JP6368456B2 - 電力動揺成分出力抑制装置 - Google Patents

Description

本発明は、分散形電源の出力電力が電力系統の電力動揺を引き起こしたり増大させることを抑制することができる電力動揺成分出力抑制装置に関する。

西日本の電力系統（６０Ｈｚ系統）は、各電力会社の電力系統を５００ｋＶ送電線で連系した、東西に１０００ｋｍを超える串形系統になっている。串形系統では、その構造に起因して、電力系統全体で弱減衰性の長周期電力動揺（周期２〜５秒）が発生することが知られている。当該長周期電力動揺を、以下では、単に「電力動揺」とする。また、電力取引などに伴う連系線潮流の重潮流化や電力自由化の進展によって、電力動揺の不安定性が増す可能性がある。当該電力動揺などの状態を的確に把握し、電力系統の運用や制御を行うための系統監視の手法が開発されている（非特許文献１参照）。

また、近年、自然エネルギーを利用する研究が進んでいる。太陽電池が生成する電力は直流電力なので、これを電力系統に供給する場合、インバータ回路で交流電力に変換する必要がある。直流電源が出力する直流電力をインバータ回路によって交流電力に変換して電力系統に供給するシステムとして、系統連系インバータシステムが開発されている（例えば、特許文献１参照）。

「多地点同期計測データに基づく慣性中心周波数の推定法」、橋口他、電学論Ｂ、１３０巻１号、２０１０年、第１０６ページ〜第１１３ページ

特開２０１１−１８８６６５号公報

太陽電池は日射状態によって出力電力を変化させるので、インバータ回路の出力電力も変化する。この出力変化によって、電力系統の電力動揺を増大させる場合がある。また、電力系統に系統連系インバータシステムが大量に連系された場合、これらの出力変化によって、電力動揺を引き起こす可能性がある。また、系統連系インバータシステムに限らず、分散配置される小規模電源である分散形電源からの出力電力によっても、電力系統の電力動揺が増大されたり、電力動揺が引き起こされる可能性がある。

本発明は上述した事情のもとで考え出されたものであって、分散形電源の出力電力が電力系統の電力動揺を引き起こしたり増大させることを抑制することができる電力動揺成分出力抑制装置を提供することをその目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供される電力動揺成分出力抑制装置は、分散形電源と電力系統との接続線に接続され、前記分散形電源が前記電力系統に出力する電力から、前記電力系統に固有の電力動揺の周波数の成分のみを除去することを特徴とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、直流電力を蓄える直流電力蓄積手段と、直流電力と交流電力との変換を行うインバータ回路と、前記インバータ回路をＰＷＭ信号によって制御する制御回路とを備えており、前記制御回路は、前記接続線との接続点の下流側の電力の前記電力動揺の周波数の成分をゼロに制御するためのＰＷＭ信号を出力する。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記制御回路は、前記接続点の下流側で検出された電圧および電流から、前記電力を算出し、電力信号として出力する電力算出手段と、前記電力信号の前記電力動揺の周波数の成分をゼロに制御するための電力補償信号を生成する電力制御手段と、前記電力補償信号を電流目標として、前記インバータ回路の出力電流を制御するための電流補償信号を生成する電流制御手段と、前記電流補償信号に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備えている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記電力制御手段は、周波数重みＷ（ｓ）を用いて設計された伝達関数によって信号処理を行い、前記周波数重みＷ（ｓ）は、前記電力動揺の周波数をｆ_SW、ゲインをｋとした場合、
Ｗ（ｓ）＝ｋ・ｓ／｛ｓ²＋（２π・ｆ_SW）²｝
である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記インバータ回路は三相交流電力を出力し、前記電流制御手段は、前記インバータ回路の三相の出力電流をそれぞれ検出した三相の電流信号に対して、三相/二相変換および回転座標変換を行って、２つの軸成分信号に変換する変換手段と、前記２つの軸成分信号とそれぞれの目標信号との偏差信号をゼロに制御するための２つの信号を生成する二相制御手段と、前記２つの信号に対して、静止座標変換および二相/三相変換を行って、三相の前記電流補償信号に変換する逆変換手段とを備えており、前記電力補償信号を前記２つの軸成分信号の一方の目標信号とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記電力動揺の周波数が、外部から入力される。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記電力系統の系統周波数を検出する周波数検出手段と、前記系統周波数を連続的に検出した系統周波数信号を入力され、所定の周波数帯域以外の成分を減衰させて出力する所定帯域通過手段と、前記所定帯域通過手段から出力される信号の周波数毎の出力レベルを演算するＦＦＴ処理手段と、前記出力レベルが閾値以上となる周波数を検出する所定周波数検出手段とをさらに備え、前記所定周波数検出手段が検出した周波数を前記電力動揺の周波数として用いる。

本発明は、分散形電源が電力系統に出力する電力から、電力系統に固有の電力動揺の周波数の成分を除去する。したがって、電力系統に電力動揺の周波数の成分が出力されることを抑制することができる。これにより、分散形電源の出力電力が電力系統の電力動揺を引き起こしたり増大させることを抑制することができる。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

