JP6381960B2 - オーディオアンプ、オーディオ出力回路、オーディオ用集積回路、電子機器、オーディオ信号の増幅方法 - Google Patents

Description

本発明は、スピーカやヘッドホンを駆動するオーディオアンプに関する。

微弱なオーディオ信号を増幅し、スピーカやヘッドホンなどの電気音響変換素子を駆動するために、オーディオアンプが用いられる。図１は、Ｄ級アンプを備えるオーディオアンプ１００ｒの構成を示す回路図である。オーディオアンプ１００ｒは、パルス幅変調器１１０、第１ドライバ１１２、第２ドライバ１１４、第１Ｄ級アンプ１１６、第２Ｄ級アンプ１１８を備える。パルス幅変調器１１０は、オーディオ信号Ｓ１をパルス幅変調、あるいはパルス密度変調する。パルス変調されたオーディオ信号（以下、パルス信号という）Ｓ２ｐ、Ｓ２ｎは、第１ドライバ１１２、第２ドライバ１１４に入力される。

負荷である電気音響変換素子２は、第１Ｄ級アンプ１１６および第２Ｄ級アンプ１１８に対して、ＢＴＬ（Bridge Transless）接続される。第１フィルタ２０は、電気音響変換素子２の正極端子＋と第１Ｄ級アンプ１１６の出力の間に挿入され、第２フィルタ２２は電気音響変換素子２の負極端子−と第２Ｄ級アンプ１１８の出力の間に挿入される。フィルタ２０（２２）はそれぞれ、シリーズインダクタＬ１（Ｌ２）とシャントキャパシタＣ１（Ｃ２）を有する１次フィルタである。

第１ドライバ１１２は、パルス信号Ｓ２ｐに応じて、第１Ｄ級アンプ１１６のハイサイドトランジスタとローサイドトランジスタを相補的にスイッチングする。同様に第２ドライバ１１４は、パルス信号Ｓ２ｎに応じて、第２Ｄ級アンプ１１８のハイサイドトランジスタとローサイドトランジスタを相補的にスイッチングする。

図２は、図１のオーディオ出力回路８ｒの差動動作時の波形図である。本明細書における波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。

ここでは理解の容易のため、三角波とオーディオ信号Ｓ１の比較によってパルス信号Ｓ２ｐ、Ｓ２ｎが生成される場合を説明する。差動方式のＤ級アンプでは、パルス信号Ｓ２ｐ、Ｓ２ｎは逆相となる。その結果、出力電圧Ｖｏ_＋とＶｏ₋が差動信号となり、差動信号Ｖｏ（＝Ｖｏ_＋−Ｖｏ₋）の振幅は、第１Ｄ級アンプ１１６および第２Ｄ級アンプ１１８の電源電圧Ｖ_ＤＤの２倍となる。

差動型のＤ級アンプにおいて、第１フィルタ２０、第２フィルタ２２は、差動信号Ｖｏのスイッチング周波数を除去して、もとのオーディオ信号Ｓ１を再生するためのローパスフィルタとして機能する。

近年、図２で説明したＤ級アンプの差動動作に代えて、フィルタレス動作が採用されている。図３は、オーディオ出力回路８ｒのフィルタレス動作時の波形図である。フィルタレス動作では、オーディオ信号Ｓ１と三角波の比較によってパルス信号Ｓ２ｐが生成され、オーディオ信号Ｓ１の反転信号＃Ｓ１と三角波の比較によってパルス信号Ｓ２ｎが生成される。電気音響変換素子２に印加される差動信号Ｖｏの振幅は、差動動作の１／２となる。この方式では、スイッチング周波数を除去するためのローパスフィルタが不要であるため、フィルタレス動作あるいはフィルタレス方式と称される。ただし、不要輻射（ＥＭＩ：ElectroMagnetic Interference）を抑制するために、フィルタを外すことはできず、フィルタレス方式では第１フィルタ２０、第２フィルタ２２は、ＥＭＩ除去用フィルタとして機能する。

特開２００１−２２３５３７号公報

本発明者は、図１のオーディオ出力回路８ｒについて、（i）全高調波歪＋ノイズ（ＴＨＤ＋Ｎ）、（ii）チャンネル間のクロストーク、（iii）ノイズ特性などの音質指標について検討したところ、以下の課題を認識するに至った。

