JP5612107B2 - スイッチング増幅器のためのパルス幅変調 - Google Patents

Description

本発明の主題は、一般に、スイッチング増幅器のためのパルス幅変調に関し、詳細には、Ｄ級増幅器のためのパルス幅変調に関する。

通常、通信機器、例えば無線携帯電話などは、通信サブシステムとオーディオサブシステムとを含む。通信サブシステムは、発振器に動作可能に結合された送受信機を含み、オーディオサブシステムは、スイッチング増幅器といった音声増幅器と変調部とを含む。従来方式では、変調部は、パルス幅変調（ＰＷＭ）などのデューティサイクル変調方式で動作して、入力信号、例えば音声信号や音楽信号などの１つまたは複数のＰＷＭ波形を提供する。スイッチング増幅器は、変調部からＰＷＭ波形を受け取り、それらを増幅する。さらに、スイッチング増幅器は、スピーカなどの負荷を駆動するために増幅されたＰＷＭ波形を提供する。

一般に、通信サブシステムは、双方のサブシステムを異なるチップ上に組み立てることにより、オーディオサブシステムから分離されている。しかし、コスト、サイズ、性能、電力といった側面は、通信機器、特に携帯電話をますます特徴付けるようになってきている。これらの側面が実現可能であるのは、高度な統合が可能な場合に限られる。したがって、少数の外部構成部品を伴う３チップまたは２チップの解決手法を用いるのではなく、通信サブシステムとオーディオサブシステムとを単一のチップ上に統合するための取り組みが行われている。

送受信機と発振器とを、スイッチング増幅器と一緒に単一のチップ上に統合することは、Ｄ級増幅器などのスイッチング増幅器により発振器に導入される注入同期または周波数引き込みと呼ばれる現象が原因で、特に難しい。通常、Ｄ級増幅器は、電力効率が高くワット損が低いために、オーディオ用途において使用される。動作時に、Ｄ級増幅器は、変調された波形を、高スイッチング速度で飽和モードとカットオフモードとに駆動し、高速で動く遷移エッジ（ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ ｅｄｇｅ）を有する矩形波形を出力として生成する。そのような高スイッチングは、時間変化する干渉ループを作り出す。これらの干渉ループは、相互誘導結合により発振器の動作周波数を変動させる。この現象を周波数引き込みという。また周波数引き込みは、送受信機が発振器の物理的近傍にある場合には、２チップおよび３チップの解決手法においても生じ得る。

発振器における周波数引き込みが原因で、発振器は送受信機に近接するスパー（spur）を導入し、送受信機は近接する干渉チャネルを所望のチャネルと一緒に復調する可能性がある。また、近接するスパーが、所望の周波数帯域に加えて、近接する周波数帯域におけるスプリアス信号も送信し、よって、データ伝送の様々な規格に違反する可能性もある。

本概要は、以下の詳細な説明でさらに説明する、スイッチング増幅器のためのパルス幅変調方式に関連した概念を紹介するために提供されるものである。本概要は、特許請求される主題の本質的特徴を特定するためのものではなく、特許請求される主題の範囲を決定し、または限定するのに使用するためのものでもない。

スイッチング増幅器のためのパルス幅変調を実施する装置を説明する。一実施形態において、装置は、サンプリング信号を生成するためのサンプリング信号生成器を含む。サンプリング信号生成器は変調部に動作可能に結合されている。変調部は、サンプリング信号と差動入力信号とに基づいて、少なくとも１つの差動パルス幅変調波形が、差動入力信号のすべての値において、所定の非ゼロの最小パルス幅と等しいデューティサイクルを有するように差動パルス幅変調波形を生成する。

詳細な説明は添付の図を参照して行う。図において、参照番号の左端の桁は、当該参照番号が最初に表示される図を識別する。図面全体を通して類似の特徴および構成要素を参照するのに同じ番号を使用する。例示を簡潔、明確にするために、各図の要素は必ずしも縮尺通りであるとは限らない。

本発明の主題の一実施形態による、例示的変調部を有する通信機器を示す図である。 本発明の主題の一実施形態による、スイッチング増幅器と例示的変調部とを有する通信機器の例示的オーディオサブシステムを示す図である。 本発明の主題の一実施形態による、入力信号と、変調部を使用した入力信号のパルス幅変調とを示す例示的タイミング図である。 本発明の主題の一実施形態による、例示的発振抑圧変調方式（Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ Ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｓｃｈｅｍｅ）を使用して入力信号を変調するための例示的方法を示す図である。

開示の主題は、スイッチング増幅器のためのパルス幅変調（ＰＷＭ）に関するものである。特に、この主題は、Ｄ級増幅器によって作り出される時間変化する干渉ループに起因する電圧制御発振器（ＶＣＯ）における周波数引き込みを低減するための装置および方法に関するものである。

従来の通信機器において、通信サブシステムは、双方のサブシステムを異なるチップ上に組み立てることにより、オーディオサブシステムから分離されている。２つのサブシステムを分離することにより、例えば無線周波数でデータをやりとりしている間などの悪影響が最小限に抑えられる。しかし、分離が不十分だと、送受信機の送信もしくは受信モード、またはその両方における近接チャネル保護が低下する可能性もある。統合のため、および、コストと面積／空間の利点を高めるためには、通信サブシステムとオーディオサブシステムとを単一チップ上に統合することも望ましい。しかし、そのような事例ではオーディオサブシステムと通信サブシステムとが近接するために、２つのサブシステム間の相互誘導結合が従来の発振器の発振周波数をゆがめる可能性がある。そのようなゆがみ現象を、周波数引き込み、注入同期または注入引き込みという。

典型的なオーディオサブシステムは、変調部と、スピーカなどの周辺機器に通信可能に結合されたスイッチング増幅器とを含む。従来の変調部は、差動パルス幅変調（ＤＰＷＭ）と呼ばれる方式で動作する。ＤＰＷＭでは、入力信号Ｖｉｎは、差動入力信号、すなわち、第１の差動入力信号Ｖｉｎ＿ｐと第２の差動入力信号Ｖｉｎ＿ｎとして印加される。Ｖｉｎ＿ｐおよびＶｉｎ＿ｎは、従来の変調部の２つに入力端子において提供される。

従来の変調部は比較器を含み、比較器は、Ｖｉｎ＿ｐとＶｉｎ＿ｎとを、それぞれ、例えば三角波形などを有するサンプリング信号と比較する。比較に基づき、比較器は、従来の変調部の２つの入力端子に対応する２つの出力端子においてデューティサイクルすなわちパルス幅変調（ＰＷＭ）波形を発生させる。値０のＶｉｎ＿ｐと値０のＶｉｎ＿ｎでは、出力端子において５０％のデューティサイクルのＰＷＭ波形が発生する。正の差動入力信号Ｖｉｎでは、Ｖｉｎ＿ｐに対応するＰＷＭ波形のデューティサイクルがＶｉｎ＿ｐの振幅に比例して増加し、Ｖｉｎ＿ｎに対応するＰＷＭ波形のデューティサイクルが比例して減少する。したがって、変調部の２つの出力端子にわたってで計１００％のデューティサイクルのＰＷＭ波形が維持される。

結果として得られる変調部からのＰＷＭ波形はスイッチング増幅器へ供給され、出力信号として高速スイッチング方形波を発生する。スイッチング増幅器は、例えば、フルブリッジ構成として構成されたトランジスタを有するＤ級増幅器を使用して実現することができる。ｎチャネルＭＯＳＦＥＴやｐチャネルＭＯＳＦＥＴといったトランジスタは、ＰＷＭ波形を電源電圧と接地電圧との間で交互に切り換えることにより電流ステアリングスイッチとして動作する。

