JP5304894B2 - 交流電動機の制御装置および制御方法 - Google Patents

Description

この発明は、交流電動機の制御装置および制御方法に関し、より特定的には、同期パルス幅変調（ＰＷＭ）制御が適用される交流電動機の制御に関する。

直流電源を用いて交流電動機を駆動制御するために、インバータを用いた駆動方法が採用されている。たとえば、電気自動車やハイブリッド自動車、燃料電池自動車等の電動車両では、インバータによって、走行用の交流電動機の出力トルクが制御されることが一般的である。代表的には、電圧指令と搬送波との電圧比較に基づくＰＷＭ制御に従って、インバータによりスイッチングされた電圧が交流電動機に印加される。

交流電動機の制御において、たとえば特開２０００−３２４８４２号公報（特許文献１）には、制御信号により複数のスイッチング素子をオン・オフ制御して直流−交流間で電力を変換し、基準電圧を出力する基準電圧発生器と、交流出力または交流入力の周波数よりも十分周波数の高い鋸歯搬送波を出力する搬送波発生器と、基準電圧のレベルと鋸歯搬送波の電圧レベルとを比較して複数のスイッチング素子をオン・オフ制御するＰＷＭ信号を出力する比較器と、交流出力または交流入力の周波数に対して対称波となる補正信号を出力する補正信号発生器とを備える電力変換装置の制御装置が開示される。

この特許文献１では、補正信号により搬送波発生器の鋸歯搬送波を交流出力または交流入力の周波数に対して対称波となる補正搬送波に補正し、この補正搬送波により比較器から出力されるＰＷＭ信号を補正する。これにより、ＰＷＭ信号が交流出力または交流入力の周波数に対して対称波に補正され、補正されたＰＷＭ信号には偶数次の低次高調波が含まれないので、低次高調波による交流出力または交流入力の波形の歪みを低減することができる。

特開２０００−３２４８４２号公報 特開平１０−１０８４７４号公報 特開２００８−０８６０９９号公報 特開２００１−１４５３８７号公報 特開２００８−２９４０６７号公報

しかしながら、特許文献１では、ＰＷＭ信号を交流出力または交流入力の周波数に対して対称波に補正するためには、鋸歯搬送波を補正搬送波に補正するための補正信号を出力する補正信号発生器を新たに制御装置に設ける必要が生じる。この補正信号発生器を実装するにあたっては、制御装置を構成するマイコンなどにこのような制御ロジックが追加する必要があるが、特別なロジックを追加することは汎用性を損なうため、量産が難しいといったコスト上の問題が生じてしまう。

車両駆動用インバータにおいては、小型化・低コスト化の要求が厳しく、特に高トルクを発生させるときには、インバータ導通損も増加し発熱量が増大するため、この領域での過熱防止、発熱低減が必要となる。その一方で、車両駆動に必要なトルクを出力するために交流電動機に流すべき電流が制約されることから導通損を減らすことはできないため、発熱低減のためにはスイッチング損失を低減させることとなり、できるだけ少ないスイッチング回数での動作が求められている。

なお、インバータが熱的に厳しい高トルクを発生させるような動作領域は、電動車両の使われ方全体から見ると相対的に低頻度であるため、この領域で熱的に耐え得るようにインバータを設計することは無駄にインバータの大型化およびコストの増加を招いてしまい、得策ではない。なお、交流電動機は、熱容量が大きいため、インバータとの間で授受される交流電流に重畳する高調波成分が多少増加しても、比較的短時間であれば多少の損失増加を許容できる。これに対して、インバータの発熱部であるスイッチング素子は熱容量が小さく短時間で過熱してしまうことから、できるだけ少ないスイッチング回数で動作させてスイッチング損失を抑制することが必要となる。

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、コストの増加を抑えつつ、インバータ過熱を防止させた交流電動機制御を実現することである。

本発明による交流電動機の制御装置は、インバータによって印加電圧が制御される交流電動機の制御装置であって、交流電動機を動作指令に従って動作させるための正弦波状の電圧指令信号と搬送波信号との比較に基づくパルス幅変調制御によって、インバータの制御指令を発生するパルス幅変調制御部と、電圧指令信号と搬送波信号との周波数比である同期数を整数に維持するとともに、交流電動機の動作状態に応じて同期数を切換えて搬送波信号を生成する搬送波発生部とを備える。搬送波発生部は、パルス幅変調制御部からの制御指令に従ってインバータおよび交流電動機の間で授受される交流電流が、正方向と負方向とで対称となるように、同期数に応じて電圧指令信号と搬送波信号との位相関係を調整する。

本発明による交流電動機の制御方法は、インバータによって印加電圧が制御される交流電動機の制御方法であって、交流電動機を動作指令に従って動作させるための正弦波状の電圧指令信号と搬送波信号との比較に基づくパルス幅変調制御によって、インバータの制御指令を発生するステップと、電圧指令信号と搬送波信号との周波数比である同期数を整数に維持するとともに、交流電動機の動作状態に応じて同期数を切換えて搬送波信号を生成するステップとを備える。そして、搬送波信号を生成するステップは、パルス幅変調制御部からの制御指令に従ってインバータおよび交流電動機の間で授受される交流電流が、正方向と負方向とで対称となるように、同期数に応じて電圧指令信号と搬送波信号との位相関係を調整する。

好ましくは、搬送波発生部は、搬送波信号の周波数が交流電動機の電気周波数に同期数を乗じた周波数となるように、交流電動機の電気周波数に応じて搬送波信号の周波数を制御する周波数制御部と、交流電流が正方向と負方向とで対称となるように、電圧指令信号の零点に一致させるための搬送波信号の基準位相を、同期数に応じて設定する基準位相設定部と、電圧指令信号と搬送波信号とが、基準位相設定部によって設定された位相関係を維持しながら同期するように、搬送波信号の周波数を補正する同期位相制御部とを含む。

