when the carrier frequency exceeds the specified value, the carrier frequency is limited to the specified value or less by reducing the number of synchronizations. Incidentally, in the figure, a one-dot chain line and a solid line indicate that the specified value is different between the side where the number of synchronizations is increased and the side where the number is decreased in order to avoid switching hunting.

これにより、回転速度ωの上昇に伴うスイッチング損失の増大を抑制しつつも、インバータ３４の出力電圧を、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒを高精度に近似したものとすることができる。   As a result, the output voltage of the inverter 34 can be approximated to the command voltages vur, vvr, and vwr with high accuracy while suppressing an increase in switching loss accompanying an increase in the rotational speed ω.

ところで、上記同期数を変更する際には、図４に示すように、モータジェネレータ１０を流れる電流が変動し、ひいてはモータジェネレータ１０の制御性が一時的に低下するおそれがある。図４（ａ）に、同期数を２７から２１に変更する際における指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒの変動の計測結果を示し、図４（ｂ）に、このときの実電流ｉｄ，ｉｑの変動の計測結果を示す。図示されるように、同期数を減少させることで、指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒがともに減少している。そしてこの際、実電流ｉｄ，ｉｑが変動している。また、図とは別に、同期数を増大させる場合についての発明者らの計測結果によれば、同期数を増大させることで、指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒがともに増加することが見出された。   By the way, when the number of synchronizations is changed, as shown in FIG. 4, the current flowing through the motor generator 10 may fluctuate, and as a result, the controllability of the motor generator 10 may be temporarily reduced. FIG. 4A shows a measurement result of fluctuations in the command voltages vdr and vqr when changing the number of synchronizations from 27 to 21. FIG. 4B shows measurement of fluctuations in the actual currents id and iq at this time. Results are shown. As shown in the figure, the command voltages vdr and vqr are both reduced by reducing the number of synchronizations. At this time, the actual currents id and iq vary. In addition to the figure, according to the measurement results of the inventors for increasing the number of synchronizations, it has been found that increasing the number of synchronizations increases both the command voltages vdr and vqr.

こうした現象は、同期数を増加させることで指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒが遅角側にずれ、同期数を減少させることで指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒが進角側にずれる現象であると考えられる。そして、その要因は、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの更新周期の変化にあると考えられる。すなわち、指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒは、実電流ｉｄ，ｉｑを指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒにフィードバック制御するうえで適切な値とされているが、ここでは、上記の式（ｃ１）〜（ｃ３）の電圧を印加した場合に適切な値とはなっておらず、上記（ｃ１）〜（ｃ３）によって表現される正弦波形状の指令電圧を離散化した値をインバータ３４の出力電圧とした場合に適切な値となっている。このため、各更新周期内において、インバータ３４の出力電圧は、指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒを上記（ｃ１）〜（ｃ３）に連続的に変換したものとする場合と比較すると、位相が遅れることとなる。すなわち、更新周期θＴ(電気角)を用いると、上記（ｃ１）〜（ｃ３）によって表現される正弦波形状の電圧における回転角度θ＋φ〜θ＋φ＋θＴの領域において、回転角度がθ＋φで近似されることとなる。このため、この領域において、インバータ３４の出力電圧の平均的な位相が「(２φ−θＴ)／２」程度となり、離散化によって平均的な位相が「θＴ／２」程度遅れることとなる。   Such a phenomenon is considered to be a phenomenon in which the command voltages vdr and vqr are shifted to the retard side by increasing the synchronization number, and the command voltages vdr and vqr are shifted to the advance side by decreasing the synchronization number. The cause is considered to be a change in the update cycle of the command voltages vur, vvr, and vwr. That is, the command voltages vdr and vqr are appropriate values for feedback control of the actual currents id and iq to the command currents idr and iqr. Here, the voltages of the above formulas (c1) to (c3) are used. Is not an appropriate value when applied, and is appropriate when the output voltage of the inverter 34 is a value obtained by discretizing a sine wave-shaped command voltage expressed by the above (c1) to (c3). It is a value. For this reason, in each update cycle, the output voltage of the inverter 34 is delayed in phase as compared with the case where the command voltages vdr and vqr are continuously converted into the above (c1) to (c3). . That is, when the update cycle θT (electrical angle) is used, the rotation angle is approximated by θ + φ in the region of the rotation angle θ + φ to θ + φ + θT in the sinusoidal voltage expressed by the above (c1) to (c3). Become. Therefore, in this region, the average phase of the output voltage of the inverter 34 is about “(2φ−θT) / 2”, and the average phase is delayed by about “θT / 2” due to discretization.

