JP6397772B2 - インバータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電力を高周波交流電力に変換し、プラズマ処理装置等の負荷に出力するインバータ装置に関する。

従来、半導体製造プロセスにおいて、エッチングなどのプラズマ処理を行う場合、商用周波数の交流電力を高周波電力に変換する高周波電源を設けておき、高周波電源の出力を、プラズマ処理装置（負荷）に供給している。高周波電源は、商用電源から出力される商用交流電力を整流し、直流電力に変換する整流回路と、この整流回路から出力される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、を備えている。このインバータ回路に含まれるスイッチング素子の通電状態（以下、「オン状態」という。）と非通電状態（以下、「オフ状態」という。）とを切り替えることで、直流電力を交流電力に変換している。インバータ回路から高周波交流電力を出力するためには、例えば、スイッチング素子に入力する駆動信号の周波数（スイッチング周波数）を高くすることで、高周波交流電力に変換する手法がある。しかし、一般的に、スイッチング素子のオン状態とオフ状態とを切り替えるときにスイッチング損失が発生してしまう。よって、スイッチング周波数を高くすると、スイッチング素子のオン状態とオフ状態との切り替え回数（スイッチング回数）も多くなり、スイッチング損失が増加してしまうことになる。例えば、スイッチング周波数をある周波数に対して３倍で動作させると、スイッチング回数も３倍となる。その結果、スイッチング損失が増加してしまうことになる。

そこで、インダクタとコンデンサで構成されるＬＣ共振回路を備えておき、このＬＣ共振回路の共振周波数をスイッチング周波数の３倍に設定しておくことで、スイッチング周波数の３倍の高周波交流電力を出力することが可能な３倍共振インバータ回路が知られている。これにより、スイッチング回数の増加を防ぎ、スイッチング損失の増加を防止することができる。例えば、特許文献１および特許文献２には、この３倍共振インバータ回路を誘導加熱調理器に利用した技術が開示されている。

特許第３９０７５５０号公報 特許第３８８４６６４号公報

図１３は、従来の３倍共振インバータ回路を高周波電源（Ｄ級アンプ）に適用したときの回路図を示している。この３倍共振インバータ回路は、直流電源ＤＣから出力される直流電流を高周波交流電流に変換して、負荷に供給する。３倍共振インバータ回路は、２個のスイッチング素子ＴＲ０、ＴＲ０’と、インダクタＬ０とコンデンサＣ０とを直列に接続したＬＣ共振回路と、により構成され、ＬＣ共振回路の共振周波数は、スイッチング周波数の３倍に設定されている。これにより、スイッチング周波数の３倍の周波数の高周波電流が３倍共振インバータ回路から出力され、スイッチング回数の増加を防止しながら、高周波交流電流を負荷に供給することが可能となる。

このように構成される従来の３倍共振インバータ回路において、図１４（ａ）の実線で示す駆動信号（駆動電圧）がスイッチング素子ＴＲ０に入力され、また、図１４（ａ）の破線で示す駆動信号（駆動電圧）がスイッチング素子ＴＲ０’に入力されることで、交互に、オン状態とオフ状態とが切り替わる。このとき、スイッチング素子ＴＲ０のドレイン−ソース間の電圧は、図１４（ｂ）の実線で示す波形となり、また、スイッチング素子ＴＲ０のドレインに流れる電流は、図１４（ｂ）の破線で示す波形となる。同様に、スイッチング素子ＴＲ０’のドレイン−ソース間の電圧は、図１４（ｃ）の実線で示す波形となり、また、スイッチング素子ＴＲ０’のドレインに流れる電流は、図１４（ｃ）の破線で示す波形となる。

これらの電流が負荷に出力されるので、この３倍共振インバータ回路から負荷に供給される交流電流（共振電流）は、図１４（ｄ）に示すような波形となり、上記のとおり、スイッチング周波数の３倍の周波数の高周波交流電流が出力される。なお、図１４（ｄ）は、スイッチング周波数の３倍の周波数成分の電流波形を示している。また、図１５は、図１４（ｄ）に示す共振電流をＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）解析により周波数解析した結果を示す図である。従来の３倍共振インバータ回路から出力される共振電流は、スイッチング素子がオン状態である期間中に、負荷抵抗により消費されて減衰してしまうため、スイッチング周期に応じた周波数成分が重畳されてしまう。したがって、図１４（ｄ）に示すように、共振電流の波形は、スイッチング周期に応じた周期変動を有した、ゆがんだ波形になっている。図１５に示す解析結果においても、所望の３倍の周波数成分のみならず、不要であるスイッチング周波数成分も重畳されてしまっていることが分かる。このような従来の３倍共振インバータ回路を高周波電源として使用した場合、負荷に供給される高周波交流電流に不要輻射が重畳してしまい、半導体製造プロセスに悪影響となる。

そこで、本発明は、上記課題に鑑みて創作されたものであり、スイッチング素子のオン状態とオフ状態とが切り替わるときに発生するスイッチング損失の増加を防止し、さらに、インバータ装置から出力され、負荷に供給される電流の周期変動が抑制され、安定した高周波交流電流を出力することが可能なインバータ装置を提供することにある。

本発明の第１の側面によって提供されるインバータ装置は、直流電源から出力される直流電流を、交流電流に変換し、出力するインバータ装置であって、前記直流電源の正極側に接続された第１スイッチング素子と前記直流電源の負極側に接続された第２スイッチング素子とを直列接続したアームを、前記直流電源に対して並列にＮ個接続したスイッチング回路と、１の前記アームを構成する前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子の通電状態と非通電状態とを切り替えるための駆動信号を、前記アーム毎に、２π／Ｎ［ｒａｄ］ずつ位相をずらして、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子に入力する制御手段と、前記各アームの前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点にそれぞれ接続された共振回路と、を備え、前記Ｎ個の共振回路から出力される交流電流である共振電流を合成して出力する。

本発明の第２の側面によって提供されるインバータ装置は、直流電源の正極側に接続された第１スイッチング素子と前記直流電源の負極側に接続された第２スイッチング素子とを直列接続したスイッチング回路と、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子の通電状態と非通電状態とを切り替えるための駆動信号を、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子に入力する制御手段と、前記スイッチング回路の前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点に接続された共振回路と、を備えた共振インバータ回路を、前記共振インバータ回路の出力端でＮ個接続し、前記各制御手段は、前記Ｎ個のスイッチング回路毎に、２π／Ｎ［ｒａｄ］ずつ位相をずらした駆動信号を入力し、前記Ｎ個の共振インバータ回路の各共振回路から出力される交流電流である共振電流を合成して出力する。

好ましくは、本発明の第１の側面および第２の側面によって提供されるインバータ装置において、前記Ｎは、３以上の奇数である。

なお、前記Ｎが３であるとき、前記共振回路の共振周波数が、前記駆動信号の周波数の２．５倍〜３．５倍に設定されている。

また、本発明の第１の側面および第２の側面によって提供されるインバータ装置において、前記第１スイッチング素子の代わりに、所定のインダクタンスを有するインダクタを備え、前記制御手段は、前記第２スイッチング素子の通電状態と非通電状態とを切り替えるための駆動信号を入力することも可能である。

また、本発明の第１の側面および第２の側面によって提供されるインバータ装置において、前記共振回路は、インダクタとコンデンサとを直列に接続したＬＣ直列共振回路であることが望ましい。

そして、本発明の第１の側面および第２の側面によって提供されるインバータ装置において、前記共振回路は、前記インダクタのインダクタンスまたは前記コンデンサのキャパシタンスが変更可能であってもよい。

