JP6309411B2 - 高周波電源 - Google Patents

Description

本発明は、プラズマ処理システムに用いられる高周波電源に関する。

プラズマ処理システムは、例えば、フッ素系のガスと半導体ウェハや液晶基板等の被加工物をプラズマ処理装置のチャンバー内に封入し、そのチャンバー内の一対の電極に高周波電源から高周波電力を供給して放電させ、その放電によりガスのプラズマを発生させて被加工物に薄膜形成処理やエッチング処理を行うシステムである。

プラズマ処理装置では、高周波電源から高周波電力が供給されると、放電によりプラズマが発生するが、プラズマ発生前とプラズマ発生後で急激にインピーダンス（以下、「負荷インピーダンス」という。）が変化し、プラズマ発生後もプラズマ状態や被加工物の状態の変化により負荷インピーダンスは変動する。

プラズマ処理システムでは負荷インピーダンスの変動によってプラズマ処理装置に供給される電力が変動するため、プラズマ処理システムに用いられる高周波電源では、進行波電力Ｐ_f（高周波電源とプラズマ処理装置との間の伝送線路をプラズマ処理装置に向かって流れる電力）を一定に制御する出力制御（以下、「進行波電力一定制御」という。）若しくは進行波電力Ｐ_fと反射波電力Ｐ_r（高周波電源とプラズマ処理装置との間の伝送線路を高周波電源に向かって流れる電力）の差の電力Ｐ_L＝（Ｐ_f−Ｐ_r）（プラズマ処理装置に供給される電力。以下、「負荷供給電力Ｐ_L」という。）を一定に制御する出力制御（以下、「負荷供給電力一定制御」という。）が行われている。

進行波電力一定制御は、所定の周期で、進行波電力Ｐ_fを検出し、その進行波電力Ｐ_fと予め設定された高周波電源の出力電力の制御目標値Ｐ_set（以下、「目標出力電力Ｐ_set」という。）の差の電力ΔＰ_f＝Ｐ_set−Ｐ_fに基づいて出力電力の制御操作量Ｃ_Pを生成し、その制御操作量Ｃ_Pを高周波電源内の高周波生成部にフィードバックして当該高周波生成部で発生する高周波電力Ｐ_fを制御目標値Ｐ_setに一致させる制御である。

また、負荷供給電力一定制御は、所定の周期で、進行波電力Ｐ_fと反射波電力Ｐ_rを検出し、両検出値から負荷供給電力Ｐ_L＝（Ｐ_f−Ｐ_r）を求めた後、その負荷供給電力Ｐ_Lと予め設定された制御目標値Ｐ_Lset（以下、「目標負荷電力Ｐ_Lset」という。）と差の電力ΔＰ_L＝Ｐ_Lset−Ｐ_Lに基づいて出力電力の制御操作量Ｃ_Pを生成し、その制御操作量Ｃ_Pを高周波電源内の高周波生成部にフィードバックする制御である。この制御では、負荷供給電力Ｐ_Lが目標負荷電力Ｐ_Lsetとなるように、高周波電源内の高周波生成部で発生する高周波電力が制御される。

特許第５０９０９８６号

近年は、半導体プロセスルールの微細化に伴ってプラズマ処理装置のチャンバー内のガス圧を減少させる傾向にある。ガス圧を低下させると、プラズマのイオン密度が低下することによりプラズマの連続発生を不安定にするので、ガス圧を減少させたプラズマ処理システムでは、プラズマ処理中のプラズマの状態が従来以上に変動し易くなっている。近年のガス圧を減少させたプラズマ処理システムでは、フィードバック制御による進行波電力一定制御のフィードバック周期よりも短い時間で負荷の状態（すなわち、負荷インピーダンスや反射係数などの負荷の電気特性）が急変する現象が生じ易くなっている。

負荷の電気特性が出力電力のフィードバック制御の制御周期よりも短い時間で急変した場合、フィードバック制御のゲイン（差の電力ΔＰ_f又はΔＰ_Lに基づいて制御操作量Ｃ_Pを生成する際の電力ΔＰ_f又はΔＰ_Lに乗算される係数）が高い状態と低い状態を交互に繰り返し、フィードバック制御が自己発振した状態（制御操作量Ｃ_Pが大きい値と小さい値の間を振動する状態）となって高周波電源の出力電力を目標とする電力値に整定することができないという問題が生じる。

図６は、負荷がフィードバック制御の制御周期よりも短時間で急変した場合に生じるフィードバック制御の自己発振状態をモニタした波形図である。図６は、図７に示すプラズマ処理システムＡにおいて、高周波電源１の出力端における進行波電力Ｐ_fと反射波電力Ｐ_rの検出値と、高周波電源１の出力端における反射係数Γの大きさ｜Γ｜と位相角φの検出値と、ＲＦ電力制御部１５からＤＣ−ＤＣ変換部１２に出力される制御操作量Ｃ_Pをモニタしたものである。

高周波電源１は、ＤＣ−ＤＣ変換部１２から出力される直流電圧Ｖ_dcを駆動電圧とするスイッチング・アンプで構成されたＤＣ−ＲＦ変換部１３でＲＦ電力制御部１５から入力される高周波信号ｖ’を増幅してプラズマ処理装置３に出力する電源である。高周波電源１は、ＲＦ電力制御部１５からＤＣ−ＤＣ変換部１２にフィードバックする制御操作量Ｃ_Pで直流電圧Ｖ_dcを制御してＤＣ−ＲＦ変換部１３の出力電力（進行波電力）Ｐ_fを制御する構成である。