前述のように、スイッチング増幅器からの出力信号は高速スイッチング方形波である。そのような電源電圧と接地電圧との切り換えは時間変化する干渉ループを作り出し、時間変化する干渉ループは、非線形、または、電圧依存コンデンサおよびインダクタを有する回路として振る舞う。また従来の通信機器には、ＬＣタンクＶＣＯといった発振器も含まれる。Ｄ級増幅器などのスイッチング増幅器は、従来のオーディオサブシステムの不可欠な部品である。Ｄ級増幅器に対するＬＣタンクＶＣＯの近接性により、Ｄ級増幅器によって作り出される時間変化する干渉回路は、ＬＣタンクＶＣＯに結合される。ＬＣタンクＶＣＯなどの発振器とＤ級増幅器の干渉回路との間の相互誘導結合は、既定のインダクタンス値Ｌ_１から実効インダクタンス値Ｌ_１’へのＬＣタンクＶＣＯのインダクタンスのシフトをもたらす。同様に、ＬＣタンクＶＣＯのキャパシタンスも、既定のキャパシタンス値Ｃ_１から実効キャパシタンス値Ｃ_１’へシフトし得る。また、インダクタンスＬ_１’およびＣ_１’の実効値もやはり、Ｄ級増幅器によって作り出される干渉回路が時間変化するため時間変化する。Ｌ_１および／またはＣ_１のシフトは、ＬＣタンクＶＣＯに、その発振周波数ｆ以外の周波数ｆ’におけるスプリアス成分も発生させる。これを注入同期、または周波数引き込み、または注入引き込みという。数学的には、前述の関係は次式で表すことができる。

式中、

である。

Ｄ級増幅器の干渉回路とＬＣタンクＶＣＯとの相互誘導結合の影響下での周波数引き込みは、ＬＣタンクＶＣＯの出力においてスパーを導入する。そのようなスパーは、所望のチャネルに加え、近接するより強い干渉チャネルも復調する可能性、あるいは、所望の周波数帯域に加えて近接する周波数帯域においてもスパーを送信する可能性があり、よって、通信機器の通信サブシステムの動作が依拠する様々な規格に違反する可能性がある。

注入同期は、Ｄ級増幅器がアイドル状態にあり、ＬＣタンクＶＣＯおよび送受信機が動作し続ける必要があるときに、特に著しい。アイドル状態は、値０のＶｉｎ＿ｐおよび値０のＶｉｎ＿ｎが差動入力信号としてオーディオサブシステムに提供されるときの状態として定義することができる。本発明の主題の一実施態様におけるアイドリング状態の一例として、一方の人が話しており、相手側からの音声が来ない長い期間が生じる電話通話を考える。アイドリング状態の別の例は、オーディオサブシステムの電源がオンにされているにもかかわらず、オーディオサブシステムの入力において値０のＶｉｎが印加されるときである。

Ｄ級増幅器がアイドル状態であるために、従来のＤＰＷＭ方式を使用する変調部の出力において５０％のデューティサイクルのＰＷＭ波形が発生する。したがって、Ｄ級増幅器は、電源電圧と接地電圧の２つのレベルの間で切り換わり、よってこの場合もやはり干渉回路とその周波数引き込みが発生することになる。さらに、Ｄ級増幅器がアイドル状態でないときでさえも、干渉ループの総数が大きく、そのため、非アイドリング状態においても実質的な周波数引き込みを発生させる。

単極パルス幅変調と呼ばれる別の従来方式のＰＷＭは、Ｖｉｎ＿ｐまたはＶｉｎ＿ｎのどちらかを提供することにより周波数引き込み現象に対処する。値０の入力信号Ｖｉｎでは、変調部は０デューティサイクルのＰＷＭ波形を生成し、それによって発振器における周波数引き込みを排除する。正のＶｉｎでは、Ｖｉｎ＿ｐに対応する出力端子において対応するＰＷＭ波形が発生し、Ｖｉｎ＿ｎに対応する出力端子において０デューティサイクルを有するＰＷＭ波形が発生する。よって、非０の入力信号でも、引き込みの低減が達成される。等価な平均差動出力は、そのような場合、従来のＤＰＷＭと同じである。

しかし、単極パルス幅変調方式における周波数引き込みの低減は、非常に低い振幅の入力信号でのデータ損失という代償により実現される。というのは、これらの信号では非常に狭いパルス幅のＰＷＭ波形が得られるからである。そのような狭いＰＷＭ波形は、変調部に続いて、例えばＤ級増幅器などのドライバ回路または後処理段を使用して処理するのが難しい。よって、そのような方式は、Ｄ級増幅器の性能が損なわれる可能性があるため、普通、周波数引き込みの抑圧には使用されない。

ここでは、増幅器性能に最小限の影響しか及ぼさず、または全く影響を及ぼさずに発振器における周波数引き込みを大幅に低減する、スイッチング増幅器のためのＰＷＭ方式を説明する。説明するＰＷＭ方式は、通信機器のオーディオサブシステムにおいて実施することができる。開示のパルス幅変調方式を実施することのできる装置には、それだけに限らないが、携帯電話、ヘッドホン、イヤホン、携帯情報端末（ＰＤＡ）、スピーカ、コンピュータ、および通信機器一般が含まれる。一実施形態において、オーディオサブシステムは、サンプリング信号生成器、変調部、およびスイッチング増幅器を含む。

サンプリング信号生成器は、ベース振幅が所定の非０の最小シフト値の分だけ同相モード信号（ｃｏｍｍｏｎ ｍｏｄｅ ｓｉｇｎａｌ）を下回るようなサンプリング信号を提供する。一実施態様において、ベース振幅は、サンプリング信号の最低振幅である。変調部は、サンプリング信号と一緒に、差動形式の入力信号Ｖｉｎを受け取るように適合されている。変調部は、差動入力信号をサンプリング信号と比較するための１組の比較器を備える。変調部の別の比較器は、所定の非ゼロの最小パルス幅に等しいデューティサイクルを有する波形を生成する。変調部内の組み合わせ論理部が比較器からの出力を組み合わせ、結果をスイッチング増幅器への入力として供給する。さらに、スイッチング増幅器は、スピーカなどの負荷を差動的に駆動する。

以下で例示的システム、方法、および様々な実施形態と併せて論じるように、例示的変調部によって生成されるＰＷＭ波形は、後処理段の性能に影響を及ぼすことなく、当分野で公知のその他の差動パルス幅変調方式から得られるパルス幅より実質的に小さいパルス幅を有する。これにより、スイッチング増幅器のアイドリング状態と非アイドリング状態の両方について発振器における周波数引き込みが実質的に低減される。

例示的システム
図１に例示的変調部１０２を有する通信機器１００を示す。通信機器１００は、（１つまたは複数の）プロセッサ１０４、メモリ１０６、（１つまたは複数の）インターフェース１０８、（１つまたは複数の）その他のモジュール１１０、通信サブシステム１１２およびオーディオサブシステム１１４を含む。通信サブシステム１１２は、発振器１１８を有する送受信機１１６を含み、オーディオサブシステム１１４は、スイッチング増幅器１２０および変調部１０２を含む。スイッチング増幅器１２０は、変調部１０２により変調された入力信号（Ｖｉｎ）を受け取る。一般に、Ｖｉｎは、変調部１０２により外部ソースから受け取られ得る。例えば、Ｖｉｎは、無線携帯電話から、またはラップトップコンピュータからの音声信号であってもよい。