第１実施形態に係る電力動揺成分出力抑制装置を説明するための図である。 第１実施形態に係る制御回路の内部構成を説明するための機能ブロック図である。 第１実施形態に係るインバータ回路の制御系の設計について説明するための図である。 コントローラＫの特性を示すボード線図である。 第１実施形態に係る電流制御部の内部構成を説明するための機能ブロック図である。 シミュレーションのためのモデルを説明するための図である。 シミュレーション結果（電力動揺成分出力抑制装置を設けなかった場合）を示す図である。 シミュレーション結果（電力動揺成分出力抑制装置を設けた場合））を示す図である。 第２実施形態に係る制御回路の内部構成を説明するための機能ブロック図である。 第３実施形態に係る大容量システムを説明するための図である。 第４実施形態に係る制御回路の内部構成を説明するための機能ブロック図である。

以下、本発明の実施の形態を、本発明に係る電力動揺成分出力抑制装置を分散形電源と電力系統とを接続する配電線に接続した場合を例として、図面を参照して具体的に説明する。

図１は、第１実施形態に係る電力動揺成分出力抑制装置を説明するための図である。

同図では、電力動揺成分出力抑制装置Ａが、分散形電源Ｃと電力系統Ｂとを接続する配電線Ｄに、接続点ａで接続している状態を示している。分散形電源Ｃは、例えば太陽電池などの直流電源を備えた系統連系インバータシステムである。分散形電源Ｃは、直流電源が生成した直流電力を交流電力に変換して、図示しない負荷に供給する。当該負荷には、電力系統Ｂからも交流電力が供給される。また、分散形電源Ｃは、逆潮流ありのシステムであり、交流電力を電力系統Ｂにも出力する。電力動揺成分出力抑制装置Ａは、分散形電源Ｃから電力系統Ｂに出力される交流電力の電力動揺の周波数成分を吸収するものである。なお、分散形電源Ｃは電力を生成するものであればよく、ディーゼルエンジン発電機などであってもよい。また、分散形電源Ｃが送電線で電力系統Ｂに接続されていてもよい。

電力動揺成分出力抑制装置Ａは、配電線Ｄの接続点ａより電力系統Ｂ側（以下では、「下流側」とする。）で有効電力を検出し、検出された有効電力の電力動揺の周波数成分が「０」になるようにフィードバック制御を行う。同図に示すように、電力動揺成分出力抑制装置Ａは、蓄電池１、インバータ回路２、制御回路３、電流センサ４、電圧センサ５、および、電流センサ６を備えている。本実施形態では、電力系統Ｂおよび分散形電源Ｃが三相であり、電力動揺成分出力抑制装置Ａも三相の場合について説明している。なお、以下では３つの相をＵ相、Ｖ相およびＷ相とする。

蓄電池１は、直流電力を蓄えるものである。蓄電池１は、直流電力をインバータ回路２に出力したり、インバータ回路２が交流電力から変換した直流電力を入力される。なお、蓄電池１に代えてコンデンサを用いてもよい。

インバータ回路２は、直流電力と交流電力との変換を行なうものである。インバータ回路２は、蓄電池１から入力される直流電力を交流電力に変換して配電線Ｄに出力したり、配電線Ｄから入力される交流電力を直流電力に変換して蓄電池１に出力する。インバータ回路２は、図示しないＰＷＭ制御インバータとフィルタとを備えている。ＰＷＭ制御インバータは、図示しない３組６個のスイッチング素子を備えた三相インバータであり、制御回路３から入力されるＰＷＭ信号に基づいて各スイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで、直流電力と交流電力との変換を行う。フィルタは、スイッチングによる高周波成分を除去する。

電流センサ４は、配電線Ｄの接続点ａの下流側に配置され、配電線Ｄを流れる三相の電流の瞬時値をそれぞれ検出するものである。電流センサ４は、検出した瞬時値をディジタル変換して、電流信号ｉ_1u，ｉ_1v，ｉ_1w（３つの電流信号をまとめて「電流信号ｉ₁」と記載する場合がある。）として制御回路３に出力する。電圧センサ５は、配電線Ｄの接続点ａの下流側に配置され、配電線Ｄの三相の電圧の瞬時値をそれぞれ検出するものである。電圧センサ５は、検出した瞬時値をディジタル変換して、電圧信号ｖ_u，ｖ_v，ｖ_w（３つの電圧信号をまとめて「電圧信号ｖ」と記載する場合がある。）として制御回路３に出力する。電流センサ６は、インバータ回路２と接続点ａとの間に配置され、インバータ回路２の三相の出力電流の瞬時値をそれぞれ検出するものである。電流センサ６は、検出した瞬時値をディジタル変換して、電流信号ｉ_2u，ｉ_2v，ｉ_2w（３つの電流信号をまとめて「電流信号ｉ₂」と記載する場合がある。）として制御回路３に出力する。

