JP6417844B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Description

本発明は、熱陰極フィラメントを有する低圧放電灯を点灯する放電灯点灯装置に関する。

近年、低圧放電灯用の点灯装置の高周波化が進んでいる。しかし、高周波点灯方式において、点灯装置と放電灯の間の出力配線が比較的長い場合（例えば、数十メートル程度である場合）、出力配線の寄生容量による無負荷二次電圧の低下、及び出力配線のインダクタンスによるランプ電流の低下が無視できなくなる。そのため、放電灯に対して長い出力配線を介して接続される点灯装置に高周波点灯方式を適用することは好ましくない。したがって、長い出力配線が想定される点灯装置には、低周波の矩形波電流等によって放電灯を点灯する低周波点灯方式が適している。同様のことが、ランプ電流だけでなく、放電灯のフィラメントに供給されるフィラメント電流についても言える。

特許文献１は、低周波のフィラメント電流を供給することができる放電灯点灯装置を開示する。この点灯装置は、フィラメント用電源として商用電源用トランスを備え、トランスの一次側が商用電源に接続され、二次側の２つの巻線が一対のフィラメントにそれぞれ接続される。すなわち、商用電源電圧から降圧されて生成された低周波電圧がフィラメントに印加され、フィラメント電流が流れる。このようなフィラメント用電源の構成は、点灯装置が高周波点灯方式であるか低周波点灯方式であるかにかかわらず適用可能である。

特開平６−２５１８８３号公報

しかし、特許文献１のようなフィラメント電流の供給構成（以下、「商用電源トランス方式」という）には、以下のような問題がある。
第１に、放電灯の始動性低下、更には点灯特性の低下の問題がある。具体的には、点灯装置（フィラメント電源用のトランス）と放電灯との間の出力配線の抵抗成分による電圧降下のためにフィラメント電流が減少し得ることが問題となる。例えば、フィラメントの抵抗値が２．５Ω、出力配線の長さが５０ｍ、出力配線の導体断面積が０．７５ｍｍ^２である場合、出力配線の抵抗値は約２．５Ωとなる。商用電源トランスは電圧源として作用し、出力配線はフィラメントに直列接続されるので、上記の場合、出力配線が充分に短い場合に比べて約半分の電圧、すなわち約半分の電流しかフィラメントに供給されないことになる。その結果として、ランプ始動前の予熱期間において、フィラメントから放出される電子放射物質が不十分となり、放電灯の始動性が低下する。また、ランプ始動後の安定点灯時においても、適切な値の電流がフィラメントに供給されないことは、放電灯の点灯特性の観点から好ましくない。この電圧降下の影響を小さくするために導体断面積の大きい配線を使用して出力配線の抵抗値を低減することは理論上は可能であるが、配線コスト及び配線の取り回しの観点から現実的ではない。したがって、商用電源トランス方式によると、出力配線が長い場合にフィラメント電流を適正化することが難しく、放電灯の始動性が低下するとともに適正な点灯特性が確保されなくなる。

第２に、点灯装置の大型化及びラインナップ増加の問題がある。上述したように商用電源トランス方式においては、商用周波数用のトランスを用いる必要があるため、そのサイズ及び重量が増大する。また、商用電源の電圧及び想定されるフィラメント電圧に応じた巻数比のトランスが必要となることから、商用電源の仕様及び放電灯の仕様に応じて異なるトランスを用意する必要があり、フィラメント用電源の標準化が難しい。したがって、商用電源トランス方式によると、フィラメント用電源乃至は点灯装置の小型化及び標準化を図ることが難しい。

そこで、本発明は、熱陰極フィラメントを有する低圧放電灯を点灯する放電灯点灯装置において、出力配線の長さにかかわらずフィラメント電流を適正化するとともに点灯装置の小型化及び標準化を図ることが可能な構成を提供することを課題とする。

本発明の、放電灯点灯装置では、熱陰極フィラメントを有する低圧放電灯を点灯するものであり、低圧放電灯に低周波又は直流のランプ電圧又は電流を供給する第１の電源回路と、第１の電源回路の一部から入力される直流電圧を直流のフィラメント電流に変換してそのフィラメント電流を熱陰極フィラメントに供給する絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ及びフィラメント電流の電流値を検出する電流検出回路を有する第２の電源回路と、電流検出回路によって検出された電流検出値が目標値に一致するようにＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御部とを備える。

本発明の放電灯点灯装置によると、主電源回路の一部から入力される直流電圧がフィラメント用電源回路のＤＣ／ＤＣコンバータによって直流のフィラメント電流に変換され、このフィラメント電流が制御部によって定電流制御される。このような構成により、放電灯点灯装置から低圧放電灯までの出力配線の抵抗成分に起因する電圧降下にかかわらず所望値の電流をフィラメントに通電することが可能となる。これにより、出力配線の長さにかかわらず、フィラメント電流が適正化され、低圧放電灯の始動性の向上及び安定点灯中における適正な点灯特性の確保が可能となる。また、第２の電源回路がＤＣ／ＤＣコンバータによって構成されるので、商用電源トランスを用いる商用電源トランス方式に比べて放電灯点灯装置が大幅に小型化される。また更に、第２の電源回路がＤＣ／ＤＣコンバータによって構成されるので、入力電源電圧の値にかかわらず、又は低圧放電灯の種類にかかわらず、実質的に同じ回路構成の第２の電源回路を採用することができるため、放電灯点灯装置の標準化が可能となる。

ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータからフィラメント電流が出力されてから所定時間経過後に、制御部がＤＣ／ＤＣコンバータにフィラメント電流を減少させるように構成してもよい。これにより、予熱期間におけるフィラメント電流を相対的に増加させることができるので、熱陰極フィラメントの加熱を加速して予熱期間を短縮することができる。そして、安定点灯中におけるフィラメント電流を予熱期間におけるフィラメント電流よりも減少させることができるので、安定点灯期間においては必要以上の電流が熱陰極フィラメントに通電されるのを防止して省電力化を図ることが可能となる。また、予熱期間と安定点灯期間において異なるフィラメント電流を設定することができるので、予熱期間中のフィラメント電流の最適化による放電灯の始動性の向上と、安定点灯中のフィラメント電流の最適化による放電灯の点灯特性の向上とを効果的に実現することができる。