ここで、本実施形態では、上述したように、フィードバック制御部２８ａ，２８ｂがともに積分器を備えて構成されているため、フィードバック制御部２８ａ，２８ｂは、上記位相の遅れを補償するように指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒを設定するようになる。ただし、上記位相の遅れ量は、更新周期に依存するため、同期数が変更されることで、積分器によって学習されていた上記位相遅れの補償量が適切な値ではなくなる。このため、フィードバック制御によって、変更後の同期数に応じた位相遅れ量を補償するための補償量を学習することとなるが、このフィードバック制御の応答遅れに起因して、同期数の変更直後には、モータジェネレータ１０の制御性が低下することとなると考えられる。詳しくは、同期数が増大される場合には、上記位相遅れ量が減少するため、同期数の増大に伴ってインバータ３４の出力電圧が意図せずして進角側に変更されたのと同等の効果を有することとなると考えられる。また、同期数が減少される場合には、上記位相遅れ量が増大するため、同期数の減少に伴ってインバータ３４の出力電圧が意図せずして遅角側に変更されたとの同等の効果を有することとなると考えられる。   Here, in the present embodiment, as described above, since both the feedback control units 28a and 28b are configured to include an integrator, the feedback control units 28a and 28b are instructed to compensate for the phase delay. The voltages vdr and vqr are set. However, since the phase delay amount depends on the update period, the phase delay compensation amount learned by the integrator is not an appropriate value by changing the synchronization number. For this reason, it is necessary to learn the compensation amount for compensating the phase delay amount according to the number of synchronizations after the change by feedback control, but immediately after the change of the synchronization number due to the response delay of this feedback control. It is considered that the controllability of the motor generator 10 is reduced. Specifically, when the number of synchronizations is increased, the amount of the phase delay is decreased, so that the output voltage of the inverter 34 is unintentionally changed to the advance side as the number of synchronizations increases. It is thought that it will have the effect of. Further, when the number of synchronizations is decreased, the amount of the phase delay increases, so that the same effect as when the output voltage of the inverter 34 is unintentionally changed to the retard side as the number of synchronizations decreases. It is thought that it will have.

そこで本実施形態では、同期数が変更されると判断される場合、指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒの位相をフィードフォワード補正することで、上記出力電圧の意図せぬ変化を抑制又は回避する。図５に、本実施形態にかかる指令電圧ｖｕｒ、ｖｖｒ、ｖｗｒの設定処理の手順を示す。この処理は、先の図１に示す位相補正部３８によって、キャリア周期で繰り返し実行される。   Therefore, in this embodiment, when it is determined that the number of synchronizations is changed, the unintended change in the output voltage is suppressed or avoided by performing feedforward correction on the phases of the command voltages vdr and vqr. FIG. 5 shows a procedure for setting the command voltages vur, vvr, and vwr according to the present embodiment. This process is repeatedly executed at the carrier cycle by the phase correction unit 38 shown in FIG.