制御回路３は、インバータ回路２を制御するものであり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。制御回路３は、電流センサ４より入力される電流信号ｉ₁、電圧センサ５より入力される電圧信号ｖ、よび、電流センサ６より入力される電流信号ｉ₂に基づいてＰＷＭ信号を生成して、インバータ回路２に出力する。

図２は、制御回路３の内部構成を説明するための機能ブロック図である。

制御回路３は、有効電力算出部３１、有効電力制御部３２、電流制御部３３、および、ＰＷＭ信号生成部３４を備えている。

有効電力算出部３１は、配電線Ｄの接続点ａ（図１参照）の下流側の有効電力を算出するものである。有効電力算出部３１は、電流センサ４より入力される電流信号ｉ₁と電圧センサ５より入力される電圧信号ｖとに基づいて、有効電力を連続的に算出し、有効電力信号として出力する。なお、有効電力算出部３１を設ける代わりに、配電線Ｄの接続点ａの下流側に有効電力を検出する有効電力検出装置を設け、制御回路３に入力するようにしてもよい。

有効電力制御部３２は、配電線Ｄの接続点ａの下流側の有効電力の制御を行うためのものである。有効電力制御部３２は、有効電力算出部３１より出力される有効電力信号の電力動揺の周波数ｆ_SWの成分をゼロにするための有効電力補償信号を生成し、電流制御部３３に出力する。

図３は、インバータ回路２の制御系の設計について説明するための図である。

インバータ回路２が出力する有効電力Ｐおよび無効電力Ｑの目標値をそれぞれＰ^*およびＱ^*とし、インバータ回路２の出力電流のｄ軸成分およびｑ軸成分をＩｄおよびＩｑ（目標値をＩｄ^*およびＩｑ^*とする。）、インバータ回路２の出力電圧のｄ軸成分およびｑ軸成分をＶｄおよびＶｑとすると、インバータ回路２の制御系は、図３（ａ）のように表すことができる。なお、ｄ軸成分およびｑ軸成分は、後述する三相/二相変換処理および回転座標変換処理によって変換された後の回転座標系の二相の成分である。また、インバータ回路２の出力電圧が系統電圧に完全に追従していると仮定すると、Ｖｑ＝０となるので、
Ｐ＝Ｖｄ・Ｉｄ＋Ｖｑ・Ｉｑ＝Ｖｄ・Ｉｄ
Ｑ＝Ｖｄ・Ｉｑ−Ｖｑ・Ｉｄ＝Ｖｄ・Ｉｑ
となっている。

電力動揺の周期は数秒であるのに対して電流マイナーループはミリ秒オーダーなので、電流マイナーループとインバータ主回路のダイナミクスは無視することができる。また、無効電力制御系も無視することができる。したがって、図３（ａ）を図３（ｂ）のように考えることができる。

電力動揺成分出力抑制装置Ａは、分散形電源Ｃが出力する有効電力Ｐ１に対して、有効電力Ｐ２を出力することで、接続点ａの下流側の有効電力Ｐ３（＝Ｐ１＋Ｐ２）の電力動揺の周波数成分を除去するものである。したがって、Ｐ３を検出して電力動揺の周波数成分が「０」になるようにＰ２を調節すればよいので、図３（ｃ）のように考えられる。

図３（ｃ）において、有効電力制御系のコントローラをＫ、Ｖｄを制御対象Ｇとおくと、Ｐ１からＰ３の伝達関数Ｓは、
Ｓ＝１／（１＋ＧＫ）
である。特定の周波数成分の除去を考えるので、コントローラＫとして、内部モデル原理に基づいたコントローラを設計すればよいことが分かる。したがって、下記（１）式に示す周波数重みＷ（ｓ）を用いて、コントローラＫを設計すればよい。ω₀は制御を行う成分の中心角周波数であり、ｋはゲインである。
Ｗ（ｓ）＝ｋ・ｓ／（ｓ²＋ω₀ ²） ・・・ （１）

図４は、上記（１）式に示すＷ（ｓ）を伝達関数としたコントローラＫの特性を示すボード線図である。

同図は、中心角周波数ω₀＝２π［ｒａｄ／ｓｅｃ］とした場合のものであり、ゲインｋを「０．１」，「１」，「１０」とした場合を示している。同図が示す振幅特性は、中心角周波数ω₀にピークがあり、ゲインｋが大きくなると、振幅特性が大きくなっている。また、同図が示す位相特性は、中心角周波数ω₀で０度になる。つまり、伝達関数Ｗ（ｓ）は、中心角周波数ω₀の信号を位相を変化させることなく増幅して通過させる。