フィルタレス方式のＤ級アンプの音質指標は、チップレイアウトによって大きく影響を受ける。このことは、半導体メーカーがオーディオアンプのチップレイアウトを修正、変更すると、音質指標が劣化しうることを意味する。このことは、チップレイアウトを修正、変更するたびに、音質指標を最良化するための検証を行わなければならず、開発期間の長期化、設計コストの増大の要因となり得る。

本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、高音質なオーディオアンプの提供にある。

本発明のある態様は、電気音響変換素子を駆動するオーディオアンプに関する。オーディオアンプは、電気音響変換素子の正極端子に接続される第１Ｄ級アンプと、電気音響変換素子の負極端子に接続される第２Ｄ級アンプと、を含むＨブリッジ回路と、オーディオ信号を受け、第１Ｄ級アンプおよび第２Ｄ級アンプそれぞれを駆動するための第１パルス信号および第２パルス信号を生成するとともに、第１パルス信号および第２パルス信号の位相差が調節可能に構成されたパルス幅変調器と、第１パルス信号に応じて第１Ｄ級アンプを駆動する第１ドライバと、第２パルス信号に応じて第２Ｄ級アンプを駆動する第２ドライバと、オーディオ信号のレベルを検出するレベル検出器と、レベル検出器の検出結果にもとづいて、パルス幅変調器における第１パルス信号と第２パルス信号の位相差を設定する位相調節器と、を備える。

本発明者は、第１パルス信号と第２パルス信号の位相差によって音質指標が変化すること、また音質指標を最良とする位相差が、オーディオ信号のレベル（音量）ごとに異なっていることを認識した。そこでパルス変調器にオーディオ信号のレベルに応じて２つのパルス信号の位相差を調節する機能を実装することにより、高音質を実現できる。

パルス幅変調器は、デジタル回路で構成されてもよい。パルス幅変調器は、所定の周期で変化する第１キャリア信号を生成する第１カウンタと、所定の周期で変化する第２キャリア信号を生成する第２カウンタと、を含み、第１キャリア信号と第２キャリア信号にもとづいて、第１パルス信号および第２パルス信号を生成するよう構成されてもよい。パルス幅変調器は、第１キャリア信号と第２キャリア信号の位相差が調節可能であってもよい。
この場合、カウンタに入力するクロック信号の周期を単位として、高精度かつ正確に位相差を調節できる。

ある態様のオーディオアンプは、外部から書き換え可能であり、レベル検出器の検出結果と位相差の対応関係を保持するレジスタをさらに備えてもよい。
これにより、オーディオアンプにＲＯＭ（Read Only Memory）を搭載する必要がなくなるため、コストを下げることができる。加えて、オーディオアンプが使用されるアプリケーションごとに、最適な位相差を設定できる。

レベル検出器は、オーディオ信号のフルスケールを複数Ｎ個（Ｎは２以上の整数）のレンジに分割し、オーディオ信号がいずれのレンジに含まれるか判定してもよい。

位相調節器は、オーディオ信号が最も小さいレンジに含まれるときに、位相差をゼロとしてもよい。
これにより無入力時のノイズレベルを最も低減できる。

Ｎ＝２または３であってもよい。これにより、回路規模の増大を抑制しつつ、高音質を実現できる。

位相調節器は、第１Ｄ級アンプと第２Ｄ級アンプの出力が同一レベルをとる期間おいて、位相差を変化させてもよい。これにより、位相差の切りかえにともなうノイズを抑制できる。

位相調節器は、第１Ｄ級アンプと第２Ｄ級アンプの出力が同一レベルをとる期間ごとに、位相差を所定時間幅ずつステップ状に変化させてもよい。
これにより位相差Δφを緩やかに変化させることができるため、ノイズをさらに低減できる。所定時間幅は、第１パルス信号および第２パルス信号のパルス幅の分解能であってもよい。

オーディオアンプは、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。
「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。
回路を１つのＩＣとして集積化することにより、回路面積を削減することができるとともに、回路素子の特性を均一に保つことができる。

