JP6334427B2 - 交流モータ駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＰＷＭ制御により直流電力から交流電力に変換して駆動する交流モータ駆動装置に関するものである。

家電機器や電気自動車に搭載される交流モータとして、一般的に、三相の正弦波電流によって駆動される永久磁石同期モータが使用される。交流モータを駆動するためには、直流電源あるいは直流変換された電源から交流を作り出す必要があり、交流モータのトルクや回転数をコントロールするために発生する三相交流の電圧ないし電流および周波数を変えられる機能が必要であり、三相電圧型ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｒａｔｉｏｎ）インバータが用いられる。三相電圧型ＰＷＭインバータでは、二つのパワー素子を直列に三相分接続したもので、直列接続したパワー素子の中間から交流モータへの出力が取り出される。交流モータは三相で駆動されているが、制御にはｄｑ軸の二相で行われているため、二相／三相変換に伴い、モータ電流を検出する検出素子の誤差や、モータの巻線抵抗、インダクタンス、磁束のばらつきがある場合には、その影響を受けて、スイッチング動作に伴うトルクリップルが大きく、モータの駆動騒音が大きくなるという問題がある。

この対策として、例えば、特許文献１のモータ制御装置では、位置検出部によりロータの回転位置を検出し、電流検出部によりモータの相電流を検出する。ｄｑ軸指令値出力部が、制御指令に応じて、ベクトル制御におけるｄｑ軸電流指令値を出力すると、指令値座標変換部は、そのｄｑ軸電流指令値を、ロータの回転位置に基づいて三相座標系の三相電流指令値に変換する。電圧指令生成部は、電流検出部により検出される三相電流との偏差についてＰＩ制御演算を行った結果と、前記偏差について、前記ロータの回転位置に応じて変動する補正値を乗じた結果とを加算して３相電圧指令を生成することが開示されている。これにより、制御に含まれるばらつきや非線形要素を各相に分離した状態で制御する際に、制御帯域が低い場合でも制御精度を低下させることなく、モータのトルクリップルや騒音を低減することができる。

特開２０１３−１７２５５０号公報

交流モータへ電力を供給するインバータ部を構成するスイッチング素子の発熱は、モータ制御装置の温度を上昇させるため、温度の上昇を抑制することもモータ制御装置の長寿命化という観点からもその対策は重要である。

しかしながら、特許文献１のモータ制御装置では、交流モータに流れる交流電流の整数倍の周波数の高調波指令値を重畳することにより、制御性を損なわずにリプル電流を低減して騒音を抑制しているが、インバータ部を構成する素子の発熱による温度上昇については対策が採られていないといった問題があった。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、騒音の抑制だけでなく、交流モータへ電力を供給するインバータ部を構成するスイッチング素子の発熱に伴う温度上昇を低減させることを目的としている。

上記課題を解決するために、本発明に係る第１の交流モータ駆動装置は、供給される直流電力の電圧値を検出する電圧検出部と、内蔵するスイッチング素子を通電パターンに従ってオン／オフ制御することで前記直流電力を交流電力に変換して交流モータに供給するインバータ部と、前記電圧値と、前記交流モータからの前記交流モータの回転軸の位置信号と、前記交流モータへの角周波数指令値と、に基づいて前記通電パターンを生成して制御信号として出力する制御部と、を備え、前記制御部は、前記位置信号に基づいて算出される前記交流モータの角周波数と、前記位置信号および前記交流モータの極数とに基づいて算出される前記交流電力の相電流の位相信号と、を生成する角周波数・位相信号生成部と、前記角周波数指令値と前記電圧値と前記角周波数と前記位相信号とに基づいて、前記相電流の周波数と同じ周波数を有する前記交流モータの各相に対する主指令値を生成する主指令値生成部と、前記位相信号に基づいて、前記相電流の周波数の３倍の周波数を有する付加指令値を生成する付加指令値生成部と、前記主指令値と前記付加指令値とを加算した加算値を出力する加算器と、前記加算値に基づいて前記通電パターンを生成し、前記インバータ部に前記制御信号として出力する通電パターン生成部と、で構成されることを特徴とするものである。

また、本発明に係る第２の交流モータ駆動装置は、供給される直流電力の電圧値を検出する電圧検出部と、内蔵するスイッチング素子を通電パターンに従ってオン／オフ制御することで前記直流電力を交流電力に変換して交流モータに供給するインバータ部と、前記交流電力のうち少なくとも１相の電流値を検出する電流検出部と、前記電圧値と、前記電流値と、前記交流モータへの角周波数指令値と、に基づいて前記通電パターンを生成して制御信号として出力する制御部と、を備え、前記制御部は、前記電流値に基づいて算出される前記交流モータの角周波数と、前記電流値および前記交流モータの極数とに基づいて算出される前記交流電力の相電流の位相信号と、前記電流値に基づいて算出される前記電流値の基準となる時刻を示す基準時刻と、前記電流値の周期に同期した同期位相信号と、を生成する角周波数・位相信号生成部と、前記角周波数指令値と前記電圧値と前記角周波数と前記位相信号とに基づいて、前記相電流の周波数と同じ周波数を有する前記交流モータの各相に対する主指令値を生成する主指令値生成部と、前記基準時刻と前記同期位相信号とに基づいて前記電流値の周波数の３倍の周波数を有する付加指令値を生成する付加指令値生成部と、前記主指令値と前記付加指令値とを加算した加算値を出力する加算器と、前記加算値に基づいて前記通電パターンを生成し、前記インバータ部に前記制御信号として出力する通電パターン生成部と、で構成されることを特徴とするものである。

本発明の交流モータ駆動装置によれば、指令値に交流モータに流れる相電流の３倍の周波数の高調波指令値を重畳することで、騒音の抑制だけでなく、直流電力を交流電力に変換し交流モータへ電力供給するインバータ部を構成するスイッチング素子の発熱に伴う温度上昇を低減させることができるという効果がある。これにより、スイッチング素子の温度上昇を抑制することができ、交流モータ駆動装置の長寿命化を図ることができる。

実施の形態１に係る交流モータ駆動装置の全体を示すブロック図である。 実施の形態１におけるインバータ部を示す回路図である。 実施の形態１における制御部を示すブロック図である。 実施の形態１における制御部の主指令値生成部を示すブロック図である。 実施の形態１における制御部の付加指令値生成部を示すブロック図である。 実施の形態１におけるインバータ部内の１つのアームで生じる損失を示す波形模式図である。 実施の形態１におけるインバータ部内の温度変化を相電流との関係で明示した波形模式図である。 実施の形態１における相電流とインバータ部内の素子温度変化との関係を示した波形模式図である。 実施の形態１における主指令値と付加指令値と重畳済指令値との関係の一例を示す波形模式図である。 実施の形態１におけるインバータ部での損失を示す模式図である。 実施の形態２に係る交流モータ駆動装置の全体を示すブロック図である。 実施の形態２における制御部を示すブロック図である。 実施の形態２における制御部の付加指令値生成部を示すブロック図である。

