JP6344390B2 - 並列共振回路 - Google Patents
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Description
本発明は、チューナシステム等に利用される並列共振回路に関するものである。
複数のチャンネルにより構成される送信信号を受信し、所望チャンネルを選択して復調を行うチューナシステムには低歪特性が要求される。例えば、日本の地上波デジタルテレビ放送(ISDB−T)は1チャンネル当たり6MHzの信号帯域で第13チャンネル(473.143MHz)から第52チャンネル(707.143MHz)までの計40チャンネルで構成されており、チューナシステムには、各受信チャンネルにおいて妨害チャンネル入力レベルに対して50dBc以上の耐妨害波特性が求められる。
こうした受信特性を実現するために、チューナシステムでは初段の低雑音増幅器において、受信チャンネルに応じて中心周波数を可変にした並列共振回路によって妨害波の除去が行われることが多い。一方で、モバイル端末向け等では低消費電力であることも重要である。
ある従来技術によれば、インダクタ部と可変容量部と可変抵抗部とが並列接続されてなる並列共振回路をトランスコンダクタンス増幅器の負荷として増幅回路が構成される。可変抵抗部は複数のブランチを並列接続してなり、各ブランチは抵抗とMOSスイッチとの直列回路を有する。可変容量部も同様に複数のブランチを並列接続してなり、各ブランチは容量とMOSスイッチとの直列回路を有する(非特許文献1参照)。
Y. Kanazawa et al.,"A 130M to 1GHz Digitally Tunable RF LC-Tracking Filter for CMOS RF receivers", IEEE Asian Solid-State Circuits Conference, Nov. 2008, pp.469-472.
上記のように並列共振回路をトランスコンダクタンス増幅器の負荷として増幅回路を構成した場合、増幅回路の出力電圧Voは、当該増幅回路の電源電圧Vddに交流成分Vacが重畳されたものとなる。そして、可変抵抗部のオフ状態のPMOSスイッチのゲートにはVddが入力される。この場合の出力電圧Voとオフ状態のPMOSスイッチのゲート・ソース間電圧Vgsとの関係は、
Vgs=Vdd−Vo=Vdd−(Vdd+Vac)=−Vac
のようになる。
Vgs=Vdd−Vo=Vdd−(Vdd+Vac)=−Vac
のようになる。
ところが、交流成分VacがPMOSスイッチを構成するトランジスタの閾値電圧Vth以上になると、オフ状態のPMOSスイッチが一時的にオン状態になる。これにより、出力インピーダンスが大きく変動し、増幅回路の歪特性及び飽和特性が劣化する。また、ゲート・ソース間だけではなく、ソース・バックゲート間の寄生ダイオードに順方向バイアスが印加されることによるインピーダンスの変動も、歪特性及び飽和特性を劣化させる原因となる。そして、これらは低消費電力化のために閾値電圧Vthの低いトランジスタを用いると、より顕著になる。
本発明の目的は、歪特性及び飽和特性の良好な並列共振回路を低消費電力で実現することにある。
上記目的を達成するために、本発明のある観点によれば、インダクタ部と容量部と可変抵抗部とが並列接続され、かつ第1の電源が接続されてなる並列共振回路において、前記可変抵抗部は、1つのブランチ又は複数のブランチの並列接続からなり、前記ブランチの各々は、抵抗とMOSスイッチとの直列回路を有し、前記MOSスイッチの各々のゲートに与えられる制御信号の電源を供給し、かつ前記MOSスイッチの各々にバックゲート電圧を供給する第2の電源の電源電圧は、前記第1の電源の電源電圧よりも高いこととした。