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、回転速度ωに基づき同期数を決定する。ここでは、キャリア周波数が上記規定値以下となるとの条件下、キャリア周波数を最大化するように同期数を決定する。続くステップＳ１２においては、前回の同期数と今回の同期数とが相違するか否かを判断する。そして、相違すると判断される場合には、ステップＳ１４において、フィードバック制御部２８ａ，２８ｂによって前回算出された積分項Ｉｎｄ（ｎ−１）、Ｉｎｑ（ｎ−１）の位相Φｉ（ｎ−１）、及びノルムＮｉ（ｎ−１）を算出する。ここで位相Φｉ（ｎ−１）は、上述した指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒの位相φの算出処理において、指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒを積分項Ｉｎｄ（ｎ−１）、Ｉｎｑ（ｎ−１）に代えることで行うことができる。   In this series of processes, first, in step S10, the number of synchronizations is determined based on the rotational speed ω. Here, the number of synchronizations is determined so that the carrier frequency is maximized under the condition that the carrier frequency is equal to or less than the specified value. In the subsequent step S12, it is determined whether or not the previous synchronization number is different from the current synchronization number. If it is determined that they are different, in step S14, the phase Φi (n−1) of the integral terms Ind (n−1) and Inq (n−1) previously calculated by the feedback control units 28a and 28b, And norm Ni (n-1) is calculated. Here, the phase Φi (n−1) is obtained by replacing the command voltages vdr and vqr with the integral terms Ind (n−1) and Inq (n−1) in the calculation process of the phase φ of the command voltages vdr and vqr described above. Can be done.

続くステップＳ１６においては、前回の同期数が今回の同期数よりも大きいか否かを判断する。そして、前回の同期数の方が大きい場合、ステップＳ１８において、位相Φｉ（ｎ−１）を進角補正するようにして、積分項Ｉｎｄ（ｎ−１）、Ｉｎｑ（ｎ−１）を補正する。すなわち、位相Φｉ（ｎ−１）に補正量Δを加算したものを独立変数とする余弦関数とノルムＮｉ（ｎ−１）との乗算値として、積分項Ｉｎｄ（ｎ−１）を算出し、上記加算したものを独立変数とする正弦関数にノルムＮｉ（ｎ−１）を乗算したものを積分項Ｉｎｑ（ｎ−１）とする。ここで、補正量Δは、前回の同期数と今回の同期数との差に応じて可変設定する。一方、前回の同期数の方が小さい場合には、ステップＳ２０において、位相Φｉ（ｎ−１）を遅角補正するようにして、積分項Ｉｎｄ（ｎ−１）、Ｉｎｑ（ｎ−１）を補正する。この処理の具体的な手法は、上記ステップＳ１８のものと同様である。なお、上記補正量Δは、同期数の変更前の値と変更後の値とによってモータジェネレータ１０の制御量を制御した場合のそれぞれの積分項の定常値の差を予め実験等によって求めて記憶しておくことが望ましい。   In subsequent step S16, it is determined whether or not the previous synchronization number is larger than the current synchronization number. If the previous synchronization number is larger, the integral terms Ind (n-1) and Inq (n-1) are corrected in step S18 so that the phase .PHI.i (n-1) is advanced. . That is, the integral term Ind (n−1) is calculated as a multiplication value of the cosine function and the norm Ni (n−1), which is obtained by adding the correction amount Δ to the phase Φi (n−1), An integral term Inq (n-1) is obtained by multiplying the sine function having the added value by the norm Ni (n-1) as an independent variable. Here, the correction amount Δ is variably set according to the difference between the previous synchronization number and the current synchronization number. On the other hand, if the previous synchronization number is smaller, in step S20, the phase Φi (n-1) is retarded and the integral terms Ind (n-1) and Inq (n-1) are changed. to correct. A specific method of this process is the same as that in step S18. The correction amount Δ is calculated and stored in advance by experiment or the like to determine the difference between the steady values of the respective integral terms when the control amount of the motor generator 10 is controlled by the value before and after the change in the number of synchronizations. It is desirable to keep it.