本発明の第３の側面によって提供されるインバータ装置は、直流電源から出力される直流電流を、交流電流に変換し、負荷に出力するインバータ装置であって、前記直流電源の正極側に接続された第１スイッチング素子と前記直流電源の負極側に接続された第２スイッチング素子とを直列接続したアームを、前記直流電源に対して並列にＮ個接続したスイッチング回路と、１の前記アームを構成する前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子の通電状態と非通電状態とを切り替えるための駆動信号を、前記アーム毎に、２π／Ｎ［ｒａｄ］ずつ位相をずらして、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子に入力する制御手段と、前記各アームの前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点に接続され、前記負荷に対して直列に接続されたインダクタと前記負荷に対して並列に接続されたコンデンサとを備えるＬＣ回路と、を備え、前記Ｎ個のＬＣ回路から出力される出力電流を合成して、前記負荷に出力する。

本発明によると、Ｎ個接続された各アームのスイッチング素子に入力される駆動信号が、２π／Ｎ［ｒａｄ］ずつ位相をずらしたものなので、各共振回路から出力される共振電流の周期変動の位相も２π／Ｎ［ｒａｄ］ずつずれる。したがって、各共振回路から出力された共振電流を合成した出力電流は、各共振電流の減衰を互いに補填し合うことにより、周期変動が抑制されたものになる。これにより、スイッチング損失の増加を防止し、かつ、インバータ装置から安定した高周波交流電流を出力することができる。

第１実施形態に係るプラズマ処理システムの構成例を示す図である。 第１実施形態に係るプラズマ処理システムにおいて、共振部の共振周波数をスイッチング周波数の３倍の周波数より低く設定したときの各種波形を示す図である。 第１実施形態に係るプラズマ処理装置に流れる負荷電流をＦＦＴ解析したときの解析結果を示す図である。 第１実施形態に係るプラズマ処理システムにおいて、共振部の共振周波数をスイッチング周波数の３倍の周波数より高く設定したときの各種波形を示す図である。 第１実施形態に係るプラズマ処理システムにおいて、共振部の共振周波数を変化させたときの負荷電流の電流波形を示す図である。 第１実施形態に係るプラズマ処理システムにおいて、共振部の共振周波数を変化させたときの負荷電流のＦＦＴ解析の解析結果を示す図である。 第２実施形態に係るプラズマ処理システムの構成例を示す図である。 第２実施形態に係るプラズマ処理システムにおける各種波形を示す図である。 第３実施形態に係るプラズマ処理システムの構成例を示す図である。 第４実施形態に係るプラズマ処理システムの構成例を示す図である。 第５実施形態に係るプラズマ処理システムの構成例を示す図である。 第５実施形態に係るプラズマ処理システムにおける電流波形およびＦＦＴ解析結果を示す図である。 従来の３倍共振インバータ回路を高周波電源に適用した場合の構成例を示す図である。 従来の高周波電源における各種波形を示す図である。 従来の高周波電源から出力される共振電流をＦＦＴ解析したときの解析結果を示す図である。

本発明に係るインバータ装置の実施形態として、プラズマ処理システムに適用した場合を例に説明する。図１は、第１実施形態に係るプラズマ処理システム１の構成を示す図である。図示するように、第１実施形態に係るプラズマ処理システム１は、直流電源１０、インバータ装置２０、および、プラズマ処理装置３０を含んで構成される。

このプラズマ処理システム１は、直流電源１０から出力される直流電力をインバータ装置２０により高周波交流電力に変換し、変換した高周波交流電力をプラズマ処理装置３０に供給するシステムである。ここで、直流電源１０とインバータ装置２０とで、高周波電源としての機能を有する。プラズマ処理装置３０では、半導体ウエハや液晶基板などの被加工物に対して、供給された高周波交流電力を利用し、例えば、プラズマエッチングなどの加工処理を行う。好ましくは、インバータ装置２０から出力された高周波交流電力の反射波を抑えるために、インバータ装置２０の出力端からプラズマ処理装置３０側を見たインピーダンスを調整するインピーダンス整合装置を、インバータ装置２０とプラズマ処理装置３０との間に備えておくとよい。

直流電源１０は、直流電力（直流電流）を出力するものであり、例えば、入力される交流電流を整流する整流回路と、平滑する平滑コンデンサとを備えている。直流電源１０は、図示しない商用電源から入力される商用交流電流を、整流回路で全波整流し、平滑コンデンサで平滑化し、直流電流に変換して出力する。なお、直流電源１０は、交流電流を直流電流に変換して出力するものに限られず、例えば、燃料電池、蓄電池、太陽電池などの直流電流を出力するものであってもよい。

インバータ装置２０は、直流電源１０から入力される直流電流を高周波交流電流に変換して、出力するものである。インバータ装置２０は、内蔵するＬＣ共振回路の共振周波数をスイッチング周波数の略３倍に設定しておくことで、スイッチング周波数の３倍の周波数の高周波交流電流を出力することが可能な３倍共振インバータ回路を３つ含んでいる。ゆえに、このインバータ装置２０から出力される高周波交流電流の周波数を所望の周波数にするためには、スイッチング周波数を所望の高周波交流電流の周波数の１／３倍に設定し、そして、共振周波数をスイッチング周波数の略３倍に設定しておく。これらの詳細は以下に説明する。インバータ装置２０は、図１に示すように、６個のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ６、３個のインダクタＬ１〜Ｌ３、３個のコンデンサＣ１〜Ｃ３、電圧電流検出部２０１、および、制御部２０２を含んで構成されている。本実施形態において、スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ６は、ＭＯＳＦＥＴを用いた例を説明するが、ＭＯＳＦＥＴ以外の半導体スイッチング素子（例えば、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴなど）を用いてもよい。

スイッチング素子ＴＲ１とＴＲ２とは、スイッチング素子ＴＲ１のソース端子とスイッチング素子ＴＲ２のドレイン端子とが、直列に接続されている。スイッチング素子ＴＲ１のドレイン端子は、直流電源１０の正極側に接続され、スイッチング素子ＴＲ２のソース端子は、直流電源１０の負極側に接続されて、ブリッジ構造を形成している。同様に、スイッチング素子ＴＲ３とＴＲ４とが直列に接続されてブリッジ構造を形成し、スイッチング素子ＴＲ５とＴＲ６とが直列に接続されて、ブリッジ構造を形成している。ここで、スイッチング素子ＴＲ１とＴＲ２で形成されているブリッジ構造を第１アームとし、スイッチング素子ＴＲ３とＴＲ４で形成されているブリッジ構造を第２アーム、スイッチング素子ＴＲ５とＴＲ６で形成されているブリッジ構造を第３アームとする。第１アーム、第２アーム、および、第３アームは直流電源１０に並列に接続されている。また、第１アームのスイッチング素子ＴＲ１とＴＲ２との接続点には出力ラインが接続され、第２アームのスイッチング素子ＴＲ３とＴＲ４との接続点に、また、第３アームのスイッチング素子ＴＲ５とＴＲ６との接続点にもそれぞれ出力ラインが接続されている。この第１アーム、第２アーム、第３アームにより構成される回路が、請求項１における「スイッチング回路」に相当する。

スイッチング素子ＴＲ１のゲート端子には、制御部２０２から駆動信号Ｑ１が入力され、この駆動信号Ｑ１に基づき、スイッチング素子ＴＲ１のオン状態とオフ状態とが切り替えられる。同様に、スイッチング素子ＴＲ２〜ＴＲ６のゲート端子には、それぞれ制御部２０２から駆動信号Ｑ２〜Ｑ６が入力され、この駆動信号Ｑ２〜Ｑ６に基づき、スイッチング素子ＴＲ２〜ＴＲ６のオン状態とオフ状態とが切り替えられる。各アームの両端は、それぞれ直流電源１０の正極側と負極側とに接続されているので、正極側のスイッチング素子ＴＲ１（ＴＲ３、ＴＲ５）がオン状態で負極側のスイッチング素子ＴＲ２（ＴＲ４、ＴＲ６）がオフ状態の場合、各アームの出力ラインの電位は直流電源１０の正極側の電位となる。一方、正極側のスイッチング素子ＴＲ１（ＴＲ３、ＴＲ５）がオフ状態で負極側のスイッチング素子ＴＲ２（ＴＲ４、ＴＲ６）がオン状態の場合、各アームの出力ラインの電位は、直流電源１０の負極側の電位となる。