本発明の他の観点によれば、インダクタ部と可変容量部とが並列接続され、かつ第1の電源が接続されてなる並列共振回路において、前記可変容量部は、複数のブランチを並列接続してなり、前記ブランチの各々は、容量とMOSスイッチとの直列回路を有し、前記MOSスイッチの各々のゲートに与えられる制御信号の電源を供給し、かつ前記MOSスイッチの各々にバックゲート電圧を供給する第2の電源の電源電圧は、前記第1の電源の電源電圧よりも高いこととした。
本発明によれば、MOSスイッチのゲート電圧及びバックゲート電圧を高くしたことにより、当該MOSスイッチがオフ状態を維持しやすくなるので、並列共振回路の歪特性及び飽和特性が改善する。
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。
《第1の実施形態》
図1は、本発明の第1の実施形態に係る並列共振回路をトランスコンダクタンス増幅器の負荷として構成した増幅回路の回路図である。図1の増幅回路は、トランスコンダクタンス増幅器10と、並列共振回路20と、抵抗値制御回路30とで構成される。Vinは増幅回路の入力電圧、Voは増幅回路の出力電圧である。
図1は、本発明の第1の実施形態に係る並列共振回路をトランスコンダクタンス増幅器の負荷として構成した増幅回路の回路図である。図1の増幅回路は、トランスコンダクタンス増幅器10と、並列共振回路20と、抵抗値制御回路30とで構成される。Vinは増幅回路の入力電圧、Voは増幅回路の出力電圧である。
並列共振回路20は、インダクタ部Lと、可変容量部VCと、可変抵抗部VRとが並列接続されてなり、第1の電源の電源電圧(以下、第1の電源電圧という。)Vdd1と、Voとの間に挿入されている。可変抵抗部VRはn個(nは1以上の整数)のブランチの並列接続からなり、第1ブランチはPMOSスイッチSW1と抵抗R1との直列回路からなり、第2ブランチはPMOSスイッチSW2と抵抗R2との直列回路からなり、第nブランチはPMOSスイッチSWnと抵抗Rnとの直列回路からなる。n本の抵抗R1,R2,…,Rnの各々の抵抗値は、互いに異なる重み付けがなされている。
抵抗値制御回路30は、PMOSスイッチSW1,SW2,…,SWnの各々のゲートに与えられる制御信号を生成するように、ESD(electro-static discharge)対策用抵抗Resdを介して第2の電源の電源電圧(以下、第2の電源電圧という。)Vdd2が供給されている。また、PMOSスイッチSW1,SW2,…,SWnの各々のバックゲートにも、ESD対策用抵抗Resdを介してVdd2が供給されている。しかも、PMOSスイッチSW1,SW2,…,SWnの各々を構成するトランジスタは、ESD耐性が向上するように、トランスコンダクタンス増幅器10を構成するMOSトランジスタよりも高耐圧になっている。ここに、Vdd2>Vdd1であって、例えばVdd2=3.3V、Vdd1=1.8Vである。
図1中に例示したように、第2ブランチのPMOSスイッチSW2のみがオフ状態となるような制御信号群が抵抗値制御回路30に与えられたものとする。増幅回路の出力電圧Voは、Vdd1に交流成分Vacが重畳されたものとなる。したがって、オフ状態のPMOSスイッチSW2のゲート・ソース間電圧Vgsは、
Vgs=Vdd2−Vo
=Vdd2−(Vdd1+Vac)
=−Vac+(Vdd2−Vdd1)
で表される。
Vgs=Vdd2−Vo
=Vdd2−(Vdd1+Vac)
=−Vac+(Vdd2−Vdd1)
で表される。
このように、2つの電源電圧の差(Vdd2−Vdd1)だけPMOSスイッチSW2が従来よりオンしづらくなる結果、増幅回路の歪特性及び飽和特性が改善する。また、ソース・バックゲート間の寄生ダイオードをオンさせないため、PMOSスイッチSW1,SW2,…,SWnの各々のバックゲートもVdd2に接続している。
なお、n本の抵抗R1,R2,…,Rnの全てにMOSスイッチが直列接続される必要はない。