本実施形態においては、有効電力制御部３２の伝達関数を、上記（１）式に示すＷ（ｓ）としている。ゲインｋは、制御系の安定性などに基づいて実機検証をもとに適宜決定する。中心角周波数ω₀には、電力動揺の周波数ｆ_SWを用いて、「２πｆ_SW」を設定する。本実施形態においては、周波数ｆ_SWを、電力系統Ｂを管理する電力会社から受信するようにしている。なお、電力動揺の周波数ｆ_SWがあらかじめ分かっている場合は、あらかじめ設定しておくようにしてもよい。この場合、周波数ｆ_SWの変化に対応できるように、有効電力制御部３２を適応型フィルタとしてもよい。なお、有効電力制御部３２の伝達関数は、上記（１）式のＷ（ｓ）である場合に限定されず、Ｗ（ｓ）を周波数重みとして用いて設計した伝達関数としてもよい。また、電力動揺の周波数ｆ_SWが複数ある場合に対応できるように、有効電力制御部３２を、各周波数ｆ_SWにそれぞれ対応するコントローラを並列に接続したものとしてもよい。

図２に戻って、電流制御部３３は、インバータ回路２の出力電流の制御を行うためのものである。電流制御部３３は、電流センサ６より入力される電流信号ｉ₂に基づいて補償信号を生成し、ＰＷＭ信号生成部３４に出力する。

図５は、電流制御部３３の内部構成を説明するための機能ブロック図である。

電流制御部３３は、三相/二相変換部３３ａ、回転座標変換部３３ｂ、ＬＰＦ３３ｃ、ＬＰＦ３３ｄ、ＰＩ制御部３３ｅ、ＰＩ制御部３３ｆ、静止座標変換部３３ｇ、および、二相/三相変換部３３ｈを備えている。

三相/二相変換部３３ａは、いわゆる三相/二相変換処理（αβ変換処理）を行うものである。三相/二相変換処理とは、三相の交流信号をそれと等価な二相の交流信号に変換する処理であり、三相の交流信号を静止した直交座標系（以下、「静止座標系」という。）における直交するα軸とβ軸の成分にそれぞれ分解して各軸の成分を足し合わせることで、α軸成分の交流信号とβ軸成分の交流信号に変換するものである。三相/二相変換部３３ａは、電流センサ６から入力された三相の電流信号ｉ_2u，ｉ_2v，ｉ_2wを、α軸電流信号ｉαおよびβ軸電流信号ｉβに変換して、回転座標変換部３３ｂに出力する。

三相/二相変換部３３ａで行われる変換処理は、下記（２）式に示す行列式で表される。

回転座標変換部３３ｂは、いわゆる回転座標変換処理（ｄｑ変換処理）を行うものである。回転座標変換処理とは、静止座標系の二相の信号を回転座標系の二相の信号に変換する処理である。回転座標系は、直交するｄ軸とｑ軸とを有し、電力系統Ｂの系統電圧の基本波と同一の角速度で同一の回転方向に回転する直交座標系である。回転座標変換部３３ｂは、三相/二相変換部３３ａから入力される静止座標系のα軸電流信号ｉαおよびβ軸電流信号ｉβを、系統電圧の基本波の位相θに基づいて、回転座標系のｄ軸電流信号ｉ_dおよびｑ軸電流信号ｉ_qに変換して出力する。

回転座標変換部３３ｂで行われる変換処理は、下記（３）式に示す行列式で表される。

ＬＰＦ３３ｃおよびＬＰＦ３３ｄは、ローパスフィルタであり、それぞれｄ軸電流信号ｉ_dおよびｑ軸電流信号ｉ_qの直流成分だけを通過させる。回転座標変換処理によって、α軸電流信号ｉαおよびβ軸電流信号ｉβの基本波成分が、それぞれｄ軸電流信号ｉ_dおよびｑ軸電流信号ｉ_qの直流成分に変換されている。つまり、ＬＰＦ３３ｃおよびＬＰＦ３３ｄは、不平衡成分や高調波成分を除去して、基本波成分のみを通過させるものである。

ＰＩ制御部３３ｅは、ｄ軸電流信号ｉ_dの直流成分と目標信号との偏差に基づいてＰＩ制御（比例積分制御）を行い、補償信号ｘ_dを出力するものである。有効電力制御部３２より入力される有効電力補償信号が、ｄ軸電流信号ｉ_dの目標信号ｉ_d ^*として用いられる。ＰＩ制御部３３ｆは、ｑ軸電流信号ｉ_qの直流成分と目標信号ｉ_q ^*との偏差に基づいてＰＩ制御を行い、補償信号ｘ_qを出力するものである。

静止座標変換部３３ｇは、ＰＩ制御部３３ｅおよびＰＩ制御部３３ｆからそれぞれ入力される補償信号ｘ_d,ｘ_qを、静止座標系の補償信号ｘα,ｘβに変換するものであり、回転座標変換部３３ｂとは逆の変換処理を行うものである。静止座標変換部３３ｇは、いわゆる静止座標変換処理（逆ｄｑ変換処理）を行うものであり、回転座標系の補償信号ｘ_d,ｘ_qを、位相θに基づいて、静止座標系の補償信号ｘα,ｘβに変換する。

静止座標変換部３３ｇで行われる変換処理は、下記（４）式に示す行列式で表される。

二相/三相変換部３３ｈは、静止座標変換部３３ｇから入力される補償信号ｘα,ｘβを、三相の補償信号ｘ_u，ｘ_v，ｘ_wに変換するものである。二相/三相変換部３３ｈは、いわゆる二相/三相変換処理（逆αβ変換処理）を行うものであり、三相/二相変換部３３ａとは逆の変換処理を行うものである。