ステップＳ１８、Ｓ２０の処理が完了する場合や、ステップＳ１２において否定判断される場合には、ステップＳ２２に移行する。ステップＳ２２においては、指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒを更新する。すなわち、実電流ｉｄに対する指令電流ｉｄｒの差に積分ゲインを乗算したもの及び前回の積分項Ｉｎｄ（ｎ−１）との和である今回の積分項と、上記差に比例ゲインを乗算した比例項とを加算することで、指令電圧ｖｄｒを算出する。また、実電流ｉｑに対する指令電流ｉｑｒの差に積分ゲインを乗算したもの及び前回の積分項Ｉｎｑ（ｎ−１）の和である今回の積分項と、上記差に比例ゲインを乗算した比例項とを加算することで、指令電圧ｖｑｒを算出する。   When the processes of steps S18 and S20 are completed, or when a negative determination is made in step S12, the process proceeds to step S22. In step S22, the command voltages vdr and vqr are updated. That is, the difference between the command current idr and the actual current id multiplied by the integral gain, and the current integral term that is the sum of the previous integral term Ind (n-1) and the proportional term obtained by multiplying the difference by the proportional gain. Is added to calculate the command voltage vdr. Also, the difference between the command current iqr and the actual current iq multiplied by the integral gain, the current integral term that is the sum of the previous integral term Inq (n−1), and the proportional term obtained by multiplying the difference by the proportional gain; Is added to calculate the command voltage vqr.

続くステップＳ２４では、ｄｑ軸上の指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒに基づき、上述した処理によって、３相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒを算出する。なお、ステップＳ２４の処理が完了する場合、この一連の処理を一旦終了する。   In subsequent step S24, three-phase command voltages vur, vvr, and vwr are calculated by the above-described processing based on the command voltages vdr and vqr on the dq axis. In addition, when the process of step S24 is completed, this series of processes is once complete | finished.

図６に、本実施形態の効果を示す。詳しくは、図６（ａ）に、同期数を２７から２１に変更した場合のｄｑ軸上の指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒの推移を示し、図６（ｂ）に、その際の実電流ｉｄ，ｉｑの推移を示す。ここでは、位相を「３．４度」進角させる処理を行った場合の計測結果を示している。図示されるように、この場合、同期数の変更に伴う実電流ｉｄ，ｉｑの変動を好適に抑制することができる。   FIG. 6 shows the effect of this embodiment. Specifically, FIG. 6A shows the transition of the command voltages vdr and vqr on the dq axis when the synchronization number is changed from 27 to 21, and FIG. 6B shows the actual currents id and iq at that time. Shows the transition. Here, the measurement result when the process of advancing the phase by “3.4 degrees” is performed is shown. As shown in the figure, in this case, fluctuations in the actual currents id and iq accompanying the change in the number of synchronizations can be suitably suppressed.

図７に、位相の補正処理を行う本実施形態の場合と位相の補正処理を行わない従来例とを比較して示す。図示されるように、位相の補正処理を行うことで、ｄ軸電流の変動量を「９０％」削減できた。なお、同期数を「２７」から「２１」に減少させる際の位相の補正量として「３．４度」が適切であることから、同期数の変更による要因としては、上述した平均的な位相の変化以外の要因も含まれると考えられる。このため、補正量Δの適合に際しては、各同期数においてモータジェネレータ１０の制御量を制御する際の積分項の定常値の差を用いることが特に有効であると考えられる。   FIG. 7 shows a comparison between the present embodiment in which the phase correction processing is performed and a conventional example in which the phase correction processing is not performed. As shown in the drawing, the fluctuation amount of the d-axis current can be reduced by “90%” by performing the phase correction process. Since “3.4 degrees” is appropriate as the phase correction amount when the synchronization number is decreased from “27” to “21”, the above-mentioned average phase is a cause of the change in the synchronization number. It is thought that factors other than the change of are included. For this reason, when adapting the correction amount Δ, it is considered to be particularly effective to use the difference in the steady value of the integral term when controlling the control amount of the motor generator 10 at each synchronization number.