本発明の別の態様は、複数の電気音響変換素子を駆動するマルチチャネルのオーディオ用集積回路に関する。オーディオ用集積回路は、複数の電気音響変換素子に対応づけられた複数の上述のオーディオアンプを備える。各チャンネルのオーディオアンプは個別に、対応するチャンネルのオーディオ信号のレベルに応じて、位相差を調節可能に構成される。

ある態様のオーディオ用集積回路は、パルス幅変調器の前段に設けられ、デジタルオーディオ信号に対して、イコライジング処理、低域強調処理、サラウンド処理、ステレオ変換、モノラル変換処理、周波数変換処理、レベル検出処理の少なくともひとつを実行可能に構成されたデジタルサウンドプロセッサをさらに備えてもよい。

本発明の別の態様は、オーディオ出力回路に関する。オーディオ出力回路は、電気音響変換素子と、電気音響変換素子を駆動する上述のいずれかのオーディオアンプと、を備えてもよい。

本発明の別の態様は電子機器に関する。電子機器は、オーディオデータを生成する音源と、上述のオーディオアンプと、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を、方法、装置などの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、高音質なオーディオアンプを提供できる。

Ｄ級アンプを備えるオーディオアンプの構成を示す回路図である。 図１のオーディオ出力回路の差動動作時の波形図である。 オーディオ出力回路のフィルタレス動作時の波形図である。 実施の形態に係るオーディオアンプを備えるオーディオ出力回路の回路図である。 パルス幅変調器の構成例を示すブロック図である。 検出レベルＳ_ＬＶと位相差Δφの関係の一例を示す図である。 図７（ａ）、（ｂ）は、実施の形態に係るオーディオアンプの出力スペクトルの測定結果を示す図である。 実施の形態に係るオーディオ用ＩＣを備える電子機器のブロック図である。 図９（ａ）〜（ｃ）は、電子機器の外観図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図４は、実施の形態に係るオーディオアンプ１００を備えるオーディオ出力回路８の回路図である。
オーディオ出力回路８は、電気音響変換素子２を駆動する。オーディオ出力回路８は、実施の形態に係るオーディオアンプ１００に加えて、第１フィルタ２０、第２フィルタ２２を備え、フィルタレス方式のＤ級アンプを構成する。フィルタレス方式については、すでに図３を参照して説明した。第１フィルタ２０および第２フィルタ２２は主として不要輻射（ＥＭＩ）を低減するために設けられる。

オーディオアンプ１００はひとつの半導体基板に集積化された機能ＩＣ（Integrated Circuit）であり、出力端子ＯＵＴＰ、ＯＵＴＮ、データ入出力端子Ｉ／Ｏを備える。

オーディオアンプ１００は、Ｈブリッジ回路１０２、第１ドライバ１１２、第２ドライバ１１４、パルス幅変調器１１０、レベル検出器１２０、位相調節器１２２、レジスタ１２４、インタフェース回路１２６を備える。

Ｈブリッジ回路１０２は、第１Ｄ級アンプ１１６および第２Ｄ級アンプ１１８を含む。第１Ｄ級アンプ１１６は、電気音響変換素子２の正極端子（＋）に接続され、第２Ｄ級アンプ１１８は、電気音響変換素子２の負極端子（−）に接続される。

パルス幅変調器１１０は、デジタルオーディオ信号Ｓ１を受け、第１Ｄ級アンプ１１６および第２Ｄ級アンプ１１８それぞれをフィルタレス方式で駆動するための第１パルス信号Ｓ２ｐおよび第２パルス信号Ｓ２ｎを生成する。パルス幅変調器１１０は、第１パルス信号Ｓ２ｐおよび第２パルス信号Ｓ２ｎの位相差が調節可能に構成される。

第１ドライバ１１２は、第１パルス信号Ｓ２ｐに応じて第１Ｄ級アンプ１１６を駆動する。第２ドライバ１１４は、第２パルス信号Ｓ２ｎに応じて第２Ｄ級アンプ１１８を駆動する。