インダクタＬ１とコンデンサＣ１とは、直列に接続され、ＬＣ直列共振回路を構成している。同様に、インダクタＬ２とコンデンサＣ２とが直列に接続され、インダクタＬ３とコンデンサＣ３とが直列に接続され、それぞれＬＣ直列共振回路を構成している。このインダクタＬ１とコンデンサＣ１とで構成されるＬＣ直列共振回路を共振部ＬＣ１とし、同様に、インダクタＬ２とコンデンサＣ２とで構成されるＬＣ直列共振回路を共振部ＬＣ２、インダクタＬ３とコンデンサＣ３とで構成されるＬＣ直列共振回路を共振部ＬＣ３とする。これら共振部ＬＣ１〜ＬＣ３の共振周波数は、後述する制御部２０２がスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ６に入力する駆動信号Ｑ１〜Ｑ６の周波数（スイッチング周波数）の略３倍の周波数に設定しておく。なお、共振部ＬＣ１〜ＬＣ３の共振周波数は、全て同じ周波数に設定される。また、好ましくは、スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ６のスイッチング損失をさらに防ぐためのソフトスイッチング（電圧ゼロスイッチングや電流ゼロスイッチング）を行うときには、スイッチング周波数の３倍より少し低い周波数に設定しておくとよい。この共振部ＬＣ１〜ＬＣ３がそれぞれ、請求項１の「共振回路」に相当する。

共振部ＬＣ１の一端は、第１アームに接続される出力ラインに接続され、共振部ＬＣ２の一端は、第２アームに接続される出力ラインに接続され、共振部ＬＣ３の一端は、第３アームに接続される出力ラインに接続されている。そして、共振部ＬＣ１〜ＬＣ３の他端は、一点（接続点Ａ）で接続され、共振部ＬＣ１〜ＬＣ３に流れる電流（以下、「共振電流」という。）ｉｒ１、ｉｒ２、ｉｒ３が、接続点Ａで合成される。そして、接続点Ａで合成された共振電流ｉｒ１〜ｉｒ３は、プラズマ処理装置３０に出力（供給）される。以下、この合成されて出力される電流ＩＲｃ１を、「負荷電流」と表現する。

電圧電流検出部２０１は、電圧計と電流計とを含み、電圧計でインバータ装置２０からプラズマ処理装置３０に印加される電圧を検出し、電流計でインバータ装置２０からプラズマ処理装置３０に出力される電流を検出する。電圧電流検出部２０１は、検出した電圧値および電流値を制御部２０２に出力する。

制御部２０２は、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＣＰＵなどを備えるマイクロコンピュータやＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）などで構成される。制御部２０２は、電圧電流検出部２０１から入力される電圧値および電流値が設定電圧や設定電流になるように調整した駆動信号Ｑ１〜Ｑ６を発生させる。そして、制御部２０２は、発生させた駆動信号Ｑ１〜Ｑ６をそれぞれスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ６に入力し、スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ６のオン状態とオフ状態とを切り替える。これにより、直流電源１０から入力される直流電流が交流電流に変換される。本実施形態において、スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ６は、ＭＯＳＦＥＴであるため、ゲート端子に電圧が印加されることで、オン状態とオフ状態とが切り替えられる。スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ６のゲート端子に電圧が印加されているときオン状態となり、電圧が印加されていないときオフ状態となる。よって、制御部２０２は、パルス波の電圧信号を駆動信号Ｑ１〜Ｑ６として発生させる。なお、駆動信号Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５（Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６）のデューティ比は同じであり、駆動信号Ｑ１〜Ｑ６の振幅は全て同じである。制御部２０２は、このパルス波のデューティ比や振幅を変化させることで、インバータ装置２０から出力される電圧や電流を調整する。上記では、制御部２０２は、電圧電流検出部２０１から入力される電圧値および電流値が設定電圧や設定電流になるように駆動信号Ｑ１〜Ｑ６を調整する場合を例に説明するが、これに限らず、電圧電流検出部２０１から入力される電圧値および電流値から電力値を求め、この電力値が設定電力になるように駆動信号Ｑ１〜Ｑ６を調整するようにしてもよい。なお、電力値が設定電力になるように調整する場合、電圧電流検出部２０１の代わりに、電力を検出する電力検出部を用いてもよい。

制御部２０２は、第１アームを構成するスイッチング素子ＴＲ１、ＴＲ２の一方がオン状態のときに他方がオフ状態となるように、駆動信号Ｑ１、Ｑ２を発生させる。同様に、制御部２０２は、第２アームを構成するスイッチング素子ＴＲ３、ＴＲ４の一方がオン状態のときに他方がオフ状態となるように、駆動信号Ｑ３、Ｑ４を発生させ、第３アームを構成するスイッチング素子ＴＲ５、ＴＲ６の一方がオン状態のときに他方がオフ状態となるように、駆動信号Ｑ５、Ｑ６を発生させる。すなわち、１個のアームに入力される２つの駆動信号（Ｑ１とＱ２、Ｑ３とＱ４、Ｑ５とＱ６）は、反転している。また、制御部２０２は、各アームに入力する駆動信号を２π／３［ｒａｄ］（＝１２０°）ずつずらしたマルチフェーズ動作を行う。具体的には、制御部２０２は、第１アームに入力する駆動信号Ｑ１、Ｑ２の位相を基準（０°）とすると、第２アームに入力する駆動信号Ｑ３、Ｑ４の位相を１２０°、第３アームに入力する駆動信号Ｑ５、Ｑ６の位相を２４０°遅らせて発生させ、各アームに入力する。

制御部２０２が発生させる駆動信号Ｑ１〜Ｑ６の周波数（スイッチング周波数）は、プラズマ処理装置３０に供給する所望の高周波交流電流の周波数に基づき、設定される。具体的には、スイッチング周波数は、プラズマ処理装置３０に供給する所望の高周波交流電流の周波数の１／３倍に設定される。

好ましくは、制御部２０２は、電圧電流検出部２０１から入力される高周波電圧または高周波電流の検出値に基づき、電圧が０（ゼロ）または電流が０（ゼロ）のときに、スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ６のオン状態とオフ状態とを切り替えるソフトスイッチング（電圧ゼロスイッチングまたは電流ゼロスイッチング）を行う。

プラズマ処理装置３０は、図示しない加工部を備え、その加工部の内部に搬入したウエハや液晶基板等の被加工物を加工（エッチングなど）するための装置である。このプラズマ処理装置３０は、被加工物を加工するために、加工部にプラズマ放電用のガスを導入し、インバータ装置２０から出力される高周波交流電流（高周波交流電力）を利用して、プラズマ放電用ガスを非プラズマ状態からプラズマ状態にしている。そして、プラズマを利用して被加工物を加工している。

このように構成された第１実施形態に係るプラズマ処理システム１において、各共振部ＬＣ１〜ＬＣ３に流れる共振電流およびインバータ装置２０から出力される高周波交流電流（プラズマ処理装置３０に流れる負荷電流）について、具体的に説明する。

図２は、制御部２０２からスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ６に出力される駆動信号Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング周波数を１３．５６ＭＨｚ、共振周波数を３８．９ＭＨｚに設定した場合、すなわち、スイッチング周波数の３倍の周波数より共振周波数が低くなるように（スイッチング周波数の約２．８７倍の周波数に）設定した場合の各種波形を示している。