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。   According to the embodiment described in detail above, the following effects can be obtained.

（１）モータジェネレータ１０の１電気角周期に対するキャリアの周期の比が変更されると判断される場合、指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒの位相をフィードフォワード補正した。これにより、上記変更に起因したモータジェネレータ１０の制御性の低下を好適に抑制することができる。   (1) When it is determined that the ratio of the carrier cycle to one electrical angle cycle of the motor generator 10 is changed, the phases of the command voltages vdr and vqr are feedforward corrected. Thereby, the fall of the controllability of the motor generator 10 resulting from the said change can be suppressed suitably.

（２）指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの更新周期を、キャリアの周期とした。これにより、１電気角周期に対するキャリア周期の比が増加する場合、１電気角周期に対する指令電圧の更新頻度が低くなり、離散化されたタイミング毎に更新される指令電圧の平均的な位相を変化させる要因となる。このため、位相の補正処理の作用効果を好適に奏することができる。   (2) The update cycle of the command voltages vur, vvr, and vwr is the carrier cycle. As a result, when the ratio of the carrier cycle to one electrical angle cycle increases, the update frequency of the command voltage for one electrical angle cycle decreases, and the average phase of the command voltage updated at each discrete timing changes. It becomes a factor to make. For this reason, the effect of the phase correction process can be suitably achieved.

（３）フィードバック制御部２８ａ，２８ｂを、積分器を備えて構成した。これにより、離散化されたタイミングで更新される指令電圧の平均的な位相等に応じて、実電流ｉｄ，ｉｑを指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒにフィードバック制御する上での適切な操作量を学習することができる。ただし、１電気角周期に対するキャリア周期の比が変更される場合には、この変更前に積分項によって学習されていた値が変更後における指令電圧の平均的な位相等にとっては適切でなくなるおそれがある。このため、位相のフィードフォワード補正処理の利用価値が特に高い。   (3) The feedback controllers 28a and 28b are configured with an integrator. Thereby, an appropriate operation amount for feedback control of the actual currents id and iq to the command currents idr and iqr is learned according to the average phase of the command voltage updated at the discretized timing. Can do. However, when the ratio of the carrier period to one electrical angle period is changed, the value learned by the integral term before this change may not be appropriate for the average phase of the command voltage after the change. is there. For this reason, the utility value of the phase feedforward correction processing is particularly high.

（４）同期数が変更されると判断される場合に、指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒの位相を補正すべく、フィードバック制御部２８ａ，２８ｂの積分項の値をフィードフォワード補正した。これにより、上記変更に伴うモータジェネレータ１０の制御性をいっそう好適に抑制することができる。   (4) When it is determined that the number of synchronizations is changed, the values of the integral terms of the feedback control units 28a and 28b are feedforward corrected in order to correct the phases of the command voltages vdr and vqr. Thereby, the controllability of motor generator 10 associated with the above change can be more suitably suppressed.

（５）位相の補正量を、同期数の変更前後の値に基づき可変設定した。これにより、位相をより適切に補正することができる。   (5) The phase correction amount is variably set based on values before and after the change in the number of synchronizations. Thereby, the phase can be corrected more appropriately.

（その他の実施形態）
なお、上記実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。 (Other embodiments)
The above embodiment may be modified as follows.