更に、ＤＣ／ＤＣコンバータからフィラメント電流が出力された後であって第１の電源回路からランプ電圧が出力される前に、制御部がＤＣ／ＤＣコンバータにフィラメント電流を減少させるようにしてもよい。これによると、第２の電源回路によるフィラメント電流の増加と、第１の電源回路によるランプ始動時の出力電圧増加とが同じ期間に含まれないため、放電灯点灯装置全体としての出力電力が大幅に増大する期間が発生せず、放電灯点灯装置の信頼性管理の観点において好ましい。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータからフィラメント電流が出力された後であって第１の電源回路からランプ電圧が出力された後に、制御部がＤＣ／ＤＣコンバータにフィラメント電流を減少させるようにしてもよい。これにより、放電灯の始動直後において放電が不安定な期間においてもフィラメント電流の通電により電子放電物質の放出が継続されるので、放電灯の始動性が一層向上する。

また、放電灯の始動時を含む所定期間にわたって、制御部がＤＣ／ＤＣコンバータの出力動作を一時的に停止させるように構成してもよい。これにより、ランプ始動時においては第２の電源回路が非動作状態となるので、出力配線において発生し得るノイズが第２の電源回路の誤動作を誘発することが防止される。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータが、低圧放電灯の一方のフィラメントにフィラメント電流を供給する第１の出力回路、及び低圧放電灯の他方のフィラメントにフィラメント電流を供給する第２の出力回路を備え、第１の出力回路に電流検出回路が設けられ、第２の出力回路に該第２の出力回路の出力電圧を検出する電圧検知回路が設けられ、電圧検知回路によって検出される検出電圧が所定値を超えた場合に制御部がＤＣ／ＤＣコンバータの出力動作を停止させるように構成してもよい。これにより、フィラメント断線時、放電灯非接続時等にＤＣ／ＤＣコンバータの出力が過電圧状態となることが防止される。

また更に、上記第２の出力回路の出力経路において、電圧検知回路よりも熱陰極フィラメント側に、熱陰極フィラメントに直列接続される電流ヒューズが設けられるようにしてもよい。これにより、フィラメント短絡時等にＤＣ／ＤＣコンバータの出力が過電流状態となることが防止される。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータがフライバックコンバータからなることが好ましい。これにより、上述した有利な効果の各々が簡素な構成で実現される。

本発明の第１の実施形態による放電灯点灯装置の回路構成を示す図である。 第１の実施形態を補足する図である。 第１の実施形態による放電灯点灯装置の動作を説明する図である。 本発明の第２及び第３の実施形態による放電灯点灯装置の回路構成を示す図である。 第２及び第３の実施形態を補足する図である。 第２及び第３の実施形態による放電灯点灯装置の代替の回路構成を示す図である。 第２の実施形態による放電灯点灯装置の動作を説明する図である。 第３の実施形態による放電灯点灯装置の動作を説明する図である。 本発明の変形例による放電灯点灯装置の回路構成を部分的に示す図である。 本発明の変形例による放電灯点灯装置の回路構成を示す図である。

＜第１の実施形態＞
図１に、本発明の第１の実施形態による放電灯点灯装置１（以下、「点灯装置１」という）の回路構成を示す。点灯装置１は、主電源回路２、フィラメント用電源回路３及び制御部４を備える。点灯装置１は、商用電源等の交流電源ＡＣから給電され、出力配線Ｗ１、Ｗ２、Ｗ３及びＷ４介して低圧放電灯５（以下、「放電灯５」という）に電力を供給する。必要に応じて、イグナイタ６が、出力配線Ｗ３及びＷ４上において放電灯５側に接続される。具体的には、点灯装置１は、出力端子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３及びＴ４を有し、放電灯５（又は放電灯５及びイグナイタ６を含むユニット、以下同じ）は入力端子Ｔ５、Ｔ６、Ｔ７及びＴ８を有し、端子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３及びＴ４と端子Ｔ５、Ｔ６、Ｔ７及びＴ８の間に出力配線Ｗ１、Ｗ２、Ｗ３及びＷ４がそれぞれ接続される。

放電灯５は、一対の熱陰極フィラメント５１及び５２（以下、それぞれ「フィラメント５１及び５２」という）を有する。フィラメント５１は端子Ｔ５及びＴ６に接続され、フィラメント５２は端子Ｔ７及びＴ８に（イグナイタ６が接続される場合にはイグナイタ６を介して）接続される。フィラメント５１及び５２が加熱されることにより、放電に寄与する電子放電物質が放出される。

なお、本明細書における用語の定義は以下の通りである。放電灯５の両端間（すなわちフィラメント５１−５２間）に印加される電圧及び通電される電流をそれぞれ「ランプ電圧」及び「ランプ電流」といい、フィラメント５１及び５２の各々に流れる電流を「フィラメント電流」というものとする。また、放電灯５が絶縁破壊することにより放電を開始する動作を「ランプ始動」といい、ランプ始動前にフィラメント電流が通電される動作を「予熱」といい、ランプ始動後にランプ電流が通電される動作を「安定点灯」というものとする。また、フィラメント電流について、予熱期間中に流れるフィラメント電流を「予熱電流」ともいう。また、フィラメント電流の定電流制御とは、フィラメント電流の値をある目標値一致させる制御のことをいい、目標値が固定されているか変動しているかは、この用語の定義に影響しない。また、以降の説明において、各回路素子の各回路への区分けは説明の便宜上のものであり、本発明を拘束するものではない。

主電源回路２は、整流回路２０、昇圧コンバータ２２、降圧コンバータ２４及びフルブリッジ回路２５を備える。概略として、交流電源ＡＣからの入力電圧が整流回路２０によって整流され、整流回路２０の整流出力が昇圧コンバータ２２によって昇圧され、昇圧コンバータ２２の昇圧出力が降圧コンバータ２４によって降圧され、降圧コンバータ２４からの降圧出力がフルブリッジ回路２５によって交流変換される。フルブリッジ回路２５によって交流変換された電力が出力配線Ｗ１及びＷ４を介して放電灯５の両端間に供給される。すなわち、主電源回路２は、昇圧コンバータ２２、降圧コンバータ２４及びフルブリッジ回路２５によってＤＣ／ＡＣコンバータを構成し、後述するように放電灯５に低周波のランプ電圧又は電流を供給する。

整流回路２０は、ダイオードブリッジ等の全波整流回路からなる。入力電源が交流電源ではなく、バッテリ等の直流電源である場合には整流回路２０は不要である。なお、整流回路２０の前段又は後段には、ノイズフィルタ、電流ヒューズ、バリスタ等の入力回路（不図示）が必要に応じて設けられる。