図２（ａ）は、スイッチング素子ＴＲ１に入力される駆動信号Ｑ１およびスイッチング素子ＴＲ２に入力される駆動信号Ｑ２の電圧波形を示している。図２（ｂ）は、スイッチング素子ＴＲ３に入力される駆動信号Ｑ３およびスイッチング素子ＴＲ４に入力される駆動信号Ｑ４の電圧波形を示しており、図２（ｃ）は、スイッチング素子ＴＲ５に入力される駆動信号Ｑ５およびスイッチング素子ＴＲ６に入力される駆動信号Ｑ６の電圧波形を示している。図２（ａ）〜（ｃ）に示すように、制御部２０２は、駆動信号Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５を１２０°ずつずらして発生させ、それぞれスイッチング素子ＴＲ１、ＴＲ３、ＴＲ５に入力する。同様に、駆動信号Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６を１２０°ずつずらして発生させ、それぞれスイッチング素子ＴＲ２、ＴＲ４、ＴＲ６に入力する。

これらの駆動信号Ｑ１〜Ｑ６がそれぞれスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ６に入力されると、直流電源１０から出力される直流電流が、各スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ６の動作により、交流電流に変換される。このとき、各アームに接続された共振部ＬＣ１〜ＬＣ３により、図２（ｄ）に示す共振電流ｉｒ１〜ｉｒ３が、各共振部ＬＣ１〜ＬＣ３に流れる。図２（ｄ）において、第１アームから出力される共振電流ｉｒ１は実線、第２アームから出力される共振電流ｉｒ２は破線、第３アームから出力される共振電流ｉｒ３は一点鎖線で示されている。このとき、各アームから出力される共振電流ｉｒ１〜ｉｒ３は、従来の３倍共振インバータ回路と同様に、スイッチング周期に応じた周期変動を有した波形となっている。

そして、各共振部ＬＣ１〜ＬＣ３を流れる共振電流ｉｒ１〜ｉｒ３は、接続点Ａで合成され、プラズマ処理装置３０に出力される。このとき、プラズマ処理装置３０に流れる負荷電流（高周波交流電流）ＩＲｃ１は、図２（ｅ）に示す波形となる。図２（ｅ）に示すように、負荷電流ＩＲｃ１は、各共振電流ｉｒ１〜ｉｒ３にみられた周期変動が抑制され、安定した波形となる。これは、図２（ｄ）に示す各共振電流ｉｒ１〜ｉｒ３を合成したことで、各共振電流ｉｒ１〜ｉｒ３の減衰を互いに補填し合ったためである。よって、負荷電流ＩＲｃ１は、周期変動が抑制され、安定した高周波交流電流となり、インバータ装置２０から安定した高周波交流電流をプラズマ処理装置３０に供給することができる。さらに、図２（ｅ）に示すように、負荷電流ＩＲｃ１は、スイッチング周波数の３倍の周波数となる。よって、インバータ装置２０は、スイッチング周波数の３倍の周波数の高周波交流電流を出力することができ、スイッチング損失を低減させることができる。

図３は、プラズマ処理装置３０に供給される負荷電流ＩＲｃ１をＦＦＴ解析したときの結果を示している。図１５に示す従来の３倍共振インバータ回路から負荷に供給される共振電流は、所望となるスイッチング周波数の３倍の周波数成分のみならず不要であるスイッチング周波数成分も重畳されていたが、図３に示す負荷電流ＩＲｃ１においては、所望となるスイッチング周波数の３倍の周波数成分のみが得られ、不要なスイッチング周波数成分が減衰されている。

続いて、図４は、制御部２０２からスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ６に出力される駆動信号Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング周波数を１３．５６ＭＨｚ、共振周波数を４３．３ＭＨｚに設定した場合、すなわち、スイッチング周波数の３倍の周波数より共振周波数が高くなるように（スイッチング周波数の約３．１９倍の周波数に）設定した場合の各種波形を示している。

図４（ａ）は、スイッチング素子ＴＲ１に入力される駆動信号Ｑ１およびスイッチング素子ＴＲ２に入力される駆動信号Ｑ２の電圧波形を示している。図４（ｂ）は、スイッチング素子ＴＲ３に入力される駆動信号Ｑ３およびスイッチング素子ＴＲ４に入力される駆動信号Ｑ４の電圧波形を示しており、図４（ｃ）は、スイッチング素子ＴＲ５に入力される駆動信号Ｑ５およびスイッチング素子ＴＲ６に入力される駆動信号Ｑ６の電圧波形を示している。図４（ａ）〜（ｃ）に示すように、制御部２０２は、駆動信号Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５を１２０°ずつずらして発生させ、それぞれスイッチング素子ＴＲ１、ＴＲ３、ＴＲ５に入力する。同様に、駆動信号Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６を１２０°ずつずらして発生させ、それぞれスイッチング素子ＴＲ２、ＴＲ４、ＴＲ６に入力する。

これらの駆動信号Ｑ１〜Ｑ６がそれぞれスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ６に入力されると、直流電源１０から出力される直流電流が、各スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ６の動作により、交流電流に変換される。このとき、各アームに接続された共振部ＬＣ１〜ＬＣ３により、図４（ｄ）に示す共振電流ｉｒ１〜ｉｒ３が、各共振部ＬＣ１〜ＬＣ３に流れる。図４（ｄ）において、第１アームから出力される共振電流ｉｒ１は実線、第２アームから出力される共振電流ｉｒ２は破線、第３アームから出力される共振電流ｉｒ３は一点鎖線で示されている。このとき、各アームから出力される共振電流ｉｒ１〜ｉｒ３は、図２（ｄ）に示す共振電流に比べ、さらに、スイッチング素子がオン期間中の減衰量が大きくなっている。

そして、各共振部ＬＣ１〜ＬＣ３を流れる共振電流ｉｒ１〜ｉｒ３は、接続点Ａで合成され、プラズマ処理装置３０に出力される。このとき、プラズマ処理装置３０に流れる負荷電流（高周波交流電流）ＩＲｃ１は、図４（ｅ）に示す波形となる。図４（ｅ）に示すように、負荷電流ＩＲｃ１は、各共振電流ｉｒ１〜ｉｒ３にみられた周期変動が抑制され、安定した波形となる。これは、図４（ｄ）に示す各共振電流ｉｒ１〜ｉｒ３を合成したことで、各共振電流ｉｒ１〜ｉｒ３の減衰を互いに補填し合ったためである。よって、負荷電流ＩＲｃ１は、周期変動が抑制され、安定した高周波交流電流となり、インバータ装置２０から安定した高周波交流電流をプラズマ処理装置３０に供給することができる。さらに、図４（ｅ）に示すように、負荷電流ＩＲｃ１は、スイッチング周波数の３倍の周波数となる。よって、インバータ装置２０は、スイッチング周波数の３倍の周波数の高周波交流電流が出力することができ、スイッチング損失を低減させることができる。また、各共振部ＬＣ１〜ＬＣ３に設定される共振周波数が、スイッチング周期の３倍より高い場合でも低い場合でも、出力電流を安定させることができる。なお、共振周波数が高い（図４）方が各共振電流の減衰が大きく、合成した電流は小さくなる（図２（ｅ）および図４（ｅ）の振幅参照）ので、共振周波数は低い方が望ましい。

以上で説明したように、本発明の第１実施形態に係るプラズマ処理システム１によれば、２個のスイッチング素子を直列接続したアームを３個並列接続し、各アームの出力ラインに、インダクタとコンデンサを直列接続したＬＣ直列共振回路（共振部ＬＣ１〜ＬＣ３）を接続している。このように構成されたインバータ装置２０において、ＬＣ直列共振回路の共振周波数を、スイッチング周波数の略３倍の周波数に設定しておき、制御部２０２は、２π／３［ｒａｄ］（＝１２０°）ずつずらした駆動信号を発生させ、各アームに入力する。そして、各ＬＣ直列共振回路から出力される共振電流ｉｒ１〜ｉｒ３を合成して、プラズマ処理装置３０に供給するようにした。これにより、各ＬＣ直列共振回路から出力される共振電流の周期変動の位相も２π／３［ｒａｄ］ずつずれ、各ＬＣ直列共振回路から出力された共振電流を合成した出力電流（負荷電流ＩＲｃ１）は、各共振電流が減衰を互いに補填し合うことにより、周期変動が抑制されたものになる。よって、プラズマ処理装置３０に流れる負荷電流ＩＲｃ１は、安定した高周波交流電流となり、インバータ装置２０は、安定した高周波交流電流をプラズマ処理装置３０に供給することができる。さらに、３つの共振電流が合成されるため、高出力の高周波交流電流を供給することができる。