一実施態様において、Ｖｉｎは、差動入力、すなわち、第１の差動入力信号Ｖｉｎ＿ｐと第２の差動入力信号Ｖｉｎ＿ｎとして印加される。本明細書では通信機器１００の動作を、いくつかの例または図を参照して説明する。これらの例はいかなる点においても限定として解釈されるべきではない。後続の説明において、通信機器１００は無線携帯電話である。しかし、以下の説明は、通信サブシステムとオーディオサブシステムが物理的に近接している任意の通信機器に適用され、一般に、スイッチング増幅器が通信機器の発振器において周波数引き込みを発生する可能性のある任意の機器に適用されることが理解されるであろう。

（１つまたは複数の）プロセッサ１０４は、単一の処理装置またはいくつかの処理装置とすることができ、それらすべてが複数の計算処理部を含んでいてもよい。（１つまたは複数の）プロセッサ１０４は、１つまたは複数のマイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、マイクロコントローラ、ディジタル信号プロセッサ、中央処理装置、状態機械、論理回路、および／または動作命令に基づいて入力信号を操作する任意の装置として実施され得る。機能の中でも特に、（１つまたは複数の）プロセッサは、メモリ１０６に記憶されたコンピュータ可読命令を取り出し、実行するように構成されている。メモリ１０６には、例えば、ＳＲＡＭやＤＲＡＭといった揮発性メモリおよび／またはＥＰＲＯＭやフラッシュメモリといった不揮発性メモリなどを含む当分野で公知の任意のコンピュータ可読媒体が含まれ得る。

（１つまたは複数の）インターフェース１０８には、様々なソフトウェアおよびハードウェアインターフェース、例えば、オーディオ入力／出力機器のためのインターフェースといった（１つまたは複数の）周辺機器のためのインターフェース、無線周波数（ＲＦ）インターフェース、ＵＳＢポートなどが含まれ得る。スピーカなどの（１つまたは複数の）周辺機器１２２は、通信機器１００の様々なサブシステム間のやりとりを円滑に行わせるために（１つまたは複数の）インターフェース１０８を介して様々なサブシステムに動作可能に結合されている。図１において、（１つまたは複数の）周辺機器１２２は、スイッチング増幅器１２０の外部に示されている。しかし、（１つまたは複数の）周辺機器１２２は、図２に示すように、オーディオサブシステム１１４と統合することもできることに留意すべきである。（１つまたは複数の）その他のモジュール１１０には、通信機器１００によって実行されるアプリケーションまたは機能を補足する、電力管理モジュール、表示モジュールなどといったプログラムおよびモジュールを含むことができる。

通信サブシステム１１２は、電力増幅器（図には示されていない）といった他の構成要素に加えて、送受信機１１６および発振器１１８を含む。一実施形態において、送受信機１１６は無線周波数（ＲＦ送受信機）であり、発振器１１８は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）といったＲＦ発振器である。ＶＣＯは、コンデンサと直列または並列のインダクタを有する共振タンクとして実施されてもよい。以下ではそのようなＶＣＯを同義でＬＣタンクＶＣＯと呼ぶこともある。

動作に際して、送受信機１１６は、基地局からベースバンド情報信号を受信し、ベースバンド情報信号にＲＦ搬送波信号を加えることによりベースバンド情報信号を変調する。一実施態様において、ベースバンド情報信号の変調は、特定の無線通信規格に従うものである。そのようなＲＦ変調は結果としてＲＦ信号を生成する。送受信機１１６は、ＲＦ信号からＲＦ搬送波周波数を除去し、結果として得られる信号を復調して送信されたデータを回復する。一実施態様において、送受信機１１６は、結果として得られる信号を、変調に利用された無線通信規格に従って復調する。

オーディオサブシステム１１４は、スイッチング増幅器１２０と変調部１０２とを含む。変調部１０２は、サンプリング信号と差動入力信号、Ｖｉｎ＿ｐおよびＶｉｎ＿ｎを受け取る。加えて、変調部１０２は、Ｖｉｎ＿ｐ、Ｖｉｎ＿ｎおよびサンプリング信号に基づいて差動パルス幅変調（ＰＷＭ）波形を提供するための比較部と論理部を有していてもよい。スイッチング増幅器１２０は、変調部１０２からＰＷＭ波形を受け取るフルブリッジ構成において、Ｄ級増幅器として実施され得る。さらに、スイッチング増幅器は、スピーカなどの周辺機器１２２を差動的に駆動する。

一実施形態において、スイッチング増幅器１２０のアイドリング状態、すなわち、値０のＶｉｎ＿ｎおよびＶｉｎ＿ｐが提供されるときには、変調部１０２からの対応するＰＷＭ波形は、所定の非０の最小パルス幅（同義でｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅともいう）に等しいデューティサイクルを有する。ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅによって決定されるデューティサイクルを有するＰＷＭ波形をｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形と呼ぶ。上記実施形態において、スイッチング増幅器１２０の非アイドリング状態では、変調部１０２は、Ｖｉｎ＿ｎとＶｉｎ＿ｐの両方に対応する差動ＰＷＭ波形を生成する。

正の入力信号Ｖｉｎでは、Ｖｉｎ＿ｐは同相モード信号を上回り、変調部１０２からの対応する出力波形は、所定の非ゼロの最小パルス幅より高いデューティサイクルを有する第１のＰＷＭ波形であり、他方、Ｖｉｎ＿ｎは同相モード信号を下回り、対応する出力波形は、引き続き所定の非ゼロの最小パルス幅に等しいデューティサイクルを有する第２のＰＷＭ波形である。

あるいは、負の入力信号Ｖｉｎでは、Ｖｉｎ＿ｎは同相モード信号を上回り、第２のＰＷＭ波形はｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形のデューティサイクルより高いデューティサイクルを有し、他方、Ｖｉｎ＿ｐの第１のＰＷＭ波形は、引き続き所定の非ゼロの最小パルス幅に等しいデューティサイクルを有する。よって、変調部１０２の動作中には常時、ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形が、差動入力信号Ｖｉｎ＿ｎおよびＶｉｎ＿ｐに対応する２つの出力のうちの少なくとも１つで得られる。スイッチング増幅器１２０のアイドリング状態、ほぼアイドリング状態、および非アイドリング状態での発振器における周波数引き込みを低減するためのそのような例示的変調方式を、発振器引き込み抑圧変調方式（ＯＳＭＳ：Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ−ｐｕｌｌｉｎｇ Ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｓｃｈｅｍｅ）と呼ぶ。

一実施態様において、ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅは、変調部１０２の後に続く、スイッチング増幅器１２０といったドライバ回路または後処理段の帯域幅に基づいて決定される。例えば、帯域幅の低い後処理段では大きいｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅが必要とされ得る。ＯＳＭＳの平均差動出力は、従来のＤＰＷＭおよび従来の単極変調方式の平均差動出力と同様である。しかし、アイドリング状態では非常に低い周波数引き込みが実現され、非アイドリング状態では従来の差動ＰＷＭ方式と比べて大幅に低い引き込みが実現される。また、非常に小さい値の入力信号、または、ほぼアイドリング状態についても、データの損失なしでより低い引き込みが観測される。したがって、単極パルス幅変調方式とは異なり、ＯＳＭＳは、通信機器１００の性能が損なわれないことを保証する。変調部１０２の実施態様は図２に詳細に示されている。

図２に、スイッチング増幅器１２０と、一実施形態によるＯＳＭＳを使用して発振器１１８における周波数引き込みを低減するための例示的変調部１０２とを有する例示的オーディオサブシステム１１４を示す。