以下、本発明の実施の形態に係る交流モータ駆動装置の詳細について、図１から図１３を参照して説明する。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る交流モータ駆動装置の全体を示すブロック図、図２は、インバータ部を示す回路図、図３は、制御部を示すブロック図、図４は、制御部の主指令値生成部を示すブロック図であり、また、図５は、制御部の付加指令値生成部を示すブロック図である。

まず、図１から図５を用いて、実施の形態１に係る交流モータ駆動装置の構成について説明する。図１に示すように、交流モータ駆動装置１は、直流電力を供給する直流母線６の高電位側導体６ａと低電位側導体６ｂとの間の電圧値Ｖｄｃを検出する電圧検出部２と、直流電力を三相交流に変換して交流モータ４に供給するインバータ部３と、交流モータ４の回転軸の回転位置を検出するエンコーダ４１と、電圧検出部２から出力された電圧値Ｖｄｃ、角周波数指令値（回転数）ω＿ｒｅｆおよびエンコーダ４１からの位置信号ｄに基づいてインバータ部３のスイッチング素子をオン／オフ制御する制御信号Ｇｓを出力する制御部５と、で構成されている。

インバータ部３は、図２に示すように、三相電圧型ＰＷＭインバータで、二つのスイッチング素子（ＩＧＢＴ）３２が直列に接続されたスイッチ対３０が並列に三相分接続された構成となっており、直流電力は、直列接続されたスイッチング素子３２の中間から出力される交流電力に変換されて、交流モータ４に供給される。具体的には、還流ダイオード３３ａが逆並列接続されたＩＧＢＴ３２ａを組とした上アーム３１ａと、還流ダイオード３３ｂが逆並列接続されたＩＧＢＴ３２ｂを組とした下アーム３１ｂが直列に接続されたスイッチ対３０ｕで構成され、そのＩＧＢＴ３３ａ，３３ｂの中間からＵ相の出力が、還流ダイオード３３ｃが逆並列接続されたＩＧＢＴ３２ｃを組とした上アーム３１ｃと、還流ダイオード３３ｄが逆並列接続されたＩＧＢＴ３２ｄを組とした下アーム３１ｄが直列に接続されたスイッチ対３０ｖで構成され、そのＩＧＢＴ３３ｃ，３３ｄの中間からＶ相の出力が、また、還流ダイオード３３ｅが逆並列接続されたＩＧＢＴ３２ｅを組とした上アーム３１ｅと、還流ダイオード３３ｆが逆並列接続されたＩＧＢＴ３２ｆを組とした下アーム３１ｆが直列に接続されたスイッチ対３０ｗで構成され、そのＩＧＢＴ３３ｅ，３３ｆの中間からＷ相の出力が、三相交流電力として交流モータ４へ供給される。

これらのスイッチ対３０ｕ，３０ｖ，３０ｗの上アーム３１ａ，３１ｃ，３１ｅが、直流母線６の高電位側導体６ａに、下アーム３１ｂ，３１ｄ，３１ｆが直流母線６の低電位側導体６ｂに、それぞれ接続されている。ＩＧＢＴ３２ａから３２ｆは、それぞれのゲート端子に入力される制御部５からの制御信号ＧａからＧｆの通電パターンに従ってオン／オフ制御され、直流電力は三相の交流電力のＵ相，Ｖ相，Ｗ相として変換される。ここで、通電パターンに従って高電位と低電位の２値で交流モータ４のＵ相，Ｖ相，Ｗ相に給電されるが、交流モータ４のインダクタンスの影響により各相の電圧は平滑化される。

なお、図２において、制御信号Ｇｓの入力端ＧａからＧｆとＩＧＢＴ３２ａ〜３２ｆとの間の絶縁、増幅ならびに直流成分加算回路は省略されている。インバータ部３内のＩＧＢＴ３０ｕ，３０ｖ，３０ｗのＵ相，Ｖ相，Ｗ相、それぞれの出力電圧に応じた電流が交流モータ４に流れて、回転軸が回転する。交流モータ４の回転軸には、回転軸の位置信号ｄを検出するエンコーダ４１が取り付けられており、検出された位置信号ｄは制御部５に出力される。

制御部５は、図３に示すように、角周波数・位相信号生成部５１、主指令値生成部５２、付加指令値生成部５３、加算器５４および通電パターン生成部５５で構成されている。

角周波数・位相信号生成部５１は、エンコーダ４１の出力である位置信号ｄに基づいて交流モータの回転軸の角周波数（回転数）ωと、回転軸の予め定められた基準位置からの角度変位θとを算出する。そして、角度変位θと交流モータ４の極数とに基づいて、交流モータ４に給電される三つの相電流の内の予め定められた１つの相電流の現時刻においる位相信号θｉを生成する。ここで、位相信号θｉは、交流モータ４に給電される相電流の周波数ωｉの周期性を有する。

主指令値生成部５２は、交流モータ４の角周波数の指令値である角周波数指令値ω＿ｒｅｆと、電圧検出部２から出力である電圧値Ｖｄｃと、角周波数・位相信号生成部５１からの出力である回転軸の角周波数ωと、相電流の位相信号θｉとに基づいて、交流モータ４の各相に対する電圧指令値である主指令値Ａｕ＿ｒｅｆ，Ａｖ＿ｒｅｆ，Ａｗ＿ｒｅｆを生成する。

図４は、制御部５の主指令値生成部５２の構成例を示すブロック図であり、図４を用いて、主指令値生成部５２の具体的な構成内容について説明する。
主指令値生成部５２は、電流指令値生成部５２１、電圧指令値生成部５２２、座標軸変換部５２３および正規化部５２４で構成されている。

まず、電流指令値生成部５２１は、角周波数指令値ω＿ｒｅｆと角周波数・位相信号生成部５１の出力である角周波数ωとに基づいて、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆとｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆとを生成する。なお、ｄ軸電流指令値は、ゼロ（零）に定めることが一般的である。

続いて、電圧指令値生成部５２２は、電圧検出部２の出力である電圧値Ｖｄｃと、電流指令値生成部５２１の出力であるｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆとｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆとに基づいて、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆとｄ軸電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆとを生成する。