第１実施形態において、共振部ＬＣ１〜ＬＣ３の共振周波数をスイッチング周波数の略３倍の周波数に設定した例を説明したが、これに限定されるものではなく、いかなる周波数を設定しても、同様に安定した高周波交流電流を供給することができる。図５は、共振部ＬＣ１〜ＬＣ３の共振周波数を、変化させたときの負荷電流ＩＲｃ１の電流波形を示している。図５（ａ）〜（ｅ）は、それぞれ共振部ＬＣ１〜ＬＣ３の共振周波数をスイッチング周波数の１．２５倍、２．１倍、２．５倍、３．５倍、５．３倍にしたときの負荷電流ＩＲｃ１を示している。図５を見てわかるように、共振周波数を変化させても、安定した高周波交流電流をプラズマ負荷に供給することが分かる。また、図６は、図５に示す負荷電流ＩＲｃ１のＦＦＴ解析したときの解析結果を示しており、共振周波数を変化させた場合でも、所望の周波数成分が最も高く出力されている。

以上のことから、第１実施形態に係るプラズマ処理システム１において、共振部ＬＣ１〜ＬＣ３の共振周波数はスイッチング周波数の略３倍に限定されず、インバータ装置２０は、安定した高周波交流電流をプラズマ処理装置３０に供給することができる。ただし、図６に示すように、共振周波数がスイッチング周波数の３倍から離れるほど、不要な周波数成分が重畳され、不要輻射が多くなるため、共振部ＬＣ１〜ＬＣ３の共振周波数は、略３倍（２．５倍〜３．５倍程度）に設定しておくことが望ましい。

また、第１実施形態において、スイッチング素子ＴＲ１とスイッチング素子ＴＲ２とで構成されたアームを直流電源１０に対して３個並列接続した場合を例に説明したが、これに限られず、スイッチング素子ＴＲ１、ＴＲ３、ＴＲ５の代わりに、それぞれインダクタを用いても同様の効果が得られる。この場合を、第２実施形態として、以下に説明する。

図７は、本発明の第２実施形態に係るプラズマ処理システム２の構成を示す図である。なお、第１実施形態と同じまたは類似する構成については、同一の符号番号を付して、その説明を省略する。図示するように、第２実施形態に係るプラズマ処理システム２は、直流電源１０、インバータ装置２１、および、プラズマ処理装置３０を含んで構成される。第１実施形態に係るプラズマ処理システム１と比べ、インバータ装置２１の構成が異なっている。

インバータ装置２１は、直流電源１０から入力される直流電流を高周波交流電流に変換して、出力するものである。インバータ装置２１は、図７に示すように、３個のスイッチング素子ＴＲ２、ＴＲ４、ＴＲ６、６個のインダクタＬ１〜Ｌ３、Ｌｒ１１〜Ｌｒ１３、３個のコンデンサＣ１〜Ｃ３、電圧電流検出部２０１、および、制御部２１２を含んで構成されている。インバータ装置２１は、第１実施形態のインバータ装置２０と比べ、スイッチング素子ＴＲ１、ＴＲ３、ＴＲ５をインダクタＬｒ１１、Ｌｒ１２、Ｌｒ１３に代えている点で異なる。つまり、インダクタＬｒ１１とスイッチング素子ＴＲ２とが直列接続され、第１アームを形成している。同様に、インダクタＬｒ１２とスイッチング素子ＴＲ４とが直列接続され、第２アームを形成し、インダクタＬｒ１３とスイッチング素子ＴＲ６とが直列接続され、第３アームを形成している。そして、第１アーム、第２アーム、および、第３アームは、直列電源１０に対して並列接続されている。

インダクタＬ１（Ｌ２、Ｌ３）とコンデンサＣ１（Ｃ２、Ｃ３）からなる共振部ＬＣ１（ＬＣ２、ＬＣ３）の共振周波数は、駆動信号Ｑ１２（Ｑ１４、Ｑ１６）のスイッチング周波数の略３倍の周波数に設定しておく。また、好ましくは、スイッチング素子ＴＲ２、ＴＲ４、ＴＲ６のスイッチング損失をより防ぐためのソフトスイッチング（電圧ゼロスイッチングや電流ゼロスイッチング）を行うときには、スイッチング周波数の３倍より少し低い周波数に設定しておくとよい。なお、第１実施形態と同様に、共振部ＬＣ１〜ＬＣ３の共振周波数は、スイッチング周波数の略３倍に限定されるものではないが、略３倍の周波数を設定しておくことが望ましい。

各共振部ＬＣ１〜ＬＣ３の出力端は、一点（接続点Ｂ）で接続され、共振部ＬＣ１〜ＬＣ３に流れる共振電流ｉｒ１１、ｉｒ１２、ｉｒ１３は、接続点Ｂで合成される。そして、接続点Ｂで合成された電流（負荷電流ＩＲｃ２）は、プラズマ処理装置３０に出力（供給）される。

制御部２１２は、第１実施形態の制御部２０２と同様の構成であり、各スイッチング素子ＴＲ２、ＴＲ４、ＴＲ６に入力する駆動信号Ｑ１２、Ｑ１４、Ｑ１６を発生させる。このとき、制御部２１２は、電圧電流検出部２０１から入力される電圧値や電流値が設定電圧や設定電流になるように、駆動信号Ｑ１２、Ｑ１４、Ｑ１６を調整する。

また、制御部２１２も、各スイッチング素子ＴＲ２、ＴＲ４、ＴＲ６に入力する駆動信号を２π／３［ｒａｄ］（＝１２０°）ずつずらしたマルチフェーズ動作を行う。具体的には、制御部２１２は、スイッチング素子ＴＲ２に入力する駆動信号Ｑ１２の位相を基準（０°）とすると、スイッチング素子ＴＲ４に入力する駆動信号Ｑ１４の位相を１２０°、スイッチング素子ＴＲ６に入力する駆動信号Ｑ１６の位相を２４０°遅らせて、各スイッチング素子ＴＲ２、ＴＲ４、ＴＲ６に入力する。好ましくは、制御部２１２も、制御部２０２と同様に、ソフトスイッチングを行う。

このように、構成された第２実施形態に係るプラズマ処理システム２において、各共振部ＬＣ１〜ＬＣ３に流れる共振電流およびインバータ装置２１から出力される高周波交流電流（プラズマ処理装置３０に流れる負荷電流）について、具体的に説明する。

図８は、第２実施形態に係るプラズマ処理システム２における各種波形（駆動信号や電流）を示す図である。図８（ａ）は、スイッチング素子ＴＲ２、ＴＲ４、ＴＲ６に入力される駆動信号Ｑ１２、Ｑ１４、Ｑ１６の電圧波形を示している。図示するように、制御部２１２は、駆動信号Ｑ１２、Ｑ１４、Ｑ１６をそれぞれ１２０°ずつずらして発生させ、それぞれスイッチング素子ＴＲ２、ＴＲ４、ＴＲ６に入力する。図８（ａ）に示される駆動信号Ｑ１２、Ｑ１４、Ｑ１６がそれぞれスイッチング素子ＴＲ２、ＴＲ４、ＴＲ６に入力されると、直流電源１０から出力される直流電流が、各スイッチング素子ＴＲ２、ＴＲ４、ＴＲ６の動作により、交流電流に変換される。このとき、共振部ＬＣ１〜ＬＣ３により、図８（ｂ）に示す共振電流ｉｒ１１〜ｉｒ１３が各共振部ＬＣ１〜ＬＣ３に流れる。図８（ｂ）に示すように、共振部ＬＣ１〜ＬＣ３に流れる共振電流ｉｒ１１〜ｉｒ１３は、第１実施形態と同様に、スイッチング周期に応じた周期変動を有した波形となっている。