好ましくは、搬送波信号を生成するステップは、搬送波信号の周波数が交流電動機の電気周波数に同期数を乗じた周波数となるように、交流電動機の電気周波数に応じて搬送波信号の周波数を制御するステップと、交流電流が正方向と負方向とで対称となるように、電圧指令信号の零点に一致させるための搬送波信号の基準位相を、同期数に応じて設定するステップと、電圧指令信号と搬送波信号とが、基準位相を設定するステップによって設定された位相関係を維持しながら同期するように、搬送波信号の周波数を補正するステップとを含む。

好ましくは、基準位相設定部または基準位相を設定するステップは、同期数が偶数となるときには、搬送波信号の基準位相を、交流電動機の動作状態に応じて可変に設定する。

好ましくは、周波数制御部または周波数を制御するステップは、交流電動機のトルクがしきい値以上となるときには、同期数が減少するように、交流電動機の電気周波数に応じて搬送波信号の周波数を制御する。基準位相設定部または基準位相を設定するステップは、同期数が偶数であって、かつ、交流電動機のトルクがしきい値以上となるときには、搬送波信号の基準位相を、交流電動機のトルクおよび回転数に応じて可変に設定する。

本発明によれば、専用の回路を必要とせずに、同期ＰＷＭ制御において、偶数次の高周波成分が重畳することによって生じる交流電流の正負非対称性を抑制することができる。その結果、コストの増加を抑えつつ、インバータ過熱を防止させた交流電動機制御を実現できる。

本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置および制御方法が適用あれるモータ駆動制御システムの全体構成図である。 図１の制御装置によるモータ制御構成の詳細を説明するブロック図である。 図２中の同期ＰＷＭ制御回路の動作を説明する波形図である。 交流電動機のトルクと回転数との関係を示す図である。 図１中の同期ＰＷＭ制御回路の動作を説明する波形図である。 同期数が偶数の場合のモータ電流の波形図である。 同期数が奇数の場合のモータ電流の波形図である。 同期数が偶数の場合における問題点を説明する図である。 電圧指令の零点に一致させるための搬送波の基準位相を説明する波形図である。 搬送波の基準位相を段階的に変化させたときのモータ電流およびモータ端子電圧の変化を示す波形図である。 本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置における電流均等化制御を説明する図である。 同期数が奇数の場合における搬送波の基準位相を説明する波形図である。 図１の搬送波発生回路による搬送波の発生動作を説明するブロック図である。 同期数が６の場合の基準位相テーブルの一例を説明する図である。 同期数が６の場合の基準位相テーブルの一例を説明する図である。 図１３中の同期位相制御演算部の動作を説明する波形図である。 搬送波発生回路による搬送波の発生動作を説明するためのフローチャートである。 本発明の実施の形態の変形例に従う搬送波発生回路による搬送波の発生動作を説明するブロック図である。 図１８中の三角波生成ＲＯＭテーブルの一例を説明する図である。

以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。

（全体システム構成）
図１は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置および制御方法が適用あれるモータ駆動制御システム１００の全体構成図である。

図１を参照して、モータ駆動制御システム１００は、直流電源１０と、平滑コンデンサＣと、インバータ１４と、交流電動機Ｍ１と、制御装置３０とを備える。

交流電動機Ｍ１は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車等をいうものとする）の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための走行用電動機である。あるいは、この交流電動機Ｍ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。

直流電源１０は、蓄電装置を含んで構成されて、電源ライン２およびアースライン４の間に直流電圧を出力する。たとえば、直流電源１０を二次電池（バッテリ）および昇降圧コンバータの組合せにより、二次電池の出力電圧を昇圧して電源ライン２およびアースライン４の間に出力する構成とすることが可能である。この場合には、昇降圧コンバータを双方向の電力変換可能なように構成して、電源ライン２およびアースライン４間の直流電圧を二次電池の充電電圧に変換する。

平滑コンデンサＣは、電源ライン２およびアースライン４の間に接続される。
インバータ１４は、電源ライン２およびアースライン４の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電源ライン２およびアースライン４の間に直列接続された電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑｕｐ，Ｑｕｎから成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑｖｐ，Ｑｖｎから成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑｗｐ，Ｑｗｎから成る。また、スイッチング素子Ｑｕｐ，Ｑｕｎ，Ｑｖｐ，Ｑｖｎ，Ｑｗｐ，Ｑｗｎに対して、逆並列ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎがそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑｕｐ，Ｑｕｎ，Ｑｖｐ，Ｑｖｎ，Ｑｗｐ，Ｑｗｎのオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｇｕｐ，Ｇｕｎ，Ｇｖｐ，Ｇｖｎ，Ｇｗｐ，Ｇｗｎによってそれぞれ制御される。

代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

平滑コンデンサＣは、直流電源１０からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。

インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣから直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｇｕｐ，Ｇｕｎ，Ｇｖｐ，Ｇｖｎ，Ｇｗｐ，Ｇｗｎに応答したスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｇｕｐ，Ｇｕｎ，Ｇｖｐ，Ｇｖｎ，Ｇｗｐ，Ｇｗｎに応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ駆動制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｇｕｐ，Ｇｕｎ，Ｇｖｐ，Ｇｖｎ，Ｇｗｐ，Ｇｗｎに応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を平滑コンデンサＣを介して直流電源１０へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴なう制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２０は、交流電動機Ｍ１に流れる電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２０は２相分のモータ電流（たとえばＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）２２は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転速度（回転数）Ｎｍｔおよび電気周波数ｆｍを算出できる。なお、回転角センサ２２については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動制御システム１００の動作を制御する。

代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ，電流センサ２０からのモータ電流ｉｖ，ｉｗおよび回転角センサ２２からの回転角θ等に基づいて、正弦波状の電圧指令と搬送波との電圧比較に基づくＰＷＭ制御によって、交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、インバータ１４を制御するためのスイッチング制御信号Ｇｕｐ，Ｇｕｎ，Ｇｖｐ，Ｇｖｎ，Ｇｗｐ，Ｇｗｎを生成して、インバータ１４へ出力する。