また、座標変換部５２３は、電圧指令値生成部５２２の出力であるｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆとｄ軸電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆとを、角周波数・位相信号生成部５１の出力である位相信号θｉに従って、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの相電圧指令値となるＶｕ＿ｒｅｆ，Ｖｖ＿ｒｅｆ，Ｖｗ＿ｒｅｆに変換する。

正規化部５２４は、相電圧指令値Ｖｕ＿ｒｅｆ，Ｖｖ＿ｒｅｆ，Ｖｗ＿ｒｅｆと電圧検出部２の出力である電圧値Ｖｄｃとの差に、それぞれ、電圧値Ｖｄｃの逆数を乗じる、すなわち、電圧値Ｖｄｃで除することで、主指令値Ａｕ＿ｒｅｆ，Ａｖ＿ｒｅｆ，Ａｗ＿ｒｅｆを生成する。

相電圧指令値Ｖｕ＿ｒｅｆ，Ｖｖ＿ｒｅｆ，Ｖｗ＿ｒｅｆの値が、電圧値Ｖｄｃの２倍の値である場合には、主指令値Ａｕ＿ｒｅｆ，Ａｖ＿ｒｅｆ，Ａｗ＿ｒｅｆの値は、それぞれ＋１となる。また、相電圧指令値Ｖｕ＿ｒｅｆ，Ｖｖ＿ｒｅｆ，Ｖｗ＿ｒｅｆの値がゼロの場合には、主指令値Ａｕ＿ｒｅｆ，Ａｖ＿ｒｅｆ，Ａｗ＿ｒｅｆの値は、それぞれ−１となる。相電圧指令値Ｖｕ＿ｒｅｆ，Ｖｖ＿ｒｅｆ，Ｖｗ＿ｒｅｆの値が、電圧値Ｖｄｃの１．５倍の値である場合には、主指令値Ａｕ＿ｒｅｆ，Ａｖ＿ｒｅｆ，Ａｗ＿ｒｅｆの値は、それぞれ＋０．５となり、相電圧指令値Ｖｕ＿ｒｅｆ，Ｖｖ＿ｒｅｆ，Ｖｗ＿ｒｅｆが、電圧値Ｖｄｃの０．５倍の値である場合には、主指令値Ａｕ＿ｒｅｆ，Ａｖ＿ｒｅｆ，Ａｗ＿ｒｅｆは、それぞれ−０．５となる。主指令値生成部５２が出力する主指令値Ａｕ＿ｒｅｆ，Ａｖ＿ｒｅｆ，Ａｗ＿ｒｅｆは、既に、一般的に開示されている正規化された電圧指令値と同一である。

付加指令値生成部５３は、角周波数・位相信号生成部５１の出力である位相信号θｉに基づいて、予め定められた振幅値Ａｂで、かつ、相電流の周波数ωｉの３倍すなわち３ωｉの周波数で、かつ、位相信号θｉに対して予め定められた角度変位θｂだけ位相がずれた付加指令値Ｂ＿ｒｅｆを生成する。

図５は、付加指令値生成部５３の構成例を示すブロック図であり、図５を用いて、付加指令値生成部５３の具体的な構成内容について説明する。
付加指令値生成部５３は、０°／１８０°位相信号生成部５３１、位相比較器５３２、ループフィルタ５３３、クロック信号生成部５３４、分周器５３５、位相差格納部５３６、正弦波発生部５３７、振幅値格納部５３８および乗算器５３９で構成されている。

０°／１８０°位相信号生成部５３１は、角周波数・位相信号生成部５１の出力である位相信号θｉから、相電流の基準となる時刻を示す基準時刻ｔ０（例えば、Ｕ相電流が０°となる時刻）を生成して、正弦波発生部５３７に出力する。また、０°／１８０°位相信号生成部５３１は、角周波数・位相信号生成部５１の出力である位相信号θｉから、基準となる相電流に対してデューティが５０％の０°および１８０°の同期位相信号Ｐｉ（例えば、Ｕ相電流の０°と１８０°とで相互に反転する信号）を生成して、位相比較器５３２に出力する。

位相比較器５３２は、０°／１８０°位相信号生成部５３１の出力である同期位相信号Ｐｉと詳細は後述する分周器５３５の出力である分周信号の位相信号Ｐｄとに基づいて、ＰｉとＰｄの位相差を示す位相差信号Ｄｆをループフィルタ５３３に出力する。

ループフィルタ５３３は、位相比較器５３２から出力された位相差信号Ｄｆに対して、高調波成分を除去するローパスフィルタ（ＬＰＦ）処理を施し、位相差電圧Ｖｃに変換する。

クロック信号生成部５３４は、ループフィルタ５３３から出力された位相差電圧Ｖｃに基づいて、電圧制御発振器により発振周波数を変化させるクロック信号ＣＫを生成する。電圧制御発振には、ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）やＶＣＸＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｃｒｙｓｔａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）を用いるのが一般的である。クロック信号生成部５３４が生成するクロック信号ＣＫは、分周器５３５と正弦波発生部５３７に出力される。

分周器５３５は、正整数Ｎに対して、クロック信号ＣＫを３Ｎ分周した分周信号の位相信号Ｐｄを生成して、位相比較器５３２へ出力する。なお、正整数Ｎは、後述する正弦波発生部５３７が正弦波を生成する場合の時間分解能となる。例えば、Ｎを３６０に設定すると、正弦波発生部５３７で、１°単位の正弦波が生成され、Ｎを３，６００に設定すると、０．１°単位の正弦波が生成されることになる。したがって、Ｎをある程度大きな値に設定しておくとよい。

位相差格納部５３６には、前述の付加指令値Ｂ＿ｒｅｆの基準となる相電流との位相差で予め定められた値である位相差θｂが格納されている。位相差格納部５３６から、位相差θｂが正弦波発生部５３７に出力される。

位相比較器５３２、ループフィルタ５３３、クロック信号生成部５３４および分周器５３５で、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）が構成されている。

正弦波発生部５３７は、０°／１８０°位相信号生成部５３１から出力された基準時刻ｔ０において、位相差格納部５３６から出力された位相差θｂを初期値として、Ｎを時間分解能としてクロック信号ＣＫに対応した振幅１の正弦波Ｓｉを出力する。正弦波発生部５３７には、予め、時間分解能Ｎに対応した正弦波データがルックアップテーブル（ＬＵＴ）やＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）等のプログラムの記憶領域の一部あるいは半導体記憶素子などの記憶手段を用いて格納されている。なお、分周器５３５の分周比が３Ｎであることから、正弦波発生部５３７が出力する正弦波Ｓｉの周波数は３ωｉとなる。すなわち、正弦波Ｓｉは、ｓｉｎ（３ωｉ＋θｂ）の波形となる。正弦波発生部５３７で生成された正弦波Ｓｉは、乗算器５３９に出力される。