レベル検出器１２０は、デジタルオーディオ信号Ｓ１のレベルを検出する。なお、レベル検出器１２０は、パルス幅変調器１１０の入力レベルを検知できればよく、レベル検出器１２０が監視する信号は、パルス幅変調器１１０の入力であるオーディオ信号Ｓ１には限定されない。たとえばレベル検出器１２０は、Ｈブリッジ回路１０２の出力信号のレベルを検出してもよいし、オーディオアンプ１００の前段の回路におけるオーディオ信号Ｓ１の元となる信号のレベルを検出してもよい。あるいは、ボリウムの設定値などの情報を利用してオーディオ信号Ｓ１のレベルを検出してもよい。

位相調節器１２２は、レベル検出器１２０の検出結果にもとづいて、パルス幅変調器１１０における第１パルス信号Ｓ２ｐと第２パルス信号Ｓ２ｎの位相差Δφを設定する。

図５は、パルス幅変調器１１０の構成例を示すブロック図である。パルス幅変調器１１０は、デジタル回路で構成される。パルス幅変調器１１０は、反転器１４０、第１カウンタ１４２、第２カウンタ１４４、第１比較器１４６、第２比較器１４８を含む。第１カウンタ１４２は、システムクロックＣＬＫをカウントすることにより、所定の周期で変化する三角波もしくはのこぎり波（ランプ波）の第１キャリア信号Ｓｃ１を生成する。第２カウンタ１４４は、所定の周期で変化する三角波もしくはのこぎり波（ランプ波）の第２キャリア信号Ｓｃ２を生成する。

反転器１４０は、オーディオ信号Ｓ１の極性を反転する。第１比較器１４６は、第１キャリア信号Ｓｃ１とオーディオ信号Ｓ１を比較し、第１パルス信号Ｓ２ｐを生成する。第１比較器１４６は、第２キャリア信号Ｓｃ２と反転されたオーディオ信号＃Ｓ１を比較し、第２パルス信号Ｓ２ｎを生成する。

このパルス幅変調器１１０は、第１キャリア信号Ｓｃ１と第２キャリア信号Ｓｃ２の位相差Δφが調節可能となっている。具体的には第１カウンタ１４２、第２カウンタ１４４には、キャリア信号の位相差Δφを設定可能となっている。位相差Δφの調節単位はシステムクロックＣＬＫの周期と等しく、たとえばシステムクロックＣＬＫが１００ＭＨｚのとき、位相差Δφは、１０ｎｓ刻みで調節可能であることが理解される。

レジスタ１２４は、レベル検出器１２０の検出結果と位相差Δφの対応関係を保持する。レジスタ１２４は、検出されたレベル（検出レベルという）Ｓ_ＬＶと位相差Δφの関係を示すテーブルを保持してもよい。レジスタ１２４は、外部のＣＰＵ４から書き換え可能とすることが望ましい。ＣＰＵ４とオーディオアンプ１００のＩ／Ｏ端子はＩ^２Ｃバスなどを介して接続される。ＣＰＵ４は、位相差Δφを指示するデータＤ３を生成し、Ｉ^２Ｃバスを介してオーディオアンプ１００に伝送する。インタフェース回路１２６は、ＣＰＵ４からデータＤ３を受信し、レジスタ１２４に書き込む。

図６は、検出レベルＳ_ＬＶと位相差Δφの関係の一例を示す図である。たとえばレベル検出器１２０は、オーディオ信号Ｓ１のフルスケールをＮ分割したときに、現在のオーディオ信号Ｓ１がどのレンジに含まれるか示すデータＤ４を生成する。図６ではフルスケールが、−９０ｄＢ以下のレンジＲ１、−９０ｄＢ〜−３０ｄＢのレンジＲ２、−３０ｄＢ以上のレンジＲ３の３つに分割され、レンジ毎に個別に位相差Δφ１、Δφ２、Δφ３が設定可能とされる。

以上がオーディオアンプ１００の構成である。続いてその動作を説明する。

図７（ａ）、（ｂ）は、実施の形態に係るオーディオアンプ１００の出力スペクトルの測定結果を示す図である。図７（ａ）は、無信号入力時（−１４４ｄＢ）、すなわち第１レンジの特性であり、図７（ｂ）は、小信号出力時（−６０ｄＢ）、すなわち第２レンジの特性である。図７（ａ）、（ｂ）それぞれにおいて、（i）は、位相差Δφがゼロを、（ii）は位相差Δφを１１０ｎｓとしたときの特性を示す。

