JP5527559B2 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、三相の交流電動機と、該交流電動機の各相のうちの一相に流れる電流を検出する電流センサとを備えた交流電動機の制御装置に関する発明である。

近年、低燃費、低排気エミッションの社会的要請から車両の動力源として交流モータ（交流電動機）を搭載した電気自動車やハイブリッド車が注目されている。例えば、電気自動車においては、図１５に示すように、二次電池等からなる直流電源１１と交流モータ１３とを、インバータ等で構成されたモータ制御装置６を介して接続し、直流電源１１の直流電圧をインバータで交流電圧に変換して交流モータ１３を駆動するようにしたものがあり、ハイブリッド車においては、図１に示すように、二次電池等からなる直流電源１１と交流モータ１３Ａ，１３Ｂとを、インバータ等で構成されたモータ制御装置６を介して接続し、直流電源１１の直流電圧をインバータで交流電圧に変換して交流モータ１３Ａ，１３Ｂを駆動するようにしたものがある。

このような電気自動車やハイブリッド車に搭載される交流モータの制御システムは、三相の交流モータの各相のうちの二相又は三相に流れる電流をそれぞれ検出するように二つ又は三つの電流センサを設け、これらの電流センサの出力（電流検出値）に基づいて交流モータを制御するようにしたものが主流であるが、一つの交流モータに対して二つ又は三つの電流センサを設ける必要があるため、インバータの三相出力端子近傍の小型化やモータ制御系統の低コスト化に対して弊害となっている。

交流モータの制御システムにおいて、電流センサの数を削減して低コスト化する技術としては、例えば、特許文献１（特開２００１−１４５３９８号公報）に記載されているように、交流モータの各相のうちの一相（例えばＵ相）に流れる電流を検出する一つの電流センサを設け、この電流センサで検出した一相（例えばＵ相）の電流検出値と他の二相（例えばＶ相とＷ相）の前回の電流推定値とに基づいて交流モータの回転座標系におけるｄ軸電流推定値（励磁分電流推定値）とｑ軸電流推定値（トルク分電流推定値）を算出し、これらのｄ軸電流推定値とｑ軸電流推定値をそれぞれ１次遅れフィルタにより平均化した値に基づいて他の二相（例えばＶ相とＷ相）の電流推定値を算出すると共に、この電流推定処理によって算出したｑ軸電流推定値（又はｄ軸電流推定値とｑ軸電流推定値の両方）を用いて交流モータを制御するようにしたものがある。

特開２００１−１４５３９８号公報

上記特許文献１の技術では、一つの交流モータに対して一つの電流センサを設ける「電流センサの一相化」によりインバータの小型化や低コスト化をすることが可能になるが、モータトルクが変化し、実電流が急変した場合などに、電流推定の応答性が不足して電流推定値の追従が遅れることによって推定誤差が生じてトルク変動を生じるとともに、交流モータに要求されるトルク応答性を満足できない可能性がある。

そこで、本発明が解決しようとする課題は、交流電動機の各相のうちの一相に流れる電流を検出する電流センサを備えたシステムにおいて、交流電動機の電流推定の応答性を向上させ、その結果車両要求のトルク応答性を満足することができる交流電動機の制御装置を提供することにある。

本出願人の研究によると、上記特許文献１の技術のように、電流センサで検出した一相の電流検出値と他の二相の前回の電流推定値とに基づいてｄ軸及びｑ軸電流推定値を算出し、これらのｄ軸及びｑ軸電流推定値を平滑化した値に基づいて他の二相の電流推定値を算出するシステムでは、電流制御応答性を高速にして車両から要求されるトルク応答性を実現するため、すなわちｄ軸及びｑ軸電流推定値の推定応答性を高速にするために、前記平滑化処理の時定数（例えばＬＰＦ（ローパスフィルタ）とその設計時定数）を小さく設定すると、ｄ軸及びｑ軸電流推定値がそれぞれ大きく振動し、ｄ軸及びｑ軸実電流値に収束するまでの時間遅れが大きくなることが判明した。このｄ軸及びｑ軸電流推定値の振動によって電流推定値は、横軸にｄ軸電流推定値、縦軸にｑ軸電流推定値をとるｄｑ平面上において実電流値を中心とする渦を描く（図４）。本出願人は研究の結果、このように電流推定値が渦を描き始めると、実電流値と電流推定値の距離がなかなか縮まらず、電流推定値が実電流値に収束する速さが著しく遅くなることを発見した。さらにこの、電流推定値が渦を描くという現象は、ＬＰＦの時定数がある程度以上大きい範囲では発生せず、小さい方が、電流推定値が実電流値に収束する速さが速くなるが、ある時定数以下の範囲では電流推定値が渦を描くことによって、逆に電流推定値が実電流値に収束する速さが遅くなることを発見した。すなわち、高速なトルク応答性が要求されるシステムにおいては、これを満足するためにＬＰＦの時定数のみを設計すると却って電流推定全体の応答時定数を低下させることを発見した。これにより、要求トルクが急峻に変化し、実電流値が急峻に変化したとき、電流推定値は遅れをもって追従し、変化が急峻であるほど誤差が大きくなるため、安定的に制御できなくなる。従って，電流推定の応答性が不足することによって、安定的に制御可能な要求トルクの変化速度が制限され、車両要求のトルク応答性が満足できなくなる。