昇圧コンバータ２２は、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子２２１、インダクタ２２２、ダイオード２２３、及び平滑コンデンサ２２４を含み、整流回路２０の整流出力を昇圧して平滑化する。スイッチング素子２２１のオン時にインダクタ２２２→スイッチング素子２２１に電流が流れ、インダクタ２２２にエネルギーが蓄えられる。スイッチング素子２２１のオフ時に、インダクタ２２２に蓄えられているエネルギーにより、インダクタ２２２→ダイオード２２３→平滑コンデンサ２２４に電流が流れ、平滑コンデンサ２２４が充電される。スイッチング素子２２１は、昇圧コンバータ２２の昇圧出力電圧が所定値となるように制御部４（制御回路４０）によってＰＷＭ駆動される。なお、平滑コンデンサ２２４の低電位側電極と同電位のノードをグランドＧ１というものとする。

降圧コンバータ２４は、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子２４１、インダクタ２４２、ダイオード２４３、及びコンデンサ２４４を含み、昇圧コンバータ２２の昇圧出力から、制限された電流を生成する。スイッチング素子２４１のオン時にスイッチング素子２４１→インダクタ２４２→フルブリッジ回路２５→放電灯５→フルブリッジ回路２５→電流検出抵抗２４６に電流が流れ、インダクタ２４２にエネルギーが蓄えられる。スイッチング素子２４１のオフ時に、インダクタ２４２に蓄えられているエネルギーにより、インダクタ２４２→フルブリッジ回路２５→放電灯５→フルブリッジ回路２５→電流検出抵抗２４６→ダイオード２４３に電流が流れる。コンデンサ２４４は降圧コンバータ２４の出力を平滑する。スイッチング素子２４１は、制御部４（制御回路４０）によってＰＷＭ駆動され、そのオン幅（オンデューティ）は制御回路４０において決定される。

また、降圧コンバータ２４は、電圧検出回路２４５及び電流検出回路２４６を含む。電圧検出回路２４５は降圧コンバータ２４の出力端に並列接続された抵抗分圧回路からなり、ノードＡに示す分圧値（以下、「検出値Ａ」という）は制御回路４０に入力される。これにより、降圧コンバータ２４の出力電圧が検出される。なお、ランプ電圧値は降圧コンバータ２４の出力電圧値に実質的に等しい。電流検出回路２４６は低抵抗素子からなり、降圧コンバータ２４の出力電流経路に挿入され、ノードＢに示す電流検出回路２４６に発生する電圧値（以下、「検出値Ｂ」という）は制御回路４０に入力される。これにより、降圧コンバータ２４の出力電流が検出される。なお、ランプ電流値は降圧コンバータ２４の出力電流値に実質的に等しい。

フルブリッジ回路２５は、ＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子２５１、２５２、２５３及び２５４を含むフルブリッジを構成し、降圧コンバータ２４の直流出力を交流変換する。スイッチング素子２５１及び２５２の接続点が端子Ｔ１を介して出力配線Ｗ１に接続され、スイッチング素子２５３及び２５４の接続点が端子Ｔ４を介して出力配線Ｗ４に接続される。これにより、フルブリッジ回路２５からの交流出力が放電灯５に供給される。制御回路４０に含まれるドライバによってスイッチング素子２５１及び２５４と、スイッチング素子２５２及び２５３とが、５０Ｈｚ〜１ｋＨｚ程度の周波数（以下、「低周波」という）で交互にオンオフされる。これにより、低周波矩形波の電圧又は電流が出力配線Ｗ１及びＷ４を介して放電灯５に印加又は通電される。

フィラメント用電源回路３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０、電流検出回路３１、電圧検出回路３２及び保護回路３３を備える。概略として、フィラメント用電源回路３は、昇圧コンバータ２２の出力端から入力される直流電圧を二出力の直流電流に変換する。一方の出力が出力配線Ｗ３及びＷ４を介してフィラメント５２に供給され、他方の出力が出力配線Ｗ１及びＷ２を介してフィラメント５１に供給される。これにより、直流のフィラメント電流がフィラメント５１及び５２の各々に供給される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、ＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子３０１、トランス３０２、出力回路３０ａのダイオード３０３及び出力コンデンサ３０４、並びに出力回路３０ｂのダイオード３０５及び出力コンデンサ３０６を含み、絶縁型のフライバックコンバータ（降圧コンバータ）を構成する。ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の１次側の基準電位はグランドＧ１であり、２次側の基準電位は出力コンデンサ３０４の低電位側電極と同電位のノード（以下、「グランドＧ２」という）となる。なお、図１においては、出力コンデンサ３０４及び３０６として電解コンデンサを図示しているが、スイッチング素子３０１のスイッチング動作による高周波リップルを除去できれば、出力コンデンサ３０４及び３０６はフィルムコンデンサ等であってもよい。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３０において、スイッチング素子３０１のオン期間にトランス３０２の一次巻線によってエネルギーが蓄積され、スイッチング素子３０１のオフ期間にそのエネルギーがトランス３０２の２次巻線側に出力される。スイッチング素子３０１は、制御回路４０によって数１０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚ程度の高周波でＰＷＭ駆動される。出力回路３０ａにおいて一方の２次巻線の出力がダイオード３０３を介してコンデンサ３０４に充電され、出力回路３０ｂにおいて他方の２次巻線の出力がダイオード３０５を介してコンデンサ３０６に充電される。ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力は、スイッチング素子３０１のＰＷＭ駆動におけるオンデューティ（オン幅）、トランス３０２の１次巻線に対する２次巻線の巻数比等によって決まる。出力回路３０ａからの出力電流は、端子Ｔ４→出力配線Ｗ４→端子Ｔ８→イグナイタ６→フィラメント５２→イグナイタ６→端子Ｔ７→出力配線Ｗ３→端子Ｔ３に流れ、フィラメント５２のフィラメント電流となる。一方、出力回路３０ｂからの出力電流は、端子Ｔ１→出力配線Ｗ１→端子Ｔ５→フィラメント５１→端子Ｔ６→出力配線Ｗ２→端子Ｔ２に流れ、フィラメント５１のフィラメント電流となる。

電流検出回路（電圧検出抵抗）３１は、グランドＧ２と端子Ｔ３（出力配線Ｗ３）の間に挿入された低抵抗素子からなる。フィラメント５２に流れるフィラメント電流に比例した電圧が電流検出抵抗３１に発生する。以降において、電流検出抵抗３１によって検出されるフィラメント５２のフィラメント電流の値を検出電流値というものとする。

電圧検出回路（電圧検出抵抗）３２は出力コンデンサ３０４に並列接続された分圧抵抗回路からなる。以降において、電圧検出抵抗３２によって検出される出力回路３０ａの出力電圧値を電圧検出値というものとする。