なお、ＡＣ−ＤＣ変換部１１は商用電源電圧ｖ_acから直流電圧Ｖ_ccを生成し、その直流電圧Ｖ_ccを駆動電圧としてＤＣ−ＤＣ変換部１２に供給する。高周波検出部１４は、高周波電源１の出力端における進行波電圧ｖ_fと反射波電圧ｖ_rを検出するブロックである。高周波検出部１４は、例えば、方向性結合器により高周波電源１の出力端における進行波電圧ｖ_fと反射波電圧ｖ_rを検出する。図６の進行波電力Ｐ_f、反射波電力Ｐ_rは、高周波検出部１４で検出された進行波電圧ｖ_fと反射波電圧ｖ_rを電力値に変換したものである。反射係数Γの大きさと位相は、高周波検出部１４で検出された進行波電圧ｖ_fと反射波電圧ｖ_rを反射係数Γ＝｜Γ｜・exp(ｊ・φ)に変換した際の大きさ|Γ|と位相φである。

図６は、ＲＦ電力制御部１５に目標出力電力Ｐ_setとして１００［Ｗ］が設定され、ＲＦ電力制御部１５からＤＣ−ＤＣ変換部１２に入力される制御操作量Ｃ_Pをマイクロ秒のオーダーの周期で更新して進行波電力Ｐ_fを１００［Ｗ］に整定させるフィードバック制御をした場合に、負荷状態がその制御速度よりも高速で大きく変化したときの各部の波形をモニタしたものである。

図６（ａ）に示す進行波電力Ｐ_fは、凡そ４ｍｓｅｃの周期で大きく飛び跳ねているが、飛び跳ね点Ｑが周期的に発生する現象がフィードバック制御の自己発振状態を示している。進行波電力Ｐ_fの飛び跳ねが終了した時点（図６（ａ）のｔ_sの時点を参照）から次の飛び跳ね点Ｑ（図６（ａ）のｔ_qの時点を参照）までの間は、進行波電力Ｐ_fは、凡そ６５[Ｗ]から１００[Ｗ]に漸増しているが、この期間は、負荷状態が緩やかに変化しており（図６（ｄ），（ｅ）の反射係数Γの変化の状態を参照）、この負荷状態の変化に対して制御操作量Ｃ_Pが安定して適切に更新されている（図６（ｃ）の制御操作量Ｃ_Pの変化の状態を参照）。

しかし、ｔ_qの時点で負荷状態の急変現象が発生すると（反射係数Γが凡そ０．８３・exp(ｊ・２５０°)から０．１・exp(ｊ・０°)に急変）、この負荷状態の急変により進行波電力Ｐ_fが急変し（図６（ａ）では３００[Ｗ]に急上昇）、その進行波電力Ｐ_fに基づいて更新される制御操作量Ｃ_Pも急変する。図６（ｃ）では制御操作量Ｃ_Pが「Ｎ_b」から「Ｎ_a」に急激に減少しているが、これは進行波電力Ｐ_fの検出値の急変によりフィードバック制御のゲインを急激に減少させて負荷状態の変動速度に追随しようとしていることを示している。

従って、負荷状態の急変速度がフィードバック制御の速度よりも大きい場合は、制御操作量Ｃ_Pの更新量（フィードバック制御のゲイン）が大きく変動し、自己発振状態となってフィードバック制御が不安定となる。

フィードバック制御の自己発振の発生を抑制する方法として、高周波電源１とインピーダンス自動整合器２を接続する同軸ケーブル４の長さを調整する等して高周波電源１の出力端から負荷側を見たインピーダンスの変動量を小さくすることが考えられる。

しかし、この方法は、同軸ケーブル４の長さを適切な値に設定することが難しく、ケーブル長が必要以上に長くなる場合は同軸ケーブル４の配設スペースやコスト等で不利となる面が大きいという問題がある。

他の方法として、フィードバック制御の制御速度を遅くして負荷状態の急変に敏感に応答しないようする方法や逆にフィードバック制御の制御速度を負荷状態の急変速度よりも速くして応答精度を高くする方法が考えられる。

しかし、制御速度を遅くする方法は、対策に要するコストや労力の負担が少なく、負荷状態が急変した場合のフィードバック制御の自己発振の抑制には有効である反面、負荷状態の変動が比較的緩やかな場合は、整定時間が長くなり、進行波電力一定制御の制御精度が低下するという不都合がある。一方、制御速度を高速にする方法は、現在のフィードバック制御の制御速度をかなり高くする必要があり、発振状態の発生を防止するための対策に要するコストや労力の負担が大きいという不都合がある。

本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであって、フィードバック制御の制御速度を従来よりも高速にすることなく、負荷状態が急変した場合のフィードバック制御の自己発振を抑制することができる高周波電源を提供することを目的とする。

本発明で提供される高周波電源は、高周波電力を発生し、負荷に出力する電力発生手段と、所定の周期で、前記電力発生手段の出力端における高周波電力を検出する電力検出手段と、前記電力検出手段で検出される前記高周波電力と予め設定された目標電力とに基づいて、前記高周波電力を前記目標電力に一致させる制御信号を生成する制御信号生成手段と、前記制御信号生成手段で生成された制御信号に基づいて、前記電力発生手段が発生する前記高周波電力の発生量を制御する制御手段と、を備えた高周波電源において、前記負荷の電気的特性の変化率を検出する負荷特性変化率検出手段と、前記電力検出手段で検出される前記高周波電力の変化率を検出する電力変化率検出手段と、前記負荷特性変化率検出手段と前記電力変化率検出手段で検出される２つの変化率に基づいて、前記操作信号生成手段で生成される制御信号を補正する補正手段と、を備え、前記補正手段は、前記負荷の電気的特性の変化率と前記高周波電力の変化率の大きさが増大するのに応じて前記制御信号の前回の制御信号に対する変化量を低下させるように補正する、ことを特徴とする（請求項１）。

上記の高周波電源において、前記電力検出手段は、前記高周波電力発生手段から前記負荷側に進行する進行波電力を検出し、前記制御信号生成手段は、前記進行波電力を前記目標電力に一致させる制御信号を生成するとよい（請求項２）。