上記実施形態において、オーディオサブシステム１１４は、変調部１０２と、スイッチング増幅器１２０と、サンプリング信号生成器２０２とを含む。サンプリング信号生成器２０２は、ランプ波形を有するサンプリング信号を提供するために方形波形を積分する積分器とすることもでき、一般に、任意の自励発振ランプ波発生器とすることができる。スイッチング増幅器１２０は、スピーカなどの（１つまたは複数の）周辺機器１２２のためのスイッチング増幅器またはドライバ回路である。スイッチング増幅器はフルブリッジ構成のＤ級増幅器として実施することができ、このフルブリッジ構成のＤ級増幅器は、２つのハーフブリッジ段、すなわち例えば、スピーカ１２２を差動的に駆動するためのスイッチング増幅器１２０−１とスイッチング増幅器１２０−２とをそれぞれ有する。

スイッチング増幅器１２０のフルブリッジ構成は、スピーカ１２２を通る伝導路を交番（alternate）させることによって動作する。スイッチング増幅器１２０は、電源電圧Ｖ_ＤＤ２０４と接地電圧２０６によって定義される２つのレベルの間で出力を切り換え、それによって、変調部１０２から受け取られるＰＷＭ波形を増幅する。オーディオサブシステム１２０から得られるそのような増幅された波形は、サンプリング信号２０８を除去し、入力信号Ｖｉｎを回復するために低域通過フィルタ（図には示されていない）に供給され得る。結果として得られる増幅音声信号は（１つまたは複数の）周辺機器１２２を駆動する。また、低域フィルタが除外されているフィルタレスＤ級増幅器回路も使用することができる。というのは、スピーカも人間の耳も事実上誘導的であり、スイッチング増幅器１２０から受け取られる増幅音声信号を再構築することができる能力を有するからである。

従来方式では、サンプリング信号生成器は、同相モード信号を中心とするランプ波形といったサンプリング信号を生成する。しかし、上記の実施形態では、サンプリング信号２０８は、同相モード信号２１２を中心としないランプ波形２１０またはのこぎり波形を有し得る。一実施態様において、サンプリング信号生成器２０２は、サンプリング信号２０８のベース振幅が、以下でｍｉｎ＿ｓｈｉｆｔと呼ぶ所定の非０の最小シフト値に等しい値だけ同相モード信号２１２よりも低くなるように、サンプリング信号２０８を生成する。ベース振幅は、サンプリング信号２０８の最低振幅とみなされ、以下では最低振幅と同義で使用する。

同相モード信号２１２を中心とする従来のサンプリング信号からサンプリング信号２０８を生成するために、従来のサンプリング信号は、反転されたサンプリング信号が従来のサンプリング信号の少なくとも２倍の周波数を有するように、反転される。さらに、反転されたサンプリング信号は、ｍｉｎ＿ｓｈｉｆｔ値に等しい量だけ同相モード信号２１２より下にシフトされ、よって、サンプリング信号２０８が生じる。サンプリング信号２０８は、従来のサンプリング信号から出発せずに直接生成されてもよいことが理解されるであろう。

動作に際して、サンプリング信号２０８を同相モード信号２１２と比較すると、所定の最小パルス幅またはｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅと等しいデューティサイクルを有する波形が得られる。この波形はｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４とも呼ばれる。一実施態様において、ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅは、サンプリング信号２０８の周波数と、スイッチング増幅器１２０などの変調部１０２の後に続くドライバ回路／後処理段の帯域幅とに基づいて決定される。スイッチング増幅器１２０が高速で切り換わり、スイッチング増幅器１２０の帯域幅が十分に大きい場合には、十分に小さい値のｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅが選択される。同様に、スイッチング増幅器１２０が低速で切り換わり、スイッチング増幅器１２０の帯域幅が十分に大きい場合には、十分に大きい値のｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅが選択される。実際、選択されるｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅは、従来の単極変調方式の欠点であったデータの損失を発生させずに、相当低い振幅のＶｉｎを処理するのに十分なものである。

一実施態様において、ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅの値は、ランプ波形２１０の非０のパーセンテージであり、後処理段の推定される帯域幅に基づいて設計時に事前設定される。例えば、後処理段が例えば１５ＭＨｚの帯域幅を有する場合には、後処理段は１００ｎｓもの細さの変調Ｖｉｎ信号を処理し得る。したがって、約５００Ｋｈｚの周波数を有するサンプリング信号２０８では、５％のｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅが選択され得る。この例は、本発明の主題の一実施態様を例示するために示すものであり、本発明の主題の範囲を限定するものと解釈されるべきではない。当業者には、ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅを決定するための帯域幅、周波数および値の多くの組み合わせがわかることは自明である。

さらに、サンプリング信号２０８のｍｉｎ＿ｓｈｉｆｔは、ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４のデューティサイクルに基づいて決定される。例えば、ｍｉｎ＿ｓｈｉｆｔは、ランプ波形２１０の傾きと所定の非０の最小パルス幅またはｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅとの積を取ることによって計算することができる。このようにして、同相モード信号２１２の上に乗るサンプリング信号２０８が生成され、変調部１０２に提供される。

上記実施形態では、変調部１０２は、比較部２１６と論理部２１８とをさらに含む。比較部２１６は、比較器２１６−１、比較器２１６−２、比較器２１６−３といった複数の比較器を含む。比較器は、一例では、演算増幅器を使用して実施される。比較部２１６は、Ｖｉｎとサンプリング信号２０８、およびサンプリング信号２０８と同相モード信号２１２との比較から得られる比較器波形を提供する。比較器２１６−１は第１の比較器波形２１７−１を生成し、比較器２１６−２は第２の比較器波形２１７−２を生成し、比較器２１６−３はｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４を生成する。論理部２１８は、ＯＲゲート、ＮＯＲゲートなどといった１つまたは複数の論理ゲートを有する。例えば、ＯＲ２１８−１およびＯＲ２１８−２が、比較部２１６から受け取られる比較器波形２１７−１／２１７−２とｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４とを組み合わせるために使用されてもよい。論理部２１８は、入力信号Ｖｉｎに対応して、スイッチング増幅器１２０への少なくとも１つの入力がｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４を受け取ることを保証する。

一実施形態において、変調部１０２は、図に差動入力信号として示されている入力信号Ｖｉｎ２２０、すなわち、Ｖｉｎ＿ｐ２２０−１およびＶｉｎ＿ｎ２２０−２を受け取るように構成されている。第１の差動入力信号Ｖｉｎ＿ｐ２２０−１および第２の差動入力信号Ｖｉｎ＿ｎ２２０−２は、変調部１０２の２つの入力端子において印加される。受け取ったＶｉｎ＿ｐ２２０−１およびＶｉｎ＿ｎ２２０−２に基づいて、変調部１０２は、出力ピンＯＵＴＰ２２２−１およびＯＵＴＮ２２２−２において、それぞれ、差動パルス幅変調（ＰＷＭ）波形を提供する。

このために、同相モード信号２１２の上に乗っているランプ波形２１０を有するサンプリング信号２０８は、比較器２１６−１の第１の反転入力において印加され、また、比較器２１４−２の第１の反転入力にも印加される。比較器２１６−１の第２の非反転入力はＶｉｎ＿ｐ２２０−１を受け取り、比較器２１６−２の第２の非反転入力はＶｉｎ＿ｎ２２０−２を受け取る。またサンプリング信号２０８は、比較器２１６−３の第１の反転入力にも供給される。比較器２１６−３の第２の非反転入力は同相モード信号２１２を基準信号として受け取り、ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅに等しいデューティサイクルを有するＰＷＭ波形、すなわちｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４を生成する。ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４は、ＯＲ２１８−１への第２の入力およびＯＲ２１８−２への第２の入力として論理部２１８に供給される。