図７（ａ）に示すように無信号入力時では、位相差Δφをゼロとしたときが、ノイズレベルが最も低くなる。反対に、図７（ｂ）に示すように、小信号出力時では、非ゼロの位相差Δφを導入することにより、ノイズレベルを低く抑えることができる。第２レンジＲ２、第３レンジＲ３においてノイズレベルを最小とする最適な位相差Δφは、オーディオアンプ１００のチップレイアウトに応じて異なる。

図７（ａ）、（ｂ）から明らかなように、位相差Δφをオーディオ信号Ｓ１の信号レベルによらずに一定とした場合、ある信号レベルではノイズレベルは低くなるが、信号レベルが変化するとノイズレベルが大きくなる。

これに対して実施の形態に係るオーディオアンプ１００によれば、オーディオ信号Ｓ１の信号レベルに応じて、パルス幅変調器１１０が生成する第１パルス信号Ｓ２ｐ、第２パルス信号Ｓ２ｎの位相差Δφを設定可能とすることで、オーディオ信号Ｓ１の信号レベルにかかわらず、良好なノイズ特性を実現できる。

オーディオ信号Ｓ１のレベル変化にともない、位相差Δφを変化させるときには、以下の処理を行うことが望ましい。

位相調節器１２２は、第１Ｄ級アンプ１１６と第２Ｄ級アンプ１１８の出力Ｖｏ＋，Ｖｏ−が同一レベルをとる期間おいて、位相差Δφを変化させる。これにより位相差Δφを変化させることによるノイズを低減できる。

さらに位相調節器１２２は、第１Ｄ級アンプ１１６と第２Ｄ級アンプ１１８の出力Ｖｏ＋，Ｖｏ−が同一レベルをとる期間おいて、位相差Δφを、最小時間幅Δｔずつ変化させる。上述のように最小時間幅Δｔは、システムクロックＣＬＫの周期であってもよい。これにより、位相差Δφが急峻に変化するのを防止でき、ノイズをさらに抑制できる。

オーディオ信号Ｓ１のレベルを３つのレンジに分けることで、多くのアプリケーションにおいて、十分に良好なノイズ特性が実現でき、またレジスタ１２４も許容される現実的なサイズとなる。すなわちコストと性能を高いレベルで両立できる。

（用途）
続いて、オーディオアンプ１００の用途を説明する。オーディオアンプ１００は、マルチチャネルのオーディオ用集積回路（ＩＣ）１０に集積化され、電子機器１に搭載される。図８は、実施の形態に係るオーディオ用ＩＣ１０を備える電子機器１のブロック図である。ここではステレオ２チャンネルの場合を説明するが、５．１チャンネルなど、より多くのチャンネル数にも適用可能である。

オーディオ用ＩＣ１０は、複数のオーディオアンプ１００＿１〜１００＿２およびＤＳＰ１５０、オーディオインタフェース回路１５２を備え、ひとつの半導体基板に一体集積化された機能ＩＣである。複数のオーディオアンプ１００＿１〜１００＿２は、対応する電気音響変換素子２＿１〜２＿２を駆動する。

オーディオインタフェース回路１５２は、外部の音源６から、デジタルオーディオ信号Ｓ３を受ける。ＤＳＰ（デジタルサウンドプロセッサ）１５０は、オーディオアンプ１００＿１〜１００＿２の前段、すなわち各チャンネルのオーディオアンプ１００のパルス幅変調器１１０の前段に設けられる。

ＤＳＰ１５０は、音源６からのオーディオ信号Ｓ３をチャンネルごと信号に分解し、各チャンネルのオーディオ信号Ｓ１＿１〜Ｓ１＿２に対して、さまざまな信号処理を施し、後段のオーディオアンプ１００＿１、１００＿２それぞれのパルス幅変調器１１０に出力する。ＤＳＰ１５０による信号処理としては、イコライジング処理、低域強調処理、サラウンド処理、ステレオ変換、モノラル変換処理、周波数変換処理、レベル検出処理などが例示される。

オーディオ用ＩＣ１０において、各チャンネルＣＨｉ（ｉ＝１，２）のオーディオアンプ１００は個別に独立して、対応するチャンネルＣＨｉのオーディオ信号Ｓ１＿ｉの検出レベルに応じて、位相差Δφを調節可能に構成される。