制御装置３０は、ＰＷＭ制御によるモータ制御構成として、電圧指令演算部３０２と、同期ＰＷＭ制御回路３０４と、搬送波発生回路３０６とを含む。

電圧指令演算部３０２は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電流センサ２０からのモータ電流ｉｖ，ｉｗおよび回転角センサ２２からの回転角θに基づいて、交流電動機Ｍ１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相コイルに印加する電圧の操作量（以下、電圧指令とも称する）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを演算する。

搬送波発生回路３０６は、回転角センサ２２の出力（回転角θ）に基づいて、交流電動機Ｍ１の電気周波数ｆｍを演算する。そして、搬送波発生回路３０６は、交流電動機Ｍ１の電気周波数ｆｍに基づいて、同期ＰＷＭ制御で使用される搬送波周波数ｆｃを演算し、その演算した搬送波周波数ｆｃの搬送波を発生する。なお、搬送波は、周波数ｆｃの三角波やのこぎり波によって構成することができる。以下では、三角波を例示する。

ここで、同期ＰＷＭ制御では、交流電動機Ｍ１の電気周波数ｆｍに対する搬送波周波数ｆｃの周波数比ｆｃ／ｆｍがｋ倍（ｋ：２以上の整数）となるように、搬送波周波数ｆｃが制御される。これにより、同期ＰＷＭでは、交流電動機Ｍ１の電気角３６０度（１周期）に含まれる搬送波のパルス数は一定値ｋに制御される。なお、本実施の形態では、交流電動機Ｍ１の電気周波数に同期させて正負１パルスの矩形波電圧が印加される、いわゆる矩形波電圧制御とは区別して同期ＰＷＭ制御を適用するため、上記のようにｋ≧２としている。

同期ＰＷＭ制御では、周波数比ｆｃ／ｆｍを整数倍に維持するとともに、搬送波周波数ｆｃを低く維持するために、電気周波数ｆｍに応じて周波数比ｆｃ／ｆｍが切換えられる。さらに、本実施の形態では、後述するように、高トルク出力時のインバータ損失を低減する観点から、交流電動機Ｍ１の動作状態（トルクおよび回転数）に応じて周波数比ｆｃ／ｆｍを可変に設定する。

相電圧指令も、交流電動機Ｍ１の電気周波数に同期するので、この結果、搬送波および相電圧指令の周波数比もｋ：１となる。

同期ＰＷＭ制御回路３０４は、搬送波発生回路３０６の発生した搬送波と、電圧指令演算部３０２が演算した正弦波状の各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとの比較を行ない、その比較結果に基づいてインバータ１４を制御するためのスイッチング制御信号Ｇｕｐ，Ｇｕｎ，Ｇｖｐ，Ｇｖｎ，Ｇｗｐ，Ｇｗｎを発生する。

具体的には、同期ＰＷＭ制御回路３０４は、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに対応付けられた比較器４０，４２，４４と、各比較器４０，４２，４４に対応付けられたＮＯＴ回路５０，５２，５４とを含む。

比較器４０は、正弦波状のＵ相電圧指令Ｖｕと搬送波（三角波）とを比較して比較結果を出力する。比較器４０から出力された比較結果信号は、スイッチング制御信号ＧｕｎとしてＵ相上アームを構成するスイッチング素子Ｑｕｎのゲートに入力される。また、ＮＯＴ回路５０で反転された比較結果信号は、スイッチング制御信号ＧｕｐとしてＵ相下アームを構成するスイッチング素子Ｑｕｐのゲートに入力される。

比較器４２，４４およびＮＯＴ回路５２，５４においても同様の方法によって、対応の電圧指令と搬送波との比較動作および比較結果信号の反転動作が行なわれることによってスイッチング制御信号Ｇｖｐ，Ｇｖｎ，Ｇｗｐ，Ｇｗｎが生成され、スイッチング素子Ｑｖｐ，Ｑｖｎ，Ｑｗｐ，Ｑｗｎのゲートにそれぞれ入力される。

図２は、図１の制御装置３０によるモータ制御構成の詳細を説明するブロック図である。図２に示された各ブロックは、制御装置３０によるハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現される。

図２を参照して、制御装置３０は、電流指令生成部４００と、座標変換部４１０，４４０と、回転数演算部４２０と、ＰＩ演算部４３０と、同期ＰＷＭ制御回路３０４（図１）と、搬送波発生回路３０６（図１）とを備える。なお、電流指令生成部４００、座標変換部４１０，４４０、回転数演算部４２０およびＰＩ演算部４３０は、図１に示した電圧指令演算部３０２を構成する。

電流指令生成部４００は、予め作成されたテーブル等に従って、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じたｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。

座標変換部４１０は、回転角センサ２２によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２０によって検出されたＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗを基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。

回転数演算部４２０は、回転角センサ２２からの出力（回転角θ）に基づいて、交流電動機Ｍ１の回転数Ｎｍｔを演算する。

ＰＩ演算部４３０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）が入力される。ＰＩ演算部４３０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行って制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部４４０は、交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令Ｖｑ♯を各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。なお、ｄ軸，ｑ軸電圧指令Ｖｄ♯，Ｖｑ♯から各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗへの変換には、インバータ１４の入力電圧も反映される。

同期ＰＷＭ制御回路３０４は、図３に示すように、搬送波発生回路３０６からの搬送波２７０と座標変換部４４０からの電圧指令（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを包括的に示すもの）２８０との比較に基づき、インバータ１４の各相の上下アームを構成するスイッチング素子のオン・オフを制御することによって、交流電動機Ｍ１の各相に擬似正弦波電圧を生成する。