振幅値格納部５３８には、前述の付加指令値Ｂ＿ｒｅｆの予め定められた値である振幅値Ａｂが格納されている。振幅値Ａｂは、振幅値格納部５３８から乗算器５３９に出力される。

乗算器５３９は、正弦波発生部５３７から出力された正弦波Ｓｉに、振幅値格納部５３８から出力された振幅値Ａｂを乗じて、付加指令値Ｂ＿ｒｅｆを生成し、加算器５４に出力する。乗算器５３９から出力された付加指令値Ｂ＿ｒｅｆの波形は、Ａｂ＊ｓｉｎ（３ωｉ＋θｂ）となる。

図３に戻って、制御部５の構成の説明を続ける。
加算器５４（５４ｕ，５４ｖ，５４ｗ）は、主指令値Ａｕ＿ｒｅｆ，Ａｖ＿ｒｅｆ，Ａｗ＿ｒｅｆと付加指令値Ｂ＿ｒｅｆとの和をそれぞれ計算して，重畳済指令値Ａｕ＿ｒｅｆ’，Ａｖ＿ｒｅｆ’，Ａｗ＿ｒｅｆ’を出力する。

通電パワーン生成部５５は、加算器５４からの出力である重畳済指令値Ａｕ＿ｒｅｆ’ ，Ａｖ＿ｒｅｆ’，Ａｗ＿ｒｅｆ’に基づいて、Ｕ相の通電パターンＧｕ＿ｐ，Ｇｕ＿ｎと、Ｖ相の通電パターンＧｖ＿ｐ，Ｇｖ＿ｎと、Ｗ相の通電パターンＧｗ＿ｐ，Ｇｗ＿ｎをそれぞれ生成し、制御信号Ｇｓとして出力する。

生成された制御信号Ｇｓは、図２に示すインバータ部３に入力される。すなわち、Ｕ相の通電パターンＧｕ＿ｐ，Ｇｕ＿ｎは、ＩＧＢＴ３２ａ，３２ｂのゲート端子（入力端子）Ｇａ，Ｇｂに、Ｖ相の通電パターンＧｖ＿ｐ，Ｇｖ＿ｎは、ＩＧＢＴ３２ｃ，３２ｄのゲート端子Ｇｃ，Ｇｄに、Ｗ相の通電パターンＧｗ＿ｐ，Ｇｗ＿ｎは、ＩＧＢＴ３２ｅ，３２ｆのゲート端子Ｇｅ，Ｇｆに、それぞれ入力され、上述したように、ＩＧＢＴ３３ａ，３３ｂの中間からＵ相の出力が、ＩＧＢＴ３２ｃ，３２ｄの中間からＶ相の出力が、ＩＧＢＴ３２ｅ，３２ｆの中間からＷ相の出力が、それぞれ交流モータ４に給電される。一般的に、通電パターン生成部５５は、重畳済指令値Ａｕ＿ｒｅｆ’，Ａｖ＿ｒｅｆ’，Ａｗ＿ｒｅｆ’のそれぞれを、振幅が±１の三角波と比較して、その比較結果の大小で、通電パターンを決定するＰＷＭ制御方式が採用される。なお、上側アームと下側アームとの短絡を防止するためにデッドタイムの付加もこの通電パターン生成部５５の機能である。

次に、付加指令値Ｂ＿ｒｅｆを主指令値Ａｕ＿ｒｅｆ，Ａｖ＿ｒｅｆ，Ａｗ＿ｒｅｆに加算することが、インバータ部３の発熱を抑制し、交流モータ駆動装置１の長寿命化に寄与することについて、図を参照しながら、説明する。

スイッチ対３０（３０ｕ，３０ｖ，３０ｗ）に電流が流れた場合のスイッチ対３０内のスイッチング素子であるＩＧＢＴ３２（３２ａから３２ｆ）と還流ダイオード３３（３３ａから３３ｆ）とで発生する損失について説明する。ここで、ＩＧＢＴ３２をオンさせるためにＩＧＢＴ３２のゲート端子Ｇにエミッタ端子Ｅより高電位な信号が印加される期間をゲート信号Ｈ期間と呼び、ＩＧＢＴ３２をオフさせるためにＩＧＢＴ３２のゲート端子Ｇにエミッタ端子Ｅと同じ電位あるいはエミッタ端子Ｅより低電位な信号が印加させる期間をゲート信号Ｌ期間と呼ぶ。デッドタイム期間以外では、上アームのＩＧＢＴが、ゲート信号Ｈ期間ならば下アームのＩＧＢＴはゲート信号Ｌ期間となり、逆に、上アームのＩＧＢＴが、ゲート信号Ｌ期間ならば下アームのＩＧＢＴはゲート信号Ｈ期間になるように制御される。

図６に、ＩＧＢＴ３２と還流ダイオード３３とで発生する損失を示す。図６（ａ）に示すように、ＩＧＢＴ３２のコレクタＣ側からエミッタＥ側に電流が流れる場合には、図６（ｂ）に示すように、ゲート信号Ｈ期間でＩＧＢＴ３２に導通損失が生じ、ゲート信号Ｈ期間からゲート信号Ｌ期間へと変化する時刻とゲート信号Ｌ期間からゲート信号Ｈ期間へと変化する時刻とにおいてＩＧＢＴ３２にスイッチング損失が発生する。一方、図６（ｃ）に示すように、還流ダイオード３２のアノード側Ａからカソード側Ｋに電流が流れる場合には、図６（ｄ）に示すように、ゲート信号Ｈ期間で還流ダイオード３３に導通損失が生じ、ゲート信号Ｈ期間からゲート信号Ｌ期間へ変化する時刻において還流ダイオード３３にリカバリ損失が発生する。

ここで、ＩＧＢＴ３２の導通損失とスイッチング損失に関しては、ＩＧＢＴ３２を流れる電流量の値に導通時のＩＧＢＴ３２のコレクタ端子Ｃとエミッタ端子Ｅとの電圧差の値を乗じた値が大きくなるほど大きくなる。還流ダイオード３３の導通損失とリカバリ損失に関しては、還流ダイオード３３を流れる電流量の値に還流ダイオード３３の導通時のカソード端子Ｋとアノード端子Ａとの電圧差の値を乗じた値が大きくなるほど大きくなる。

交流モータ４の各相に正弦波状の電圧を印加して，交流モータ４の各相に正弦波状の電流を流すことで交流モータ４を駆動させる従来方式の場合（本実施の形態では、付加指令値Ｂ＿ｒｅｆを常にゼロの値に固定した場合に相当する。）には、交流モータ４の力率が１に近いことから、上アームのＩＧＢＴ３２での損失は、図７（ａ）に示す相電流がゼロより大きい期間（正の期間）において、図７（ｂ）に点線で示すように、相電流の増減に応じて、増減する。