そこで、請求項１に係る発明は、三相の交流電動機と、該交流電動機の各相のうちの一相（以下「センサ相」という）に流れる電流を検出する電流センサとを備えた交流電動機の制御装置において、電流センサで検出したセンサ相の電流検出値と該センサ相以外の二相の前回の電流推定値とに基づいて交流電動機の回転座標系におけるｄ軸及びｑ軸電流推定値を算出し、ｄ軸電流推定値とｑ軸電流推定値をそれぞれ平滑化した値に基づいて各相の電流推定値を算出する電流推定処理を所定の演算周期で繰り返し実行する電流推定手段を備え、この電流推定手段は、ｄ軸及びｑ軸電流推定値を算出する際に、前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値に基づいてセンサ相の電流推定値を算出し、該センサ相の電流推定値とセンサ相の電流検出値とから求めたセンサ相の電流推定誤差に基づいてセンサ相軸に直交する方向（以下、センサ相軸と直交方向）にｄ軸及びｑ軸電流推定値を補正する手段を有する構成としたものである。

この構成では、センサ相軸直交方向にｄ軸及びｑ軸電流推定値を補正することができるため、電流推定値を真値（実電流値）に向かって直線的に収束させることが可能となる。これにより、車両要求のトルク応答性を満足するためにＬＰＦの時定数を設計したとしても電流推定値が渦を描くような挙動を示すことを抑制することができ、電流推定値の応答性を向上させ（真値に収束するまでの時間を短くし）、電流制御応答性、ひいては車両要求のトルク応答性を満足することができる。

具体的には、請求項２のように、電流推定手段は、センサ相軸と直交方向にｄ軸及びｑ軸電流推定値を補正する際に、センサ相の電流検出値と電流推定値及びそれらから求められる電流推定誤差の今回値と前回値に基づいてセンサ相軸と直交方向の電流推定誤差を算出し、該センサ相軸と直交方向の電流推定誤差に基づいてセンサ相軸と直交方向のｄ軸及びｑ軸電流補正値を算出し、該センサ相軸と直交方向のｄ軸及びｑ軸電流補正値を用いてｄ軸及びｑ軸電流推定値を補正するようにすると良い。

本出願人の研究によると、ｄｑ平面上における電流推定値と真値（実電流値）の幾何学的な位置関係から、センサ相軸と直交方向の電流推定誤差は、センサ相の電流検出値と電流推定値の差であるセンサ相の電流推定誤差の今回値と前回値を用いて求められることが判明した。

従って、センサ相の電流推定誤差の今回値と前回値を用いれば、センサ相軸と直交方向の電流推定誤差を算出することができ、このセンサ相軸と直交方向の電流推定誤差から求めたセンサ相軸と直交方向のｄ軸及びｑ軸電流補正値を用いてｄ軸及びｑ軸電流推定値を補正することで、センサ相軸と直交方向にｄ軸及びｑ軸電流推定値を補正することができる。

この場合、請求項３のように、電流推定手段は、前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値に基づいてセンサ相を含む三相の電流推定値を算出する逆ｄｑ変換と、センサ相の電流検出値と該逆ｄｑ変換により算出したセンサ相以外の二相の電流推定値とに基づいてｄ軸及びｑ軸電流推定値を算出するｄｑ変換とを所定の演算周期で繰り返し実行する電流推定手段を備え、この電流推定手段は、ｄ軸及びｑ軸電流推定値を算出する際に、前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値に基づいてセンサ相の電流推定値を算出し、該センサ相の電流推定値とセンサ相の電流検出値とから求めたセンサ相の電流推定誤差に基づいてセンサ相軸と直交方向にｄ軸及びｑ軸電流推定値を補正する手段を有するようにしても良い。

また、請求項４のように、電流推定手段は、前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値に基づいてセンサ相の電流推定値を算出する逆ｄｑ変換と、センサ相の電流推定値とセンサ相の電流検出値とから求めたセンサ相の電流推定誤差に基づいてセンサ相軸と同方向のｄ軸及びｑ軸電流補正値を算出するｄｑ変換と、センサ相の電流推定誤差の今回値と前回値に基づいてセンサ相軸と直交方向のｄ軸及びｑ軸電流補正値を算出する処理と、センサ相軸と同方向のｄ軸及びｑ軸電流補正値とセンサ相軸と直交方向のｄ軸及びｑ軸電流補正値とを用いて前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値を補正して今回のｄ軸及びｑ軸電流推定値を求める処理とを所定の演算周期で繰り返し実行するようにしても良い。