ここで、同期ＰＷＭ制御では、図１で説明したように、搬送波発生回路３０６は、交流電動機Ｍ１の回転数に従う電圧指令の周波数（すなわち、電気周波数ｆｍ）のｋ倍となるように、交流電動機Ｍ１の回転数に応じて搬送波周波数ｆｃを制御する。そして、搬送波発生回路３０６は、電圧指令２８０の位相と同期させて、搬送波２７０を生成する。これにより、同期ＰＷＭ制御では、交流電動機Ｍ１の１回転（電気角３６０度）中のパルス数ｋが所定個数に制御される。

以下では、搬送波周波数ｆｃが電気周波数ｆｍのｋ倍であってパルス数がｋであるときに同期数がｋというように、周波数比およびパルス数を「同期数」という用語を用いて説明する。この同期数は、交流電動機Ｍ１として三相モータを使用する場合には、交流電動機Ｍ１に印加されるパルス幅電圧の正負対称性を考慮して、３の倍数に設定されるのが一般的である。この場合、交流電動機Ｍ１の１回転中のパルス数は３ｎ（ｎ：自然数）個に制御される。

一方、車両駆動用インバータでは、ＰＷＭ制御での搬送波周波数は、一般的には、電磁騒音の発生を回避するためにある程度高い周波数とされる。車内騒音の少ない定常走行などの低トルク時において、インバータのスイッチングによる電磁音が耳障りになるためである。そのため、同期数は、十数倍以上（１２，１５，・・・）に設定することが望ましい。

しかしながら、搬送波周波数を高めると、単位時間当たりのスイッチング回数が増加するため、スイッチング損失による電力損失が増大する。図４には交流電動機Ｍ１のトルクと回転数との関係が示される。この図４に示す交流電動機Ｍ１の出力特性において、特に高いトルクを発生させる領域ＲＧＮ１では、搬送波周波数を高めることによって、スイッチング損失が増加するとともに、大電流によりインバータ導通損失も増大する。その結果、発熱量が増大してインバータが過熱するという問題が生じてしまう。

この領域での過熱を防止するためには、動作領域の全てで高い搬送波周波数で駆動できるようにインバータを設計することが好ましいが、インバータの大型化を招きコストも高いものになってしまう。したがって、このような不具合を回避するためには、図４の領域ＲＧＮ１のように高トルクを発生させる場合には、同期数をより低い３，６などに切替えることによって、比較的低い搬送波周波数でＰＷＭ制御を実現させることが求められる。以下では、電磁騒音の発生をなるべく避けた上でインバータの過熱を抑制するように、同期数に「６」を選択する。

以下、図５から図８を用いて、同期数に「６」を選択した場合の同期ＰＷＭ制御回路３０４の動作について説明する。

図５は、図１中の同期ＰＷＭ制御回路３０４の動作を説明する波形図である。図５に示すように、搬送波と正弦波状のＵ相電圧指令Ｖｕとの比較結果に基づいて、スイッチング制御信号Ｇｕｐ，Ｇｕｎが生成される。そして、このスイッチング制御信号Ｇｕｐ，Ｇｕｎに従って、Ｕ相上下アーム１５（図１）を構成するスイッチング素子ＱｕｐおよびＱｕｎのオン・オフが制御されることにより、交流電動機Ｍ１にはＵ相電流ｉｕが流れる。このときインバータ１４では、スイッチング素子Ｑｕｐ，Ｑｕｎのオン・オフに応じて、スイッチング素子Ｑｕｐ，Ｑｕｎおよび逆並列ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎに図５に示すような電流が流れ、それぞれの電流値に比例した導通損失が発生する。

ここで、同期数に６を選択したことによって、各相電流は正負で非対称となる。これは、同期数に偶数を選んだことによって、モータ電流に偶数次の高調波成分が重畳してしまうためである。図６には同期数が偶数のときのモータ電流が示される。また比較として、図７には、同期数が奇数のときのモータ電流が示される。

図６を参照して、同期数が偶数（たとえば同期数が６）の場合には、基本波成分に６次高調波成分が重畳するため、合成波成分であるモータ電流は正負で非対称となる。これに対して、同期数が奇数（たとえば同期数が５）の場合には、図７に示すように、基本波成分に５次高調波成分が重畳した結果、合成波成分であるモータ電流は正負で対称となる。

したがって、図５のように同期数が６の場合には、偶数次の高調波成分が重畳することに起因してモータ電流が正負で非対称となるため、スイッチング素子Ｑｕｐおよびスイッチング素子Ｑｕｎの間で導通損失が異なり、発熱量にアンバランス（不均衡）が生じる。また、スイッチング素子がターンオフするときの電流値Ｉｕｐ，Ｉｕｎがスイッチング素子Ｑｕｐおよびスイッチング素子Ｑｕｎの間で異なるため、ターンオフ時に発生するサージ電圧もスイッチング素子Ｑｕｐおよびスイッチング素子Ｑｕｎの間で不均衡が生じる。なお、このサージ電圧は、インバータの入力電圧に重畳されてオフ状態にあるスイッチング素子のコレクタ−エミッタ間に印加される。

このような同相の上下アーム間で生じる発熱量およびサージ電圧の不均衡は、大電流時ほど大きくなるため、特に高いトルクを発生させる領域（図４の領域ＲＧＮ１）において顕著となる。その結果、図８に示すように、発熱量が大きい方のスイッチング素子（たとえばスイッチング素子Ｑｕｐ）においては、素子温度がスイッチング素子の耐熱温度を上回る可能性がある。また、サージ電圧が高い方のスイッチング素子（たとえばスイッチング素子Ｑｕｐ）においては、インバータ入力電圧とサージ電圧との和がスイッチング素子の素子耐圧を超えてしまう可能性がある。その結果、スイッチング素子が損傷するおそれが生じる。