同じく従来方式の場合には、上アームの還流ダイオード３３での損失は、相電流（図７（ａ））がゼロよりも小さい期間（負の期間）において、図７（ｂ）の破線で示すように、相電流の絶対値の増減に応じて、増減する。従来方式の場合の下アームのＩＧＢＴ３２での損失は、逆に、相電流（図７（ａ））がゼロよりも小さい期間において、図７（ｃ）の点線で示すように、相電流の絶対値の増減に応じて、増減する。

また、従来方式の場合の下アームの還流ダイオード３３での損失は、相電流（図７（ａ））がゼロよりも大きい期間において、図７（ｃ）の破線で示すように、相電流の増減に応じて、増減する。図７（ａ）の電流波形が、交流モータ４のＵ相電流である場合には、図７（ｂ）の点線は、ＩＧＢＴ３２ａでの損失であり、図７（ｂ）の破線は、還流ダイオード３３ａでの損失となり、そして、図７（ｃ）の点線は、ＩＧＢＴ３２ｂでの損失であり、図７（ｃ）の破線は、還流ダイオード３３ｂでの損失となる。

また、図７（ａ）の電流波形が、交流モータ４のＶ相電流である場合には、図７（ｂ）の点線は、ＩＧＢＴ３１ｃでの損失であり、図７（ｂ）の破線は、還流ダイオード３３ｃでの損失となり、そして、図７（ｃ）の点線は、ＩＧＢＴ３２ｄでの損失であり、図７（ｃ）の破線は、還流ダイオード３３ｄでの損失となる。

同様に、図７（ａ）の電流波形が、交流モータ４のＷ相電流である場合には、図７（ｂ）の点線は、ＩＧＢＴ３２ｅでの損失であり、図７（ｂ）の破線は、還流ダイオード３３ｅでの損失となり、そして、図７（ｃ）の点線は、ＩＧＢＴ３２ｆでの損失であり、図７（ｃ）の破線は、還流ダイオード３３ｆでの損失となる。

交流モータ４の力率が１に近いとはいえ完全に１では無いことと、インバータ部３の内部における損失が熱に変化して、温度を上昇させる伝達関数の遅れ要素のため、ＩＧＢＴの損失のピークに対して、ＩＧＢＴに起因する温度のピークは遅延する。同じく、還流ダイオードの損失のピークに対して、還流ダイオードに起因する温度のピークも遅延する。

また、インバータ部３の内部における熱の拡散および放熱の伝達関数の存在に起因して、ＩＧＢＴが損失を生じていない期間においては、ＩＧＢＴに起因する温度は、即時にはゼロにならず、時刻の経過と共に徐々に温度が低下する。同じく、還流ダイオードが損失を生じていない期間においては、還流ダイオードに起因する温度は、即時にはゼロにならず、時刻の経過と共に徐々に温度が低下する。

上記の損失と温度変化の関係から、図７（ｂ）に点線で示す上アームのＩＧＢＴの損失を起因とするインバータ部３の内部での温度変化は、図７（ｄ）に点線で示すような温度変化となる。同じ理由で、図７（ｂ）に破線で示す上アームの還流ダイオードの損失を起因とするインバータ部３の内部での温度変化は、図７（ｄ）に破線で示すような温度変化となる。
同じく、図７（ｃ）に点線で示す下アームのＩＧＢＴの損失を起因とするインバータ部３の内部での温度変化は、図７（ｅ）に点線で示すような温度変化となる。また、図７（ｃ）に破線で示す下アームの還流ダイオードを起因とするインバータ部３の内部での温度変化は、図７（ｅ）に破線で示すような温度変化となる。

実際のインバータ部３の内部での温度変化は、図７（ｄ）に点線で示す上アームのＩＧＢＴ起因の温度変化と図７（ｄ）に破線で示す下アームの還流ダイオード起因の温度変化と図７（ｅ）に点線で示す下アームのＩＧＢＴ起因の温度変化と図７（ｅ）に破線で示す還流ダイオード起因の温度変化とが重畳した温度変化を示すことになる。

相電流の最大値付近と相電流の最小値（相電流が負の期間で相電流の絶対値が最も大きい値）付近での損失を抑制すれば、インバータ部３の内部の温度を抑制できることが図７から読み取れる。具体的には、図７（ａ）、（ｂ）および（ｃ）において、三角形の矢印を付した相電流最大値付近での損失を抑制することで、図７（ｄ）に三角形の矢印で示すように上アームのＩＧＢＴ起因の温度上昇と図７（ｅ）に三角形の矢印で示すように下アームの還流ダイオード起因の温度上昇とを抑制することができる。また、図７（ａ）、（ｂ）および（ｃ）において、鏃形の矢印を付した相電流最小値付近での損失を抑制することで、図７（ｄ）に鏃形の矢印で示すように上アームの還流ダイオード起因の温度上昇と図７（ｅ）に鏃形の矢印で示すように下アームのＩＧＢＴ起因の温度上昇とを抑制することができる。

図７は、１つの相の相電流とその相に関わるスイッチ対３０が起因となる温度上昇について説明した。交流モータ４では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相が存在する。これら３相のそれぞれの相電流と３相それぞれのスイッチ対３０ｕ、３０ｖ、３０ｗを構成するＩＧＢＴ３２および還流ダイオード３３により発生する損失、および、これらの損失を起因とする温度変化を図８に示す。図８において、実線で示した波形がＵ相に関わる波形で、点線で表記した波形がＶ相に関わる波形、そして破線で示した波形がＷ相に関わる波形である。図８から判るように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの相電流の最大値付近および最小値付近でのスイッチング対３０を構成するＩＧＢＴ３２および還流ダイオード３３が発生する損失を抑制することで、これらの損失を起因とする温度上昇を抑制することができることが判る。そして、スイッチング対３０での温度上昇を抑制することにより、インバータ部３の温度上昇が抑制される。

ここで、従来方式での交流モータ４のＵ相端子での電圧値をＶｕ、Ｖ相端子での電圧値をＶｖ、Ｗ相端子での電圧値をＶｗとする。加えて、従来方式での交流モータ４のＵ相端子とＶ相端子との電圧差をＶｕｖ、Ｖ相端子とＷ相端子との電圧差をＶｖｗ、Ｗ相端子とＵ相端子との電圧差をＶｗｕとする。Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，ＶｗｕとＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗとの間には、式（１−１）から式（１−３）の関係が成立する。