図2は、図1中の可変容量部VCの詳細構成例を示す回路図である。図2の可変容量部VCは、Vdd1とVoとの間に挿入されており、m個(mは2以上の整数)のブランチを並列接続してなり、第1ブランチはPMOSスイッチCSW1と容量C1との直列回路からなり、第2ブランチはPMOSスイッチCSW2と容量C2との直列回路からなり、第mブランチはPMOSスイッチCSWmと容量Cmとの直列回路からなる。m個の容量C1,C2,…,Cmの各々の容量値は、互いに異なる重み付けがなされている。PMOSスイッチCSW1,CSW2,…,CSWmの各々のゲートに与えられる制御信号は、容量値制御回路40により生成される。Vdd1は、容量値制御回路40の電源電圧でもあり、かつPMOSスイッチCSW1,CSW2,…,CSWmの各々のバックゲートにも与えられている。
図2の構成によれば、並列共振回路20の可変の共振周波数を実現できる。なお、m個の容量C1,C2,…,Cmの全てにMOSスイッチが直列接続される必要はない。
図3は、図1中の可変容量部VCの他の詳細構成例を示す回路図である。図3では、図2に比べてPMOSスイッチCSW1,CSW2,…,CSWmと容量C1,C2,…,Cmとの位置が逆転している。また、容量値制御回路40は、PMOSスイッチCSW1,CSW2,…,CSWmの各々のゲートに与えられる制御信号を生成するように、前述の抵抗値制御回路30と同様に、ESD対策用抵抗Resdを介してVdd2(>Vdd1)が供給されている。また、PMOSスイッチCSW1,CSW2,…,CSWmの各々のバックゲートにも、ESD対策用抵抗Resdを介してVdd2が供給されている。しかも、PMOSスイッチCSW1,CSW2,…,CSWmの各々を構成するトランジスタは、高耐圧MOSトランジスタである。
図3の構成によれば、可変容量部VCにおけるMOSスイッチに起因した歪特性及び飽和特性の劣化を抑制できる。
図4は、図1中の抵抗値制御回路30の詳細構成例を示す回路図である。図4の抵抗値制御回路30は、第3の電源の電源電圧(以下、第3の電源電圧という。)Vdd3で動作する論理回路31と、論理回路31の出力をもとにVdd2で動作してPMOSスイッチSW1,SW2,…,SWnの各々のゲート制御信号を出力するレベルシフタ32とで構成される。ここに、Vdd3≦Vdd1であって、例えばVdd3=1.2Vである。
図4の構成によれば、低消費電力を達成できる。なお、図3中の容量値制御回路40も、図4と同様の構成で実現できる。
《第2の実施形態》
図5は、本発明の第2の実施形態に係る並列共振回路を差動型トランスコンダクタンス増幅器の負荷として構成した増幅回路の回路図である。Vinp及びVinnは増幅回路の差動入力電圧、Vop及びVonは増幅回路の差動出力電圧である。
図5は、本発明の第2の実施形態に係る並列共振回路を差動型トランスコンダクタンス増幅器の負荷として構成した増幅回路の回路図である。Vinp及びVinnは増幅回路の差動入力電圧、Vop及びVonは増幅回路の差動出力電圧である。
図5では、トランスコンダクタンス増幅器10が差動型であるのに対応して、並列共振回路20も差動構成になっている。第1に、VopとVdd1との間に正側のインダクタLpが、Vdd1とVonとの間に負側のインダクタLnがそれぞれ接続されている。また、可変抵抗部VRはn個(nは1以上の整数)のブランチの並列接続からなり、第1ブランチは抵抗R1pとPMOSスイッチSW1と抵抗R1nとの直列回路からなり、第2ブランチは抵抗R2pとPMOSスイッチSW2と抵抗R2nとの直列回路からなり、第nブランチは抵抗RnpとPMOSスイッチSWnと抵抗Rnnとの直列回路からなる。その他の点は図1と同様であって、抵抗値制御回路30は、PMOSスイッチSW1,SW2,…,SWnの各々のゲートに与えられる制御信号を生成するように、ESD対策用抵抗Resdを介してVdd2(>Vdd1)が供給されている。また、PMOSスイッチSW1,SW2,…,SWnの各々のバックゲートにも、ESD対策用抵抗Resdを介してVdd2が供給されている。しかも、PMOSスイッチSW1,SW2,…,SWnの各々を構成するトランジスタは、高耐圧MOSトランジスタである。