ＯＲ２１８−１の第１の入力は第１の比較器波形２１７−１を受け取る。同様に、第２の比較器波形２１７−２はＯＲ２１８−２の第１の入力として供給される。論理部２１８は、出力ＰＷＭ波形、すなわち、第１の比較器波形２１７−１および第２の比較器波形２１７−２と、ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４とに対応する第１のＰＷＭ波形および第２のＰＷＭ波形を生成する。第１のＰＷＭ波形はＯＵＴＰ２２２−１において得られ、第２のＰＷＭ波形はＯＵＴＮ２２２−２において得られる。

動作に際して、値０のＶｉｎが印加されるとき、すなわち、値０のＶｉｎ＿ｐ２２０−１およびＶｉｎ＿ｎ２２０−２が印加されるときに、生成される第１の比較器波形２１７−１および第２の比較器波形２１７−２はｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４に等しい。論理部２１８は、比較器２１６−３からのｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４を第１の比較器波形２１７−１と組み合わせて、ＯＵＴＰ２２２−１においてｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４を提供する。同様に、論理部２１８は、比較器２１６−３からのｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４を第２の比較器波形２１７−２と組み合わせて、ＯＵＴＮ２２２−２においてｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４を発生させる。

正のＶｉｎでは、Ｖｉｎ＿ｐ２２０−１が同相モード信号２１２を上回り、Ｖｉｎ＿ｎ２２０−２が同相モード信号２１２を下回るように、時間変化するＶｉｎ２２０に対応して、第１の比較器波形２１７−１は可変デューティサイクルを有するパルス幅波形であり、非０のＶｉｎ＿ｎ２２０−２に対応する第２の比較器波形２１７−２は、０デューティサイクルＰＷＭ波形またはｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅより小さいデューティサイクルを有するＰＷＭ波形である。論理部２１８の組み合わせ論理は、ＯＵＴＰ２２２−１において、第１のＰＷＭ波形をもたらし、この第１のＰＷＭ波形は、ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅより大きく、非０のＶｉｎ＿ｐ２２０−１の振幅に基づく新しい値を有するデューティサイクルを有する。ＯＵＴＮ２２２−２における論理部２１８からの第２のＰＷＭ波形は、非０の時間変化するＶｉｎ＿ｎ２２０−２に対応して、ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形である。

同様に、負のＶｉｎ値では、ＯＵＴＮ２２２−２における論理部２１８からの第２のＰＷＭ波形は、非０の時間変化するＶｉｎ＿ｎ２２０−２に対応して、ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅより大きく、非０のＶｉｎ＿ｎ２２０−２の振幅に基づく新しい値を有するデューティサイクルを有する。他方、Ｖｉｎ＿ｐ２２０−１に対応するＯＵＴＰ２２２−１における第１のＰＷＭ波形はｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形である。これは後続の各図に示されている。

ＯＵＴＰ２２２−１およびＯＵＴＮ２２２−２において得られる第１および第２のＰＷＭ波形は、スイッチング増幅器１２０−１および１２０−２の入力において印加される。スイッチング増幅器１２０−１は、スイッチング増幅器１２０−１の第１の出力端子ＯＵＴＰ＿Ａ２２４−１において、第１の出力信号を提供するとともに、スイッチング増幅器１２０−２の第２の出力端子ＯＵＴＮ＿Ａ上で、第２の出力信号を提供する。ＯＵＴＰ＿Ａ２２４−１およびＯＵＴＮ＿Ａ２２４−２において得られる、第１の出力信号と第２の出力信号との差である平均差動信号は（１つまたは複数の）周辺機器１２２を駆動する。当業者には理解されるように、（１つまたは複数の）周辺機器１２２のためのスイッチング増幅器１２０以外のさらに別の後処理段またはドライバ回路があってもよい。

図３に、入力信号Ｖｉｎ２２０、例えばランプ波形２１０などを有するサンプリング信号２０８を使用した入力信号Ｖｉｎ２２０のパルス幅変調、および、同相モード信号２１２の例示的タイミング図３００を示す。タイミング図３００は、Ｖｉｎ２２０の時間におけるスナップショットとして示されている。一実施形態において、Ｖｉｎ２２０は、変調部１０２の１対の入力端子において印加される、Ｖｉｎ＿ｐ２２０−１およびＶｉｎ＿ｎ２２０−２といった差動入力信号である。一実施形態において、Ｖｉｎ２２０は、Ｖｉｎ２２０の周波数がサンプリング信号２０８より実質的に小さくなるような正弦波形を有する、音声信号である。正弦波形では、正のサイクルにおいて、Ｖｉｎ＿ｐ２２０−１が同相モード信号を上回り、負のサイクルにおいて、Ｖｉｎ＿ｎ２２０−２が同相モード信号を上回る。別の実施形態では、Ｖｉｎ２２０は、音楽信号といった別の種類の音声信号に該当し得る。

前述のように、一実施形態において、サンプリング信号２０８は、サンプリング信号２０８のベース振幅３０１が同相モード信号２１０をｍｉｎ＿ｓｈｉｆｔ値３０２の分だけ下回るように生成される。ｍｉｎ＿ｓｈｉｆｔ３０２の値は、例えば、ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅとランプ波形２１０の傾きとに依存する。サンプリング信号の合計時間間隔はＴ_０である。別の実施形態において、サンプリング信号２０８は、図２に示すように、従来のサンプリング信号を生成するのに使用されるサンプリング信号生成器から生成することができる。時間間隔Ｔ_０のサンプリング信号を生成するのに使用される従来のサンプリング信号の時間間隔は２Ｔ_０になるはずである。

タイミング図３００は、変調部１０２に印加されるときのＶｉｎ＿ｐ２２０−１とＶｉｎ＿ｎ２２０−２との様々な組み合わせを表している。これらの組み合わせは、Ｖｉｎ＿ｐ２２０−１とＶｉｎ＿ｎ２２０−２の両方が値０であるときのスイッチング増幅器１２０のアイドリング状態と、Ｖｉｎ＿ｐ２２０−１とＶｉｎ＿ｎ２２０−２とが非０であるときのスイッチング増幅器１２０の非アイドリング状態の両方を含む。考察のために、タイミング図３００は、３種類のイベント、３０３、３０４および３０６に関して示されている。イベント３０３は、値０のＶｉｎ＿ｐ２２０−１およびＶｉｎ＿ｎ２２０−２におけるアイドリング状態の間に発生する。イベント３０４は、時間変化する正のＶｉｎが印加されるとき、すなわち、Ｖｉｎ＿ｐ２２０−１が同相モード信号２１２を上回り、Ｖｉｎ＿ｎ２２０−２が同相モード信号２１２を下回るときに発生する。イベント３０６は、時間変化する負のＶｉｎが印加されるとき、すなわち、Ｖｉｎ＿ｎ２２０−２は同相モード信号２１２を上回り、Ｖｉｎ＿ｐ２２０−１は同相モード信号２１２を下回るときに発生する。数値を使用した例は例示的動作を示すためのものにすぎず、限定とみなすべきではないことが理解される。