以上がオーディオ用ＩＣ１０の構成である。このオーディオ用ＩＣ１０によれば、チャンネルごとに個別に位相差Δφを最適化することができるため、チャンネル間のクロストークを大幅に改善することができる。

図９（ａ）〜（ｃ）は、電子機器１の外観図である。図９（ａ）は電子機器１の一例であるディスプレイ装置６００である。ディスプレイ装置６００は、筐体６０２、スピーカ２を備える。オーディオ出力回路８は筐体に内蔵され、スピーカ２を駆動する。

図９（ｂ）は電子機器１の一例であるオーディオコンポ７００である。オーディオコンポ７００は、筐体７０２、スピーカ２を備える。オーディオ出力回路８は筐体７０２に内蔵され、スピーカ２を駆動する。

図９（ｃ）は電子機器１の一例である小型情報端末８００である。小型情報端末８００は、携帯電話、ＰＨＳ（Personal Handy-phone System）、ＰＤＡ（Personal Digital Assistant）、タブレットＰＣ（Personal Computer）、オーディオプレイヤなどである。小型情報端末８００は、筐体８０２、スピーカ２、ディスプレイ８０４を備える。オーディオ出力回路８は筐体８０２に内蔵され、スピーカ２を駆動する。

図９（ａ）〜（ｃ）に示すような電子機器にオーディオ出力回路８を用いることにより、高音質を実現できる。そのほか、オーディオ出力回路８は、インターホンなどのも利用可能である。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

（第１変形例）
実施の形態では、フィルタレス方式のＤ級アンプについて説明したが、本発明は差動方式のＤ級アンプにも適用可能である。

（第２変形例）
実施の形態では、レベル検出器１２０が、オーディオ信号Ｓ１のフルスケールを３つのレンジに分割する場合を説明したが、本発明はそれには限定されない。たとえばフルスケールを２つのレンジに分割してもよい。この場合、レジスタ１２４のサイズを小さくできる。

反対に回路面積に余裕がある場合には、Ｎ≧４としてもよい。この場合、細かいレンジごとにノイズレベルの低減を実現できる。

（第３変形例）
レジスタ１２４は、位相差Δφと検出レベルＳ_ＬＶを対応づける関数に関する情報を保持してもよい。たとえば、位相差Δφが、検出レベルＳ_ＬＶのｎ次の多項式で表されるとき、レジスタ１２４に、係数ａ_０…ａ_ｎを保持してもよい。
Δφ＝ａ_０＋ａ_１・Ｓ_ＬＶ＋ａ_２・Ｓ_ＬＶ ^２＋・・・＋ａ_ｎ・Ｓ_ＬＶ ^ｎ
なお、関数の形式は特に限定されず、三角関数や指数関数を用いてもよい。

（第４変形例）
実施の形態では、パルス幅変調器１１０がデジタル回路で構成される場合を説明したがパルス幅変調器１１０はアナログ回路で構成してもよい。この場合、図５の反転器１４０を反転アンプ、比較器１４６、１４８を電圧比較器、カウンタ１４２，１４４をオシレータとすればよい。そしてオシレータの位相を調節可能とすることで、パルス信号Ｓ２ｐ、Ｓ２ｎの位相差を調節できる。

（第５変形例）
実施の形態では、レジスタ１２４に外部のプロセッサから、位相差Δφを設定可能としたが、本発明はそれには限定されない。オーディオアンプ１００がＲＯＭ（Read Only Memory）を搭載する場合、ＲＯＭに位相差Δφに関する情報を格納しておいてもよい。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

１…電子機器、２…電気音響変換素子、４…ＣＰＵ、６…音源、８…オーディオ出力回路、１０…オーディオ用ＩＣ、２０…第１フィルタ、２２…第２フィルタ、Ｓ１…オーディオ信号、Ｓ２ｐ…第１パルス信号、Ｓ２ｎ…第２パルス信号、１００…オーディオアンプ、１０２…Ｈブリッジ回路、１１０…パルス幅変調器、１１２…第１ドライバ、１１４…第２ドライバ、１１６…第１Ｄ級アンプ、１１８…第２Ｄ級アンプ、１２０…レベル検出器、１２２…位相調節器、１２４…レジスタ、１２６…インタフェース回路、１４０…反転器、１４２…第１カウンタ、１４４…第２カウンタ、１４６…第１比較器、１４８…第２比較器、１５０…ＤＳＰ、１５２…オーディオインタフェース回路。