図5の構成によれば、第1の実施形態の効果に加えて、差動構成の採用により2次歪特性や外乱ノイズ耐性が改善する。
図6は、図5中の可変容量部VCの詳細構成例を示す回路図である。図6の可変容量部VCは、VopとVonとの間に挿入されており、m個(mは2以上の整数)のブランチを並列接続してなり、第1ブランチは容量C1pとNMOSスイッチCSW1と容量C1nとの直列回路からなり、第2ブランチは容量C2pとNMOSスイッチCSW2と容量C2nとの直列回路からなり、第mブランチは容量CmpとNMOSスイッチCSWmと容量Cmnとの直列回路からなる。その他の点は、図2と同様である。
図7は、図5中の可変容量部VCの他の詳細構成例を示す回路図である。ただし、第1ブランチ以外のブランチの図示を省略している。図7に示したブランチは、図6の場合と同様に容量C1pとNMOSスイッチCSW1と容量C1nとの直列回路からなるだけでなく、NMOSスイッチCSW1のオン抵抗を小さくするためのバイアス回路を更に備えている。当該バイアス回路は、2段のインバータ42,43からなる論理回路41と、2本の抵抗44,45とで構成される。1段目のインバータ42の出力はNMOSスイッチCSW1のゲートに接続され、2段目のインバータ43の出力は抵抗44を介してNMOSスイッチCSW1のドレインに接続される。また、2段目のインバータ43の出力は、抵抗45を介してNMOSスイッチCSW1のソースにも接続される。NMOSスイッチCSW1のバックゲートは、接地電圧Vssに接続される。
バイアス回路の作用により、NMOSスイッチCSW1のオン時には、ゲートがH電圧、ソース及びドレインがL電圧なので、オン抵抗が低下する。一方、NMOSスイッチCSW1のオフ時には、ゲートがL電圧、ソース及びドレインがH電圧なので、オフ抵抗が増加する。
図7の構成によれば、可変容量部VCにてMOSスイッチのオン抵抗を小さくできることから、フィルタ特性を急峻にできる効果が得られる。また、MOSスイッチで歪特性及び飽和特性が劣化しない。
図8は、図5中の可変容量部VCの更に他の詳細構成例を示す回路図である。図8の可変容量部VCは、VopとVonとの間に挿入されており、m個(mは2以上の整数)のブランチを並列接続してなり、第1ブランチはPMOSスイッチCSW1pと容量C1とPMOSスイッチCSW1nとの直列回路からなり、第2ブランチはPMOSスイッチCSW2pと容量C2とPMOSスイッチCSW2nとの直列回路からなり、第mブランチはPMOSスイッチCSWmpと容量CmとPMOSスイッチCSWmnとの直列回路からなる。その他の点は図3と同様であって、容量値制御回路40は、PMOSスイッチCSW1p,CSW2p,…,CSWmp;CSW1n,CSW2n,…,CSWmnの各々のゲートに与えられる制御信号を生成するように、ESD対策用抵抗Resdを介してVdd2(>Vdd1)が供給されている。また、PMOSスイッチCSW1p,CSW2p,…,CSWmp;CSW1n,CSW2n,…,CSWmnの各々のバックゲートにも、ESD対策用抵抗Resdを介してVdd2が供給されている。しかも、PMOSスイッチCSW1p,CSW2p,…,CSWmp;CSW1n,CSW2n,…,CSWmnの各々を構成するトランジスタは、高耐圧MOSトランジスタである。