イベント３０３では、スイッチング増幅器１２０はアイドル状態であり、これは、値０のＶｉｎ２２０が、したがって、値０のＶｉｎ＿ｐ２２０−１およびＶｉｎ＿ｎ２２０−２が変調部１０２の両方の入力端子において印加されることを意味する（Ｖｉｎはこのイベントの図には示されていない）。値０のＶｉｎ＿ｐ２２０−１とサンプリング信号２０８との比較に基づき、ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅのデューティサイクルの第１のＰＷＭ波形、すなわち、ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４がＯＵＴＰ２２２−１において得られる。同様に、値０のＶｉｎ＿ｎ２２０−２とサンプリング信号２０８との比較に基づき、ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅのデューティサイクルの第２のＰＷＭ波形、すなわち、ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４がＯＵＴＮ２２２−２において得られる。ＯＵＴＰ２２２−１およびＯＵＴＮ２２２−２において得られる２つの変調された波形は、続いて、スイッチング増幅器１２０などのドライバ回路に印加される。

スイッチング増幅器１２０は、ＯＵＴＰ２２２−１およびＯＵＴＮ２２２−２における変調された波形に従って、トランジスタを、電源電圧Ｖ_ＤＤ２０４と接地電圧２０６との間で切り換える。ＯＵＴＰ＿Ａ２２４−１およびＯＵＴＮ＿Ａ２２４−２におけるスイッチング増幅器からの第１の出力波形１２０−１および第２の出力波形１２０−２は、ＯＵＴＰ２２２−１およびＯＵＴＮ２２２−２において受け取られるＰＷＭ波形の増幅された形である。ＯＵＴＰ＿Ａ２２４−１およびＯＵＴＮ＿Ａ２２４−２における２つの出力波形の差はスピーカ１２２を駆動するのに使用される。アイドリング状態では、スイッチング増幅器１２０からの２つの出力波形の差は平均差動出力信号ＤＩＦＦ３１２を生み出す。ＤＩＦＦ３１２はイベント３０３では０出力波形である。

イベント３０４は、時間変化するＶｉｎ＿ｐ２２０−１および時間変化するＶｉｎ＿ｎ２２０−２が、図においてサンプリング信号２０８と共に示すように、Ｖｉｎ＿ｐ２２０−１が同相モード信号２１２を上回り、Ｖｉｎ＿ｎ２２０−２が同相モード信号２１２を下回るように印加されるときの、ＰＷＭ波形を示している。説明のために、Ｖｉｎ＿ｐ２２０−１は、最初に大きい振幅を有し、次いで、異なる時点において相対的に小さい振幅を有するものとして示されている。またＶｉｎ＿ｎ２２０−２も、同様に時間と共に変動する。例えば、変調部１０２に、最初に、中間の正の（ｍｉｄ−ｐｏｓｉｔｉｖｅ）信号すなわち５０％のＶｉｎ＿ｐ２２０−１が印加され、続いて、第２の１２．５％のＶｉｎ＿ｐ２２０−１、第２の４％のＶｉｎ＿ｐ２２０−１が印加される。

イベント３０４が発生するときに、変調部１０２はＶｉｎ＿ｐ２２０−１およびＶｉｎ＿ｎ２２０−２を例示的サンプリング信号２０８と比較する。Ｖｉｎ＿ｐ２２０−１とサンプリング信号２０８との比較は、結果として、振幅の大きい入力信号では大きいデューティサイクルを有し、振幅の小さい入力信号では小さいデューティサイクルを有する第１の比較器波形２１７−１を生成する。論理部２１８において、第１の比較器波形２１７−１をｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４と組み合わせると、ＯＵＴＰ２２０−１において、時間変化するデューティサイクルを有する第１のＰＷＭ波形３０８が得られる。Ｖｉｎ＿ｎ２２０−２とサンプリング信号２０８との比較は、結果として、０デューティサイクルまたはｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４のデューティサイクルより小さいデューティサイクルを有する第２の比較器波形２１７−２を生成する。これは、Ｖｉｎ＿ｎ２２０−２が同相モード信号２１２を下回るからである。論理部２１８において、第２の比較器波形２１７−２をｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４と組み合わせると、ＯＵＴＮ２２２−２において、所定の最小の非０のパルス幅に等しいデューティサイクルを有する第２のＰＷＭ波形が得られる。例えば、５０％のＶｉｎ＿ｐ２２０−１では、ＯＵＴＰ２２２−１における第１のＰＷＭ波形３０８−１のデューティサイクルは、アイドリング状態におけるｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４のデューティサイクル、例えば５％から、５５％のデューティサイクルへと増加する。同様に、１２．５％のＶｉｎ＿ｐ２２０−２では、ＯＵＴＰ２２２−１における第１のＰＷＭ波形３０８−２のデューティサイクルは１７．５％である。他方、時間変化するＶｉｎ＿ｎ２２０−２では、ＯＵＴＮ２２２−２における第２のＰＷＭ波形は、アイドリング状態において観測される５％のデューティサイクルを有し、よって、ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４が得られる。

しかし、前述のように、差動ＰＷＭ波形３０８と２１４との差は、個々のスイッチング増幅器１２０−１および１２０−２によって増幅された後で、スピーカ１２２に供給される。イベント３０６における２つの信号の差はＤＩＦＦ３１４をもたらす。ＤＩＦＦ３１４のパルス幅は値Ｖｉｎ＿ｐ２２０−１に従って変動する。従来のＰＷＭ方式と比べて、本主題に従って生成される平均差動出力は同じである。しかし、本システムのイベント３０４における第１のＰＷＭ波形３０８のデューティサイクルの低減により、従来のオーディオサブシステムと比べて周波数引き込みの低減が認められる。例えば、従来のサブシステムにおいては、中間の正の入力信号Ｖｉｎ＿ｐでは、第１のＰＷＭ波形は７５％のデューティサイクルを有するはずである。他方、本主題によれば、５５％のデューティサイクルを有する第１のＰＷＭ３０８−１波形が得られる。加えて、相当に小さい振幅の正の信号でさえも、データの損失なく処理される。

イベント３０６は、イベント３０４と同様に理解することができる。一実施態様において、イベント３０６は、時間変化するＶｉｎ＿ｎ２２０−２およびＶｉｎ＿ｐ２２０−１が印加されるときのＰＷＭ波形を示す。このシナリオでは、Ｖｉｎ＿ｐ２２０−１は同相モード信号２１２を下回り、Ｖｉｎ＿ｎ２２０−２は同相モード信号を上回る（Ｖｉｎはこのイベントの図には示されていない）。説明のために、Ｖｉｎ＿ｎ２２０−２は大きな振幅Ｖｉｎ＿ｎ２２０−２として開始し、異なる時点において相対的に小さい振幅まで低減し得る。またＶｉｎ＿ｐ２２０−１も同様に時間と共に変動する。