そして、各共振部ＬＣ１〜ＬＣ３を流れる共振電流ｉｒ１１〜ｉｒ１３は、接続点Ｂで合成され、プラズマ処理装置３０に出力される。このとき、プラズマ処理装置３０に流れる負荷電流（高周波交流電流）ＩＲｃ２は、図８（ｃ）に示す波形となる。図８（ｃ）に示すように、負荷電流ＩＲｃ２は、各共振電流ｉｒ１１〜ｉｒ１３にみられた周期変動が抑制され、安定した波形となる。これは、図８（ｂ）に示す各共振電流ｉｒ１１〜ｉｒ１３を合成したことで、各共振電流ｉｒ１１〜ｉｒ１３の減衰を互いに補填し合ったためである。よって、負荷電流ＩＲｃ２は、周期変動が抑制され、安定した高周波交流電流となり、インバータ装置２１からプラズマ処理装置３０に供給することができる。さらに、図８（ｃ）に示すように、負荷電流ＩＲｃ２は、スイッチング周波数の３倍の周波数となる。よって、インバータ装置２１は、スイッチング周波数の３倍の周波数の高周波交流電流を出力することができ、スイッチング損失を低減させることができる。

以上で説明したように、本発明の第２実施形態に係るプラズマ処理システム２によれば、直流電源１０から入力される直流電流を高周波交流電流に変換するインバータ装置２１において、第１実施形態のスイッチング素子ＴＲ１、ＴＲ３、ＴＲ５の代わりに、インダクタＬｒ１１、Ｌｒ１２、Ｌｒ１３を用いても、各共振部ＬＣ１〜ＬＣ３に流れる共振電流ｉｒ１１〜ｉｒ１３を合成した出力電流（負荷電流ＩＲｃ２）は、各共振電流が減衰を互いに補填し合うことにより、周期変動が抑制されたものになる。よって、プラズマ処理装置３０に流れる負荷電流ＩＲｃ２は、安定した高周波交流電流となり、インバータ装置２１は、安定した高周波交流電流をプラズマ処理装置３０に供給することができる。

第１実施形態および第２実施形態において、３つの共振電流を合成してプラズマ処理装置３０に高周波交流電流（負荷電流）を供給する場合を例に説明したが、これに限られず、Ｎつ（Ｎは３以上の奇数）の共振電流を合成した高周波交流電流をプラズマ処理装置３０に供給するようにすれば、第１実施形態と同様に、安定した高周波交流電流を出力することが可能である。この場合のインバータ装置は、Ｎ個のアームとＮ個の共振部を備えた回路構成となる。また、制御部は、それぞれ２π／Ｎ［ｒａｄ］ずつずらした駆動信号を各アームに入力する。例えば、このＮを５とした場合を、第３実施形態として、以下に説明する。なお、第１実施形態は、Ｎを３とした場合の実施形態である。

図９は、本発明の第３実施形態に係るプラズマ処理システム３の構成を示す図である。なお、第１実施形態および第２実施形態と同じまたは類似する構成については、同一の符号番号を付して、その説明を省略する。図示するように、第３実施形態に係るプラズマ処理システム３は、直流電源１０、インバータ装置２２、および、プラズマ処理装置３０を含んで構成される。第１実施形態に係るプラズマ処理システム１と比べ、インバータ装置２２の構成が異なっている。

インバータ装置２２は、直流電源１０から入力される直流電流を高周波交流電流に変換し出力するものである。インバータ装置２２は、図９に示すように、１０個のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ１０、５個のインダクタＬ１〜Ｌ５、５個のコンデンサＣ１〜Ｃ５、電圧電流検出部２０１、および、制御部２２２を含んで構成されている。図示するように、第１実施形態のインバータ装置２０では、２個のスイッチング素子を有するアームを、直流電源１０に対して３個並列接続し、各アームに接続された出力ラインにそれぞれインダクタとコンデンサからなる共振部ＬＣ１〜ＬＣ３を接続した構成であったが、第３実施形態のインバータ装置２２は、さらに２個のアームを追加し、合計５個のアームを直流電源１０に対して並列接続している。それにより、インダクタＬ４とコンデンサＣ４からなる共振部ＬＣ４およびインダクタＬ５とコンデンサＣ５からなる共振部ＬＣ５が追加され、合計５個の共振部ＬＣ１〜ＬＣ５を含んで構成されている。

スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ１０には、制御部２２２から駆動信号Ｑ２１〜Ｑ３０が入力され、各スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ１０のオン状態とオフ状態とが切り替えられる。このとき、各共振部ＬＣ１〜ＬＣ５の共振周波数は、駆動信号Ｑ２１〜Ｑ３０の周波数（スイッチング周波数）の略５倍の周波数に設定されており、この点も第１実施形態と異なる。なお、第１実施形態と同様に、共振部ＬＣ１〜ＬＣ５の共振周波数は、何倍であってもよいが、略５倍の周波数を設定しておくことが望ましい。そして、各共振部ＬＣ１〜ＬＣ５に流れる共振電流を接続点Ｃで合成した負荷電流ＩＲｃ３が、プラズマ処理装置３０に供給される。

制御部２２２は、制御部２０２や制御部２１２と同様の構成であり、各スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ１０に入力する駆動信号Ｑ２１〜Ｑ３０を発生させる。制御部２２２は、制御部２０２および制御部２１２と比べ、２π／５［ｒａｄ］（＝７２°）ずつずらした駆動信号を各アームに入力する点で異なる。

このように構成された第３実施形態に係るプラズマ処理システム３において、各アームから出力される共振電流ｉｒ２１〜ｉｒ２５は、第１実施形態と同様に、スイッチング周期に応じた周期変動を有する波形となるが、各アームから出力される共振電流ｉｒ２１〜ｉｒ２５を、接続点Ｃで合成することで、プラズマ処理装置３０に流れる負荷電流ＩＲｃ３は、周期変動が抑制され、安定した高周波交流電流となる。

以上で説明したように、本発明の第３実施形態に係るプラズマ処理システム３においても、各アームから出力され、各ＬＣ直列共振回路（共振部ＬＣ１〜ＬＣ５）から出力される共振電流ｉｒ２１〜ｉｒ２５を合成して、プラズマ処理装置３０に供給するようにした。これにより、各ＬＣ直列共振回路から出力される共振電流の周期変動の位相も２π／５［ｒａｄ］ずつずれ、各ＬＣ直列共振回路から出力された共振電流を合成した出力電流（負荷電流ＩＲｃ３）は、各共振電流が減衰を互いに補填し合うことにより、周期変動が抑制されたものとなる。よって、プラズマ処理装置３０に流れる負荷電流ＩＲｃ３は、安定した高周波交流電流となり、インバータ装置２２は、安定した高周波交流電流をプラズマ処理装置３０に供給することができる。ひいては、Ｎ個のアームを直流電源１０に対して並列接続し、各アームの出力ラインにＬＣ直列共振回路を接続した構成であっても、同様に、安定した高周波交流電流をプラズマ処理装置３０に供給することができる。

なお、第３実施形態においても、第２実施形態と同様に、直流電源１０の正極側に接続されたスイッチング素子をインダクタに代えることも可能である。このとき、制御部２２２は、直流電源１０の負極側に接続されたスイッチング素子に２π／Ｎ［ｒａｄ］ずつずらした駆動信号を入力することで、安定した高周波交流電流をプラズマ処理装置３０に供給することができる。