図9は、図1又は図5の増幅回路を可変増幅回路として備えたチューナシステムのブロック図である。図9のチューナシステムは、アンテナ1と、図1又は図5の増幅回路を採用した可変増幅回路2と、PLL(phase-locked loop)3と、ミキサ4と、LPF(low pass filter)5と、ADC(analog-to-digital converter)6と、DSP(digital signal processor)7とで構成されている。図9の構成によれば、耐妨害波特性の良好なチューナシステムを実現できる。
以上のように、本願において開示する技術の例示として、第1及び第2の実施形態を説明した。しかしながら、本願における技術は、これに限定されず、適宜、変更、置き換え、付加、省略等を行った実施形態にも適用可能である。また、上記で説明した各構成要素を組み合わせて、新たな実施形態とすることも可能である。
以上説明してきたとおり、本発明に係る並列共振回路は、MOSスイッチのオフ状態を維持しやすくしたことで歪特性及び飽和特性の改善効果を有し、チューナシステムにおけるトラッキングフィルタ等として有用である。
1 アンテナ
2 可変増幅回路
3 PLL
4 ミキサ
5 LPF
6 ADC
7 DSP
10 トランスコンダクタンス増幅器
20 並列共振回路
30 抵抗値制御回路
31 論理回路
32 レベルシフタ
40 容量値制御回路
41 論理回路
42,43 インバータ
44,45 抵抗
C1,C2,…,Cm 容量
C1p,C2p,…,Cmp 容量
C1n,C2n,…,Cmn 容量
CSW1,CSW2,…,CSWm MOSスイッチ
CSW1p,CSW2p,…,CSWmp MOSスイッチ
CSW1n,CSW2n,…,CSWmn MOSスイッチ
L,Lp,Ln インダクタ
R1,R2,…,Rn 抵抗
R1p,R2p,…,Rnp 抵抗
R1n,R2n,…,Rnn 抵抗
Resd ESD対策用抵抗
SW1,SW2,…,SWn MOSスイッチ
VC 可変容量部
VR 可変抵抗部
Vdd1 第1の電源電圧(第1の電源の電源電圧)
Vdd2 第2の電源電圧(第2の電源の電源電圧)
Vdd3 第3の電源電圧(第3の電源の電源電圧)
2 可変増幅回路
3 PLL
4 ミキサ
5 LPF
6 ADC
7 DSP
10 トランスコンダクタンス増幅器
20 並列共振回路
30 抵抗値制御回路
31 論理回路
32 レベルシフタ
40 容量値制御回路
41 論理回路
42,43 インバータ
44,45 抵抗
C1,C2,…,Cm 容量
C1p,C2p,…,Cmp 容量
C1n,C2n,…,Cmn 容量
CSW1,CSW2,…,CSWm MOSスイッチ
CSW1p,CSW2p,…,CSWmp MOSスイッチ
CSW1n,CSW2n,…,CSWmn MOSスイッチ
L,Lp,Ln インダクタ
R1,R2,…,Rn 抵抗
R1p,R2p,…,Rnp 抵抗
R1n,R2n,…,Rnn 抵抗
Resd ESD対策用抵抗
SW1,SW2,…,SWn MOSスイッチ
VC 可変容量部
VR 可変抵抗部
Vdd1 第1の電源電圧(第1の電源の電源電圧)
Vdd2 第2の電源電圧(第2の電源の電源電圧)
Vdd3 第3の電源電圧(第3の電源の電源電圧)
Claims (20)
- インダクタ部と容量部と可変抵抗部とが並列接続され、かつ第1の電源が接続されてなる並列共振回路であって、
前記可変抵抗部は、1つのブランチ又は複数のブランチの並列接続からなり、
前記ブランチの各々は、抵抗とMOSスイッチとの直列回路を有し、
前記MOSスイッチの各々のゲートに与えられる制御信号の電源を供給し、かつ前記MOSスイッチの各々にバックゲート電圧を供給する第2の電源の電源電圧は、前記第1の電源の電源電圧よりも高いことを特徴とする並列共振回路。 - 請求項1記載の並列共振回路において、
前記MOSスイッチの各々は、前記第1の電源の電源電圧で動作するMOSトランジスタに比べて高耐圧であることを特徴とする並列共振回路。 - 請求項1記載の並列共振回路において、