Ｖｕｖ ＝ Ｖｕ − Ｖｖ （１−１）
Ｖｖｗ ＝ Ｖｖ − Ｖｗ （１−２）
Ｖｗｕ ＝ Ｖｗ − Ｖｕ （１−３）

そして、従来方式では、主指令値Ａｕ＿ｒｅｆに基づいた通電パターンＧｕ＿ｐ，Ｇｕ＿ｎを通電パターン生成部５５で生成して、インバータ部３を介して、交流モータ４のＵ相端子にＶｕの電圧値を生じさせる。同様に、主指令値Ａｖ＿ｒｅｆに基づいた通電パターンＧｖ＿ｐ，Ｇｖ＿ｎを通電パターン生成部５５で生成して、インバータ部３を介して、交流モータ４のＶ相端子にＶｖの電圧値を生じさせる。さらに、主指令値Ａｗ＿ｒｅｆに基づいた通電パターンＧｗ＿ｐ，Ｇｗ＿ｎを通電パターン生成部５５で生成して、インバータ部３を介して、交流モータ４のＷ相端子にＶｗの電圧値を生じさせる。そして、式（１−１）から式（１−３）の関係に基づいて、交流モータ４には、各相の端子間に、図８（ａ）に示すような、正弦波状の相電流を流して、交流モータ４の回転軸を回転させる。

図８（ａ）に示すように、相電流を正弦波状に流すことで交流モータ４を滑らかに駆動させながらインバータ部３内のＩＧＢＴ３２と還流ダイオード３３との損失を抑制するためには、交流モータ４の各相端子の電圧値を変更しなければならない。ここで、電圧値Ｖｕに電圧値Ｂを加算した電圧値Ｖｕ’を交流モータ４のＵ相端子に印加し、同時に、電圧値Ｖｖに電圧値Ｂを加算した電圧値Ｖｖ’を交流モータ４のＶ相端子に印加し、更に、電圧値Ｖｗに電圧値Ｂを加算した電圧値Ｖｗ’を交流モータ４のＷ相端子に印加した場合を考える。この場合の交流モータ４のＵ相端子とＶ相端子との電圧差Ｖｕｖ’、Ｖ相端子とＷ相端子との電圧差Ｖｖｗ’、Ｗ相端子とＵ相端子との電圧差Ｖｗｕ’は、それぞれ、式（２−１）から式（２−３）に示す関係となる。

Ｖｕｖ’ ＝ Ｖｕ’ − Ｖｖ’
＝ （Ｖｕ＋Ｂ）−（Ｖｖ＋Ｂ）
＝ Ｖｕ − Ｖｖ ＝Ｖｕｖ （２−１）

Ｖｖｗ’ ＝ Ｖｖ’ − Ｖｗ’
＝ （Ｖｖ＋Ｂ）−（Ｖｗ＋Ｂ）
＝ Ｖｖ − Ｖｗ ＝Ｖｖｗ （２−２）

Ｖｗｕ’ ＝ Ｖｗ’ − Ｖｕ’
＝ （Ｖｗ＋Ｂ）−（Ｖｕ＋Ｂ）
＝ Ｖｗ − Ｖｕ ＝Ｖｗｕ （２−３）

このように、交流モータ４の各相端子に同じ電圧値を加算しても、交流モータ４に流れる相電流は、加算前の電圧値を各相端子に印加した場合と同じであることが判る。

本実施の形態では、式（２−１）から式（２−３）に示されたＢの電圧値を生成する指令値を付加指令値Ｂ＿ｒｅｆとする。そして、図３に示すように、主指令値Ａｕ＿ｒｅｆに付加指令値Ｂ＿ｒｅｆを加算した重畳済指令値Ａｕ＿ｒｅｆ’を生成して、この主指令値Ａｕ＿ｒｅｆ’に基づいた通電パターンＧｕ＿ｐ，Ｇｕ＿ｎを通電パターン生成部５５で生成して、インバータ部３により、交流モータ４のＵ相端子にＶｕ’の電圧値を生じさせる。同様に、主指令値Ａｖ＿ｒｅｆに付加指令値Ｂ＿ｒｅｆを加算した重畳済指令値Ａｖ＿ｒｅｆ’を生成して、この主指令値Ａｖ＿ｒｅｆ’に基づいた通電パターンＧｖ＿ｐ，Ｇｖ＿ｎを通電パターン生成部５５で生成して、インバータ部３により、交流モータ４のＶ相端子にＶｖ’の電圧値を生じさせる。更に、主指令値Ａｗ＿ｒｅｆに付加指令値Ｂ＿ｒｅｆを加算した重畳済指令値Ａｗ＿ｒｅｆ’を生成して、この主指令値Ａｗ＿ｒｅｆ’に基づいた通電パターンＧｗ＿ｐ，Ｇｗ＿ｎを通電パターン生成部５５で生成して、インバータ部３により、交流モータ４のＷ相端子にＶｗ’の電圧値を生じさせる。

次に、付加指令値Ｂ＿ｒｅｆの生成方法について説明する。付加指令値Ｂ＿ｒｅｆに求められる周波数仕様は、図８（ａ）に示すように、Ｕ相電流の１周期の期間内での３か所の各相電流最大値付近での抑制と、３か所の各相電流最小値での抑制に対応させることである。すなわち、付加指令値Ｂ＿ｒｅｆの周波数は、相電流周波数ωｉの３倍の値である高調波３ωｉであることが必要である。すなわち、付加指令値Ｂ＿ｒｅｆは、相電流周波数の３倍の周波数を有する高調波指令値である。また、付加指令値Ｂ＿ｒｅｆの振幅値Ａｂは、インバータ部３に内蔵のＩＧＢＴ３２および還流ダイオード３３の損失特性および交流モータ４の力率などに基づいて決められた値となる。さらに、付加指令値Ｂ＿ｒｅｆの基準となる相電流との位相差θｂ（ここでは、基準となる相電流をＵ相電流と定めて説明する。）は、交流モータ４の力率およびインバータ部３の内部における損失が熱に変化して温度を上昇させる伝達関数の遅れ要素ならびにインバータ部３の内部における熱の拡散および放熱の伝達関数に依存して決められた値となる。