これらの構成では、前回値として使用する値を、直流量であるｄ軸及びｑ軸の値とすることができるため、前回と今回の時間差の中で変化する交流電動機の回転角や電流値の変化の悪影響を小さくすることができ、交流電動機の電流推定精度を向上させることができる。

また、請求項５のように、ｄ軸及びｑ軸電流推定値に基づいて交流電動機の通電を制御するようにしても良い。本発明は、交流電動機の電流推定の応答性を向上し、実電流値が変化したときにｄ軸及びｑ軸電流推定値が速やかに実電流値に収束できるので、ｄ軸及びｑ軸電流推定値を用いて交流電動機の通電を制御することで、より高速な要求トルクの変化に対しても安定的に制御することができ、交流電動機のトルク応答性を向上させることができる。

図１は本発明の実施例１におけるハイブリッド車の駆動システムの概略構成を示す図である。 図２は交流モータ制御システムの概略構成図である。 図３は交流モータの電流フィードバック制御を説明するブロック図である。 図４は比較例の電流推定を説明するブロック図である。 図５は比較例の電流推定の実行例を示す図である。 図６は比較例の電流推定による電流推定値の挙動を説明する図である。 図７はセンサ相軸の方向とそれに直交する方向の定義を説明する図である。 図８は実施例１の電流推定部の構成を示すブロック図である。 図９はセンサ相と直交方向の電流推定誤差ｘを説明する図である。 図１０は直交方向補正値算出部の構成を示すブロック図である。 図１１は電流推定ルーチンの処理の流れを示すフローチャートである。 図１２は実施例１電流推定の実行例を示す図である。 図１３は実施例２の電流推定部の構成を示すブロック図である。 図１４は実施例３の電流推定部の構成を示すブロック図である。 図１５は他の実施例における電気自動車の駆動システムの概略構成を示す図である。

以下、本発明を実施するための形態を、例えば、交流モータと内燃機関（エンジン）を動力源とするハイブリッド車に適用して具体化した幾つかの実施例を説明する。

本発明の実施例１を図１乃至図１２に基づいて説明する。
まず、図１に基づいてハイブリッド車の駆動システムの概略構成を説明する。内燃機関であるエンジン１と第１の交流モータ１３Ａと第２の交流モータ１３Ｂが搭載され、主にエンジン１の出力に対して第１の交流モータ１３Ａを駆動させることで第２の交流モータ１３Ｂの回転軸に伝達される駆動力と第２の交流モータ１３Ｂの駆動力で車輪２を駆動する。エンジン１のクランク軸と第１の交流モータ１３Ａの回転軸と第２の交流モータ１３Ｂの回転軸とが動力分割機構３（例えば遊星ギヤ機構）を介して連結され、第２の交流モータ１３Ｂの回転軸が差動減速ギヤ４を介して車軸５に連結されている。交流モータ１３Ａ，１３Ｂは、インバータ１２（図２参照）やモータ制御回路１６（図２参照）等で構成されたモータ制御装置６を介して二次電池等からなる直流電源１１に接続され、このモータ制御装置６を介して直流電源１１と電力を授受するようになっている。

駆動力演算回路７は、ハイブリッド車全体を総合的に制御するコンピュータ等で構成され、アクセルセンサ（図示せず）で検出したアクセル信号、ブレーキスイッチ（図示せず）で検出したブレーキ信号、シフトスイッチ（図示せず）で検出したシフト信号等の各種のセンサやスイッチの出力信号を読み込んで車両の運転状態を検出する。この駆動力演算回路７は、エンジン１の運転を制御するエンジン制御回路（図示せず）や、交流モータ１３Ａ，１３Ｂの運転を制御するモータ制御回路１６（図２参照）との間で制御信号やデータ信号等を送受信し、車両の運転状態に応じて駆動力要求値を出力してエンジン１や交流モータ１３Ａ，１３Ｂの駆動力を制御する。

次に、図２に基づいてハイブリッド車に搭載される交流モータ制御システムの概略構成を説明する。尚、２つの交流モータ１３Ａ，１３Ｂの制御システムは、実質的に同一構成であるため、「交流モータ１３」と表記して、１つの交流モータ１３の制御システムについて説明する。

二次電池等からなる直流電源１１には、電圧制御型の三相のインバータ１２が接続され、このインバータ１２で交流モータ１３（交流電動機）が駆動される。尚、直流電源１１に昇圧コンバータ等を介してインバータ１２を接続した構成としても良い。

交流モータ１３は、三相永久磁石式同期モータで、永久磁石が内蔵されたものであり、ロータの回転位置（回転角）を検出するロータ回転位置センサ１４が搭載されている。また、交流モータ１３の各相のうちの一相（以下「センサ相」という）に流れる電流を検出する電流センサ１５が一つのみ設けられている。本実施例では、センサ相としてＷ相に流れる電流を電流センサ１５で検出する。尚、交流モータ１３は、永久磁石式同期モータに限定されず、例えば、誘導モータやその他の同期モータであっても良い。