Claims (18)

1. 電気音響変換素子を駆動するオーディオアンプであって、
   前記電気音響変換素子の正極端子に接続される第１Ｄ級アンプと、前記電気音響変換素子の負極端子に接続される第２Ｄ級アンプと、を含むＨブリッジ回路と、
   オーディオ信号を受け、前記第１Ｄ級アンプおよび前記第２Ｄ級アンプそれぞれを駆動するための第１パルス信号および第２パルス信号を生成するとともに、前記第１パルス信号および前記第２パルス信号の位相差が調節可能に構成されたパルス幅変調器と、
   前記第１パルス信号に応じて前記第１Ｄ級アンプを駆動する第１ドライバと、
   前記第２パルス信号に応じて前記第２Ｄ級アンプを駆動する第２ドライバと、
   前記オーディオ信号のレベルを検出するレベル検出器と、
   前記レベル検出器の検出結果にもとづいて、前記パルス幅変調器における前記第１パルス信号と前記第２パルス信号の位相差を設定する位相調節器と、
   を備え、
   前記レベル検出器は、前記オーディオ信号のフルスケールを複数Ｎ個（Ｎは２以上の整数）のレンジに分割し、前記オーディオ信号がいずれのレンジに含まれるか判定し、
   前記位相調節器は、前記オーディオ信号が最も小さいレンジに含まれるときに、前記位相差をゼロとすることを特徴とするオーディオアンプ。
2. 前記パルス幅変調器は、デジタル回路で構成され、
   所定の周期で変化する第１キャリア信号を生成する第１カウンタと、
   前記所定の周期で変化する第２キャリア信号を生成する第２カウンタと、
   を含み、前記第１キャリア信号と前記第２キャリア信号にもとづいて、前記第１パルス信号および前記第２パルス信号を生成するよう構成され、
   前記第１キャリア信号と前記第２キャリア信号の位相差が調節可能であることを特徴とする請求項１に記載のオーディオアンプ。
3. 外部から書き換え可能であり、前記レベル検出器の検出結果と前記位相差の対応関係を保持するレジスタをさらに備えることを特徴とする請求項１または２に記載のオーディオアンプ。
4. Ｎ＝２または３であることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のオーディオアンプ。
5. 前記位相調節器は、前記第１パルス信号および前記第２パルス信号が同一レベルをとる期間おいて、前記位相差を変化させることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のオーディオアンプ。
6. 前記位相調節器は、前記第１パルス信号および前記第２パルス信号が同一レベルをとる期間ごとに、前記位相差を所定時間幅ずつステップ状に変化させることを特徴とする請求項５に記載のオーディオアンプ。
7. 前記所定時間幅は、前記第１パルス信号および前記第２パルス信号のパルス幅の分解能であることを特徴とする請求項６に記載のオーディオアンプ。
8. 電気音響変換素子を駆動するオーディオアンプであって、
   前記電気音響変換素子の正極端子に接続される第１Ｄ級アンプと、前記電気音響変換素子の負極端子に接続される第２Ｄ級アンプと、を含むＨブリッジ回路と、
   オーディオ信号を受け、前記第１Ｄ級アンプおよび前記第２Ｄ級アンプそれぞれを駆動するための第１パルス信号および第２パルス信号を生成するとともに、前記第１パルス信号および前記第２パルス信号の位相差が調節可能に構成されたパルス幅変調器と、
   前記第１パルス信号に応じて前記第１Ｄ級アンプを駆動する第１ドライバと、
   前記第２パルス信号に応じて前記第２Ｄ級アンプを駆動する第２ドライバと、
   前記オーディオ信号のレベルを検出するレベル検出器と、
   前記レベル検出器の検出結果にもとづいて、前記パルス幅変調器における前記第１パルス信号と前記第２パルス信号の位相差を設定する位相調節器と、
   を備え、
   前記位相調節器は、前記第１パルス信号および前記第２パルス信号が同一レベルをとる期間おいて、前記位相差を変化させることを特徴とするオーディオアンプ。