このようなモータ電流の正負非対称性に起因して生じるスイッチング素子の発熱量およびサージ電圧の不均衡からスイッチング素子を保護するためには、常に同期数に奇数を選ぶように制限を設けることによって、偶数次高調波成分を抑制することが有効である。しかしながら、交流電動機Ｍ１として三相モータを使用する場合には、設定可能な同期数が最低でも、同期数「６」に対して１．５倍の「９」と高い同期数に制約されてしまうため、搬送波周波数の増加に伴ないスイッチング損失による電力損失を増大させてしまう。その結果、損失増加によりインバータが過熱する問題が生じる。

そこで、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置では、偶数次高調波成分に起因して生じるモータ電流の正負非対称性を抑制する手法として、同期ＰＷＭ制御での同期数に応じて電圧指令と搬送波との位相関係を調整する構成とする。具体的には、制御装置は、モータ電流の正負対称性が確保されるように、電圧指令の零点に一致させるための搬送波の基準位相を同期数に応じて可変に設定する。

図９は、電圧指令の零点に一致させるための搬送波の基準位相を説明する図である。
図９を参照して、同期ＰＷＭ制御での同期数が６の場合には、正弦波状の電圧指令の１周期が三角波である搬送波の６周期分となる。図９では、電圧指令の零点と搬送波の最小出力とが一致するときの搬送波の基準位相αをα＝０［ｄｅｇ］と仮定する。したがって、α＝０［ｄｅｇ］を起点として基準位相αを徐々に増やしていくと、すなわち、搬送波を電圧指令に対して徐々に位相をシフトさせると、相対的に電圧指令の零点と搬送波の最大値とが一致するときには、搬送波の基準位相α＝１８０［ｄｅｇ］となる。また、再び電圧指令の零点と搬送波の最小値とが一致するときの搬送波の基準位相α＝３６０［ｄｅｇ］となる。

図１０には、搬送波の基準位相αを段階的に変化させたときのインバータ１４と交流電動機Ｍ１との間で授受されるモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗおよびモータ端子電圧（線間電圧）Ｖｕｖの波形の変化が示される。

図１０を参照して、搬送波の基準位相αを段階的に変化させることによって、モータ電流およびモータ端子電圧の波形が徐々に変化する。そして、基準位相ごとのモータ電流の波形から、正方向の電流ピークおよび負方向の電流ピークをそれぞれ検出すると、モータ電流の電流ピークと搬送波の基準位相αとの間には、図１１のような関係が現われる。

図１１を参照して、正方向の電流ピークおよび負方向の電流ピークはそれぞれ、搬送波の基準位相αに応じて変化する。そして、図１１の場合では、基準位相α＝３０［ｄｅｇ］，２１０［ｄｅｇ］のときに、電流ピークの絶対値が正方向と負方向とで等しくなっている。したがって、搬送波の基準位相αに３０［ｄｅｇ］および２１０［ｄｅｇ］のいずれかを選択することにより、モータ電流の正負対称性を確保することができる。なお、正方向の電流ピークと負方向の電流ピークとが均等となるように搬送波の基準位相αを調整する制御を、以下では、単に「電流均等化制御」とも称する。

このように同期数が偶数（たとえば同期数が６）の場合には、同期数に応じた偶数次高調波成分が重畳することによってモータ電流の正負非対称性が生じるところ、電圧指令の零点に一致させるための搬送波の基準位相αを調整することによって、同期数を保持したままでモータ電流の正負対称性を確保することができる。したがって、偶数次高調波成分を抑制するために、同期数をより高い奇数（たとえば同期数が９）に切替える必要がなくなることから、搬送波周波数の増加によってスイッチング損失による電力損失が増加するのを抑制することができる。

なお、同期数が奇数の場合には、モータ電流に偶数次高調波成分が重畳するといった事由が存在しないため、図１２に示すように、電圧指令と搬送波との重なり具合が正負で対称となるように基準位相α（たとえばα＝２７０［ｄｅｇ］）を選択することで、モータ電流の正負対称性を容易に確保することができる。その一例として、図１２では、同期数が９の場合において、電圧指令の零点と搬送波の零点とを一致させるように基準位相α（たとえばα＝２７０［ｄｅｇ］）が選択されている。

以上説明したような電流均等化制御は、図１中の搬送波発生回路３０６における搬送波の発生処理において実行される。次に、図１３から図１９を用いて本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置および制御方法における、搬送波の発生処理について詳細に説明する。

図１３は、図１の搬送波発生回路３０６による搬送波の発生処理を説明するブロック図である。図１３に示された各ブロックは、制御装置３０によるハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現される。

図１３を参照して、搬送波発生回路３０６は、基準位相テーブル５１０と、回転数・電気周波数演算部５２０と、搬送波周波数演算部５３０と、同期位相制御演算部５４０と、三角波生成発振器５５０とを含む。

回転数・電気周波数演算部５２０は、回転角センサ２２の出力（回転角θ）に基づいて、交流電動機Ｍ１の回転数Ｎｍｔおよび電気周波数ｆｍを演算する。詳細には、回転数Ｎｍｔ［ｒｐｍ］および電気周波数ｆｍ［Ｈｚ］は、下記式（１），（２）に従って算出される。

Ｎｍｔ＝Δθ［ｄｅｇ］／Δｔ［ｓｅｃ］／３６０［回転／ｄｅｇ］×６０ （１）
ｆｍ＝Ｎｍｔ［ｒｐｍ］／６０×ｐ （２）
（２）式において、ｐは交流電動機Ｍ１の極対数である。

基準位相テーブル５１０は、予め設定された同期ＰＷＭでの同期数に対して、モータ電流の正負対称性を確保するために必要な搬送波の基準位相αを設定するためのテーブルとして、予め作成されたものである。なお、この基準位相テーブルは同期数ごとに作成されており、各同期数において図１１で示したようなモータ電流の電流ピークと搬送波の基準位相αとの関係を予め実験等で取得するとともに、その取得した関係から電流ピークが正負で均等となるときの基準位相αを抽出することによって作成される。