第１実施形態ないし第３実施形態において、１個の直流電源１０から出力される直流電流を高周波交流電流に変換し、プラズマ処理装置３０に供給する場合を例に説明したが、これに限られない。例えば、直流電源と、２個のスイッチング素子を直列接続したアームと、アームの接続点に接続され、インダクタとコンデンサを直列接続したＬＣ直列共振回路と、を備えた高周波電源をＮ個備え、Ｎ個の高周波電源から出力される高周波交流電流を合成して、プラズマ処理装置３０に供給することも可能である。この場合を、第４実施形態として、以下に説明する。

図１０は、本発明の第４実施形態に係るプラズマ処理システム４の構成を示す図である。なお、第１実施形態ないし第３実施形態と同じまたは類似する構成についは、同一の符号番号を付して、その説明を省略する。図１０に示すように、本発明の第４実施形態に係るプラズマ処理システム４は、３個の直流電源１１、１２、１３、インバータ装置２３、および、プラズマ処理装置３０を含んで構成される。図示するように、第１実施形態のプラズマ処理システム１と比べ、直流電源を３個備えている構成とインバータ装置２３の構成とが異なる。

直流電源１１、１２、１３は、直流電力（直流電流）を出力するものであり、第１実施形態の直流電源１０と同じ構成であるため、その説明を省略する。インバータ装置２３は、直流電源１１、１２、１３から入力される直流電流を高周波交流電流に変換して、出力するものである。インバータ装置２３は、図１０に示すように、３個のインバータ回路２３１、２３２、２３３、電圧電流検出部２０１、および、制御部２３４を含んで構成される。

インバータ回路２３１（２３２、２３３）は、２個のスイッチング素子ＴＲ１’とＴＲ２’（ＴＲ３’とＴＲ４’、ＴＲ５’とＴＲ６’）、インダクタＬ１’（Ｌ２’、Ｌ３’）、および、コンデンサＣ１’（Ｃ２’、Ｃ３’）を含んで構成される。スイッチング素子ＴＲ１’とＴＲ２’（ＴＲ３’とＴＲ４’、ＴＲ５’とＴＲ６’）とは、スイッチング素子ＴＲ１’（ＴＲ３’、ＴＲ５’）のソース端子とスイッチング素子ＴＲ２’（ＴＲ４’、ＴＲ６’）のドレイン端子とが、直列に接続されている。スイッチング素子ＴＲ１’（ＴＲ３’、ＴＲ５’）のドレイン端子は、直流電源１１（１２、１３）の正極側に接続され、スイッチング素子ＴＲ２’（ＴＲ４’、ＴＲ６’）のソース端子は、直流電源１１（１２、１３）の負極側に接続されて、ブリッジ構造を形成している。この直列接続された２個のスイッチング素子ＴＲ１’とＴＲ２’（ＴＲ３’とＴＲ４’、ＴＲ５’とＴＲ６’）により構成される各回路がそれぞれ、請求項２における「スイッチング回路」に相当する。

また、インダクタＬ１’（Ｌ２’、Ｌ３’）とコンデンサＣ１’（Ｃ２’、Ｃ３’）とは、直列に接続され、ＬＣ直列共振回路を構成しており、このＬＣ直列共振回路を共振部ＬＣ１’（ＬＣ２’、ＬＣ３’）とする。スイッチング素子ＴＲ１’とＴＲ２’（ＴＲ３’とＴＲ４’、ＴＲ５’とＴＲ６’）の接続点には出力ラインが接続されており、この出力ラインは、共振部ＬＣ１’（ＬＣ２’、ＬＣ３’）の一端と接続されている。共振部ＬＣ１’〜ＬＣ３ ’の共振周波数は、第１実施形態の共振部ＬＣ１〜ＬＣ３と同様に、スイッチング周波数の略３倍に限定されるものではないが、略３倍の周波数を設定しておくことが望ましい。なお、共振部ＬＣ１’〜ＬＣ３ ’の共振周波数は、全て同じ周波数に設定される。この共振部ＬＣ１’（ＬＣ２’、ＬＣ３’）がそれぞれ、請求項２における「共振回路」に相当する。また、この直流電源１１（１２、１３）とインバータ回路２３１（２３２、２３３）とが上記高周波電源に相当する。

各インバータ回路２３１〜２３３の共振部ＬＣ１’〜ＬＣ３ ’の他端は、一点（接続点Ｄ）で接続され、共振部ＬＣ１’〜ＬＣ３ ’に流れる共振電流ｉｒ３１〜ｉｒ３３は、接続点Ｄで合成される。そして、接続点Ｄで合成された電流（負荷電流）ＩＲｃ４は、プラズマ処理装置３０に出力（供給）される。

制御部２３４は、制御部２０２と同様の構成であり、各スイッチング素子ＴＲ１’〜ＴＲ６’に入力する駆動信号Ｑ１’〜Ｑ６’を発生させる。また、制御部２３４は、制御部２０２と同様に、各インバータ回路２３１〜２３３に入力する駆動信号Ｑ１’〜Ｑ６’の位相を２π／３［ｒａｄ］（＝１２０°）ずつずらしたマルチフェーズ動作を行う。なお、本実施形態において、制御部２３４は、１個の制御部により、インバータ回路２３１〜２３３を制御するものとして、説明するが、インバータ回路２３１〜２３３毎に制御部を備える構成であってもよい。上記インバータ回路２３１（２３２、２３３）および制御部２３４を備えた回路がそれぞれ、請求項２における「共振インバータ回路」に相当する。

このように構成された第４実施形態に係るプラズマ処理システム４において、各インバータ回路２３１〜２３３から出力される共振電流ｉｒ３１〜ｉｒ３３は、図１４（ｄ）に示す従来の３倍共振インバータ回路から出力される共振電流と同じであり、周期変動を有する波形となってしまうが、各インバータ回路２３１〜２３３から出力される共振電流ｉｒ３１〜ｉｒ３３を、接続点Ｄで合成することで、プラズマ処理装置３０に流れる負荷電流ＩＲｃ４は、周期変動が抑制され、安定した高周波交流電流となる。

以上で説明したように、本発明の第４実施形態に係るプラズマ処理システム４においても、各インバータ回路２３１〜２３３から出力され、各共振部ＬＣ１’〜ＬＣ３ ’に流れる共振電流ｉｒ３１〜ｉｒ３３を合成して、プラズマ処理装置３０に供給するようにした。これにより、プラズマ処理装置３０に流れる負荷電流ＩＲｃ４は、安定した高周波交流電流となる。よって、インバータ装置２３は、安定した高周波交流電流をプラズマ処理装置３０に供給することができる。

第１実施形態ないし第４実施形態において、ＬＣ直列共振回路を構成するインダクタのインダクタンスおよびコンデンサのキャパシタンスは、予め所望の共振周波数となるように、設定しておく場合を例に説明したが、インダクタンスとキャパシタンスの両方または一方を変更可能な構成とすることで、共振周波数を自由に変更できるようにしてもよい。例えば、インダクタのインダクタンスが変更可能な可変インダクタを用いたり、コンデンサのキャパシタンスが変更可能な可変コンデンサを用いたりすることで実現される。このようにすることで、スイッチング周波数に応じて共振周波数も変更できるので、利用者がスイッチング周波数を自由に設定することが可能となる。また、共振周波数およびスイッチング周波数が変更可能であれば、利用者がインバータ装置からプラズマ処理装置に出力される高周波交流電流の周波数を自由に設定することも可能となる。

第１実施形態ないし第４実施形態において、インダクタとコンデンサをプラズマ処理装置３０（負荷）に対して、直列接続している場合を例に説明したが、これに限られない。例えば、プラズマ処理装置３０（負荷）に対して、インダクタを直列に接続し、一方、コンデンサを並列に接続した場合でも、同様にスイッチング周波数のＮ倍の高周波交流電流を供給することができる。この場合は、第５実施形態として、以下に説明する。