上記の高周波電源において、前記電力検出手段は、前記高周波電力発生手段から前記負荷側に進行する進行波電力と前記負荷から前記高周波電力発生手段側に進行する反射波電力を検出し、前記制御信号生成手段は、前記進行波電力から前記反射波電力を差し引いた前記負荷への供給電電力を前記目標電力に一致させる制御信号を生成するとよい（請求項３）。

上記の高周波電源において、前記電力検出手段は、前記高周波電力発生手段から前記負荷側に進行する進行波電力と前記負荷から前記高周波電力発生手段側に進行する反射波電力を検出し、前記制御信号生成手段は、前記進行波電力を前記目標電力に一致させる制御信号を生成するとよい（請求項３）。

上記の高周波電源において、前記負荷の電気的特性は、前記高周波電源の出力端における反射係数であり、前記補正手段は、
Ｋ＝｜｜ｄΓ／ｄｔ｜×｜ｄＰ_f／ｄｔ｜×Ａ−Ｂ｜…（Ｘ）
但し、ｄΓ／ｄｔ：反射係数Γの１周期当たりの変化量
ｄＰ_f／ｄｔ：進行波電力Ｐ_fの１周期当たりの変化量
Ａ：係数（０＜Ａ＜１） Ｂ：閾値
の演算式（Ｘ）により係数Ｋ（０≦Ｋ≦１）を算出し、
Ｓ_d＝Ｓ_d’−Ｋ×ΔＳ_d’…（Ｙ）
但し、Ｓ_d’：今回制御信号生成手段で生成された制御信号
ΔＳ_d’：前回制御手段に出力された制御信号Ｓ_dに対する制御信号Ｓ_d’の変更量
の演算式（Ｙ）により前記制御信号Ｓ_d’を補正した制御信号Ｓ_dを生成して前記制御手段にフィードバックするとよい（請求項４）。

上記の高周波電源において、前記電力発生手段は、直流電力を前記高周波電力に変換するスイッチング・アンプで構成され、前記制御手段は、前記電力発生手段に前記直流電力を供給するＤＣ−ＤＣコンバータで構成され、前記制御手段にフィードバックされる前記補正手段で補正された前記制御信号は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を制御する信号であるとよい（請求項５）。

上記の高周波電源において、前記負荷は、前記高周波発生手段から供給される高周波電力によってプラズマを発生させ、そのプラズマを用いた所定の処理を行うプラズマ処理手段であるとよい（請求項６）。

本発明に係る高周波電源では、所定の周期で、高周波電力を検出し、その高周波電力と目標電力とに基づいて、高周波電力を目標電力に一致させる制御信号を生成し、その制御信号を制御手段にフィードバックして電力発生手段で発生される高周波電力が制御される。

本発明によれば、上記のフィードバック制御において、負荷の電気的特性の変化率（例えば、フィードバック制御の１周期当たりの負荷の反射係数の変動量）と検出される高周波電力の変化率（例えば、フィードバック制御の１周期当たりの高周波電力の変動量））を検出し、両検出値に基づいて制御信号を補正する。この補正は、負荷の電気的特性の変化率が大きくなるほど若しくは高周波電力の変化率が大きくなるほど、前回の制御信号に対する今回の制御信号の変更量を低下させるような補正である。この補正により、負荷の電気的特性の変化率若しくは進行波電力の変化率が大きい場合は、制御手段にフィードバックされる制御信号の大きさが抑制される。

負荷の電気的特性の変化率若しくは進行波電力の変化率が大きい場合は、負荷状態がフィードバック制御速度よりも高速で急変する場合と考えられるので、負荷状態が高速で急変する場合は、制御手段にフィードバックする制御信号の大きさを抑制することにより、電力発生手段が発生する高周波電力が自己発振状態になることを好適に防止することができる。

本発明に係る高周波電源の内部構成を示すブロック図である。 ＤＣ−ＲＦ変換部の回路例を示す図である。 ＲＦ電力制御部における制御操作量のフィードバック制御系を示すブロック図である。 ＲＦ電力制御部における出力制御の制御手順を示すフローチャートである。 ＲＦ電力制御部における制御操作量のフィードバック制御系の変形例を示すブロック図である。 負荷状態がフィードバック制御の制御周期よりも短い時間に大きく変化した場合に生じるフィードバック制御の自己発振状態を示す波形図である。 図６に示す波形をモニタしたプラズマ処理システムの高周波電源の構成を示すブロック図である。

以下、本発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。特に、プラズマ処理システムに適用される高周波電源を例に説明する。

図１は、本発明に係る高周波電源の内部構成を示すブロック図である。図１に示す高周波電源のブロック構成は、基本的に図７に示した高周波電源のブロック構成と同一であるので、同一機能を果たすブロックには同一の符号を付している。

高周波電源１は、高周波信号を生成し、その高周波信号をＤ級アンプからなるスイッチング・アンプで増幅して出力するスイッチング電源で構成される。高周波電源１は、ＡＣ−ＤＣ変換部１１、ＤＣ−ＤＣ変換部１２、ＤＣ−ＲＦ変換部１３、高周波検出部１４及びＲＦ電力制御部１５を含む。

ＡＣ−ＤＣ変換部１１は、商用電源からＤＣ−ＤＣ変換部１２への入力電圧（直流電圧Ｖ_cc）を生成する。ＡＣ−ＤＣ変換部１１は、例えば、４個の半導体整流素子をブリッジ接続した整流回路で商用電源から入力される商用電圧（例えば、ＡＣ２００［Ｖ］）を全波整流し、整流後のレベルを平滑回路で平滑化して直流電圧Ｖ_ccを生成する周知の電源回路で構成される。