二相/三相変換部３３ｈで行われる変換処理は、下記（５）式に示す行列式で表される。

図２に戻って、ＰＷＭ信号生成部３４は、ＰＷＭ信号を生成するものである。ＰＷＭ信号生成部３４は、電流制御部３３より入力される三相の補償信号ｘ_u，ｘ_v，ｘ_wに基づいて、インバータ回路２の各相の出力電圧の波形を指令するための指令信号を生成し、指令信号とキャリア信号とに基づいて、三角波比較法によりＰＷＭ信号を生成する。例えば、指令信号がキャリア信号より大きい場合にハイレベルとなり、指令信号がキャリア信号以下の場合にローレベルとなるパルス信号が、ＰＷＭ信号として生成される。生成されたＰＷＭ信号は、インバータ回路２に出力される。なお、ＰＷＭ信号生成部３４は、三角波比較法によりＰＷＭ信号を生成する場合に限定されず、例えば、ヒステリシス方式でＰＷＭ信号を生成するようにしてもよい。

本実施形態では、制御回路３をディジタル回路として実現した場合について説明したが、アナログ回路として実現してもよい。また、各部が行う処理をプログラムで設計し、当該プログラムを実行させることでコンピュータを制御回路３として機能させてもよい。また、当該プログラムを記録媒体に記録しておき、コンピュータに読み取らせるようにしてもよい。

本実施形態において、有効電力制御部３２は、有効電力算出部３１より出力される有効電力信号の電力動揺の周波数ｆ_SWの成分をゼロにするための有効電力補償信号を生成して出力する。電流制御部３３は、有効電力制御部３２より出力された有効電力補償信号をｄ軸電流信号ｉ_dの目標信号として、出力電流の制御を行うための補償信号を生成して出力する。そして、ＰＷＭ信号生成部３４は、電流制御部３３が生成した補償信号ｘ_u，ｘ_v，ｘ_wに基づいてＰＷＭ信号を生成して、インバータ回路２に出力する。インバータ回路２は、ＰＷＭ信号に基づいて電力変換を行う。つまり、制御回路３は、配電線Ｄの接続点ａ（図１参照）の下流側の有効電力の電力動揺の周波数ｆ_SWの成分をゼロにする制御を行っている。したがって、分散形電源Ｃの出力電力に電力動揺の周波数ｆ_SWの成分が含まれていても、電力系統Ｂに入力される電力の周波数ｆ_SWの成分は抑制されている。これにより、電力動揺成分出力抑制装置Ａは、分散形電源Ｃの出力電力が電力系統Ｂの電力動揺を引き起こしたり増大させることを抑制することができる。

以下に、分散形電源Ｃが出力する電力動揺の周波数成分によって電力動揺が発生すること、および、電力動揺成分出力抑制装置Ａがこの電力動揺を抑制することを確認するためのシミュレーションについて説明する。

図６（ａ）は、一機無限大母線モデルに分散形電源Ｃを示すモデルを追加したモデルを示す図である。一機無限大母線モデルは、一台の発電機Ｅが送電線を介して大きな電力系統（無限大母線Ｆ）へ接続しているモデルである。送電線に分散形電源Ｃを示すモデルが接続されている。図６（ａ）に示すモデルを用いて、分散形電源Ｃが出力する有効電力Ｐ１がステップ状に大きく変化した場合に、発電機Ｅの回転速度がどのように変化するかについてシミュレーションを行った。なお、発電機Ｅの定格容量を６０［ＭＶＡ］、定格出力を５０［ＭＷ］、系統周波数を６０［Ｈｚ］、系統電圧を３３［ｋＶ_rms］としている。

図７（ａ）は、分散形電源Ｃが出力する有効電力Ｐ１の定常時からの変化量（以下では、「有効電力出力変化量」とする。）ΔＰ、および、無効電力の定常時からの変化量（以下では、「無効電力出力変化量」とする。）ΔＱを示している。分散形電源Ｃの出力無効電力は「０」に制御されているので、有効電力出力変化量ΔＰが出力変動を示している。時刻Ｔｉｍｅが１［ｓ］のときに、有効電力Ｐ１を２［ＭＷ］増加させたことで、図７（ａ）に示すように、有効電力出力変化量ΔＰが０［ＭＷ］から２［ＭＷ］に、ステップ状に大きく変化している。

図７（ｂ）は、発電機Ｅの回転速度の変化を示しており、電力系統の基準周波数（例えば、６０［Ｈｚ］）に対応する回転速度を基準として、回転速度と当該基準との差を基準に対するパーセンテージで示している。図７（ｂ）に示すように、時刻Ｔｉｍｅが１［ｓ］のときから、発電機Ｅの回転速度が変動している。この変動は電力動揺によるものであり、変動の周波数（電力動揺の周波数）は約０．９１８［Ｈｚ］（周期約１．０９[ｓ]）であった。つまり、分散形電源Ｃの出力がステップ状に変化した場合、電力動揺の周波数成分が出力されて、電力動揺が発生しており、これが発電機Ｅの回転速度の変動として表れている。