保護回路３３は出力回路３０ｂに接続され、抵抗３３１、ツェナーダイオード３３２及びフォトカプラ３３３を含む電圧検知回路３３０並びに電流ヒューズ３３５を備える。電圧検知回路３３０において、抵抗３３１、ツェナーダイオード３３２及びフォトカプラ３３３のフォトダイオードの直列回路が出力コンデンサ３０６に並列接続され、フォトカプラ３３３のフォトトランジスタは基準電位をグランドＧ１として制御回路４０に接続される。電流ヒューズ３３５は電圧検知回路３３０よりもフィラメント５１側において、フィラメント５１及び出力配線Ｗ２に対して直列となるように接続される。

電圧検知回路３３０は、出力開放検出時の保護機能を実現する。例えば、フィラメント５１が開放した場合、あるいは放電灯５が点灯装置１に接続されていない場合等に、出力回路３０ｂの出力電圧が過大となると、フォトカプラ３３３のフォトダイオードに流れる電流が増大し、フォトカプラ３３３のフォトトランジスタの出力値（以下、「検出値Ｄ」という）が減少する。この検出値Ｄの減少に応じて制御回路４０が出力開放状態を特定し、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力動作、すなわちスイッチング素子３０１の駆動を停止する。

電流ヒューズ３３５は、出力短絡検出時の保護機能を実現する。例えば、フィラメント５１が短絡した場合、あるいは出力配線Ｗ１−Ｗ２間で短絡故障が発生した場合等に、出力回路３０ｂの出力電流が過大となると、電流ヒューズ３３５が溶断して出力回路３０ｂの出力が開放される。この開放状態によって、上述したように、電圧検知回路３３０による出力開放検出時の保護機能により、制御回路４０がＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力動作を停止させる。

制御部４は、制御回路４０及びフィードバック回路４１を備える。概略として、制御部４は、電流検出回路３１によって検出された電流検出値が目標値に一致するようにＤＣ／ＤＣコンバータ３０を制御し、電圧検出回路３２によって検出された電圧検出値が目標値（上限値）以下となるようにＤＣ／ＤＣコンバータ３０を制御する。すなわち、制御部４において、出力回路３０ａの出力電圧が上限値以下に維持されつつ、出力電流であるフィラメント５２のフィラメント電流が定電流制御される。

制御回路４０は、グランドＧ１を基準電位として、スイッチング素子２２１、スイッチング素子２４１、スイッチング素子２５１〜２５４、及びスイッチング素子３０１の駆動を制御する。具体的には、制御回路４０は、昇圧コンバータ２２の出力電圧が所定値となるようにスイッチング素子２２１をＰＷＭ駆動する。制御回路４０はまた、検出値Ａが電圧目標値（上限値）以下となり、検出値Ｂが電流目標値に一致するように降圧コンバータ２４のスイッチング素子２４１をＰＷＭ駆動する。すなわち、降圧コンバータ２４及び制御回路４０によって、出力電圧が上限値以下に維持されつつ、ランプ電流がフィードバック制御される。あるいは、制御回路４０が、検出値Ａと検出値Ｂの乗算値が電力目標値に一致するように降圧コンバータ２４のスイッチング素子２４１をＰＷＭ駆動するようにしてもよい。この場合、降圧コンバータ２４及び制御回路４０によって、出力電圧が上限値以下に維持されつつ、ランプ電力がフィードバック制御される。また、制御回路４０は、上述したようにフルブリッジ回路２５のスイッチング素子２５１〜２５４を低周波駆動する。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０について、制御回路４０は、後述する検出値Ｃに基づいて決定されたオン幅によってスイッチング素子３０１をＰＷＭ駆動する。検出値Ｃは、後述するようにフィードバック回路４１によって決定される。更に、制御回路４０は、上記の検出値Ｄに基づいてスイッチング素子３０１を停止させることができる。

なお、制御回路４０の制御電圧は、インダクタ２２２、インダクタ２４２若しくはトランス３０２の補助巻線（不図示）に発生する電圧又は平滑コンデンサ２２４の電圧から得られる電力をもとに適宜供給されるものとする。

予熱期間中においては、制御回路４０は、スイッチング素子２２１及び３０１を駆動し、スイッチング素子２４１を実質的に停止させるとともに、スイッチング素子２５１〜２５４を停止させる。また、ランプ始動時及び安定点灯中においては、制御回路４０は、スイッチング素子２２１、２４１、２５１〜２５４及び３０１を駆動する。

フィードバック回路４１は、オペアンプ４１１及び４１２、電圧源４１３及び４１４、ダイオード４１５及び４１６、電圧源４１７、抵抗４１８並びにフォトカプラ４１９を含み、グランドＧ２を基準電位とする。概略として、オペアンプ４１１は出力回路３０ａの出力電流（すなわち、フィラメント電流）を一定化させる機能を担う定電流制御用のオペアンプであり、オペアンプ４１２は出力回路３０ａの出力電圧を一定化させる機能を担う定電圧制御用のオペアンプである。そして、出力回路３０ａの出力状態に応じて、定電流制御及び定電圧制御の一方がダイオード４１５及び４１６からなるダイオードＯＲ回路によって選択され、フォトカプラ４１９のフォトダイオードにおける入力状態が決定される。これに応じて、フォトカプラ４１９のフォトトランジスタにおける出力が検出値Ｃとして制御回路４０に入力される。すなわち、スイッチング素子３０１は、制御回路４０及びフィードバック回路４１によって定電流制御又は定電圧制御のいずれか一方を行うようにＰＷＭ制御される。実質的には、出力回路３０ａの出力電圧が上限値以下に維持されつつ、出力電流（すなわち、フィラメント電流）が定電流制御される。

定電流制御用のオペアンプ４１１の負入力端子（−）には電流検出回路３１によって検出された電流検出値が入力され、正入力端子（＋）にはフィラメント電流の目標値に対応する電圧値が電圧源４１３から入力される。なお、オペアンプ４１１の負入力端子と出力端子間には不図示の帰還素子（抵抗、コンデンサ、又はこれらの直列回路若しくは並列回路）が接続されるものとする。オペアンプ４１１は、負入力端子に入力される電流検出値と、正入力端子に入力される電圧値との誤差を増幅して出力する。言い換えると、ダイオード４１５がオンされて定電流制御が選択されている場合には、オペアンプ４１１は電流検出値が電圧源４１３の電圧値に一致するようにスイッチング素子３０１のＰＷＭ制御におけるオン幅を決定することになる。