インバータ１２は、モータ制御回路１６（制御手段）から出力される三相の６アーム電圧指令信号ＵＵ，ＵＬ，ＶＵ，ＶＬ，ＷＵ，ＷＬに基づいて、直流電圧を三相の交流電圧Ｕ，Ｖ，Ｗに変換して交流モータ１３を駆動する。

モータ制御回路１６は、交流モータ１３の出力トルクが目標トルク（トルク指令値）となるようにインバータ１２を制御して交流モータ１３に印加する交流電圧を調整するトルク制御を実行する。本実施例では、トルク指令値に基づいた電流指令値と、電流センサ１５の出力に基づいた電流推定値との偏差が小さくなるように交流モータ１３の通電をＦ／Ｂ制御する電流Ｆ／Ｂ制御を次のようにして実行する。ここで、「Ｆ／Ｂ」は「フィードバック」を意味する（以下、同様）。

図３に示すように、モータ制御回路１６は、トルク指令値ｔrq* に基づいて、交流モータ１３のロータ回転座標として設定された回転座標系（ｄ−ｑ座標系）における指令電流ベクトル（ｄ軸電流指令値ｉd*，ｑ軸電流指令値ｉq*）をマップ又は数式等により演算する。

また、ロータ回転位置センサ１４で検出した交流モータ１３のロータ回転位置ｍθ（回転角）に基づいて電気角ｅθを演算すると共に、後述する電流推定部１７（電流推定手段）により、電流センサ１５で検出した交流モータ１３のセンサ相（Ｗ相）の電流検出値ｉw.sns と、交流モータ１３の電気角ｅθとに基づいて、回転座標系における推定電流ベクトル（ｄ軸電流推定値ｉd.est ，ｑ軸電流推定値ｉq.est ）を演算する。

この後、ｄ軸電流指令値ｉd*とｄ軸電流推定値ｉd.est との偏差Δｉd が小さくなるようにＰＩ制御等によりｄ軸電圧指令値Ｖd を演算すると共に、ｑ軸電流指令値ｉq*とｑ軸電流推定値ｉq.est との偏差Δｉq が小さくなるようにＰＩ制御等によりｑ軸電圧指令値Ｖq を演算して、指令電圧ベクトル（ｄ軸電圧指令値Ｖd ，ｑ軸電圧指令値Ｖq ）を求める。

この指令電圧ベクトル（ｄ軸電圧指令値Ｖd ，ｑ軸電圧指令値Ｖq ）と、交流モータ１３の電気角ｅθとに基づいて、三相電圧指令値Ｖu ，Ｖv ，Ｖw を演算した後、これらの三相電圧指令値Ｖu ，Ｖv ，Ｖw を、例えば正弦波ＰＷＭ制御方式等で三相の６アーム電圧指令信号ＵＵ，ＵＬ，ＶＵ，ＶＬ，ＷＵ，ＷＬに変換し、これらの三相の６アーム電圧指令信号ＵＵ，ＵＬ，ＶＵ，ＶＬ，ＷＵ，ＷＬをインバータ１２に出力する。これにより、トルク指令値に基づいた電流指令値ｉd*，ｉq*と、電流センサ１５の出力に基づいた電流推定値ｉd.est ，ｉq.est との偏差が小さくなるように交流モータ１３の通電をＦ／Ｂ制御する電流Ｆ／Ｂ制御を実行する。

ところで、交流モータ１３の電流を推定する場合に、図４に示す比較例のように、電流センサ１５で検出したセンサ相（Ｗ相）の電流検出値ｉw.sns と他の二相（Ｕ相とＶ相）の前回の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est とに基づいてｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を算出するｄｑ変換と、このｄｑ変換により算出したｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est をＬＰＦ処理（例えば、なまし処理や一次遅れ処理等）により平滑化した値ｉd.lpf ，ｉq.lpf に基づいて他の二相（Ｕ相とＶ相）の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est を算出する逆ｄｑ変換とを所定の演算周期で繰り返す電流推定処理を実行するシステムでは、ｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est に施すＬＰＦ処理の時定数が、ｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est の変化を律速することが容易に推測できる。尚、上記の「ＬＰＦ」は「ローパスフィルタ」を意味する（以下、同様）。

従って、ｄ軸及びｑ軸実電流値が急変した場合に、ｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est がｄ軸及びｑ軸実電流値に追い付く速さは（以下、電流推定応答性）、前記ＬＰＦの時定数に支配されると考えられる。この電流推定応答性は、モータのトルク及び回転数条件が予め定められた一つ又は複数のトルク及び回転数条件での定常運転に限定される機器においては大きな問題とならない。しかし、例えば、ハイブリッド車両の駆動用主機モータ及びその制御装置においては、ドライバのアクセル／ブレーキ操作や路面条件の変化によって、要求されるトルク、モータ回転数が連続的かつ急激に変化することがあり、それらの急激な変化によって、モータの駆動電流もまた急激に変化する。このとき、前記電流推定処理によって算出される推定電流ベクトルに基づいてモータへの印加電圧を決定する電流Ｆ／Ｂ制御を実行するシステムにおいて、電流推定応答性が十分でない場合、急変した実電流ベクトルに対して遅れと同時に誤差を持って追従するため、その間の電流Ｆ／Ｂ制御によってモータの挙動が不安定になったり、瞬間的に過電流が流れることでモータまたはモータ制御装置に何らかの重大故障を来たす恐れがある。従って、ハイブリッド車両の駆動用主機モータ及びその制御装置、あるいは同等以上の電流の急変が起こり得るシステムにおいては、電流推定応答性が十分であるかが重要な技術課題の一つである。