ＤＣ−ＤＣ変換部１２は、ＡＣ−ＤＣ変換部１１から入力される直流電圧Ｖ_ccを任意の電圧値の直流電圧Ｖ_dcに変換してＤＣ−ＲＦ変換部１３に入力する。ＤＣ−ＲＦ変換部１３から出力される高周波電力Ｐ_f（正確には、ＤＣ−ＲＦ変換部１３からプラズマ処理装置３側に進行する電力。以下、「進行波電力Ｐ_f」という。）はＤＣ−ＤＣ変換部１２から出力される直流電圧Ｖ_dc（以下、「出力電圧Ｖ_dc」という。）の２乗に比例するので、ＲＦ電力制御部１５は、ＤＣ−ＤＣ変換部１２の出力電圧Ｖ_dcを制御することによりＤＣ−ＲＦ変換部１３の出力電力Ｐ_fを制御する。本実施形態では、ＲＦ電力制御部１５は、進行波電力一定制御法によってＤＣ−ＲＦ変換部１３の出力電力Ｐ_fを制御する。

進行波電力一定制御法は、ＤＣ−ＲＦ変換部１３の進行波電力Ｐ_fを出力電力設定部１５Ｄで設定される目標出力電力Ｐ_setに一致させる制御法である。目標出力電力Ｐ_setは、作業者による入力操作や予め設定されたプログラムによって出力電力設定部１５Ｄに設定されている。高周波電源１の出力ポートには、高周波電源１からプラズマ処理装置３に向かう進行波電力と、プラズマ処理装置３で反射されて高周波電源１に戻ってくる反射波電力が存在する。ＤＣ−ＲＦ変換部１３の進行波電力Ｐ_fは、高周波電源１の出力ポートにおける進行波電力に相当する。

ＤＣ−ＤＣ変換部１２は、例えば、４個の半導体スイッチ素子をブリッジ接続したフル・ブリッジ回路からなるインバータに整流・平滑回路を組み合わせた周知のＤＣ−ＤＣコンバータで構成される。ＤＣ−ＤＣ変換部１２の出力電圧Ｖ_dcは、４個の半導体スイッチ素子のオン・オフ動作をＲＦ電力制御部１５から入力される制御信号Ｓ_dで制御することによって制御される。制御信号Ｓ_dは、ＤＣ−ＤＣ変換部１２内の４個の半導体スイッチ素子に対する操作量（オン・オフの時間の操作量）を制御する信号である。

ＤＣ−ＲＦ変換部１３は、ＤＣ−ＤＣ変換部１２から入力される直流電力Ｐ_dcを予め設定された周波数ｆの高周波電力Ｐ_fに変換して出力する。進行波電力Ｐ_fの周波数ｆ（基本波周波数）は、２．０ＭＨｚ、１３．５６ＭＨｚ、２７．１２ＭＨｚ、４０．６８ＭＨｚなどのプラズマ処理用に規定された周波数である。

ＤＣ−ＲＦ変換部１３は、例えば、図２に示すハーフ・ブリッジ型のスイッチング・アンプで構成される。同図に示すスイッチング・アンプは、一対の電源端子ｂ，ｂ’の間に２つの同一タイプの半導体スイッチ素子Ｑ_Bの直列回路を接続したスイッチング回路と、そのスイッチング回路に駆動信号を入力するドライブ回路と、そのスイッチング回路から出力される高周波信号を外部に出力する出力回路とで構成される。

ドライブ回路は、一次巻線に互いに逆方向に巻かれた２つの二次巻線を結合したトランスＴで構成される。トランスＴの一次巻線には、ＲＦ電力制御部１５から出力される高周波信号ｖ（電圧信号）が入力され、トランスＴの一方の二次巻線（図３では上側の巻線）から高周波信号ｖと同相の高周波信号ｖ’が出力され、トランスＴの他方の二次巻線（図３では下側の巻線）から高周波信号ｖと逆相の高周波信号−ｖ’が出力される。高周波信号ｖのパルス出力は、高周波信号ｖをパルス変調制御信号ＰＳのハイレベル期間に出力させたものである。

出力回路は、キャパシタＣ₁とインダクタが直列接続された共振回路と、インダクタとキャパシタＣ₂がＬ型接続されたインピーダンス変換回路とを接続したフィルタ回路１３１で構成される。図３のインダクタＬは、共振回路のインダクタとインピーダンス変換回路のインダクタを合成したものである。フィルタ回路１３１は、スイッチング回路からパルス出力される高周波信号から直流成分と不要な高周波成分（ノイズ成分）を除去する。フィルタ回路１３１からパルス出力されるた高周波信号ｖ”が負荷に出力される。

一対の半導体スイッチ素子Ｑ_BにはＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴが用いられるが、バイポーラトランジスタ等の他の種類のトランジスタを用いることができる。また、一対の半導体スイッチ素子Ｑ_BをＮチャネル型とＰチャネル型を組み合わせたコンプリメンタリ型にしてもよい。この場合は、トランスＴの二次巻線は一つでよく、高周波電圧ｖ’をそれぞれＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴとＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴのゲートに入力してもよい。

本実施形態では、ＤＣ−ＲＦ変換部１３をハーフ・ブリッジ型のスイッチング・アンプで構成しているが、フル・ブリッジ型やプッシュ・プル型のスイッチング・アンプで構成してもよい。

高周波信号ｖ（電圧信号。以下、必要に応じて「高周波電圧」と表記する。）をｖ＝Ｖ・sin(2πｆ・ｔ＋φ)（ｆ：基本周波数、φ：初期位相）とすると、トランスＴの一方の二次巻線から同相の高周波電圧ｖ’＝Ｖ’・sin(2πｆ・ｔ＋φ)が出力され、トランスＴの他方の二次巻線から逆相の高周波電圧−ｖ’＝−Ｖ’・sin(2πｆ・ｔ＋φ)が出力される。同相の高周波電圧ｖ’は、一方の半導体スイッチ素子Ｑ_B（図２では上側の半導体スイッチ素子Ｑ_B）に入力され、逆相の他方の高周波電圧−ｖ’は、他方の半導体スイッチ素子Ｑ_B（図２では下側の半導体スイッチ素子Ｑ_B）に入力される。２つの半導体スイッチ素子Ｑ_Bは、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるから、一方の半導体スイッチ素子Ｑ_Bは、高周波電圧ｖ’のハイレベル期間にオン動作をし、他方の半導体スイッチ素子Ｑ_Bは、高周波電圧−ｖ’のハイレベル期間にオン動作をする。従って、２つの半導体スイッチ素子Ｑ_Bは、高周波電圧ｖ’の半周期毎に交互にオン・オフ動作を繰り返す。