次に、電力動揺成分出力抑制装置Ａによって電力動揺が抑制されることを説明する。

図６（ｂ）は、図６（ａ）に示すモデルに、電力動揺成分出力抑制装置Ａを示すモデルを追加したモデルを示す図である。分散形電源Ｃと一機無限大母線モデルの送電線とを接続する配電線の接続点ａに、電力動揺成分出力抑制装置Ａを示すモデルが接続されている。図６（ｂ）に示すモデルを用いて、図６（ａ）に示すモデルに行ったものと同様のシミュレーションを行った。なお、電力動揺成分出力抑制装置Ａには、図７に示すシミュレーションで検出された電力動揺の周波数ｆ_SW（＝０．９１８［Ｈｚ］）が設定されている。その他の条件は、図６（ａ）に示すモデルと共通する。

図８（ａ）は、図７（ａ）と同様、分散形電源Ｃの有効電力出力変化量ΔＰおよび無効電力出力変化量ΔＱを示している。時刻Ｔｉｍｅが１［ｓ］のときに、有効電力Ｐ１を２［ＭＷ］増加させたことで、図８（ａ）に示すように、有効電力出力変化量ΔＰが０［ＭＷ］から２［ＭＷ］に、ステップ状に大きく変化している。

図８（ｂ）は、電力動揺成分出力抑制装置Ａが出力する有効電力Ｐ２の有効電力出力変化量ΔＰ、および、無効電力の無効電力出力変化量ΔＱを示している。また、図８（ｃ）は、接続点ａの下流側の有効電力Ｐ３（＝Ｐ１＋Ｐ２）の有効電力出力変化量ΔＰ、および、出力無効電力の無効電力出力変化量ΔＱを示している。電力動揺成分出力抑制装置Ａは、有効電力Ｐ３の電力動揺の周波数ｆ_SWの成分が「０」になるように、有効電力Ｐ２を出力している。

図８（ｄ）は、図７（ｂ）と同様、発電機Ｅの回転速度の変化を示している。図８（ｄ）に示すように、時刻Ｔｉｍｅが１［ｓ］のときに発生した回転速度の変動は、すぐに収まっている。つまり、電力動揺成分出力抑制装置Ａを設けて有効電力Ｐ３の周波数ｆ_SWの成分を「０」に制御することにより、電力動揺が抑制されている。

以上のように、電力動揺成分出力抑制装置Ａを用いることで、電力動揺を引き起こすことを抑制できることが確認できた。

なお、上記第１実施形態においては、有効電力の電力動揺成分を抑制する場合について説明したが、これに限られない。無効電力の電力動揺成分を抑制するように、電流制御部３３のｑ軸側も同様の構成にしてもよい。すなわち、電流信号ｉ₁と電圧信号ｖとに基づいて無効電力を算出し、無効電力の制御を行うための無効電力補償信号を生成して、ｑ軸電流信号ｉ_qの目標信号ｉ_q ^*として用いるようにすればよい。また、有効電力算出部３１が有効電力に代えて皮相電力を算出して、有効電力制御部３２に出力するようにしてもよい。

上記第１実施形態においては、電流制御部３３で電流信号ｉ₂を三相/二相変換して回転座標変換してから制御を行っているが、これに限られない。例えば、三相/二相変換部３３ａから出力されるα軸電流信号ｉαおよびβ軸電流信号ｉβを制御するようにしてもよい。この場合、目標信号ｉ_d ^*と目標信号ｉ_q ^*とを静止座標変換して、目標信号として用いればよい。また、三相の電流信号ｉ₂を直接制御するようにしてもよい。この場合、目標信号ｉ_d ^*と目標信号ｉ_q ^*とを静止座標変換して二相/三相変換して、目標信号として用いればよい。

上記第１実施形態においては、電力動揺の周波数ｆ_SWが外部から与えられる場合について説明したが、これに限られない。例えば、周波数ｆ_SWを検出して用いるようにしてもよい。周波数ｆ_SWを検出して設定する場合を第２の実施形態として、以下に説明する。

図９は、第２実施形態に係る制御回路の内部構成を説明するための機能ブロック図である。同図において、第１実施形態に係る制御回路３（図２参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。図９に示すように、制御回路３’は、電力動揺周波数検出部３５を備えている点で、第１実施形態に係る制御回路３と異なる。

電力動揺周波数検出部３５は、電力系統Ｂの系統周波数から電力動揺の周波数ｆ_SWを検出して、有効電力制御部３２に設定するものである。電力動揺周波数検出部３５は、周波数検出部３５ａ、バンドパスフィルタ３５ｂ、ＦＦＴ処理部３５ｃ、および、比較部３５ｄを備えている。