この電流推定応答性と前記ＬＰＦの時定数（一次なましのなまし回数）との関係を、実電流ベクトルを０から特定の値までステップさせたときの推定電流ベクトルの挙動をシミュレーションし調査した結果が図５である。この図５はｄｑ平面上の挙動と横軸に時間、縦軸に推定誤差ベクトルの大きさをとって描画したグラフである。これにより、ＬＰＦの時定数を小さくしていくと、ある値以上の範囲では単純に電流推定応答性が向上するが、その範囲を超えて小さくしていくとｄｑ平面上で推定電流ベクトルの軌道が円を描くような挙動を示し、逆に極端に電流推定応答性が悪化していくことが判明した。この範囲はモータ回転数によって変化するが、前記ハイブリッド車両の駆動用主機モータ等のシステムにおいては停止状態から回転数上限までの広い回転数範囲をとり得るため、根本的な対策が必要である。

本出願人は前記電流推定処理の挙動を詳細に解析した結果、図６のような挙動であることを明らかにした。すなわち、電流センサ１５で検出したセンサ相の電流検出値と他の二相の前回の電流推定値に基づいて算出されたｄ軸及びｑ軸電流推定値で表される推定電流ベクトルは、前回の推定電流ベクトルに対し、ｄｑ平面上における、センサ相軸の方向にのみ動くという事実を見出した。このとき、センサ相軸に沿って動く距離は、図６に示すΔｉw に係数Ｋを乗じた長さである。係数Ｋはｄ軸及びｑ軸電流推定値に施されるＬＰＦの特性（例えば時定数）によって決まる係数である。

ここで、ｄｑ平面上におけるセンサ相軸の方向を図７に示した。この図７においては、センサ相としてｗ相のセンサ相の例が示されており、このｗ相のセンサ相軸は、Ｕ相軸より１２０°ずれた方向の軸にて定義されている。ｄｑ平面上では、本来固定座標軸であるＵ相、Ｖ相、及びＷ相の軸はモータ回転により相対的に逆転するため、センサ相軸にのみ動くという性質により推定電流ベクトルの軌道は弧もしくは渦を描くことが判明した。

そこで、以上の課題を解決するために本実施例では、電流センサ１５で検出したセンサ相の電流検出値と他の二相の前回の電流推定値に基づいてｄ軸及びｑ軸電流推定値を算出する際に、図８及び次式のようにセンサ相に直交する方向成分にｄ軸及びｑ軸電流推定値を補正する。

ここで、ｘは図９に示す推定誤差ベクトルのセンサ相直交方向成分であり、センサ相直交方向推定誤差と称する。このｘは、電気角移動量（今回の電気角と前回の電気角の差）、前回のセンサ相の電流検出値といった、前回もしくはそれ以前に知ることの出来る過去値に基づいて求めることができる。例えば図９に示す、実電流ベクトルと推定電流ベクトルと、センサ相軸とセンサ相直交軸の位置関係を解析することで得られる下記（１）式によって求められる。

ここで、Δｉw はセンサ相（Ｗ相）の電流推定誤差であり、センサ相の電流推定値ｉw.est とセンサ相の電流検出値ｉw.sns との差である。また、センサ相の電流推定値ｉw.est は、ＬＰＦ処理後のｄ軸及びｑ軸電流推定値に基づいて逆ｄｑ変換を行い、センサ相の他の二相の電流推定値を算出する際に同時に、もしくは別途次式を計算することで得られるものである。

また、Δθは今回の電気角θ(n) と前回の電気角θ(n-1) の差として算出される、前回と今回の間の電気角の変化量（以下、電気角移動量）であり、同時にｄｑ平面上におけるセンサ相軸の回転量である。

以上のようにセンサ相直交方向の補正量を算出する処理部は、例えば図１０のようなブロック図で表されるものである。この処理部はセンサ相推定誤差と電気角移動量を入力とし、センサ相直交方向誤差ｘを算出した後、ｘの値に基づいてセンサ相直交方向補正量を算出するｄｑ変換を実行する。このｄｑ変換の入力である位相は、センサ相に対して直交する成分を変換するため、センサ相の位相に対して９０°加算した値を入力し、下記（２）式によって算出する。