２つの半導体スイッチ素子Ｑ_Bが交互にオン・オフ動作を繰り返すことによって接続点ｎの電圧ｖ_nはｖ’＞０の期間に「Ｖ_dc」となり、ｖ’≦０の期間に接地レベルとなるように矩形波状に変化し、その矩形波出力がフィルタ回路１３１で直流分とスイッチングノイズが除去されて出力端子ｃ，ｃ’から高周波電圧ｖ_f＝Ｖ’・sin(2πｆ・ｔ＋φ)が出力される。この高周波電圧ｖ_fは正弦波の高周波電圧ｖを増幅した電圧である。

高周波検出部１４は、高周波電源１の出力ポートを流れる高周波電圧を進行波電圧ｖ_fと反射波電圧ｖ_rに分離して検出する。ＤＣ−ＲＦ変換部１３から出力される出力電圧ｖ_fは、その進行波電圧ｖ_fに相当する。高周波検出部１４は、例えば、ＤＣ−ＲＦ変換部１３で生成される高周波電力Ｐ_fの基本周波数ｆを中心周波数とした所定の周波数帯域を有する方向性結合器で構成される。高周波検出部１４で検出された進行波電圧（出力電圧）ｖ_fと反射波電圧ｖ_rは、ＲＦ電力制御部１５に入力される。

ＲＦ電力制御部１５は、フィードバック制御により上述した進行波電力一定制御法で高周波電源１の進行波電力Ｐ_fを制御する。ＲＦ電力制御部１５は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）等を備えたマイクロコンピュータやＦＰＧＡ（field-programmable gate array）等の演算デバイスで構成される。

ＲＦ電力制御部１５には、上記の進行波電力Ｐ_fの制御を行う処理ブロックとして、高周波条件設定部１５Ａ、高周波電圧生成部１５Ｂ、高周波電力変換部１５Ｃ、出力電力設定部１５Ｄ及びＤＣ電圧制御部１５Ｅを含む。高周波条件設定部１５Ａ及び高周波電圧生成部１５Ｂは、ＤＣ−ＲＦ変換部１３に対する高周波電圧ｖを生成する機能を果たす。高周波電力変換部１５Ｃ、出力電力設定部１５Ｄ及びＤＣ電圧制御部１５Ｅは、ＤＣ−ＤＣ変換部１２に対する制御信号Ｓ_dを生成する機能を果たす。

高周波条件設定部１５Ａは、作業者による入力操作や予め設定されたプログラムによって設定される高周波電圧ｖの周波数ｆ、初期位相φ等のパラメータを高周波電圧生成部１５Ｂに設定する。高周波電圧生成部１５Ｂは、高周波条設定部１５Ａから入力される周波数ｆ及び初期位相φに基づいて、例えば、ダイレクト・ディジタル・シンセサイザーによりＡ・sin(2πf・t＋φ)（Ａ：規定の振幅）で表わされる正弦波の高周波電圧ｖを生成する。この高周波電圧ｖは、ＤＣ−ＲＦ変換部１３（図２のトランスＴの一次巻線）に入力される。

高周波電力変換部１５Ｃは、高周波検出部１４から出力される進行波電圧ｖ_fと反射波電圧ｖ_rをそれぞれ進行波電力Ｐ_fと反射波電力Ｐ_rに変換する。高周波検出部１４を構成する方向性結合器の特性インピーダンスＺ_oを５０［Ω］とすると、高周波電力変換部１５Ｃは、進行波電圧ｖ_fの実効値Ｖ_frms＝Ｖ_fm／√(２)（Ｖ_fm：進行波電圧ｖ_fのピーク値）を求め、Ｖ_frms ²／５０を演算することにより進行波電力Ｐ_fを算出する。反射波電力Ｐ_rも同様で、反射波電圧ｖ_rの実効値Ｖ_rrms＝Ｖ_rm／√(２)（Ｖ_rm：反射波電圧ｖ_rのピーク値）を求め、Ｖ_rrms ²／５０を演算することにより反射波電力Ｐ_rを算出する。検出された進行波電圧ｖ_f、反射波電圧ｖ_rと算出された進行波電力Ｐ_f、反射波電力Ｐ_rは、ＤＣ電圧制御部１５Ｅに入力される。

出力電力設定部１５Ｄは、作業者による入力操作や予め設定されたプログラムによって設定される目標出力電力Ｐ_setをＤＣ電圧制御部１５Ｅに設定する。

ＤＣ電圧制御部１５Ｅは、所定の周期τで、出力電力設定部１５Ｄによって設定された目標出力電力Ｐ_setを高周波電力変換部１５Ｃから入力される進行波電力Ｐ_fから減算して差電力ΔＰ_set＝Ｐ_f−Ｐ_setを算出し、その差電力ΔＰ_setに基づいて所定の演算を行って制御信号Ｓ_d’を生成する。従来は、その制御信号Ｓ_d’をＤＣ−ＤＣ変換部１２に入力していたが、急峻な負荷状態の変動が発生し、周期τの間に進行波電力Ｐ_fが大きく変動した場合（以下、この場合を「負荷状態が急変した場合」という。）でも制御信号Ｓ_d’をＤＣ−ＤＣ変換部１２にフィードバックすると、その制御信号Ｓ_d’が急変した負荷状態に対して不適切となり、図６（ａ）に示したようにＤＣ−ＲＦ変換部１３の進行波電力Ｐ_fの自己発振を招くことになる。