図１１は、本発明の第５実施形態に係るプラズマ処理システム５の構成を示す図である。なお、第１実施形態ないし第４実施形態と同じまたは類似する構成については、同一の符号番号を付して、その説明を省略する。第１実施形態に示すプラズマ処理装置１のインバータ装置２０（図１参照）と比べ、インバータ装置２４は、コンデンサＣ１〜Ｃ３の接続位置が異なっている。また、プラズマ処理装置３０に入力される直流電流をカットするためのコンデンサＣｃｕｔが追加されている。それ以外については、同じである。インダクタＬ１（Ｌ２、Ｌ３）とコンデンサＣ１（Ｃ２、Ｃ３）とを備えた回路がそれぞれ、請求項８のＬＣ回路に相当する。

このように構成された第５実施形態に係るプラズマ処理システム５において、駆動信号Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング周波数を１３．５６ＭＨｚで制御したときの各電流波形について、説明する。図１２（ａ）は、各アームから出力される出力電流ｉｒ４１〜ｉｒ４３の電流波形を示しており、図１２（ｂ）は、出力電流ｉｒ４１〜ｉｒ４３を接続点Ｅで合成した出力電流ＩＲｃ５（負荷電流ＩＲｃ５）を示している。図１２（ａ）に示すように、各アームから出力される出力電流ｉｒ４１〜ｉｒ４３は、スイッチング周期毎に周期変動を有する波形となるが、この出力電流ｉｒ４１〜ｉｒ４３を、接続点Ｅで合成することで、図１２（ｂ）に示すように、プラズマ処理装置３０に流れる負荷電流ＩＲｃ５は、周期変動が抑制され、安定した高周波交流電流となる。

また、図１２（ｃ）は、第５実施形態に係るプラズマ処理システム５における出力電流ｉｒ４１のＦＦＴ解析結果を示し、図１２（ｄ）は、出力電流ｉｒ４１〜ｉｒ４３を接続点Ｅで合成した負荷電流ＩＲｃ５のＦＦＴ解析結果を示している。図１２（ｃ）に示すように、１個のアームから出力される出力電流ｉｒ４１（ｉｒ４２、ｉｒ４３も同様）では、スイッチング周波数の周波数成分が最も高く出力されていることに対して、図１２（ｄ）では、スイッチング周波数の３倍の周波数成分が最も高く出力されている。よって、各出力電流ｉｒ４１〜ｉｒ４３を合成した負荷電流ＩＲｃ５は、不要な周波数成分が減衰されていることがわかる。

第１実施形態ないし第５実施形態において、それぞれ接続点Ａないし接続点Ｅの一点で合成した例を説明したが、複数の共振電流を合成してプラズマ処理装置３０に出力する構成であれば、これに限定されるものではない。

第１実施形態ないし第５実施形態において、本発明に係るインバータ装置をプラズマ処理システムに適用した場合を例に説明したが、これに限られるものではない。例えば、高周波交流電力をプラズマ処理装置以外の負荷に供給するものにも適用することができる。すなわち、本発明に係るインバータ装置は、高周波交流電力を出力する高周波電源に含まれるインバータ装置として機能する。

本発明に係るインバータ装置は、上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の特許請求の範囲を逸脱しなければ、各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。また、上記実施形態の説明に用いた各種設定値（スイッチング周波数、共振周波数など）も、種々に設計変更自在である。

１、２、３、４、５ プラズマ処理システム
１０、１１、１２、１３ 直流電源
２０、２１、２２、２３、２４ インバータ装置
２０１ 電圧電流検出部
２０２、２１２、２２２、２３４ 制御部
２３１、２３２、２３３ インバータ回路
３０ プラズマ処理装置
ＴＲ１〜ＴＲ１０、ＴＲ１’〜ＴＲ６’ スイッチング素子
Ｌ１〜Ｌ５、Ｌ１’〜Ｌ３’、Ｌｒ１１〜Ｌｒ１３ インダクタ
Ｃ１〜Ｃ５、Ｃ１’〜Ｃ３’、Ｃｃｕｔ コンデンサ
Ｑ１〜Ｑ６、Ｑ１２、Ｑ１４、Ｑ１６、Ｑ２１〜Ｑ３０、Ｑ１’〜Ｑ６’ 駆動信号
ｉｒ１〜ｉｒ３、ｉｒ１１〜ｉｒ１３、ｉｒ２１〜ｉｒ２５、ｉｒ３１〜ｉｒ３３ 共振電流
ｉｒ４１〜ｉｒ４３ 出力電流
ＩＲｃ１、ＩＲｃ２、ＩＲｃ３、ＩＲｃ４、ＩＲｃ５ 負荷電流

Claims (8)

1. 直流電源から出力される直流電流を、交流電流に変換し、出力するインバータ装置であって、
   前記直流電源の正極側に接続された第１スイッチング素子と前記直流電源の負極側に接続された第２スイッチング素子とを直列接続したアームを、前記直流電源に対して並列にＮ個接続したスイッチング回路と、
   １の前記アームを構成する前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子の通電状態と非通電状態とを切り替えるための駆動信号を、前記アーム毎に、２π／Ｎ［ｒａｄ］ずつ位相をずらして、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子に入力する制御手段と、
   前記各アームの前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点にそれぞれ接続された共振回路と、
   を備え、
   前記Ｎ個の共振回路から出力される交流電流である共振電流を合成して出力する、
   インバータ装置。
2. 直流電源の正極側に接続された第１スイッチング素子と前記直流電源の負極側に接続された第２スイッチング素子とを直列接続したスイッチング回路と、
   前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子の通電状態と非通電状態とを切り替えるための駆動信号を、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子に入力する制御手段と、
   前記スイッチング回路の前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点に接続された共振回路と、
   を備えた共振インバータ回路を、前記共振インバータ回路の出力端でＮ個接続し、
   前記各制御手段は、前記Ｎ個のスイッチング回路毎に、２π／Ｎ［ｒａｄ］ずつ位相をずらした駆動信号を入力し、
   前記Ｎ個の共振インバータ回路の各共振回路から出力される交流電流である共振電流を合成して出力する、
   インバータ装置。
3. 前記Ｎは、３以上の奇数である、
   請求項１または請求項２のいずれかに記載のインバータ装置。
4. 前記Ｎが３であるとき、
   前記共振回路の共振周波数が、前記駆動信号の周波数の２．５倍〜３．５倍に設定されている、
   請求項３に記載のインバータ装置。
5. 前記第１スイッチング素子の代わりに、所定のインダクタンスを有するインダクタを備え、
   前記制御手段は、前記第２スイッチング素子の通電状態と非通電状態とを切り替えるための駆動信号を入力する、
   請求項１ないし請求項４のいずれか一項に記載のインバータ装置。
6. 前記共振回路は、インダクタとコンデンサとを直列に接続したＬＣ直列共振回路である、
   請求項１ないし請求項５のいずれかに一項に記載のインバータ装置。
7. 前記共振回路は、前記インダクタのインダクタンスまたは前記コンデンサのキャパシタンスが変更可能である、
   請求項６に記載のインバータ装置。
8. 直流電源から出力される直流電流を、交流電流に変換し、負荷に出力するインバータ装置であって、
   前記直流電源の正極側に接続された第１スイッチング素子と前記直流電源の負極側に接続された第２スイッチング素子とを直列接続したアームを、前記直流電源に対して並列にＮ個接続したスイッチング回路と、
   １の前記アームを構成する前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子の通電状態と非通電状態とを切り替えるための駆動信号を、前記アーム毎に、２π／Ｎ［ｒａｄ］ずつ位相をずらして、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子に入力する制御手段と、
   前記各アームの前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点に接続され、前記負荷に対して直列に接続されたインダクタと前記負荷に対して並列に接続されたコンデンサとを備えるＬＣ回路と、
   を備え、
   前記Ｎ個のＬＣ回路から出力される出力電流を合成して、前記負荷に出力する、
   インバータ装置。