このようにして算出したセンサ相直交方向補正量を電流推定部に出力する。
本実施例１では、以上のように、電流センサ１５で検出したセンサ相の電流検出値ｉw.sns と他の二相の前回の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est に基づいてｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を算出するｄｑ変換と、そのｄｑ変換の際に、センサ相軸と直交する方向にｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を補正する補正処理と、補正後のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est をＬＰＦ処理（例えば、なまし処理や一次遅れ処理）により平滑化した値ｉd.lpf ，ｉq.lpf に基づいてセンサ相以外の二相の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est （もしくはセンサ相を含む三相の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est ，ｉw.est ）を算出する逆ｄｑ変換とを所定の演算周期で繰り返す構成（図８参照）である。

以上説明した本実施例の電流推定は、モータ制御回路１６によって図１１の電流推定ルーチンに従って実行される。以下、この電流推定ルーチンの処理内容を説明する。
図１１に示す電流推定ルーチンは、モータ制御回路１６の電源オン期間中に所定の演算周期Ｔで繰り返し実行される。本ルーチンが起動されると、まず、ステップ１０１で、電流センサ１５で検出したセンサ相（Ｗ相）の電流検出値ｉw.sns を読み込んだ後、ステップ１０２に進み、ロータ回転位置センサ１４で検出した交流モータ１３のロータ回転位置ｍθから求めた電気角ｅθを読み込む。

この後、ステップ１０３に進み、前回のセンサ相以外の二相の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est を読み込む。尚、モータ制御回路１６の電源オフ中はインバータ１２がシャットダウン状態であるため、モータ制御回路１６の電源オン直後で本ルーチンの初回の起動時には、前回のセンサ相以外の二相の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est をそれぞれ「０」にする（つまり、前回のセンサ相以外の二相の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est の初期値をそれぞれ「０」にする）。

この後、ステップ１０４に進み、電流センサ１５で検出したセンサ相の電流検出値と他の二相の前回の電流推定値に基づいて、ｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を算出するｄｑ変換を実行する。

この後、ステップ１０５に進み、センサ相（Ｗ相）の電流推定誤差の今回値ｉw(n)と前回値ｉw(n-1)と電気角変化量Δθを用いて、上記（１）式により、センサ相軸（Ｗ相軸）と直交方向の電流推定誤差ｘを求める。

この後、ステップ１０６に進み、センサ相軸（Ｗ相軸）と直交方向の電流推定誤差ｘに基づいて、センサ相軸（Ｗ相軸）と直交方向のｄ軸及びｑ軸電流補正値ｉd.crr.x ，ｉq.crr.x を算出するｄｑ変換を実行する。このｄｑ変換では、上記（２）式により、センサ相軸（Ｗ相軸）と直交方向のｄ軸及びｑ軸電流補正値ｉd.crr.x ，ｉq.crr.x を求める。

この後、ステップ１０７に進み、センサ相軸（Ｗ相軸）と直交方向成分の補正後のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est をそれぞれＬＰＦ処理（例えば、なまし処理や一次遅れ処理等）により平滑化した後、ステップ１０８に進み、ＬＰＦ処理後のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf に基づいて今回のセンサ相を含む三相の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est ，ｉw.est を算出する逆ｄｑ変換を実行する。

この後、ステップ１０９に進み、ｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を出力する。出力されたｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est は、例えば、前述した電流Ｆ／Ｂ制御に用いられる。

この後、ステップ１１０に進み、今回のセンサ相を含む三相の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est ，ｉw.est をバッファ（記憶領域）に保存（記憶）して、本ルーチンを終了する。これらのセンサ相以外の二相の（もしくはセンサ相を含む三相の）電流推定値は、次回の本ルーチンの実行時（次回の電流推定処理の実行時）に、前回のセンサ相を含む三相の電流推定値として同時あるいは別々に用いられる。

以上説明した本実施例１は、センサ相の電流推定誤差の今回値ｉw(n)と前回値ｉw(n-1)に基づいてセンサ相軸と直交方向の電流推定誤差ｘを算出し、このセンサ相軸と直交方向の電流推定誤差ｘに基づいてセンサ相軸と直交方向のｄ軸及びｑ軸電流補正値ｉd.crr.x ，ｉq.crr.x を算出し、このセンサ相軸と直交方向のｄ軸及びｑ軸電流補正値ｉd.crr.x ，ｉq.crr.x を用いて前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を補正することで、センサ相軸と直交方向にｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を補正するようにしたので、図１２に示すように、ｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を真値（実電流値）に向かって直線的に収束させることが可能となって、低回転領域でｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est が渦を描くような挙動を示すことを防止することができ、ｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est の応答性を向上させる（真値に収束するまでの時間を短くする）ことができる。

また、本実施例１では、ｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est が振動的になるのを防止することができ、このｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を用いて交流モータ１３の通電をＦ／Ｂ制御するようにしたので、交流モータ１３の挙動が不安定になるのを防止することができる。

また、本実施例１では、交流電動機の電流推定の応答性を向上し、実電流値が変化したときにｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est が速やかに実電流値に収束でき、このｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を用いて交流モータ１３の通電をＦ／Ｂ制御するようにしたので、交流モータ１３のトルク応答性を向上させることができる。