本実施形態に係るＤＣ電圧制御部１５Ｅでは、ＤＣ−ＲＦ変換部１３の進行波電力Ｐ_fの自己発振を抑制するため、上記の制御信号Ｓ_d’を所定の演算式で補正し、補正後の制御信号Ｓ_dをＤＣ−ＤＣ変換部１２に入力するようにしている。本発明に係る高周波電源１は、ＤＣ−ＤＣ変換部１２にフィードバックする制御信号Ｓ_dの生成方法に特徴を有する。以下では、制御信号Ｓ_dの生成方法について説明する。

周期τ毎に生成される制御信号Ｓ_d’，Ｓ_dをＳ_d’[k]，Ｓ_d[k]（ｋは、サンプリング番号）と表記すると、本実施形態に係るＤＣ電圧制御部１５Ｅでは、
Ｓ_d[k]＝Ｓ_d’[k]−Ｋ×（Ｓ_d’[k]−Ｓ_d[k-1]）…（１）
但し、Ｋは、０≦Ｋ≦１の係数
の演算式により制御信号Ｓ_d’[k]を補正した制御信号Ｓ_d[k]の生成処理が行われる。

（１）式の係数Ｋは、急峻な負荷状態の変動に基づき制御信号Ｓ_d’が不適切となり、検出した進行波電力Ｐ_fが大きく変動する場合はその変動量が大きくなるのに応じて値が「１」に近づくように設定され、負荷状態が急変していない場合は「０」に固定される可変の係数である。（１）式の（Ｓ_d’[k]−Ｓ_d[k-1]）は、前回ＤＣ−ＤＣ変換部１２に出力された制御信号Ｓ_d[k]と今回生成された制御信号Ｓ_d’[k]との差分で、今回検出された進行波電力Ｐ_fに基づく制御信号Ｓ_d’[k]の前回の制御信号Ｓ_d[k]に対する変更量に相当する値である。負荷状態が急変していない場合は、変更量ΔＳ_d’[k]＝（Ｓ_d’[k]−Ｓ_d[k-1]）は小さいが、負荷状態の急変により今回検出された進行波電力Ｐ_fが前回検出時より大きく変化している場合はその変更量ΔＳ_d’[k]＝（Ｓ_d’[k]−Ｓ_d[k-1]）は大きくなる。

（１）式は、「負荷状態が急変した場合」には、前回からの変更量ΔＳ_d’[k]の一部（Ｋ×ΔＳ_d’[k]）を今回生成された制御信号Ｓ_d’[k]から差し引くことにより、ＤＣ−ＤＣ変換部１２にフィードバックする制御信号Ｓ_d’[k]を抑制する補正式である。係数Ｋは、負荷状態の変動量が大きくなるほど「１」に近づくように変化するので、負荷状態が急変した場合の変動量が大きいときには前回ＤＣ−ＤＣ変換部１２に出力された制御信号Ｓ_d[k-1]と同一若しくはそれに近い値の制御信号Ｓ_d[k]がＤＣ−ＤＣ変換部１２にフィードバックされることになる。この制御は、負荷状態が急変した場合にはその変動量に応じてＤＣ−ＤＣ変換部１２にフィードバックする制御信号Ｓ_d[k]の応答感度を低下させる効果と同様の効果を奏する。

係数Ｋを与える式は、任意に設定することができ、本実施形態では、一例として、
Ｋ＝｜｜ｄΓ／ｄｔ｜×｜ｄＰ_f／ｄｔ｜×Ａ−Ｂ｜…（２）
の演算式を設定している。

（２）式において、｜ｄΓ／ｄｔ｜は、高周波電源１の出力端における反射係数Γの変化率である。反射係数Γは負荷状態の変化に応じて変化するので、｜ｄΓ／ｄｔ｜は、その値が大きいほど負荷状態の変化が急峻であることを示す。一方、｜ｄＰ_f／ｄｔ｜は、高周波検出部１４及び高周波電力変換部１５Ｃで検出される進行波電力Ｐ_fの変化率である。進行波電力Ｐ_fは、制御信号Ｓ_dによって変化するので、｜ｄＰ_f／ｄｔ｜は、その値が大きいほど、制御信号Ｓ_dが大きく変化したことを示す。

また、（２）式における「Ａ」は、係数Ｋを決定するための係数で、０＜Ａ＜１の値である。この係数Ａは、高周波電源１毎に予め設定される。（２）式における「Ｂ」は、負荷状態が急変しない場合は係数Ｋを「１」に固定するための閾値である。すなわち、閾値Ｂは、ＤＣ−ＤＣ変換部１２にフィードバックされる制御信号Ｓ_dの大きさを制御信号Ｓ_d’よりも小さくする制御を開始させる負荷変動状態の閾値である。この閾値Ｂは、プラズマ処理装置３の負荷変動の状態に応じて予め設定される。

（２）式によれば、閾値Ｂを超えると，｜ｄΓ／ｄｔ｜、｜ｄＰ_f／ｄｔ｜が大きくなるのに応じて、係数Ｋが増大する。図６の例に（２）式を適用した場合、負荷状態の急変が発生すると（ｔ_qの時点を参照）、｜ｄΓ／ｄｔ｜、｜ｄＰ_f／ｄｔ｜が共に大きく変動するので、その時には係数Ｋが急増することになる。従って、（１）式及び（２）式によれば、負荷状態の急変が発生したときには、ＤＣ−ＤＣ変換部１２にフィードバックされる制御信号Ｓ_d[k]は、前回の制御信号Ｓ_d’[k-1]と同一若しくはそれに近い値に抑制されることになる。