・１電気角周期に対するキャリアの周期の比が変更されると判断される場合、指令電圧の位相を補正する補正手段としては、上記積分項をフィードフォワード補正するものに限らない。例えば、ｄｑ軸上の指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒの位相をフィードフォワード補正したり、３相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの位相をフィードフォワード補正したりするものであってもよい。この場合、フィードフォワード補正量の絶対値を、上記変更直後から時間の経過とともに漸減させる処理を行うことが望ましい。これにより、補正量の漸減に伴ってフィードバック制御部２８ａ，２８ｂによって、変更後の同期数に応じた位相の遅角量等を補償するうえで適切な操作量が算出されるようになる。なお、この際、補正量の絶対値の漸減速度は、フィードバック制御部２８ａ，２８ｂの応答性に応じて適合することが望ましい。   When it is determined that the ratio of the carrier period to one electrical angle period is changed, the correction means for correcting the phase of the command voltage is not limited to the one that feed-forward corrects the integral term. For example, the phase of the command voltages vdr and vqr on the dq axis may be feedforward corrected, or the phase of the three phase command voltages vur, vvr and vwr may be feedforward corrected. In this case, it is desirable to perform a process of gradually decreasing the absolute value of the feedforward correction amount as time passes immediately after the change. As a result, as the correction amount is gradually decreased, the feedback control units 28a and 28b calculate an operation amount appropriate for compensating the phase retardation amount corresponding to the changed number of synchronizations. At this time, it is desirable that the gradual decrease rate of the absolute value of the correction amount is adapted according to the responsiveness of the feedback control units 28a and 28b.

・上記実施形態では、キャリアの値が最小値となるタイミングを指令電圧の更新タイミングとしたがこれに限らない。例えばキャリアの値が最大値となるタイミングや振幅中心値となるタイミングであってもよい。   In the above embodiment, the timing at which the carrier value becomes the minimum value is the update timing of the command voltage, but this is not restrictive. For example, the timing at which the carrier value becomes the maximum value or the timing at which the amplitude center value is reached may be used.

・上記実施形態では、キャリアの周期と指令電圧の更新周期とを一致させたがこれに限らない。例えばキャリアの周期の２倍の間隔と指令電圧の更新周期とを一致させてもよい。このように、一般に、キャリアの周期が短くなるほど指令電圧の更新周期を短くするなら、１電気角周期に対するキャリアの周期の比が変化するに際して、１電気角周期に対する指令電圧の更新周期の比が変化し、ひいては離散化されたタイミング毎に更新される指令電圧の平均的な位相等が変化するため、位相を補正する処理を行うことが有効である。   In the above embodiment, the carrier cycle and the command voltage update cycle are matched, but this is not limitative. For example, an interval twice as long as the carrier cycle and the update cycle of the command voltage may be matched. Thus, in general, if the command voltage update cycle is shortened as the carrier cycle is shortened, the ratio of the command voltage update cycle to one electrical angle cycle is changed when the ratio of the carrier cycle to one electrical angle cycle changes. Since the average phase and the like of the command voltage that changes and is updated at every discretized timing changes, it is effective to perform a process for correcting the phase.

・上記実施形態では、キャリアの周期を回転機の１電気角周期の整数倍とするいわゆる同期制御を行ったがこれに限らない。キャリアの周期が回転機の１電気角周期の整数倍とならない非同期制御にあっても、１電気角周期に対するキャリアの周期の比が大きく変更される場合には、１電気角周期に対する離散化された指令電圧の更新周期の比が大きく変化するため、位相をフィードフォワード補正する処理を行うことが有効である。   In the above embodiment, so-called synchronous control is performed in which the carrier cycle is an integral multiple of one electrical angle cycle of the rotating machine, but the present invention is not limited to this. Even in asynchronous control where the carrier cycle is not an integral multiple of one electrical angle cycle of the rotating machine, if the ratio of the carrier cycle to one electrical angle cycle is significantly changed, the carrier cycle is discretized. Since the ratio of the update cycle of the command voltage changes greatly, it is effective to perform a process for feedforward correction of the phase.

・フィードバック制御部２８ａ，２８ｂとしては、比例積分演算によって実電流ｉｄ，ｉｑを指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒにフィードバック制御するための操作量を算出するものに限らない。例えば積分制御や、比例積分微分制御によって上記操作量を算出するものであってもよい。   The feedback control units 28a and 28b are not limited to those that calculate an operation amount for performing feedback control of the actual currents id and iq to the command currents idr and iqr by proportional-integral calculation. For example, the manipulated variable may be calculated by integral control or proportional integral derivative control.