9. 前記位相調節器は、前記第１パルス信号および前記第２パルス信号が同一レベルをとる期間ごとに、前記位相差を所定時間幅ずつステップ状に変化させることを特徴とする請求項８に記載のオーディオアンプ。
10. 前記所定時間幅は、前記第１パルス信号および前記第２パルス信号のパルス幅の分解能であることを特徴とする請求項９に記載のオーディオアンプ。
11. 前記パルス幅変調器は、アナログ回路で構成されることを特徴とする請求項１に記載のオーディオアンプ。
12. ひとつの半導体基板に一体集積化されることを特徴とする請求項１から１１のいずれかに記載のオーディオアンプ。
13. 複数の電気音響変換素子を駆動するマルチチャネルのオーディオ用集積回路であり、
    前記複数の電気音響変換素子に対応づけられた複数の請求項１から１２のいずれかに記載のオーディオアンプを備え、
    各チャンネルのオーディオアンプは個別に、対応するチャンネルのオーディオ信号のレベルに応じて、位相差を調節可能に構成されることを特徴とするオーディオ用集積回路。
14. 前記パルス幅変調器の前段に設けられ、前記オーディオ信号に対して、イコライジング処理、低域強調処理、サラウンド処理、ステレオ変換、モノラル変換処理、周波数変換処理、レベル検出処理の少なくともひとつを実行可能に構成されたデジタルサウンドプロセッサをさらに備えることを特徴とする請求項１３に記載のオーディオ用集積回路。
15. 電気音響変換素子と、
    前記電気音響変換素子を駆動する請求項１から１２のいずれかに記載のオーディオアンプと、
    前記電気音響変換素子の正極端子と前記オーディオアンプの前記第１Ｄ級アンプの間に設けられた第１フィルタと、
    前記電気音響変換素子の負極端子と前記オーディオアンプの前記第２Ｄ級アンプの間に設けられた第２フィルタと、
    を備えることを特徴とするオーディオ出力回路。
16. 請求項１５に記載のオーディオ出力回路と、
    オーディオデータを生成する音源と、
    を備えることを特徴とする電子機器。
17. 電気音響変換素子を駆動するためにオーディオ信号を増幅する方法であって、
    前記電気音響変換素子の正極端子に接続される第１Ｄ級アンプと、前記電気音響変換素子の負極端子に接続される第２Ｄ級アンプと、を含むＨブリッジ回路を設けるステップと、
    オーディオ信号にもとづき、前記第１Ｄ級アンプおよび前記第２Ｄ級アンプそれぞれを駆動するための第１パルス信号および第２パルス信号を生成するステップと、
    前記第１パルス信号に応じて前記第１Ｄ級アンプを駆動し、前記第２パルス信号に応じて前記第２Ｄ級アンプを駆動するステップと、
    前記オーディオ信号のフルスケールを複数Ｎ個（Ｎは２以上の整数）のレンジに分割し、前記オーディオ信号がいずれのレンジに含まれるか判定するステップと、
    前記オーディオ信号が最も小さいレンジに含まれるときに、前記第１パルス信号と前記第２パルス信号の位相差をゼロとするステップと、
    を備えることを特徴とする増幅方法。
18. 電気音響変換素子を駆動するためにオーディオ信号を増幅する方法であって、
    前記電気音響変換素子の正極端子に接続される第１Ｄ級アンプと、前記電気音響変換素子の負極端子に接続される第２Ｄ級アンプと、を含むＨブリッジ回路を設けるステップと、
    オーディオ信号にもとづき、前記第１Ｄ級アンプおよび前記第２Ｄ級アンプそれぞれを駆動するための第１パルス信号および第２パルス信号を生成するステップと、
    前記第１パルス信号に応じて前記第１Ｄ級アンプを駆動し、前記第２パルス信号に応じて前記第２Ｄ級アンプを駆動するステップと、
    前記オーディオ信号のレベルを検出するステップと、
    前記第１パルス信号および前記第２パルス信号が同一レベルをとる期間おいて、前記第１パルス信号と前記第２パルス信号の位相差を変化させるステップと、
    を備えることを特徴とする増幅方法。

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