例えば、最初に、中間の負の（ｍｉｄ−ｎｅｇａｔｉｖｅ）信号すなわち５０％のＶｉｎ＿ｎ２２０−２が印加され、続いて、第２の１２．５％のＶｉｎ＿ｎ２２０−２、第３の４％のＶｉｎ＿ｎ２２０−２が印加される。Ｖｉｎ＿ｐ２２０−１とサンプリング信号２０８との比較は、結果として０デューティサイクルまたはｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４のデューティサイクルより小さいデューティサイクルを有する第１の比較器波形２１７−１を生成する。これは、Ｖｉｎ＿ｐ２２０−１が同相モード信号２１２を下回るからである。論理部２１８において、第１の比較器波形２１７−１をｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４と組み合わせると、ＯＵＴＰ２２２−１において、第１のＰＷＭ波形がｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４として得られる。他方、Ｖｉｎ＿ｎ２２０−２とサンプリング信号２０８との比較は、結果として、振幅の大きい入力信号では大きいデューティサイクルを有し、振幅の小さい入力信号では小さいデューティサイクルを有する第２の比較器波形２１７−２を生成する。論理部２１８において、第２の比較器波形２１７−２をｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４と組み合わせると、ＯＵＴＰ２２０−２において、第２のＰＷＭ波形３１０が得られる。上記の例では、５０％のＶｉｎ＿ｎで、ＯＵＴＮ２２２−２における第２のＰＷＭ波形３１０−１のデューティサイクルは５％から５５％のデューティサイクルまで増加する。同様に、１２．５％のＶｉｎ＿ｎ２２０−２で、ＯＵＴＮ２２２−２における第２のＰＷＭ波形３１０−２のデューティサイクルは１７．５％である。前述のように、２つの信号３１０と２１４の差分がスピーカ１２２に供給される。イベント３０６における２つの信号の差はＤＩＦＦ３１６をもたらす。ＤＩＦＦ３１６のパルス幅はＶｉｎ＿ｎ２２０−２の値に従って変動する。イベント３０４と同様に、従来の差動ＰＷＭ方式に対して、低減された周波数引き込みの結果として、発振器１１８の出力における大幅に低減されたスパーレベルが得られる。次に、本主題の一実施形態を参照して方法流れ図を説明する。

図４に、例示的ＯＳＭＳを使用してＶｉｎ２２０を変調するための例示的方法４００を示す。この例示的方法は、コンピュータ実行可能命令の一般的状況において説明され得る。しかし、方法は、アナログおよびディジタルの回路素子によって電子的に実施することも可能である。一実施態様において、命令は、図２の説明において示したオーディオサブシステム１１４の様々なサブユニットによって実行される。

方法が説明される順序は、限定として解釈されるべきものではなく、任意の数の説明する方法ブロックを、この方法を実施するために、または代替の方法を実施するために組み合わせることもできる。加えて、本明細書で説明する主題の趣旨および範囲を逸脱することなく、個々のブロックが方法から削除されてもよい。

ブロック４０２で、第１の差動入力信号、第２の差動入力信号、およびサンプリング信号が受け取られる。例えば、変調部１０２は、入力信号Ｖｉｎ２２０を２つの差動入力信号、すなわち第１の差動信号Ｖｉｎ＿ｐ２２０−１および第２の差動信号Ｖｉｎ＿ｎ２２０−２として受け取る。加えて、変調部１０２は、サンプリング信号生成器２０２からサンプリング信号２０８も受け取る。

一実施態様において、サンプリング信号２０８のベース振幅３０１がｍｉｎ＿ｓｈｉｆｔ３０２に等しい値だけ同相モード信号２１２より低いレベルになるように、サンプリング信号生成器２０２はサンプリング信号２０８を生成する。ｍｉｎ＿ｓｈｉｆｔ３０２は、少なくとも一部はｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅに基づいて決定される。同相モード信号２１２を中心とする従来のサンプリング信号からサンプリング信号２０８を生成するために、従来のサンプリング信号は、反転されたサンプリング信号が従来のサンプリング信号の少なくとも２倍の周波数を有するように反転される。さらに、反転されたサンプリング信号は、所定の非０の最小シフト値、すなわち、ｍｉｎ＿ｓｈｉｆｔ３０２に等しい量だけ同相モード信号２１２より下にシフトされ、これにより、サンプリング信号２０８が生じる。しかし、サンプリング信号２０８は、当業者には容易に理解されるように、従来のサンプリング信号を使用せずに直接生成することもできることが理解されるであろう。

ブロック４０４で、第１の比較器波形が得られる。そのために、変調部１０２は、比較器２１６−１を使用して第１の差動入力信号Ｖｉｎ＿ｐ２２０−１をサンプリング信号２０８と比較し、第１の比較器波形２１７−１を生成する。動作に際して、値０のＶｉｎが印加されるときには、ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４に等しい第１の比較器波形２１７−１が得られる。正のＶｉｎでは、第１の比較器波形２１７−１は、Ｖｉｎ＿ｐ２２０−１が同相モード信号２１２を上回るように時間変化するＶｉｎ２２０に対応した、可変デューティサイクルを有するパルス幅変調波形である。

ブロック４０６で、第２の比較器波形が得られる。例えば、変調部１０２は、比較器２１６−２を使用して第２の差動入力信号Ｖｉｎ＿ｎ２２０−２をサンプリング信号２０８と比較し、第２の比較器波形２１７−２を生成する。動作に際して、値０のＶｉｎが印加されるときには、第２の比較器波形２１７−２はｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４に等しい。負のＶｉｎでは、第２の比較器波形２１７−２は、Ｖｉｎ＿ｎ２２０−２が同相モード信号２１２を上回るように時間変化するＶｉｎ２２０に対応した、可変デューティサイクルを有するパルス幅変調波形である。

ブロック４０８で、ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形が得られる。一実施態様において、変調部１０２は、比較器２１６−３を使用して同相モード信号２１２をサンプリング信号２０８と比較し、所定の非ゼロの最小パルス幅またはｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４に等しいデューティサイクルを有するＰＷＭ波形を生成する。

ブロック４１０で、第１のＰＷＭ波形が得られる。一実施形態において、値０のＶｉｎが印加されるときに、論理部２１８は、比較器２１６−３からのｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４を第１の比較器波形２１７−１と組み合わせて、ＯＵＴＰ２２２−１においてｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４に等しい第１のＰＷＭ波形を発生させる。正のＶｉｎでは、Ｖｉｎ＿ｐ２２０−１が同相モード信号２１２を上回るように時間変化するＶｉｎ２２０に対応して、論理部２１８の組み合わせ論理は、ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅから非０のＶｉｎ２２０の振幅に基づく新しい値まで増加するデューティサイクルを有する第１のＰＷＭ波形３０８をもたらす。他方、負のＶｉｎでは、論理部２１８は、ＯＵＴＰ２２２−１においてｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４に等しい第１のＰＷＭ波形を提供する。

ブロック４１２で、第２のＰＷＭ波形が得られる。第１の比較器波形と同様に、値０のＶｉｎが印加されるときに、論理部２１８は、比較器２１６−３からのｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４を第２の比較器波形２１７−２と組み合わせて、ＯＵＴＮ２２２−２においてｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４に等しい第２のＰＷＭ波形を発生させる。負のＶｉｎでは、Ｖｉｎ＿ｎ２２０−２が同相モード信号２１２を上回るように時間変化するＶｉｎ２２０に対応して、論理部２１８の組み合わせ論理は、ＯＵＴＮ２２２−２において、ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅから非０のＶｉｎ２２０の振幅に基づく新しい値まで増加するデューティサイクルを有する第２のＰＷＭ波形３１０をもたらす。他方、正のＶｉｎでは、論理部２１８は、ＯＵＴＰ２２２−２においてｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４に等しい第２のＰＷＭ波形を提供する。

ブロック４１４で、第１のＰＷＭ波形および第２の波形はスイッチング増幅器に提供される。例えば、イベント３０４の場合、変調部１０２は、ブロック４１０からの第１のＰＷＭ波形３０８と、ブロック４１２からの２１４に等しい第２のＰＷＭ波形とを、スピーカ１２２などの周辺機器を差動的に駆動するためにスイッチング増幅器１２０に印加する。