・上記実施形態では、指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒを、実電流ｉｄ，ｉｑを指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒにフィードバック制御するための操作量としたが、これに限らない。例えば、上記操作量に、非干渉項をフィードフォワード補正量として加算したものを指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒとしてもよい。   In the above embodiment, the command voltages vdr and vqr are manipulated variables for feedback control of the actual currents id and iq to the command currents idr and iqr. However, the present invention is not limited to this. For example, the command voltages vdr and vqr may be obtained by adding the non-interference term as a feedforward correction amount to the operation amount.

・更に、指令電圧設定部２８としては、積分器を備えるものに限らず、積分器に代えて、フィードフォワード制御部を備えるものであってもよい。この場合、モータジェネレータ１０の１電気角周期に対するキャリアの周期の比が変更されると判断される場合、指令電圧の位相を補正する補正手段としては、上記変更されると判断される場合に、判断直前のフィードフォワード項を補正することで判断直後のフィードフォワード項を設定する手段とすればよい。   Further, the command voltage setting unit 28 is not limited to the one provided with an integrator, and may be provided with a feedforward control unit instead of the integrator. In this case, when it is determined that the ratio of the carrier cycle to one electrical angle cycle of the motor generator 10 is changed, the correction means for correcting the phase of the command voltage is as follows. What is necessary is just to use a means for setting the feedforward term immediately after the determination by correcting the feedforward term immediately before the determination.

・上記実施形態では、回転機を流れる電流を制御量としてこれを指令値にフィードバック制御する例を示したがこれに限らない。例えば、回転機の回転速度を制御量としてこれを指令値にフィードバック制御してもよい。この場合であっても、フィードバック制御器を積分要素を備えて構成することで、同期数が変化しない定常時においては、離散化されたタイミングで更新される指令電圧に応じた適切なフィードバック操作量を積分要素によって学習することができる。   In the above-described embodiment, an example is shown in which the current flowing through the rotating machine is used as a control amount and this is feedback-controlled to a command value. For example, the rotational speed of the rotating machine may be used as a control amount, and this may be feedback controlled to a command value. Even in this case, by configuring the feedback controller with an integral element, an appropriate feedback operation amount corresponding to the command voltage updated at the discretized timing in the steady state where the synchronization number does not change Can be learned by the integral element.

・キャリアとしては、三角波形状のものに限らず、例えば鋸波形状のものであってもよい。   The carrier is not limited to a triangular wave shape but may be a sawtooth wave shape, for example.

・回転機としては、ＩＰＭＳＭに限らず、例えばＳＰＭであってもよい。また、３相回転機に限らず、例えば５相回転機等であってもよい。   -The rotating machine is not limited to IPMSM, but may be SPM, for example. Moreover, not only a three-phase rotary machine but a 5-phase rotary machine etc. may be sufficient, for example.

一実施形態にかかるシステム構成図。The system block diagram concerning one Embodiment. 同実施形態にかかる指令電圧の更新態様を示すタイムチャート。The time chart which shows the update aspect of the command voltage concerning the embodiment. 同実施形態にかかる同期数の可変設定手法を示すタイムチャート。The time chart which shows the variable setting method of the synchronous number concerning the embodiment. 同期数の可変設定に際しての問題点を示すタイムチャート。The time chart which shows the problem at the time of the variable setting of the number of synchronizations. 上記実施形態にかかる指令電圧の設定処理の手順を示す流れ図。The flowchart which shows the procedure of the setting process of the command voltage concerning the said embodiment. 本実施形態の効果を示すタイムチャート。The time chart which shows the effect of this embodiment. 本実施形態の効果を示すタイムチャート。The time chart which shows the effect of this embodiment.