定電圧制御用のオペアンプ４１２の負入力端子（−）には電圧検出回路３２によって検出された電圧検出値が入力され、正入力端子（＋）には出力電圧の目標値（上限値）に対応する電圧値が電圧源４１４から入力される。なお、オペアンプ４１２の負入力端子と出力端子間にも不図示の帰還素子が接続されるものとする。オペアンプ４１２は、負入力端子に入力される電圧検出値と、正入力端子に入力される電圧値との誤差を増幅して出力する。言い換えると、ダイオード４１６がオンされて定電圧制御が選択されている場合には、オペアンプ４１２は電圧検出値が電圧源４１４の電圧値に一致するようにスイッチング素子３０１のＰＷＭ制御におけるオン幅を決定することになる。

ダイオード４１５及び４１６からなるダイオードＯＲ回路は、オペアンプ４１１の出力端子電圧又はオペアンプ４１２の出力端子電圧のいずれか低い方に対してオンする。ダイオードＯＲ回路の共通アノードはフォトカプラ４１９のフォトダイオードのカソード側に接続される。フォトカプラ４１９のフォトダイオードのアノードは電圧源４１７の出力に抵抗４１８を介して接続される。フォトカプラ４１９のフォトトランジスタはグランドＧ１を基準電位とし、フォトダイオードに流れる電流（発光）に応じた検出値Ｃを出力する。制御回路４０は検出値Ｃに応じたパルス幅のＰＷＭ駆動信号を生成し、それをスイッチング素子３０１のゲート電圧として出力する。

フィードバック回路４１の制御電圧は、トランス３０２の補助巻線から得られるものであればよい。図２に、フィードバック回路４１の制御電圧及び各電圧源の電圧を生成するための補助電源回路４２の一例を示す。補助電源回路４２は、トランス３０２の補助巻線Ｓ３、ダイオード４２１、コンデンサ４２２、トランジスタ４２３、抵抗４２４、ツェナーダイオード４２５、ダイオード４２６及びコンデンサ４２７を備える。補助巻線Ｓ３に発生する電圧がダイオード４２１及びコンデンサ４２２によって整流及び平滑され、この平滑された電圧が、トランジスタ４２３、抵抗４２４及びツェナーダイオード４２５によって構成されたシリーズレギュレータで降圧される。この降圧された電圧がダイオード４２６を介してコンデンサ４２７によって平滑され、フィードバック回路４１の制御電圧Ｖｃｃが生成される。電圧源４１７は制御電圧Ｖｃｃであり、電圧源４１３及び４１４はそれぞれ制御電圧Ｖｃｃを分圧する抵抗分圧回路であればよい。なお、補助電源回路４２は、三端子レギュレータ、シャントレギュレータ等を用いて構成されていてもよい。

イグナイタ６は、抵抗６０１、コンデンサ６０２、放電ギャップ６０３、トランス６０４及びコンデンサ６０５を備える。イグナイタ６は、ランプ始動時に、出力配線Ｗ１−Ｗ４間のランプ電圧（フルブリッジ回路２５の無負荷二次電圧）にパルス電圧を重畳し、ランプ始動を促進する。ただし、フルブリッジ回路２５の無負荷二次電圧だけでランプ始動が可能な場合には、イグナイタ６は動作しないか、あるいは不要である。ランプ始動時において、フルブリッジ回路２５の無負荷二次電圧が抵抗６０１を介してコンデンサ６０２に充電され、コンデンサ６０２の電圧が放電ギャップ６０３のブレークダウン電圧を超えると、放電ギャップ６０３が導通する。これにより、トランス６０４の１次巻線にパルス電圧が発生し、このパルス電圧がトランス６０４の巻数比に応じて昇圧され、高圧パルス電圧となって無負荷二次電圧に重畳される。ランプ始動後は、フルブリッジ回路２５の出力電圧が無負荷二次電圧よりも低くなり、コンデンサ６０２に充電される電圧が放電ギャップ６０３のブレークダウン電圧を超えることはない。すなわち、ランプ始動後は、イグナイタ６は動作しない。

図３を参照して、点灯装置１の動作を説明する。図３において、縦軸上段にフィラメント用電源回路３のＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力電流（すなわち、フィラメント電流）を示し、縦軸下段に主電源回路２のフルブリッジ回路２５の出力電圧（すなわち、ランプ電圧）を示し、横軸に時間を示す。

時刻ｔ０において、制御回路４０がＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力動作を開始させる。なお、時刻ｔ０の時点で昇圧コンバータ２２は動作を開始しているものとする。時刻ｔ０以降において、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０及び制御部４によって、フィラメント電流が電流値Ｉ１となるように定電流制御が行われる。なお、電流値Ｉ１は、ランプ始動後も放電灯５が安定して点灯を続けるために必要な電流値であるものとする。

時刻ｔ１において、制御回路４０がフルブリッジ回路２５の出力動作を開始させ、これにより、ランプ始動が完了するまで一時的に無負荷電圧Ｖｏが出力される。その後、ランプ始動後に、フルブリッジ回路２５の出力電圧は、安定点灯中のランプ電圧に略等しい電圧値ＶＬに低下する。すなわち、ランプ始動後は、ランプ電圧（ＶＬ）に対応する低周波ランプ電流が主電源回路２から放電灯５に供給されるとともに、直流フィラメント電流（Ｉ１）がフィラメント用電源回路３からフィラメント５１及び５２の各々に供給される。なお、時刻ｔ０−ｔ１間の時間は、放電灯の種類にもよるが１〜３秒程度であればよい。

以上のように、本実施形態の点灯装置１によると、主電源回路２の一部から入力される直流電圧がフィラメント用電源回路３のＤＣ／ＤＣコンバータ３０によって直流のフィラメント電流に変換され、このフィラメント電流が制御部４によって定電流制御される。このような構成により、以下の効果が得られる。

（１）予熱電流適正化による放電灯５の始動性向上
上述したように、点灯装置１から放電灯５には、定電流制御された直流のフィラメント電流が供給される。したがって、出力配線Ｗ１〜Ｗ４の長さ、すなわち抵抗成分に起因する電圧降下にかかわらず所望値の電流をフィラメントに通電することが可能となる。これにより、出力配線Ｗ１〜Ｗ４の長さにかかわらず、ランプ始動に際してフィラメント５１及び５２が充分加熱され、フィラメント５１及び５２からの電子放射物質の放出が促進され、放電灯５の始動性の向上が可能となる。また、安定点灯においても所定のフィラメント電流が通電されるので適正な点灯特性が確保される。

（２）点灯装置１の小型化
フィラメント用電源回路３がＤＣ／ＤＣコンバータ３０によって構成され、そのトランス３０２は高周波スイッチング用トランスである。したがって、従来のようなフィラメント用電源回路に商用電源トランスが用いられる構成に比べてフィラメント用電源３は大幅に小型化される。これにより小型の点灯装置１が実現される。