周波数検出部３５ａは、電力系統Ｂの系統周波数を検出するものである。周波数検出部３５ａは、電圧センサ５より入力される電圧信号ｖの周波数を検出する。電圧信号ｖは、配電線Ｄの接続点ａの下流側の電圧、すなわち、電力系統Ｂの系統電圧を検出したものである。したがって、電圧信号ｖの周波数を検出することで、電力系統Ｂの系統周波数を検出することができる。周波数検出部３５ａは、系統周波数を連続的に検出して、周波数信号ｆとしてバンドパスフィルタ３５ｂに出力する。

バンドパスフィルタ３５ｂは、所定の周波数帯域（０．２［Ｈｚ］〜１［Ｈｚ］）の成分を抽出するものである。バンドパスフィルタ３５ｂは、周波数検出部３５ａから入力される周波数信号ｆのうち、所定の周波数帯域の成分をそのまま通過させ、その他の周波数成分を減衰させて、ＦＦＴ処理部３５ｃに出力する。電力動揺の周波数が０．２［Ｈｚ］〜１［Ｈｚ］であることが知られており、電力需要の変化に伴う電力変動の周波数が０．２［Ｈｚ］以下に含まれることが知られている。バンドパスフィルタ３５ｂは、電力需要による変動の周波数成分を除去して、電力動揺の周波数成分だけを抽出している。

ＦＦＴ処理部３５ｃは、高速フーリエ変換（Fast Fourier transformation）処理を行うものである。ＦＦＴ処理部３５ｃは、バンドパスフィルタ３５ｂから入力される信号（周波数信号ｆから所定の周波数帯域の周波数成分を抽出したもの）に対して高速フーリエ変換処理を行い、周波数毎の出力レベルを演算して、比較部３５ｄに出力する。

比較部３５ｄは、ＦＦＴ処理部３５ｃより入力される各周波数の出力レベルを閾値と比較するものである。比較部３５ｄは、出力レベルが閾値以上となった周波数を電力動揺の周波数ｆ_SWとして、有効電力制御部３２に出力する。

なお、電力動揺周波数検出部３５の構成は、これに限られない。例えば、周波数検出部３５ａから出力される周波数信号ｆに対して高速フーリエ変換処理を行い、所定の周波数帯域の周波数の出力レベルだけを比較部３５ｄに入力するようにしてもよい。また、比較部３５ｄは、出力レベルが閾値以上となった周波数のうち出力レベルが最大である周波数を周波数ｆ_SWとして検出するようにしてもよい。

第２実施形態においても、第１実施形態と同様に、有効電力制御部３２が有効電力算出部３１より出力される有効電力信号の電力動揺の周波数ｆ_SWの成分をゼロにする制御を行う。したがって、第２実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

なお、電力動揺成分出力抑制装置Ａが電力動揺の周波数ｆ_SWを検出すのではなく、分散形電源Ｃを監視する遠隔監視制御装置が周波数ｆ_SWを検出するようにしてもよい。遠隔監視制御装置が周波数ｆ_SWを検出して電力動揺成分出力抑制装置Ａに送信する場合を第３の実施形態として、以下に説明する。

図１０は、第３実施形態に係る大容量システムを説明するための図である。

大容量システムＧは、並列接続された複数の分散形電源Ｃと、各分散形電源Ｃを遠隔監視する遠隔監視制御装置Ｈと、電力動揺成分出力抑制装置Ａとを備えている。遠隔監視制御装置Ｈは、各分散形電源Ｃの発電状態などを監視するものであり、電力動揺周波数検出部３５を備えている。電力動揺周波数検出部３５は、第２実施形態に係る電力動揺周波数検出部３５（図９参照）と同様のものであり、電圧センサ５より入力される電圧信号ｖに基づいて電力動揺の周波数ｆ_SWを検出して、電力動揺成分出力抑制装置Ａに送信する。電力動揺成分出力抑制装置Ａは、受信した周波数ｆ_SWを有効電力制御部３２（図２参照）に設定する。

第３実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

上記第１〜第３実施形態においては、分散形電源Ｃが三相のシステムである場合について説明したが、単相のシステムであってもよい。単相のシステムの場合を、第４実施形態として、以下に説明する。

図１１は、第４実施形態に係る制御回路の内部構成を説明するための機能ブロック図である。同図において、第１実施形態に係る制御回路３（図２参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。制御回路３”は、有効電力算出部３１’、電流制御部３３’およびＰＷＭ信号生成部３４’が単相の信号を用いる点で、第１実施形態に係る制御回路３と異なる。なお、図示しないが、電流センサ４、電圧センサ５および電流センサ６は、それぞれ単相の電流（電圧）信号を検出する。

有効電力算出部３１’は、電流センサ４より入力される電流信号ｉ₁と電圧センサ５より入力される電圧信号ｖとに基づいて、有効電力を連続的に算出し、有効電力信号として出力する。

電流制御部３３’は、電流センサ６より入力される電流信号ｉ₂に基づいて補償信号を生成し、ＰＷＭ信号生成部３４’に出力する。電流制御部３３’は、有効電力制御部３２より入力される有効電力補償信号を電流信号ｉ₂の目標信号ｉ₂ ^*として用いる。すなわち、電流制御部３３’は、電流信号ｉ₂と目標信号ｉ₂ ^*との偏差に基づいて、ＰＩ制御部３３ｅでＰＩ制御（比例積分制御）を行って、補償信号ｘを出力する。