符号の説明Explanation of symbols

１０…モータジェネレータ、２８…指令電圧設定部、２８ａ，２８ｂ…フィードバック制御部、３６…キャリア生成部(可変手段の一実施形態)、３８…位相補正部（補正手段の一実施形態）。   DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Motor generator, 28 ... Command voltage setting part, 28a, 28b ... Feedback control part, 36 ... Carrier production | generation part (one Embodiment of a variable means), 38 ... Phase correction part (One Embodiment of a correction means).

Claims (9)

回転機の端子を直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を、前記回転機に対する指令電圧とキャリアとの大小比較に基づき操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、
前記キャリアの周波数を可変設定する可変手段と、
前記可変手段によって前記回転機の１電気角周期に対する前記キャリアの周期の比が変更されるか否かを判断する判断手段と、
前記判断手段によって前記変更されると判断される場合、前記指令電圧の位相を補正する補正手段とを備えることを特徴とする回転機の制御装置。 The amount of control of the rotating machine is controlled by operating a power conversion circuit including a switching element that connects the terminal of the rotating machine to each of the positive electrode and the negative electrode of the DC power source based on a comparison of the command voltage for the rotating machine and the carrier. In the control device of the rotating machine to be controlled,
Variable means for variably setting the frequency of the carrier;
Determining means for determining whether the ratio of the carrier period to one electrical angle period of the rotating machine is changed by the variable means;
A control device for a rotating machine, comprising: a correction unit that corrects the phase of the command voltage when the determination unit determines that the change is made. 前記補正手段は、前記回転機の１電気角周期に対する前記キャリアの周期の比を増加させる場合、前記位相を進角補正することを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。   2. The control device for a rotating machine according to claim 1, wherein when the ratio of the carrier period to one electrical angle period of the rotating machine is increased, the correction unit corrects the phase advance. 3. 前記補正手段は、前記回転機の１電気角周期に対する前記キャリアの周期の比を減少させる場合、前記位相を遅角補正することを特徴とする請求項１又は２記載の回転機の制御装置。   3. The control device for a rotating machine according to claim 1, wherein when the ratio of the carrier period to one electrical angle period of the rotating machine is decreased, the correcting unit corrects the phase by retarding. 前記指令電圧の更新周期を、前記キャリアの周期としたことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。   The rotating machine control device according to claim 1, wherein the update cycle of the command voltage is the cycle of the carrier. 前記指令電圧は、前記制御量をその指令値にフィードバック制御するための操作量として算出されるものであり、
前記フィードバック制御のための操作量の算出は、積分要素に基づき行われることを特徴とする請求項４記載の回転機の制御装置。 The command voltage is calculated as an operation amount for feedback control of the control amount to the command value,
The control device for a rotating machine according to claim 4, wherein the calculation of the operation amount for the feedback control is performed based on an integral element. 前記補正手段は、前記位相を補正すべく前記積分要素の値を補正することを特徴とする請求項５記載の回転機の制御装置。   6. The control device for a rotating machine according to claim 5, wherein the correction means corrects the value of the integral element so as to correct the phase. 前記補正手段は、前記位相の補正量を、前記可変手段による前記比の変更前後の値に基づき可変設定することを特徴とする請求項４〜６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。   7. The control of a rotating machine according to claim 4, wherein the correction unit variably sets the correction amount of the phase based on values before and after the change of the ratio by the variable unit. apparatus. 前記可変手段は、前記キャリアの周期を前記回転機の１電気角周期の整数分の１として且つ、該整数を、前記キャリア周波数が所定範囲内となるように前記回転機の回転速度に応じて可変設定することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。   The variable means sets the cycle of the carrier to 1 / integer of one electrical angle cycle of the rotating machine, and sets the integer according to the rotation speed of the rotating machine so that the carrier frequency is within a predetermined range. The control device for a rotating machine according to claim 1, wherein the control device is variably set. 請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置と、
前記電力変換回路とを備えることを特徴とする回転機の制御システム。 A control device for a rotating machine according to any one of claims 1 to 8,
A control system for a rotating machine comprising the power conversion circuit.
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