図３は、ＤＣ電圧制御部１５Ｅ内の制御信号Ｓ_dを生成してＤＣ−ＤＣ変換部１２にフィードバックする制御系の構成を示す図である。同図は、ＤＣ電圧制御部１５Ｅが行う上記の（１）式及び（２）式の演算処理を示す図である。

図３において、加算器１５１は、高周波検出部１４及び高周波電力変換部１５Ｃで検出された進行波電力Ｐ_f[k]から出力電力設定部１５Ｄで設定された目標出力電力Ｐ_setを減算して差電力ΔＰ_set[k]（＝Ｐ_f[k]−Ｐ_set）を算出する処理をする。ＰＩ補償回路１５２は、その差電力ΔＰ_f[k]に基づいて所定の演算を行って制御信号Ｓ_d’[k]を生成する。

遅延回路１５３は、進行波電力Ｐ_f[k]が検出される毎にその進行波電力Ｐ_f[k]を１回分だけ遅延させる回路である。従って、遅延回路１５３は、前回検出された進行波電力Ｐ_f[k-1]を保存し、今回の処理でその進行波電力Ｐ_f[k-1]を加算器１５４に出力する。加算器１５４は、今回検出された進行波電力Ｐ_f[k]から前回検出された進行波電力Ｐ_f[k-1]を減算して電力変化量ΔＰ_f[k]＝Ｐ_f[k]−Ｐ_f[k-1]を算出する。電力変化量ΔＰ_f[k]は、フィードバック周期τの間に進行波電力Ｐ_fが変化した量であるから、ｄＰ_f／ｄｔ＝ΔＰ_f[k]／τより（２）式のｄＰ_f／ｄｔに相当する量である。

遅延回路１５５は、制御信号Ｓ_d[k]がＤＣ−ＤＣ変換部１２に出力される毎にその制御信号Ｓ_d[k]を１回分だけ遅延させる回路である。従って、遅延回路１５５は、前回出力された制御信号Ｓ_d[k-1]を保存し、今回の処理でその制御信号Ｓ_d [k-1]を加算器１５６に出力する。加算器１５６は、今回生成された制御信号Ｓ_d’[k]から前回ＤＣ−ＤＣ変換部１２に出力された制御信号Ｓ_d[k-1]を減算して（１）式の制御信号Ｓ_d’の変更量ΔＳ_d’[k]＝Ｓ_d’[k]−Ｓ_d[k-1]を算出する。

係数演算回路１５７は、（２）式の演算処理を行って係数Ｋを算出する回路である。係数演算回路１５７には、（２）式の係数Ａと閾値Ｂが予め設定されている。また、係数演算回路１５７には、高周波検出部１４で検出した進行波電圧ｖ_f[k]と反射波電圧ｖ_r[k]が入力され、加算器１５４から出力される電力変化量ΔＰ_f[k]が入力される。

係数演算回路１５７は、進行波電圧ｖ_f[k]と反射波電圧ｖ_r[k]を用いて反射係数Γ[k]＝ｖ_r[k]／ｖ_f[k]を演算し、一時保存する。係数演算回路１５７は、算出した反射係数Γ[k]から前回算出した反射係数Γ[k-1]を減算して反射係数Γの変化量ΔΓ[k]（＝Γ[k]−Γ[k-1]）を算出する。反射係数Γの変化量ΔΓ[k]は、フィードバック周期τの間に反射係数Γが変化した量であるから、ｄΓ／ｄｔ＝ΔΓ[k]／τより（２）式のｄΓ／ｄｔに相当する量である。

係数演算回路１５７は、算出した反射係数Γの変化量ΔΓ[k]と、入力された進行波電力Ｐ_fの変化量ΔＰ_f[k]と、係数Ａと、閾値Ｂを用いて（２）式を演算することにより係数Ｋを算出する。

乗算器１５８は、加算器１５６から出力される制御信号Ｓ_d’の変更量ΔＳ_d’[k]と係数演算回路１５７から出力される係数Ｋの乗算を行う。加算器１５９は、ＰＩ補償回路１５２から出力される制御信号Ｓ_d’[k]から乗算器１５８の乗算結果（Ｋ×ΔＳ_d’[k]）を減算して制御信号Ｓ_d[k]を生成し、遅延回路１５５とＤＣ−ＤＣ変換部１２に出力する。

次に、図４のフローチャートを用いて、ＲＦ電力制御部１５における出力電力の制御について説明する。

ＲＦ電力制御部１５は、高周波電源１が高周波電力Ｐ_fの出力を開始すると、その出力を停止するまで所定のフィードバック周期τで図４の処理手順を繰り返す。

ＲＦ電力制御部１５は、目標出力電力Ｐ_setを設定した後（Ｓ１）、高周波検出部１４から出力される進行波電圧ｖ_fと反射波電圧ｖ_rを読み込む（Ｓ２）。ＲＦ電力制御部１５は、今回読み込んだ進行波電圧ｖ_f[k]（ｋは、今回のサンプリング番号。以下、同じ。）を進行波電力Ｐ_f[k]に変換するとともに、進行波電圧ｖ_f[k]と反射波電圧ｖ_r[k]を用いて反射係数Γ[k]を算出し、一時保存する（Ｓ３）。

続いて、ＲＦ電力制御部１５は、今回算出した進行波電力Ｐ_f[k]から前回算出した進行波電力Ｐ_f[k-1]を減算して進行波電力Ｐ_fの変化量ΔＰ_f[k]を算出するとともに、今回算出した反射係数Γ[k]から前回算出した反射係数Γ[k-1]を減算して反射係数Γの変化量ΔΓ[k]を算出する（Ｓ４）。