一例では、値０のＶｉｎ２２０が印加される場合、ブロック４１０と４１２の両方でｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４が得られる。第２の例では、正の非０のＶｉｎ２２０について、第１のＰＷＭ波形３０８のデューティサイクルは、ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅと、Ｖｉｎ＿ｐ２２０−１に比例するデューティサイクル値との和に等しいデューティサイクルまで増加する。非０のＶｉｎ＿ｎ２２０−２に対応する第２のＰＷＭ波形はｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４である。同様に、負の非０のＶｉｎ２２０についての出力波形も得られ、その場合、第１のＰＷＭ波形はｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形２１４であり、第２のＰＷＭ波形３１０は時間変化するデューティサイクルを有する。あらゆる場合において、発振器１１８の周波数引き込みが低減され、それによってＲＦ干渉が低減される。加えて、ＤＩＦＦ３１４やＤＩＦＦ３１６といった、スイッチング増幅器１２０からの平均差動出力も従来の差動ＰＷＭ方式と同じままであり、よって、スイッチング増幅器１２０の性能は損なわれない。

結論
以上、スイッチング増幅器のためのパルス幅変調についての実施形態を、構造的特徴および／または方法に特有の表現で説明したが、添付の特許請求の範囲は必ずしも、説明した特定の特徴または方法だけに限定されるとは限らないことを理解すべきである。そうではなく、これら特定の特徴および方法は、スイッチング増幅器のためのパルス幅変調についての例示的実施態様として開示するものである。

Claims (20)

1. 第１の差動入力信号（２２０−１）をサンプリング信号（２０８）と比較し、第１の比較器波形（２１７−１）を提供する第１の比較器（２１６−１）と、第２の差動入力信号（２２０−２）を前記サンプリング信号（２０８）と比較し、第２の比較器波形（２１７−２）を提供する第２の比較器（２１６−２）と、前記サンプリング信号（２０８）を同相モード信号（２１２）と比較し、ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形（２１４）を提供する第３の比較器（２１６−３）と、を有する比較部（２１６）と、
   前記比較器波形（２１７−１および２１７−２）に基づいて、差動パルス幅波形（２２２−１、２２２−２）を生成する論理部（２１８）と、を備え、
   前記論理部（２１８）は、所定の非ゼロの最小パルス幅に等しいデューティサイクルを有する前記ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形（２１４）に等しい、少なくとも１つの差動パルス幅波形を生成するように構成されたことを特徴とする変調器（１０２）。
2. 前記論理部（２１８）が、
   前記第１の比較器波形（２１７−１）および前記ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形（２１４）に基づいて、第１のパルス幅変調波形を提供するための第１の論理ゲート（２１８−１）と、
   前記第２の比較器波形（２１７−２）および前記ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形（２１４）に基づいて、第２のパルス幅変調波形を提供するための第２の論理ゲート（２１８−２）と、を備える請求項１に記載の変調器（１０２）。
3. サンプリング信号（２０８）を生成するサンプリング信号生成器（２０２）と、
   前記サンプリング信号生成器（２０２）に動作可能に結合された、請求項１または２に記載の変調器（１０２）と、を備えた装置。
4. 前記サンプリング信号（２０８）が、所定の非ゼロの最小シフト値（３０２）の分だけ同相モード信号（２１２）より低いレベルに、ベース振幅（３０１）を有する請求項３に記載の装置。
5. 前記所定の非ゼロの最小シフト値（３０２）が、少なくとも一部において、前記所定の非ゼロの最小パルス幅に基づく請求項４に記載の装置。
6. 前記サンプリング信号生成器（２０２）が自励発振ランプ波発生器である請求項３に記載の装置。
7. 前記変調部（１０２）が、前記差動入力信号（２２０−１および２２０−２）に比例して変動するデューティサイクルを有するパルス幅変調波形を生成する請求項３に記載の装置。
8. 前記パルス幅変調波形と前記ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形（２１４）とのデューティサイクルの差が、前記差動入力信号（２２０−１および２２０−２）に比例して変動する請求項７に記載の装置。
9. 前記差動パルス幅変調波形が、値ゼロの差動入力信号（２２０−１および２２０−２）について、前記所定の非ゼロの最小パルス幅に等しいデューティサイクルを有する請求項３に記載の装置。
10. 前記変調部（１０２）から前記差動パルス幅変調波形を受け取るスイッチング増幅器（１２０）を備える請求項３に記載の装置。
11. 前記スイッチング増幅器（１２０）がＤ級増幅器である請求項１０に記載の装置。
12. 通信機器（１００）において実施される請求項３に記載の装置。
13. サンプリング信号（２０８）および入力信号（２２０）を受け取るステップと、
    同相モード信号（２１２）および前記サンプリング信号（２０８）に基づいて、所定の非ゼロの最小パルス幅に等しいデューティサイクルを有するパルス幅変調波形であるｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形（２１４）を得るステップと、
    第１の比較器波形（２１７−１）および前記ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形（２１４）に基づいて、第１のパルス幅変調波形を得るステップと、
    第２の比較器波形（２１７−２）および前記ｍｉｎ＿ｐｕｌｓｅ波形（２１４）に基づいて、第２のパルス幅変調波形を得るステップと、
    前記第１のパルス幅変調波形および前記第２のパルス幅変調波形を周辺機器（１２２）に印加するステップと、を含み、
    前記サンプリング信号（２０８）が、所定の非ゼロの最小シフト値（３０２）に等しい量だけ前記同相モード信号（２１２）より低いレベルに、ベース振幅（３０１）を有するように、前記サンプリング信号（２０８）を生成するステップをさらに含む請求項３ないし１２のいずれかに記載の装置のための方法。
14. 前記サンプリング信号（２０８）がのこぎり波形を有する請求項１３に記載の方法。
15. 前記サンプリング信号（２０８）が三角波形（２１０）を有する請求項１３に記載の方法。
16. 第１の差動入力信号（２２０−１）および前記サンプリング信号（２０８）に基づいて、前記第１の比較器波形（２１７−１）を得るステップと、
    第２の差動入力信号（２２０−２）および前記サンプリング信号（２０８）に基づいて、前記第２の比較器波形（２１７−２）を得るステップと、をさらに含み、
    前記入力信号（２２０）が前記第１の差動入力信号（２２０−１）および前記第２の差動信号（２２０−２）を含む請求項１３に記載の方法。
17. 前記所定の非ゼロの最小シフト値（３０２）が、少なくとも一部において、前記所定の非ゼロの最小パルス幅に基づくものである請求項１３に記載の方法。
18. 前記サンプリング信号（２０８）を生成する前記ステップが、
    反転された前記従来のサンプリング信号の前記ベース振幅（３０１）が前記同相モード信号（２１２）のレベルになるよう、前記同相モード信号（２１２）を中心とする従来のサンプリング信号を反転するステップと、
    前記反転されたサンプリング信号を、前記ベース振幅（３０１）が所定の非０の最小シフト値（３０２）の分だけ前記同相モード信号（２１２）を下回るレベルになるよう、前記同相モード信号（２１２）より下にシフトするステップと、を含む請求項１３に記載の方法。
19. 前記所定の非ゼロの最小パルス幅が、少なくとも一部において、前記周辺機器（１２２）の少なくとも１つのドライバ回路の帯域幅に基づいて決定される請求項１３に記載の方法。
20. 前記印加するステップが、
    前記第１のパルス幅変調波形と前記第２のパルス幅変調波形とを増幅して、第１の出力信号と第２の出力信号とをそれぞれ提供するステップと、
    前記第１の出力信号および前記第２の出力信号を印加して、前記周辺機器（１２２）を差動的に駆動するステップと、をさらに含む請求項１３に記載の方法。

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