前記MOSスイッチ各々のバックゲートと前記第2の電源との間に挿入されたESD対策用の抵抗を更に備えたことを特徴とする並列共振回路。 - 請求項1記載の並列共振回路において、
前記MOSスイッチの各々のゲートに前記制御信号を与える制御回路は、
第3の電源の電源電圧で動作する論理回路と、
前記論理回路の出力をもとに前記第2の電源の電源電圧で動作して前記制御信号を出力するレベルシフタとを備え、
前記第3の電源の電源電圧は、前記第1の電源の電源電圧よりも高くないことを特徴とする並列共振回路。 - 請求項1記載の並列共振回路において、
前記容量部は、可変容量部を有することを特徴とする並列共振回路。 - 請求項5記載の並列共振回路において、
前記可変容量部は、複数のブランチを並列接続してなり、
前記可変容量部にて、前記ブランチの各々は、容量とMOSスイッチとの直列回路を有することを特徴とする並列共振回路。 - 請求項6記載の並列共振回路において、
前記第2の電源は、前記可変容量部にて、前記MOSスイッチの各々のゲートに与えられる制御信号の電源を供給し、かつ前記MOSスイッチの各々にバックゲート電圧を供給することを特徴とする並列共振回路。 - 請求項7記載の並列共振回路において、
前記可変容量部にて、前記MOSスイッチの各々は、前記第1の電源の電源電圧で動作するMOSトランジスタに比べて高耐圧であることを特徴とする並列共振回路。 - 請求項1記載の並列共振回路において、
差動構成であることを特徴とする並列共振回路。 - 請求項9記載の並列共振回路において、
前記容量部は、可変容量部を有することを特徴とする並列共振回路。 - 請求項10記載の並列共振回路において、
前記可変容量部は、複数のブランチを並列接続してなり、
前記可変容量部にて、前記ブランチの各々は、MOSスイッチと当該MOSスイッチの両端にそれぞれ接続された容量との直列回路を有することを特徴とする並列共振回路。 - 請求項11記載の並列共振回路において、
前記可変容量部にて、前記ブランチの各々は、前記MOSスイッチのオン抵抗を小さくするためのバイアス回路を更に有することを特徴とする並列共振回路。 - 請求項10記載の並列共振回路において、
前記可変容量部は、複数のブランチを並列接続してなり、
前記可変容量部にて、前記ブランチの各々は、容量と当該容量の両端にそれぞれ接続されたMOSスイッチとの直列回路を有することを特徴とする並列共振回路。 - 請求項1記載の並列共振回路をトランスコンダクタンス増幅器の負荷として構成したことを特徴とする増幅回路。
- 請求項14記載の増幅回路を備えたことを特徴とするチューナシステム。
- インダクタ部と可変容量部とが並列接続され、かつ第1の電源が接続されてなる並列共振回路であって、
前記可変容量部は、複数のブランチを並列接続してなり、
前記ブランチの各々は、容量とMOSスイッチとの直列回路を有し、
前記MOSスイッチの各々のゲートに与えられる制御信号の電源を供給し、かつ前記MOSスイッチの各々にバックゲート電圧を供給する第2の電源の電源電圧は、前記第1の電源の電源電圧よりも高いことを特徴とする並列共振回路。 - 請求項16記載の並列共振回路において、
前記インダクタ部と前記可変容量部とに対して並列接続された抵抗部を更に備えたことを特徴とする並列共振回路。 - 請求項17記載の並列共振回路において、
前記抵抗部は、可変抵抗部を有することを特徴とする並列共振回路。 - 請求項16記載の並列共振回路をトランスコンダクタンス増幅器の負荷として構成したことを特徴とする増幅回路。
- 請求項19記載の増幅回路を備えたことを特徴とするチューナシステム。
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