さらに、基準位相テーブル５１０では、同期数ごとに、交流電動機Ｍ１の動作状態（交流電動機Ｍ１の出力トルクＴｒｑおよび回転数Ｎｍｔ）に応じて基準位相αが可変に設定される。図１４および図１５は、同期数が６の場合の基準位相テーブルの一例を説明するための図である。

図１４および図１５を参照して、搬送波の基準位相αは、交流電動機Ｍ１の動作状態（トルクＴｒｑおよび回転数Ｎｍｔ）に応じて可変に設定される。本実施の形態では、図１４の領域ＲＧＮ１に示すようにトルクがしきい値Ｔ３以上となる領域では、上述した電流均等化制御を実行し、しきい値Ｔ３よりもトルクが小さい領域では、電流均等化制御を非実行とする。なお、図１４の領域ＲＧＮ１は、実質的に図４の領域ＲＧＮ１に対応している。この領域では、モータ電流の正負非対称性に起因して生じるスイッチング素子の発熱量およびサージ電圧の不均衡によってスイッチング素子が損傷する可能性が高いことから、電流均等化制御の実行が必要と判断されるためである。

図１５には、基準位相テーブルの一例として、図１４の交流電動機Ｍ１の状態ごとに設定された基準位相αが示される。この図１５において、電流均等化制御が実行される図１４の領域ＲＧＮ１以外の領域における基準位相αは、領域ＲＧＮ１の最下端の基準位相α（α＝α１）がそのまま使用される。電流均等化制御の実行／非実行の切替えによって、搬送波の位相が急変するのを防ぐためである。

再び図１３を参照して、基準位相テーブル５１０では、予め設定された同期ＰＷＭ制御での同期数ｋ、交流電動機Ｍ１の出力トルクＴｒｑおよび回転数・電気周波数演算部５２０によって演算された回転数Ｎｍｔに基づいて、搬送波の基準位相αが設定される。なお、トルクＴｒｑについては、交流電動機Ｍ１の各相の電圧、電流の積に従って求められる電力Ｐｍと、電気周波数ｆｍとから求めることができる（Ｔｒｑ＝Ｐｍ／ｆｍ）。あるいは、トルクセンサ（図示せず）を配置して検出してもよい。

搬送波周波数演算部５３０は、回転数・電気周波数演算部５２０によって演算された電気周波数ｆｍおよび同期ＰＷＭ制御での同期数に基づいて、下記（３）式により同期ＰＷＭ制御を行なうのに必要な基本搬送波周波数ｆ０を演算する。

ｆ０＝ｋ・ｆｍ （３）
なお、（３）式において同期数ｋについては、上述したように、搬送波周波数ｆｃを低く維持するために、電気周波数ｆｍに応じて切換えられるとともに、高トルク出力時のインバータ損失を低減する観点から、交流電動機Ｍ１の動作状態（トルクおよび回転数）に応じて可変に設定される。本実施の形態では、特に高いトルクを発生させる領域（図４の領域ＲＧＮ１）では、相対的に小さい同期数（たとえば、同期ＰＷＭ制御に最低限必要な同期数６）に切替えられる。そして、搬送波周波数演算部５３０により設定された同期数ｋは、基準位相テーブル５１０へ送出される。

同期位相制御演算部５４０は、電圧指令と搬送波とが基準位相テーブル５１０によって設定された位相関係（基準位相α）を維持しながら同期するように、回転角センサ２２の出力（回転角θ）に応じて基本搬送波周波数ｆ０を補正する。具体的には、図１６に示すように、交流電動機Ｍ１の回転数Ｎｍｔの変化を受けて電気周波数ｆｍが変化したことによって、電圧指令に対する搬送波の位相ずれが生じた場合には、電圧指令と搬送波とが再び基準位相テーブル５１０によって設定された所望の位相関係となるように、基本搬送波周波数ｆ０を補正する。このとき、所望の位相関係に対して搬送波の位相が進んでいる場合には、周波数を上げるように基本搬送波周波数ｆ０が補正され、所望の位相関係に対して搬送波の位相が遅れている場合には、周波数を下げるように基本搬送波周波数ｆ０が補正される。

そして、補正後の搬送波周波数は、周波数指令ｆｃとして三角波生成発振器５５０に与えられる。三角波生成発振器５５０は、周波数指令ｆｃにより指示された搬送波周波数ｆｃの三角波を発生する。

図１７は、搬送波発生回路３０６による搬送波の発生処理を説明するためのフローチャートである。このフローチャートの処理は、車両の走行制御のメインルーチンから一定時間経過ごとまたは所定の条件が成立するごとに呼び出されて実行される。

図１７を参照して、まず、処理が開始されると、ステップＳ０１において、交流電動機Ｍ１のトルクＴｒｑおよび回転数Ｎｍｔが取得される。ステップＳ０１による回転数Ｎｍｔは、図１３の回転数・電気周波数演算部５２０における回転角θに基づく演算によって取得される。また、ステップＳ０１によるトルクＴｒｑは、上述のように、交流電動機Ｍ１の電圧、電流、電気周波数に基づく演算によって取得されてもよく、トルクセンサの出力の取込みによって実現されてもよい。そして、ステップＳ０２において、予め設定された同期ＰＷＭ制御での同期数ｋが偶数であるか否かが判断される。

同期数が奇数である場合（Ｓ０２のＮＯ判定時）には、ステップＳ０５において、搬送波発生回路３０６は、搬送波の基準位相αを予め定められた固定値に設定する。この固定値は、図１２で説明したように、搬送波と電圧指令との重なり具合が正負で対称となるときの基準位相α（たとえば２７０［ｄｅｇ］）に設定される。