図９の波形模式図で、主指令値と付加指令値と重畳済指令値との関係を示す。図９（ａ）は、３相の主指令値Ａｕ＿ｒｅｆ（実線）とＡｖ＿ｒｅｆ（点線）とＡｗ＿ｒｅｆ（破線）とを示す波形模式図である。振幅Ａｂ＝０．４でかつ位相差θｂ＝２０°の場合の付加指令値Ｂ＿ｒｅｆを図９（ｂ）に示す。図９（ｂ）の相電流周波数の３倍の周波数の高調波指令値である付加指令値Ｂ＿ｒｅｆを、図９（ａ）に示す主指令値にそれぞれ加算した重畳済指令値Ａｕ＿ｒｅｆ’（実線）とＡｖ＿ｒｅｆ’（点線）とＡｗ＿ｒｅｆ’（破線）とを図９（ｃ）に示す。図９（ｃ）から、相電流が大きくなる期間で、相電圧を指令する重畳済指令値が小さくなっていることが判る。

図１０の波形模式図により、インバータ部３での損失を示す。主指令値で相電圧を生成する従来方式でのインバータ部３での損失を点線で、重畳済指令値で相電圧を生成する本実施の形態でのインバータ部３での損失を実線で示す。従来方式に比べ、本実施の形態を採用することで、損失のピークを下げること可能となり、かつ、損失のピークを遅らせることが可能となる。損失のピークを下げることで、インバータ部３での発熱を抑制することが可能になり、インバータ部３の稼働時の温度を低下させることができる。また、損失
のピークを遅らせることで、インバータ部３での蓄熱を抑制することが可能になり、このこともインバータ部３の稼働時の温度を低下させることができる。

したがって、インバータ部３の稼働時の温度を低下させることができれば、インバータ部３内のＩＧＢＴ等の半導体素子の温度も低下させることができる。半導体素子は、動作時の温度が低下すれば寿命が長くなることが知られていることから、本実施の形態を採用することによって、交流モータ駆動装置１の寿命を長くすることが可能となる。

なお、本実施の形態において、交流モータの極数および付加指令値の振幅値Ａｂおよび位相差θｂは、交流モータ駆動装置外から、シリアル通信、ＲＯＭのデータ更新により、また、ダイヤル、ボタンやスイッチなどで使用者が入力する値である。交流モータ駆動装置にも、これらの値を入力する手段は備えられているべきものであるが、本実施の形態では、対象外であるため、説明を省略する。

このように、実施の形態１に係る交流モータ駆動装置によれば、指令値に交流モータに流れる相電流の３倍の周波数の高調波指令値を重畳することで、騒音の抑制だけでなく、直流電力を交流電力に変換し交流モータへ電力供給するインバータ部を構成するスイッチング素子の発熱に伴う温度上昇を低減させることができるという効果がある。これにより、スイッチング素子の温度上昇を抑制することができ、交流モータ駆動装置の長寿命化を図ることができるという効果がある。

実施の形態２．
図１１は、実施の形態２に係る交流モータ駆動装置の全体を示すブロック図であり、図１２は、制御部を示すブロック図であり、また、図１３は、制御部の付加指令値生成部を示すブロック図である。実施の形態１の交流モータ駆動装置との違いは、実施の形態１では、交流モータ４の回転軸の位置信号ｄを得るためにエンコーダ４１が設けられていたが、これに替えて、実施の形態２では、インバータ部３から交流モータ４への相電流の内、少なくとも１相の相電流値を検出する電流検出部７が設けられている点である。他の構成については、実施の形態１と同様であるので説明を省略する。

図１１に示すように電流検出部７は、交流モータ４に給電される相電流Ｉ（ｔ）を検出して出力する（ここでは、Ｕ相の相電流を検出する場合を示す。）。検出された相電流Ｉ（ｔ）は、制御部８に入力される。また、制御部８には、電圧検出部２からの出力である電圧値Ｖｄｃも入力される

制御部８は、図１２に示すように、角周波数・位相信号生成部８１、主指令値生成部５２、付加指令値生成部８３、加算器５４および通電パターン生成部５５で構成されている。主指令値生成部５２、加算器５４および通電パターン生成部５５は、実施の形態１と同様であるので説明を省略する。

角周波数・位相信号生成部８１、電流検出部７の出力である電流値Ｉ（ｔ）に基づいて、対象となる相電流の基準時刻ｔ０（例えば、Ｕ相電流が０°となる時刻。）と、対象となる相電流に対してデューティが５０％の同期位相信号Ｐｉ（例えば、Ｕ相電流の０°と１８０°とで相互に反転する信号。）と、を生成して、付加指令値生成部８３に出力する。また、角周波数・位相信号生成部８１は、電流値Ｉ（ｔ）に基づいて、相電流の現時刻における位相信号θｉを生成する。さらに、角周波数・位相信号生成部８１は、電流値Ｉ（ｔ）と交流モータ４の極数とに基づいて、交流モータ４の回転軸の角周波数（回転数）ωを算出する。位相信号θｉと角周波数ωは、主指令値生成部５２へ出力される。

付加指令値生成部８３は、図１３に示すように、位相比較器５３２、ループフィルタ５３３、クロック信号生成部５３４、分周器５３５、位相差格納部５３６、正弦波発生部５３７、振幅値格納部５３８および乗算器５３９で構成される。付加指令値生成部８３には、０°／１８０°位相信号生成部５３１は設けられていない。０°／１８０°位相信号生成部５３１の機能は、角周波数・位相信号生成部８１が担っている。位相比較器５３２、ループフィルタ５３３、クロック信号生成部５３４、分周器５３５、位相差格納部５３６、正弦波発生部５３７、振幅値格納部５３８および乗算器５３９は、実施の形態１と同様であるので説明を省略する。

これにより、付加指令値生成部８３は、実施の形態１と同様、付加指令値Ｂ＿ｒｅｆを生成することができ、加算器５４（５４ｕ，５４ｖ，５４ｗ）にて、主指令値Ａｕ＿ｒｅｆ，Ａｖ＿ｒｅｆ，Ａｗ＿ｒｅｆに付加指令値Ｂ＿ｒｅｆを加算した重畳済指令値Ａｕ＿ｒｅｆ’，Ａｖ＿ｒｅｆ’，Ａｗ＿ｒｅｆ’を生成する。さらに、通電パワーン生成部５５は、加算器５４からの出力である重畳済指令値Ａｕ＿ｒｅｆ’，Ａｖ＿ｒｅｆ’，Ａｗ＿ｒｅｆ’に基づいて、Ｕ相の通電パターンＧｕ＿ｐ，Ｇｕ＿ｎと、Ｖ相の通電パターンＧｖ＿ｐ，Ｇｖ＿ｎと、Ｗ相の通電パターンＧｗ＿ｐ，Ｇｗ＿ｎをそれぞれ生成し、制御信号Ｇｓとして出力する。

したがって、実施の形態１と同様に、実施の形態２においても、インバータ部３の稼働時の温度を低下させることができ、交流モータ駆動装置の寿命を長くすることが可能となる。