（３）点灯装置１の標準化
フィラメント用電源回路３のＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、その性質上、異なる入力電圧に対してもそのスイッチング動作（オン幅等）を制御することによって、所望値のフィラメント電流を出力することができる。また、フィラメント用電源回路３の出力側において、異なる種類の放電灯５（すなわち、必要なフィラメント電流が異なる放電灯５）に対してもフィラメント電流の目標値を調整することによって、所望値のフィラメント電流を出力することができる。すなわち、交流電源ＡＣの仕様にかかわらず、又は放電灯５の種類にかかわらず、実質的に同じ回路構成のフィラメント用電源回路３を採用することができるため、点灯装置１の標準化が可能となる。特に、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の入力となる昇圧コンバータ２２の出力電圧が交流電源ＡＣの電圧にかかわらず一定となるように構成されている場合、フィラメント用電源回路３を、全ての交流電源仕様に対するラインナップにおいて実質的に同じ構成とすることができ、点灯装置１の標準化が一層促進される。

＜第２の実施形態＞
上記第１の実施形態ではフィラメント電流を固定値としたが、本実施形態ではフィラメント電流が切替え可能な構成を示す。図４に、本実施形態による点灯装置１の回路構成を示す。本実施形態の点灯装置１と第１の実施形態の点灯装置１との相違は制御回路４の構成及び動作にあり、他の構成は双方の実施形態において共通する。なお、本実施形態において、第１の実施形態と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、その詳細な説明を省略する。

本実施形態では、概略として、フィラメント電流の通電開始から所定時間経過後に、制御部４がＤＣ／ＤＣコンバータ３０にフィラメント電流を減少させる。言い換えると、本実施形態は、予熱期間においてはフィラメント電流を第１の実施形態におけるフィラメント電流よりも増加させる。なお、一般に、フィラメントの抵抗値は温度に大きく依存し、ランプ始動前の低温時においてはフィラメントの抵抗値は低い。したがって、予熱期間においてフィラメント電流を増大させることによって、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力電力が安定点灯時に比べて大きく増加することはない。

本実施形態の制御部４は、制御回路４０及びフィードバック回路４１を有し、フィードバック回路４１のオペアンプ４１１に接続された電圧源４１３の電圧が制御回路４０から切り替えられるように構成される。具体的には、制御回路４０の出力部からの切替信号Ｓ０がフォトカプラ４０１を介して切替信号Ｓ１としてフィードバック回路４１に出力され、切替信号Ｓ１によって電圧源４１３の電圧値が切り替えられる。なお、フォトカプラ４０１の入力側（フォトダイオード）の基準電位はグランドＧ１であり、フォトカプラ４０１の出力側（フォトトランジスタ）の基準電位はグランドＧ２である。

例えば、図５に一例を示すように、電圧源４１３が、制御電圧Ｖｃｃを分圧する抵抗４１３ａ及び４１３ｂに加えて、抵抗４１３ｂに並列接続された抵抗４１３ｃ及びトランジスタ４１３ｄの直列回路を備えるようにすればよい。そして、フォトカプラ４０１のフォトトランジスタが抵抗４１３ｅを介して制御電圧Ｖｃｃに接続され、フォトトランジスタのコレクタ端子がトランジスタ４１３ｄのベース端子に接続されるようにすればよい。そして、切替信号Ｓ０がローレベルで切替信号Ｓ１がハイレベルの場合にはトランジスタ４１３ｄがオンされて電圧源４１３の電圧値（オペアンプ４１１の正入力端子の電圧）が減少するように構成される。図５に示す例では、切替信号Ｓ０がハイレベルからローレベルに切り替えられると、切替信号Ｓ１がローレベルからハイレベルに切り替えられ、電圧源４１３の電圧値（目標値）が低下し、オペアンプ４１１による定電流制御の結果としてフィラメント電流が減少する。

制御回路４０において、切替信号Ｓ０が出力される切替タイミングは、内部タイマによって決定されるようにしてもよいし、検出値Ａ又はＢに基づいて決定されるようにしてもよい。いずれの場合であっても、切替タイミングは、概ねランプ始動のタイミング付近であればよい（ランプ始動前であってもランプ始動後であってもよい）。なお、検出値Ａによってランプ始動に伴うランプ電圧の急激な低下が検出され、検出値Ｂによってランプ始動に伴うランプ電流の発生が検出される。したがって、切替タイミングが検出値Ａ又はＢに基づいて決定される場合には、切替タイミングはランプ始動後となる。

ランプ始動前に切替信号Ｓ０及びＳ１が出力されてフィラメント電流が低減される場合、フィラメント用電源回路３によるフィラメント電流の増加と、主電源回路２によるランプ始動時の出力電圧増加とが同じ期間に含まれない。したがって、点灯装置１全体としての出力電力が大幅に増大する期間が発生せず、点灯装置１の信頼性管理の観点において好ましい。一方、ランプ始動後に切替信号Ｓ０及びＳ１が出力されてフィラメント電流が低減される場合、ランプ始動直後において放電が不安定な期間（あるとすれば）においてもフィラメント電流の通電により電子放電物質の放出が継続されるので、ランプ始動性が一層向上する。

また、代替例として、図６に示すように、フィードバック回路４１が、グランドＧ２を基準電位とするタイマ回路４３１及び切替回路４３２を備える構成としてもよい。この構成においては、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０が起動してフィードバック回路４１に制御電圧Ｖｃｃが供給されると、タイマ回路４３１が起動する。そして、タイマ回路４３１が所定期間の経過を計時すると、切替回路４３２が切替信号Ｓ１を出力する。タイマ回路４３１は、例えば、抵抗とコンデンサが直列接続されたＲＣ積分回路等であればよい。

図７を参照して、本実施形態の点灯装置１の動作を説明する。図７において、縦軸上段にフィラメント用電源回路３のＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力電流（すなわち、フィラメント電流）を示し、縦軸下段に主電源回路２のフルブリッジ回路２５の出力電圧（すなわち、ランプ電圧）を示し、横軸に時間を示す。

時刻ｔ０において、制御回路４０がＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力動作を開始させる。なお、時刻ｔ０の時点で昇圧コンバータ２２は動作を開始しているものとする。時刻ｔ０以降において、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０及び制御部４によって、フィラメント電流が電流値Ｉ２に一致するように定電流制御が行われる。なお、電流値Ｉ２は、第１の実施形態における電流値Ｉ１よりも大きいものとする。

時刻ｔ２において、制御部４において、切替信号Ｓ１が出力されて定電流制御の目標値（すなわち、電圧源４１３の電圧値）が低減され、フィラメント電流が電流値Ｉ２から電流値Ｉ１に減少する。