これに対して、同期数が偶数である場合（Ｓ０２のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ０３により、搬送波発生回路３０６はさらに、交流電動機Ｍ１の動作状態（トルクＴｒｑおよび回転数Ｎｍｔ）に基づいて電流均等化制御を行なう必要があるか否かを判断する。この判断は、交流電動機Ｍ１のトルクＴｒｑおよび回転数Ｎｍｔが図１４の領域ＲＧＮ１に位置するか否かを判断することによって行なわれる。

電流均等化制御を行なう必要がない場合（Ｓ０３のＮＯ判定時）には、ステップＳ０５において、搬送波発生回路３０６は、搬送波の基準位相αを予め定められた固定値に設定する。このときの固定値としては、図１４で述べたように、領域ＲＧＮ１の最下端の基準位相α１が使用される。

一方、電流均等化制御を行なう必要がある場合（Ｓ０３のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ０４において、搬送波発生回路３０６は、基準位相テーブル（図１５）を参照して、交流電動機Ｍ１のトルクＴｒｑおよび回転数Ｎｍｔに基づき、搬送波の基準位相αを設定する。

そして、ステップＳ０４またはＳ０５によって搬送波の基準位相αが設定されると、搬送波発生回路３０６は、ステップＳ０６により、その設定した位相関係を維持しながら電圧指令と搬送波とが同期するように、回転角センサ２２の出力（回転角θ）に応じて基本搬送波周波数ｆ０を補正する。なお、基本搬送波周波数ｆ０は、定められた同期数ｋと、演算された電気周波数ｆｍとに基づいて演算される。そして、電圧指令に対する搬送波の位相ずれの方向および大きさに応じて、演算された基本搬送波周波数ｆ０が補正される。

補正後の搬送波周波数は、周波数指令ｆｃとして図１３の三角波生成発振器５５０に与えられると、ステップＳ０７において、周波数指令ｆｃにより指示された搬送波周波数ｆｃの三角波が発生する。

［変形例］
図１８は、本発明の実施の形態の変形例に従う搬送波発生回路３０６Ａによる搬送波の発生動作を説明するブロック図である。図１８に示された各ブロックは、制御装置３０（図１）によるハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現される。

図１８を参照して、搬送波発生回路３０６Ａは、回転数・電気周波数演算部５２０と、三角波生成ＲＯＭテーブル５６０とを含む。

回転数・電気周波数演算部５２０は、回転角センサ２２の出力（回転角θ）に基づいて、上記式（１）により交流電動機Ｍ１の回転数Ｎｍｔを演算する。

三角波生成ＲＯＭテーブル５６０は、予め設定された同期ＰＷＭの同期数に対して、モータ電流の正負対称性の確保が可能な搬送波（三角波）の出力波形を設定するために、予め作成されたものである。なお、この三角波生成ＲＯＭテーブル５６０は同期数ごとに作成されており、各同期数において図１１で示したようなモータ電流の電流ピークと搬送波の基準位相αとの関係を予め実験等で取得した結果に基づいて作成される。

さらに、三角波生成ＲＯＭテーブル５６０では、同期数ごとに、交流電動機Ｍ１の動作状態（交流電動機Ｍ１の出力トルクＴｒｑおよび回転数Ｎｍｔ）に応じて、三角波の出力波形（位相）が可変に設定される。図１９は、同期数が６の場合の三角波生成ＲＯＭテーブルの一例を説明する図である。

図１９を参照して、搬送波（三角波）の出力波形（位相）は、交流電動機Ｍ１の動作状態（トルクＴｒｑおよび回転数Ｎｍｔ）に応じて可変に設定される。詳細には、トルクＴｒｑと回転数Ｎｍｔとの１つの組合せに対して、電圧指令の位相θと搬送波出力との関係が設定されている。たとえば図１９（Ａ）において、交流電動機Ｍ１のトルクＴｒｑ＝Ｔ１であって、回転数Ｎｍｔ＝Ｎ５であるときに、電圧指令の位相θごとに設定された搬送波出力を図示すると、図１９（Ｂ）のような波形が得られる。この図１９（Ｂ）に示される搬送波は、図示しない電圧指令に対して、モータ電流の正負対称性が確保されるような位相関係となっている。すなわち、本変更例では、図１４の交流電動機Ｍ１の状態ごとに設定された基準位相αを有するように、搬送波（三角波）の出力波形を予め定められている。

再び図１８を参照して、三角波生成ＲＯＭテーブル５６０では、予め設定された同期ＰＷＭ制御での同期数、交流電動機Ｍ１の出力トルクＴｒｑおよび回転数・電気周波数演算部５２０によって演算された回転数Ｎｍｔに基づいて、搬送波出力が決定され、電圧指令の位相θに応じて、その決定された搬送波が生成される。

以上説明したように、本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置によれば、モータ電流に偶数次高調波成分が重畳する場合であっても、電圧指令と搬送波との位相関係を調整することによってモータ電流の正負対称性を確保することができる。これにより、同期数に偶数を選択することが可能となり、同期数の選択の自由度が高められる。この結果、インバータ発熱が大きい高トルクの出力時においては、同期数を下げて搬送波周波数を低下させることによって、スイッチング回数を減らしてスイッチング損失による電力損失の増加を抑えることができる。

なお、本実施の形態では、好ましい構成例として、モータ駆動制御システム１００の負荷となる交流電動機Ｍ１を電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車等）に車両駆動用として搭載された永久磁石モータとしたが、それ以外の機器に用いられる任意の交流電動機を負荷とする構成についても、本願発明を適用可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく、請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明は、交流電動機の同期ＰＷＭ制御に適用することができる。