また、本実施例１では、一相のセンサ相の電流検出値に基づいてｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を直接推定し、これを用いて交流モータ１３の通電をＦ／Ｂ制御するようにしたので、二つ以上の電流センサの電流検出値を用いたときの、二つ以上の電流センサ間のゲイン誤差による出力トルクの電気二次変動（ｄ軸及びｑ軸電流値が電気二次の周波数で変動することによる）の発生を原理上解消することができる。

以上のように本発明は、「電流センサ一相化」における電流推定の応答遅れを軽減することができ、それによって生じる推定誤差によるトルク変動（三相電流の直流成分による電気一次変動や振幅ずれによる電気二次変動等）を軽減できることによって、この「電流センサ一相化」を適用した交流モータ制御システムを搭載した機器の要求トルクが急変した際の振動が軽減され、また素早く要求トルクを出力することができる。従って特に、乗員の乗り心地、運転性能が重視される車載用モータにおいて、より適した効能が得られる。

尚、本発明は、上記実施例１で説明したものに限定されず、前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値と電流センサ１５で検出したセンサ相の電流検出値とに基づいて今回のｄ軸及びｑ軸電流推定値を算出するシステムに対しても広く適用することができる。

例えば、図１３に示す実施例２のように、前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est をＬＰＦ処理により平滑化した値ｉd.lpf ，ｉq.lpf に基づいて他の二相の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est を算出する逆ｄｑ変換と、この逆ｄｑ変換により算出した他の二相の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est とセンサ相の電流検出値ｉw.sns とに基づいてｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を算出するｄｑ変換とを所定の演算周期で繰り返し実行するシステムにおいて、センサ相軸と直交方向にｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を補正するロジックを追加した構成（つまり、ｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を算出する際に、前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est に基づいてセンサ相の電流推定値ｉw.est を算出し、該センサ相の電流推定値ｉw.est とセンサ相の電流検出値ｉw.sns とから求めたセンサ相の電流推定誤差Δｉw に基づいてセンサ相軸と直交方向にｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を補正する構成）としても良い。

或は、図１４に示す実施例３のように、前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est に基づいてセンサ相の電流推定値ｉw.est を算出する逆ｄｑ変換と、センサ相の電流推定値ｉw.est とセンサ相の電流検出値ｉw.sns とから求めたセンサ相の電流推定誤差Δｉw に基づいてセンサ相軸と同方向のｄ軸及びｑ軸電流補正値ｉd.crr ，ｉq.crr を算出するｄｑ変換と、算出したｄ軸及びｑ軸電流補正値ｉd.crr ，ｉq.crr を用いて前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を補正して今回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を求める処理を所定の演算周期で繰り返し実行するシステムにおいて、センサ相軸と直交方向にｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を補正するロジックを追加した構成、つまり、前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est に基づいてセンサ相の電流推定値ｉw.est を算出する逆ｄｑ変換と、センサ相の電流推定値ｉw.est とセンサ相の電流検出値ｉw.sns とから求めたセンサ相の電流推定誤差Δｉw に基づいてセンサ相軸と同方向のｄ軸及びｑ軸電流補正値ｉd.crr ，ｉq.crr を算出するｄｑ変換と、センサ相の電流推定誤差Δｉw の今回値と前回値に基づいてセンサ相軸と直交方向のｄ軸及びｑ軸電流補正値ｉd.crr.x ，ｉq.crr.x を算出する処理と、センサ相軸と同方向のｄ軸及びｑ軸電流補正値ｉd.crr ，ｉq.crr とセンサ相軸と直交方向のｄ軸及びｑ軸電流補正値ｉd.crr.x ，ｉq.crr.x とを用いて前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を補正して今回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を求める処理とを所定の演算周期で繰り返し実行する構成としても良い。

更に、センサ相軸と直交方向の電流推定誤差を算出する方法やセンサ相軸と直交方向のｄ軸及びｑ軸電流補正値を算出する方法は、上記各実施例で説明した方法に限定されず、適宜変更しても良い。

また、上記各実施例では、センサ相としてＷ相に流れる電流を電流センサで検出する構成としたが、これに限定されず、センサ相としてＵ相に流れる電流を電流センサで検出する構成としたり、或は、センサ相としてＶ相に流れる電流を電流センサで検出する構成としても良い。

また、本発明は、図１５に示されるような電気自動車の駆動システムにも採用をすることができる。詳細には、電気自動車の駆動システムでは、交流モータ１３が搭載され、交流モータ１３の駆動力で車輪２を駆動する。交流モータ１３は、インバータ１２（図２参照）やモータ制御回路１６（図２参照）等で構成されたモータ制御装置６を介して二次電池等からなる直流電源１１に接続され、このモータ制御装置６を介して直流電源１１と電力を授受ずるようになっている。