時刻ｔ３において、制御回路４０がフルブリッジ回路２５の出力動作を開始させ、これにより、ランプ始動が完了するまで一時的に無負荷電圧Ｖｏが出力される。ランプ始動後、フルブリッジ回路２５の出力電圧は、安定点灯中のランプ電圧に略等しい電圧値ＶＬに低下する。すなわち、ランプ始動後は、ランプ電圧（ＶＬ）に対応する低周波ランプ電流が主電源回路２から放電灯５に供給されるとともに、直流フィラメント電流（Ｉ１）がフィラメント用電源回路３からフィラメント５１及び５２の各々に供給される。なお、上述したように、切替えタイミング（ｔ２）は時刻ｔ３以降に発生するようにしてもよい。

以上のように、本実施形態の点灯装置１によると、第１の実施形態に関して説明した有利な効果（１）〜（３）に加えて、以下の有利な効果が得られる。

（４）予熱期間の短縮と省電力の両立
本実施形態では、フィラメント電流の通電開始から所定時間経過後にフィラメント電流が低減される。これにより、予熱期間におけるフィラメント電流を相対的に増加させることができるので、フィラメント５１及び５２の加熱を加速して予熱期間を短縮することができる。そして、安定点灯中におけるフィラメント電流を予熱期間におけるフィラメント電流よりも減少させることができるので、安定点灯期間においては必要以上の電流がフィラメント５１及び５２に通電されるのを防止して省電力化を図ることが可能となる。

（５）各期間に対する最適フィラメント電流の設定
また、本実施形態では、予熱期間と安定点灯期間において異なるフィラメント電流を設定することができる。予熱期間中のフィラメント電流（電流値Ｉ２）の最適化は放電灯５の始動性向上に寄与し、安定点灯期間中のフィラメント電流（電流値Ｉ１）の最適化は放電灯５の放電安定性、寿命等の点灯特性向上に寄与する。したがって、電流値Ｉ１及びＩ２を最適化することにより、点灯装置１に接続される放電灯５の始動性の向上及び点灯特性の向上を効果的に実現できる。

＜第３の実施形態＞
上記第２の実施形態ではランプ始動前後にわたってフィラメント用電源回路３がフィラメント電流の供給を継続する構成を示したが、本実施形態ではランプ始動期間中においてはフィラメント用電源回路３の出力動作が停止される構成を示す。本実施形態による点灯装置１の回路構成は、図４乃至図６に示す第２の実施形態のものと同様であり、本実施形態の点灯装置１と第２の実施形態の点灯装置１との相違は制御部４の動作にある。

本実施形態では、概略として、ランプ始動時を含む所定期間にわたって、制御回路４０がＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力動作（すなわち、スイッチング素子３０１の駆動）を一時的に停止させる。これにより、ランプ始動期間に発生し得るノイズがＤＣ／ＤＣコンバータ３０の動作に影響することが防止される。

図８を参照して、本実施形態の点灯装置１の動作を説明する。図８において、縦軸上段にフィラメント用電源回路３のＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力電流（すなわち、フィラメント電流）を示し、縦軸下段に主電源回路２のフルブリッジ回路２５の出力電圧（すなわち、ランプ電圧）を示し、横軸に時間を示す。

時刻ｔ０において、制御回路４０がＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力動作を開始させる。なお、時刻ｔ０の時点で昇圧コンバータ２２は動作を開始しているものとする。時刻ｔ０において、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０及び制御部４によって、フィラメント電流が電流値Ｉ２となるように定電流制御が行われる。なお、電流値Ｉ１及びＩ２の設定は、第２の実施形態と同様である。

時刻ｔ４において、制御部４において、切替信号Ｓ１が出力されて電圧源４１３の電圧値（すなわち、定電流制御の目標値）が低減され、フィラメント電流が電流値Ｉ２から電流値Ｉ１に減少する。

時刻ｔ５において、制御回路４０がＤＣ／ＤＣコンバータ３０の動作を停止させる。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０のスイッチング素子３０１はオフ状態となる。

時刻ｔ６において、主電源回路２のフルブリッジ回路２５が出力動作を開始し、ランプ始動が完了するまで一時的に無負荷電圧Ｖｏが出力される。その後、時刻ｔ７においてランプ始動が完了すると、フルブリッジ回路２５の出力電圧は、安定点灯中のランプ電圧に略等しいランプ電圧ＶＬとなる。すなわち、ランプ始動後は、電圧値（ＶＬ）に対応する低周波ランプ電流が主電源回路２から放電灯５に供給される。

時刻ｔ８において、制御回路４０がＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力動作を再開させ、これにより、フィラメント電流の電流値Ｉ１での定電流制御が再開される。なお、フィラメント電流の電流値Ｉ２から電流値Ｉ１への切替え（ｔ４）は、時刻ｔ５以降に発生するようにしてもよい。この切替えが時刻ｔ５−ｔ８の間に発生する場合には、フィラメント電流の降下自体は図８に表れないことになる。また、時刻ｔ８において、制御回路４０がＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力動作を再開させるタイミングは、検出値Ａ若しくはＢ又はその両方に基づいて決定されることが好ましい。前述したように。検出値Ａによってランプ始動に伴うランプ電圧の急激な低下が検出され、検出値Ｂによってランプ始動に伴うランプ電流の発生が検出されるので、制御回路４０はランプ始動の完了を検出することができる。

なお、本実施形態を第２の実施形態の拡張として構成したが、第１の実施形態の拡張として構成してもよい。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の停止期間（ｔ５〜ｔ８）を除いてフィラメント電流が電流値Ｉ１に固定される構成としてもよい。

以上のように、本実施形態の点灯装置１によると、第１の実施形態に関して説明した有利な効果（１）〜（３）並びに第２の実施形態に関して説明した有利な効果（４）及び（５）に加えて、以下の有利な効果が得られる。

（６）フィラメント用電源回路３へのノイズの影響低減
本実施形態によると、ランプ始動期間に、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力動作が停止される。ここで、フィラメント用電源回路３が接続される出力配線Ｗ１及びＷ４（並びに実質的に出力配線Ｗ２及びＷ３）には、ランプ電圧及びランプ電流が印加及び通電される。そして、ランプ始動時には、ランプ電圧及びランプ電流が短時間に大きく変動するために出力配線Ｗ１〜Ｗ４にノイズが発生する可能性がある。しかし、本実施形態によれば、ランプ始動時においてはフィラメント用電源回路３が非動作状態となるので、出力配線Ｗ１〜Ｗ４において発生し得るノイズがフィラメント用電源回路３の誤動作を誘発することが防止される。