加えて、実施の形態２においては、相電流の電流値Ｉ（ｔ）から、基準時刻ｔ０と位相信号θｉと同期位相信号Ｐｉとを直接求めているので、同期位相信号Ｐｉを基準時刻ｔ０および位相信号θｉに対して精度良く算出することができ、かつ、算出までの時間遅れを小さくすることが可能となる。精度の良好さと時間遅れが小さいことから、付加指令値Ｂ＿ｒｅｆを設計仕様に近付けて生成することが可能となり、インバータ部３の稼働時の温度を的確に低下させて、交流モータ駆動装置の寿命をさらに長くすることが可能となる。

このように、実施の形態２に係る交流モータ駆動装置によれば、実施の形態１と同様、指令値に交流モータに流れる相電流の３倍の周波数の高調波指令値を重畳することで、騒音の抑制だけでなく、直流電力を交流電力に変換し交流モータへ電力供給するインバータ部を構成するスイッチング素子の発熱に伴う温度上昇を低減させることができるという効果があるとともに、相電流の電流値Ｉ（ｔ）から、基準時刻ｔ０と位相信号θｉと同期位相信号Ｐｉとを直接求めているので、時間遅れが小さく、精度良くインバータ部の温度を低下させることができ、交流モータ駆動装置の長寿命化を図ることができるという効果がある。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。

また、図中、同一符号は、同一または相当部分を示す。

１ 交流モータ駆動装置、２ 電圧検出部、３ インバータ部、４ 交流モータ、４１ エンコーダ、５，８ 制御部、５１，８１ 角周波数・位相信号生成部、５２ 主指令値生成部、５３，８３ 付加指令値生成部、５４ 加算器、５５ 通電パターン生成部、６ 直流母線、７ 電流検出部

Claims (4)

1. 供給される直流電力の電圧値を検出する電圧検出部と、
   内蔵するスイッチング素子を通電パターンに従ってオン／オフ制御することで前記直流電力を交流電力に変換して交流モータに供給するインバータ部と、
   前記電圧値と、前記交流モータからの前記交流モータの回転軸の位置信号と、前記交流モータへの角周波数指令値と、に基づいて前記通電パターンを生成して制御信号として出力する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、
   前記位置信号に基づいて算出される前記交流モータの角周波数と、前記位置信号および前記交流モータの極数とに基づいて算出される前記交流電力の相電流の位相信号と、を生成する角周波数・位相信号生成部と、
   前記角周波数指令値と前記電圧値と前記角周波数と前記位相信号とに基づいて、前記相電流の周波数と同じ周波数を有する前記交流モータの各相に対する主指令値を生成する主指令値生成部と、
   前記位相信号に基づいて、前記相電流の周波数の３倍の周波数を有する付加指令値を生成する付加指令値生成部と、
   前記主指令値と前記付加指令値とを加算した加算値を出力する加算器と、
   前記加算値に基づいて前記通電パターンを生成し、前記インバータ部に前記制御信号として出力する通電パターン生成部と、
   で構成されることを特徴とする交流モータ駆動装置。
2. 供給される直流電力の電圧値を検出する電圧検出部と、
   内蔵するスイッチング素子を通電パターンに従ってオン／オフ制御することで前記直流電力を交流電力に変換して交流モータに供給するインバータ部と、
   前記交流電力のうち少なくとも１相の電流値を検出する電流検出部と、
   前記電圧値と、前記電流値と、前記交流モータへの角周波数指令値と、に基づいて前記通電パターンを生成して制御信号として出力する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、
   前記電流値に基づいて算出される前記交流モータの角周波数と、前記電流値および前記交流モータの極数とに基づいて算出される前記交流電力の相電流の位相信号と、前記電流値に基づいて算出される前記電流値の基準となる時刻を示す基準時刻と、前記電流値の周期に同期した同期位相信号と、を生成する角周波数・位相信号生成部と、
   前記角周波数指令値と前記電圧値と前記角周波数と前記位相信号とに基づいて、前記相電流の周波数と同じ周波数を有する前記交流モータの各相に対する主指令値を生成する主指令値生成部と、
   前記基準時刻と前記同期位相信号とに基づいて前記電流値の周波数の３倍の周波数を有する付加指令値を生成する付加指令値生成部と、
   前記主指令値と前記付加指令値とを加算した加算値を出力する加算器と、
   前記加算値に基づいて前記通電パターンを生成し、前記インバータ部に前記制御信号として出力する通電パターン生成部と、
   で構成されることを特徴とする交流モータ駆動装置。
3. 前記付加指令値生成部は、
   前記位相信号から基準時刻と、前記相電流の周波数に同期した０°および１８０°で値が変化する２値の同期位相信号と、を生成する０°／１８０°位相信号生成部と、
   前記同期位相信号と後述する分周器の出力である分周信号の位相信号とを比較し位相差信号を出力する位相比較器と、
   前記位相差信号に対して高調波成分を除去するローパスフィルタ処理を施して位相差電圧に変換するループフィルタと、
   前記位相差電圧に基づいて電圧制御発振器により発振周波数が変化するクロック信号を生成するクロック信号生成部と、
   正整数Ｎに対して前記クロック信号を３Ｎ分周した前記分周信号を生成する前記分周器と、
   相電流に対して規定の位相差が格納された位相差格納部と、
   前記基準時刻において前記位相差格納部から出力される位相差を初期値とし、かつ、Ｎを時間分解能として前記クロック信号に対応した正弦波を出力する正弦波発生部と、
   規定の振幅値が格納された振幅値格納部と、
   前記正弦波に前記振幅値を乗じて出力する乗算器と、
   で構成されていることを特徴とする請求項１に記載の交流モータ駆動装置。
4. 前記付加指令値生成部は、
   前記同期位相信号と後述する分周器の出力である分周信号の位相信号とを比較し位相差信号を出力する位相比較器と、
   前記位相差信号に対して高調波成分を除去するローパスフィルタ処理を施して位相差電圧に変換するループフィルタと、
   前記位相差電圧に基づいて電圧制御発振器により発振周波数が変化するクロック信号を生成するクロック信号生成部と、
   正整数Ｎに対して前記クロック信号を３Ｎ分周した前記分周信号を生成する前記分周器と、
   相電流に対して規定の位相差が格納された位相差格納部と、
   前記基準時刻において前記位相差格納部から出力される位相差を初期値とし、かつ、Ｎを時間分解能として前記クロック信号に対応した正弦波を出力する正弦波発生部と、
   規定の振幅値が格納された振幅値格納部と、
   前記正弦波に前記振幅値を乗じて出力する乗算器と、
   で構成されていることを特徴とする請求項２に記載の交流モータ駆動装置。