ＰＷＭ信号生成部３４’は、電流制御部３３’より入力される補償信号ｘに基づいてＰＷＭ信号を生成して、インバータ回路２に出力する。

第４実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

本発明に係る電力動揺成分出力抑制装置は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る電力動揺成分出力抑制装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ 電力動揺成分出力抑制装置
１ 蓄電池（直流電力蓄積手段）
２ インバータ回路
３，３’，３” 制御回路
３１，３１’ 有効電力算出部（電力算出手段）
３２ 有効電力制御部（電力制御手段）
３３，３３’ 電流制御部
３３ａ 三相/二相変換部（変換手段）
３３ｂ 回転座標変換部（変換手段）
３３ｃ,３３ｄ ＬＰＦ
３３ｅ,３３ｆ ＰＩ制御部（二相制御手段）
３３ｇ 静止座標変換部（逆変換手段）
３３ｈ 二相/三相変換部（逆変換手段）
３４，３４’ ＰＷＭ信号生成部
３５ 電力動揺周波数検出部
３５ａ 周波数検出部
３５ｂ バンドパスフィルタ（所定帯域通過手段）
３５ｃ ＦＦＴ処理部
３５ｄ 比較部（所定周波数検出手段）
４ 電流センサ
５ 電圧センサ
Ｂ 電力系統
Ｃ 分散形電源
Ｄ 配電線
Ｅ 発電機
Ｆ 無限大母線
Ｇ 大容量システム
Ｈ 遠隔監視制御装置

Claims (6)

1. 系統連系インバータシステムである分散形電源と電力系統との接続線に接続され、前記分散形電源が前記電力系統に出力する電力から、前記電力系統に固有の電力動揺の周波数の成分を除去する電力動揺成分出力抑制装置であって、
   直流電力を蓄える直流電力蓄積手段と、
   前記直流電力蓄積手段と前記接続線との間で、直流電力と交流電力との変換を行うインバータ回路と、
   前記インバータ回路をＰＷＭ信号によって制御する制御回路と、
   を備えており、
   前記制御回路は、
   前記接続線との接続点の下流側で検出された電気的信号から電力を算出し、電力信号として出力する電力算出手段と、
   前記電力信号の前記電力動揺の周波数の成分をゼロに制御するための電力補償信号を生成する電力制御手段と、
   を備え、
   前記電力補償信号に基づいて、前記インバータ回路を制御する、
   ことを特徴とする電力動揺成分出力抑制装置。
2. 前記制御回路は、
   前記電力補償信号を電流目標として、前記インバータ回路の出力電流を制御するための電流補償信号を生成する電流制御手段と、
   前記電流補償信号に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   をさらに備え、
   前記インバータ回路を前記ＰＷＭ信号によって制御する、
   請求項１に記載の電力動揺成分出力抑制装置。
3. 前記電力制御手段は、周波数重みＷ（ｓ）を用いて設計された伝達関数によって信号処理を行い、
   前記周波数重みＷ（ｓ）は、前記電力動揺の周波数をｆ_SW、ゲインをｋとした場合、
   Ｗ（ｓ）＝ｋ・ｓ／｛ｓ²＋（２π・ｆ_SW）²｝
   である、
   請求項２に記載の電力動揺成分出力抑制装置。
4. 前記インバータ回路は三相交流電力を出力し、
   前記電流制御手段は、
   前記インバータ回路の三相の出力電流をそれぞれ検出した三相の電流信号に対して、三相/二相変換および回転座標変換を行って、２つの軸成分信号に変換する変換手段と、
   前記２つの軸成分信号とそれぞれの目標信号との偏差信号をゼロに制御するための２つの信号を生成する二相制御手段と、
   前記２つの信号に対して、静止座標変換および二相/三相変換を行って、三相の前記電流補償信号に変換する逆変換手段と、
   を備えており、
   前記電力補償信号を前記２つの軸成分信号の一方の目標信号とする、
   請求項２または３に記載の電力動揺成分出力抑制装置。
5. 前記電力動揺の周波数が、外部から入力される、請求項１ないし４のいずれかに記載の電力動揺成分出力抑制装置。
6. 前記電力系統の系統周波数を検出する周波数検出手段と、
   前記系統周波数を連続的に検出した系統周波数信号を入力され、所定の周波数帯域以外の成分を減衰させて出力する所定帯域通過手段と、
   前記所定帯域通過手段から出力される信号の周波数毎の出力レベルを演算するＦＦＴ処理手段と、
   前記出力レベルが閾値以上となる周波数を検出する所定周波数検出手段と、
   をさらに備え、
   前記所定周波数検出手段が検出した周波数を前記電力動揺の周波数として用いる、
   請求項１ないし４のいずれかに記載の電力動揺成分出力抑制装置。