２ 電源ライン、４ アースライン、１０ 直流電源、１４ インバータ、１５ Ｕ相上下アーム、１６ Ｖ相上下アーム、１７ Ｗ相上下アーム、２０ 電流センサ、２２ 回転角センサ、３０ 制御装置、４０，４２，４４ 比較器、５０，５２，５４ ＮＯＴ回路、１００ モータ駆動制御システム、２７０ 搬送波、２８０ 電圧指令、３０２ 電圧指令演算部、３０４ 同期ＰＷＭ制御回路、３０６，３０６Ａ 搬送波発生回路、４００ 電流指令生成部、４１０，４４０ 座標変換部、４２０ 回転数演算部、４３０ ＰＩ演算部、５１０ 基準位相テーブル、５２０ 回転数・電気周波数演算部、５３０ 搬送波周波数演算部、５４０ 同期位相制御演算部、５５０ 三角波生成発振器、５６０ 三角波生成ＲＯＭテーブル、Ｃ 平滑コンデンサ、Ｄｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎ 逆並列ダイオード、Ｍ１ 交流電動機、Ｑｕｐ，Ｑｕｎ，Ｑｖｐ，Ｑｖｎ，Ｑｗｐ，Ｑｗｎ スイッチング素子。

Claims (8)

1. インバータ（１４）によって印加電圧が制御される交流電動機（Ｍ１）の制御装置であって、
   前記交流電動機（Ｍ１）を動作指令に従って動作させるための正弦波状の電圧指令信号と搬送波信号との比較に基づくパルス幅変調制御によって、前記インバータ（１４）の制御指令を発生するパルス幅変調制御部（３０４）と、
   前記電圧指令信号と前記搬送波信号との周波数比である同期数を整数に維持するとともに、前記交流電動機（Ｍ１）の動作状態に応じて前記同期数を切換えて前記搬送波信号を生成する搬送波発生部（３０６）とを備え、
   前記搬送波発生部（３０６）は、前記パルス幅変調制御部（３０４）からの前記制御指令に従って前記インバータ（１４）および前記交流電動機（Ｍ１）の間で授受される交流電流が、正方向と負方向とで対称となるように、前記同期数に応じて前記電圧指令信号と前記搬送波信号との位相関係を調整する、交流電動機の制御装置。
2. 前記搬送波発生部（３０６）は、
   前記搬送波信号の周波数が前記交流電動機（Ｍ１）の電気周波数に前記同期数を乗じた周波数となるように、前記交流電動機（Ｍ１）の電気周波数に応じて前記搬送波信号の周波数を制御する周波数制御部（５３０）と、
   前記交流電流が正方向と負方向とで対称となるように、前記電圧指令信号の零点に一致させるための前記搬送波信号の基準位相を、前記同期数に応じて設定する基準位相設定部（５１０）と、
   前記電圧指令信号と前記搬送波信号とが、前記基準位相設定部（５１０）によって設定された位相関係を維持しながら同期するように、前記搬送波信号の周波数を補正する同期位相制御部（５４０）とを含む、請求の範囲第１項に記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記基準位相設定部（５１０）は、前記同期数が偶数となるときには、前記搬送波信号の基準位相を、前記交流電動機（Ｍ１）の動作状態に応じて可変に設定する、請求の範囲第２項に記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記周波数制御部（５３０）は、前記交流電動機（Ｍ１）のトルクがしきい値以上となるときには、前記同期数が減少するように、前記交流電動機（Ｍ１）の電気周波数に応じて前記搬送波信号の周波数を制御し、
   前記基準位相設定部（５１０）は、前記同期数が偶数であって、かつ、前記交流電動機（Ｍ１）のトルクが前記しきい値以上となるときには、前記搬送波信号の基準位相を、前記交流電動機のトルクおよび回転数に応じて可変に設定する、請求の範囲第３項に記載の交流電動機の制御装置。
5. インバータ（１４）によって印加電圧が制御される交流電動機（Ｍ１）の制御方法であって、
   前記交流電動機（Ｍ１）を動作指令に従って動作させるための正弦波状の電圧指令信号と搬送波信号との比較に基づくパルス幅変調制御によって、前記インバータ（１４）の制御指令を発生するステップと、
   前記電圧指令信号と前記搬送波信号との周波数比である同期数を整数に維持するとともに、前記交流電動機（Ｍ１）の動作状態に応じて前記同期数を切換えて前記搬送波信号を生成するステップとを備え、
   前記搬送波信号を生成するステップは、前記制御指令に従って前記インバータ（１４）および前記交流電動機（Ｍ１）の間で授受される交流電流が、正方向と負方向とで対称となるように、前記同期数に応じて前記電圧指令信号と前記搬送波信号との位相関係を調整する、交流電動機の制御方法。
6. 前記搬送波信号を生成するステップは、
   前記搬送波信号の周波数が前記交流電動機（Ｍ１）の電気周波数に前記同期数を乗じた周波数となるように、前記交流電動機（Ｍ１）の電気周波数に応じて前記搬送波信号の周波数を制御するステップと、
   前記交流電流が正方向と負方向とで対称となるように、前記電圧指令信号の零点に一致させるための前記搬送波信号の基準位相を、前記同期数に応じて設定するステップと、
   前記電圧指令信号と前記搬送波信号とが、前記基準位相を設定するステップによって設定された位相関係を維持しながら同期するように、前記搬送波信号の周波数を補正するステップとを含む、請求の範囲第５項に記載の交流電動機の制御方法。
7. 前記基準位相を設定するステップは、前記同期数が偶数となるときには、前記搬送波信号の基準位相を、前記交流電動機（Ｍ１）の動作状態に応じて可変に設定する、請求の範囲第６項に記載の交流電動機の制御方法。
8. 前記搬送波信号の周波数を制御するステップは、前記交流電動機（Ｍ１）のトルクがしきい値以上となるときには、前記同期数が減少するように、前記交流電動機（Ｍ１）の電気周波数に応じて前記搬送波信号の周波数を制御し、
   前記基準位相を設定するステップは、前記同期数が偶数であって、かつ、前記交流電動機（Ｍ１）のトルクが前記しきい値以上となるときには、前記搬送波信号の基準位相を、前記交流電動機（Ｍ１）のトルクおよび回転数に応じて可変に設定する、請求の範囲第７項に記載の交流電動機の制御方法。

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