＜変形例＞
以上に本発明の好適な実施形態を示したが、本発明は、例えば以下に示すように種々の態様に変形可能である。

（１）主電源回路２に関する変形
上記各実施形態では、交流点灯用の放電灯５が低周波点灯される構成を示したが、直流点灯用の放電灯が直流点灯される構成にも本発明は適用可能である。この場合、主電源回路２は直流電圧及び直流電流を出力するＤＣ／ＤＣコンバータからなる。

（２）フィラメント用電源回路３に関する変形
上記各実施形態においては、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の入力電圧が、昇圧コンバータ２２の出力部から供給される構成を示したが、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の入力電圧は他の箇所から入力されるようにしてもよい。例えば、図９に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の入力電圧が、昇圧コンバータ２２の入力部（すなわち、整流回路２０の出力部）から供給されるようにしてもよい。この場合、入力コンデンサ２０１には、点灯装置１の力率を低下させないために比較的容量の小さいコンデンサを用いることが望ましい。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０への入力電圧は非平滑の脈流電圧となる。出力コンデンサ３０４及び３０６については、交流電源ＡＣの電源周波数に起因するリップルがフィラメント電流に表れるのを防止したい場合には比較的容量の大きいコンデンサを用いることが好ましい。

また、第１の実施形態において上述した有利な効果「（２）点灯装置１の小型化」及び「（３）点灯装置１の標準化」は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０が簡素な構成のフライバックコンバータであることによって一層担保されるものであるが、本発明は、他の形態の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータによっても実現可能である。例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータは、フォワードコンバータ、プッシュプルコンバータ等であってもよい。

（３）制御部４（切替信号Ｓ１）に関する変形
上記第２及び第３の実施形態においては、制御部４において２値信号の切替信号Ｓ１が生成されてフィラメント電流が２段階に切り替えられる構成を示したが、制御部４において多値信号の切替信号Ｓ１が生成されてフィラメント電流が多段階に切り替えられる構成としてもよい。また、制御部４においてリニアに可変の切替信号Ｓ１が生成されてフィラメント電流がなだらかに切り替えられる構成としてもよい。

（４）予熱構成に関する変形
上記各実施形態においては、フィラメント５１及び５２の双方に予熱電流を通電することを前提としたが、一方のフィラメントのみの予熱によって放電灯５の始動性及び点灯特性が確保される場合（特に、直流点灯用の放電灯の場合等）には、フィラメント用電源回路３が一方のフィラメントのみに接続される構成としてもよい。この場合、例えば図１０に示すように、フィラメント用電源回路３は、一方の出力回路３０ａのみを有するＤＣ／ＤＣコンバータ３０、電流検出回路３１及び電圧検出回路３２を備える。そして、出力配線Ｗ３及びＷ４に接続されるフィラメント５２に流れるフィラメント電流が制御部４によって定電流制御される。他方のフィラメント５１は開放又は短絡され、実質的に通電されない。これにより、出力配線Ｗ２が不要となり、点灯装置１及び放電灯５の設置容易性が高まる。

（５）安定点灯中の動作に関する変形
上記各実施形態においては、ランプ始動後の安定点灯時において、各フィラメントにフィラメント電流が通電される構成を示したが、放電灯５が安定点灯中のフィラメント電流を必要としないような放電灯である場合には、制御部４（制御回路４０）がフィラメント用電源回路３（ＤＣ／ＤＣコンバータ３０）の動作を停止させるようにしてもよい。これにより、安定点灯中の消費電力が減少し、より高効率な点灯装置１が実現される。

１ 放電灯点灯装置
２ 主電源回路（第１の電源回路）
３ フィラメント用電源回路（第２の電源回路）
４ 制御部
５ 低圧放電灯
３０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
３１ 電流検出回路
３２ 電圧検出回路
３３ 保護回路
５１、５２ 熱陰極フィラメント
３３０ 電圧検知回路
３３５ 電流ヒューズ

Claims (8)

1. 熱陰極フィラメントを有する低圧放電灯を点灯する放電灯点灯装置であって、
   前記低圧放電灯に低周波又は直流のランプ電圧又は電流を供給する第１の電源回路と、
   前記第１の電源回路の一部から入力される直流電圧を直流のフィラメント電流に変換して該フィラメント電流を前記熱陰極フィラメントに供給する絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記フィラメント電流の電流値を検出する電流検出回路を有する第２の電源回路と、
   前記電流検出回路によって検出された電流検出値が目標値に一致するように前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御部と
   を備えた放電灯点灯装置。
2. 請求項１に記載の放電灯点灯装置において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータから前記フィラメント電流が出力されてから所定時間経過後に、前記制御部が前記ＤＣ／ＤＣコンバータにフィラメント電流を減少させるように構成された放電灯点灯装置。
3. 請求項２に記載の放電灯点灯装置において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータから前記フィラメント電流が出力された後であって前記第１の電源回路から前記ランプ電圧が出力される前に、前記制御部が前記ＤＣ／ＤＣコンバータに前記フィラメント電流を減少させるように構成された放電灯点灯装置。
4. 請求項２に記載の放電灯点灯装置において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータから前記フィラメント電流が出力された後であって前記第１の電源回路から前記ランプ電圧が出力された後に、前記制御部が前記ＤＣ／ＤＣコンバータに前記フィラメント電流を減少させるように構成された放電灯点灯装置。
5. 請求項１から４のいずれか一項に記載の放電灯点灯装置において、前記放電灯の始動時を含む所定期間にわたって、前記制御部が前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力動作を一時的に停止させるように構成された放電灯点灯装置。
6. 請求項１から５のいずれか一項に記載の放電灯点灯装置において、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータが、前記低圧放電灯の一方のフィラメントにフィラメント電流を供給する第１の出力回路、及び前記低圧放電灯の他方のフィラメントにフィラメント電流を供給する第２の出力回路を備え、
   前記第１の出力回路に、前記電流検出回路が設けられ、
   前記第２の出力回路に、該第２の出力回路の出力電圧を検出する電圧検知回路が設けられ、
   前記制御部が、前記電圧検知回路によって検出される検出電圧が所定値を超えた場合に前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力動作を停止させるように構成された放電灯点灯装置。
7. 請求項６に記載の放電灯点灯装置において、前記第２の出力回路の出力経路において、前記電圧検知回路よりも前記熱陰極フィラメント側に、前記熱陰極フィラメントに直列接続される電流ヒューズが設けられた、放電灯点灯装置。
8. 請求項１から７のいずれか一項に記載の放電灯点灯装置において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータがフライバックコンバータからなる、放電灯点灯装置。
   
   

Images