駆動力演算回路７は、電気自動車全体を総合的に制御するコンピュータ等で構成され、アクセルセンサ（図示せず）で検出したアクセル信号、ブレーキスイッチ（図示せず）で検出したブレーキ信号、シフトスイッチ（図示せず）で検出したシフト信号等の各種のセンサやスイッチの出力信号を読み込んで車両の運転状態を検出する。この駆動力演算回路７は、交流モータ１３の運転を制御するモータ制御回路１６（図２参照）との間で制御信号やデータ信号等を送受信し、車両の運転状態に応じて駆動力要求値を出力して交流モータ１３の駆動力を制御する。

このような電気自動車の駆動システムに本願発明を適用しても、上述と同様に一つの交流電動機に対して一つの電流センサを設ける「電流センサの一相化」により低コスト化の要求を満たしながら、交流電動機の電流推定精度を向上させることができる。

さらにまた、上記実施例では、インバータと交流モータを一組のみ設けたシステムに本発明を適用したが、これに限定されず、図１のようなハイブリッドシステムや、その他のインバータと交流モータを二組以上設けたシステムに本発明を適用しても良い。

その他、本発明は、上述するような電気自動車やハイブリッド車に搭載される交流モータの制御装置に限定されず、電気自動車やハイブリッド車以外の交流モータの制御装置にも適用可能である。

１１…直流電源、１２…インバータ、１３…交流モータ（交流電動機）、１４…ロータ回転位置センサ、１５…電流センサ、１６…モータ制御回路（制御手段）、１７…電流推定部（電流推定手段）、１８…直交方向補正値算出部

Claims (5)

1. 三相の交流電動機と、該交流電動機の各相のうちの一相（以下「センサ相」という）に流れる電流を検出する電流センサとを備えた交流電動機の制御装置において、
   前記電流センサで検出した前記センサ相の電流検出値と該センサ相以外の二相の前回の電流推定値とに基づいて前記交流電動機の回転座標系におけるｄ軸及びｑ軸電流推定値を算出し、該ｄ軸及びｑ軸電流推定値をそれぞれ平滑化した値に基づいて各相の電流推定値を算出する電流推定処理を所定の演算周期で繰り返し実行する電流推定手段を備え、
   前記電流推定手段は、前記ｄ軸及びｑ軸電流推定値を算出する際に、前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値に基づいて前記センサ相の電流推定値を算出し、該センサ相の電流推定値と前記センサ相の電流検出値とから求めた前記センサ相の電流推定誤差に基づいて前記センサ相軸と直交方向に前記ｄ軸及びｑ軸電流推定値を補正する手段を有することを特徴とする交流電動機の制御装置。
2. 前記電流推定手段は、前記センサ相軸と直交方向に前記ｄ軸及びｑ軸電流推定値を補正する際に、前記センサ相の電流検出値と電流推定値及びそれらから求められる電流推定誤差の今回値と前回値に基づいて前記センサ相軸と直交方向の電流推定誤差を算出し、該センサ相軸と直交方向の電流推定誤差に基づいて前記センサ相軸と直交方向のｄ軸及びｑ軸電流補正値を算出し、該センサ相軸と直交方向のｄ軸及びｑ軸電流補正値を用いて前記ｄ軸及びｑ軸電流推定値を補正することを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記電流推定手段は、前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値に基づいて前記センサ相を含む三相の電流推定値を算出する逆ｄｑ変換と、前記センサ相の電流検出値と該逆ｄｑ変換により算出した前記センサ相以外の二相の電流推定値とに基づいてｄ軸及びｑ軸電流推定値を算出するｄｑ変換とを所定の演算周期で繰り返し実行し、
   前記ｄ軸及びｑ軸電流推定値を算出する際に、前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値に基づいて前記センサ相の電流推定値を算出し、該センサ相の電流推定値と前記センサ相の電流検出値とから求めた前記センサ相の電流推定誤差に基づいて前記センサ相軸と直交方向に前記ｄ軸及びｑ軸電流推定値を補正する手段を有することを特徴とする請求項１又は２に記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記電流推定手段は、前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値に基づいて前記センサ相の電流推定値を算出する逆ｄｑ変換と、前記センサ相の電流推定値と前記センサ相の電流検出値とから求めた前記センサ相の電流推定誤差に基づいて前記センサ相軸と同方向のｄ軸及びｑ軸電流補正値を算出するｄｑ変換と、前記センサ相の電流推定誤差の今回値と前回値に基づいて前記センサ相軸と直交方向のｄ軸及びｑ軸電流補正値を算出する直交方向補正値算出処理と、前記センサ相軸と同方向のｄ軸及びｑ軸電流補正値と前記センサ相軸と直交方向のｄ軸及びｑ軸電流補正値とを用いて前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値を補正して今回のｄ軸及びｑ軸電流推定値を求める補正処理とを所定の演算周期で繰り返し実行することを特徴とする請求項２に記載の交流電動機の制御装置。
5. 前記ｄ軸及びｑ軸電流推定値に基づいて前記交流電動機の通電を制御する制御手段を備えていることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の交流電動機の制御装置。

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