続いて、ＲＦ電力制御部１５は、算出した進行波電力Ｐ_fの変化量ΔＰ_f[k]と、反射係数Γの変化量ΔΓと、係数Ａと、閾値Ｂを用いて（２）式を演算することにより、係数Ｋ[k]を算出する（Ｓ５）。続いて、ＲＦ電力制御部１５は、算出した進行波電力Ｐ_fの変化量ΔＰ_f[k]に基づいて所定の演算を行って制御信号Ｓ_d’[k]（＝Ｇ×ΔＰ_f[k]、Ｇはフィードバックゲイン）を生成する（Ｓ６）。続いて、ＲＦ電力制御部１５は、生成した制御信号Ｓ_d’[k]から前回ＤＣ−ＤＣ変換部１２に出力した制御信号Ｓ_d[k-1]を減算して制御信号Ｓ_d’の変更量ΔＳ_d’[k]を算出する（Ｓ７）。

続いて、ＲＦ電力制御部１５は、算出した制御信号Ｓ_d’の変更量ΔＳ_d’[k]と、係数Ｋと、制御信号Ｓ_d’[k]を用いて（１）式を演算することにより制御信号Ｓ_d[k]を生成し（Ｓ８）、その制御信号Ｓ_d[k]を一時保存するとともにＤＣ−ＤＣ変換部１２に出力して（Ｓ９）、ステップＳ１に戻る。

以上説明したように、本実施形態に係る高周波電源１によれば、所定の周期τ毎に、進行波電力Ｐ_fを検出し、その進行波電力Ｐ_fと目標出力電力Ｐ_setとの差電力ΔＰ_setに基づいて当該差電力ΔＰ_setをゼロにするように、ＤＣ−ＤＣ変換部１２にフィードバックする制御信号Ｓ_d’を更新するが、周期τの間に負荷状態が急変したことによって更新した制御信号Ｓ_d’が不適切となり、次に検出される進行波電力Ｐ_fが目標出力電力Ｐ_setから大きくずれるような制御状態（進行波電力Ｐ_fが自己発振を起こす状態）になると、制御信号Ｓ_d’を（１）式及び（２）式によって補正し、ＤＣ−ＤＣ変換部１２にフィードバックする制御信号Ｓ_dの前回からの変更量ΔＳ_d’を小さくするようにしているので、進行波電力Ｐ_fが自己発振を起こす状態を抑制することができる。

上記実施形態では、進行波電力一定制御として、進行波電力Ｐ_fを目標出力電力Ｐ_setに一致させる制御の場合について説明したが、本発明を進行波電力Ｐ_fと反射波電力Ｐ_rの差である負荷供給電力Ｐ_Lを目標出力電力Ｐ_setに一致させる制御の場合にも適用できることは言うまでもない。

この場合は、ＤＣ電圧制御部１５のブロック図は、図５に示すように、図３に示したブロック図に対して加算器１５１の前段に加算器１６０を追加し、その加算器１６０で進行波電力Ｐ_fから反射波電力Ｐ_rを減算して負荷供給電力Ｐ_L[k]をする構成となる。

また、上記実施形態では、負荷状態の変化を検出するための負荷の電気的特性として、反射係数Γを用いたが、高周波電源１の出力端における反射波電圧ｖ_rや負荷のインピーダンス等の他の電気的特性を用いてもよい。

また、上記実施形態では、制御信号Ｓ_d’を補正して制御信号Ｓ_dを生成する方法として、（１）式及び（２）式による補正式を設定したが、その補正式は（１）式及び（２）式に限定されるものではない。

上記実施形態では、プラズマ処理システムＡに適用される高周波電源１について説明したが、本発明は、この分野に限定されるものではなく、負荷状態がフィードバック制御の速度よりも高速で変化するような負荷に対して高周波電力を供給する高周波電源のフィードバック制御に広く適用することができる。

１ 高周波電源
１１ ＡＣ−ＤＣ変換部
１２ ＤＣ−ＤＣ変換部（制御手段）
１３ ＤＣ−ＲＦ変換部（電力発生手段）
１３１ フィルタ回路
１４ 高周波電圧検出部（電力検出手段の構成要素）
１５ ＲＦ電力制御部
１５Ａ 高周波条件設定部
１５Ｂ 高周波電圧生成部
１５Ｃ 高周波電力変換部（電力検出手段の構成要素）
１５Ｄ 出力電力設定部
１５Ｅ ＤＣ電圧制御部（制御信号生成手段）
１５１，１５６，１６０ 加算器
１５４ 加算器（電力変化量検出手段）
１５２ ＰＩ補償回路
１５３，１５５ 遅延回路
１５７ 係数演算回路（負荷変化量検出手段）
１５８ 乗算器（補正手段の構成要素）
１５９ 加算器（補正手段の構成要素）
２ インピーダンス整合装置
３ プラズマ処理装置（負荷、プラズマ処理手段）
４ 同軸ケーブル

Claims (6)

1. 高周波電力を発生し、負荷に出力する電力発生手段と、
   所定の周期で、前記電力発生手段の出力端における高周波電力を検出する電力検出手段と、
   前記電力検出手段で検出される前記高周波電力と予め設定された目標電力とに基づいて、前記高周波電力を前記目標電力に一致させる制御信号を生成する制御信号生成手段と、
   前記制御信号生成手段で生成された制御信号に基づいて、前記電力発生手段が発生する前記高周波電力の発生量を制御する制御手段と、
   を備えた高周波電源において、
   前記負荷の電気的特性の変化率を検出する負荷特性変化率検出手段と、
   前記電力検出手段で検出される前記高周波電力の変化率を検出する電力変化率検出手段と、
   前記負荷特性変化率検出手段と前記電力変化率検出手段で検出される２つの変化率に基づいて、前記操作信号生成手段で生成される制御信号を補正する補正手段と、
   を備え、
   前記補正手段は、前記負荷の電気的特性の変化率と前記高周波電力の変化率の大きさが増大するのに応じて前記制御信号の前回の制御信号に対する変化量を低下させるように補正する、
   ことを特徴とする高周波電源。
2. 前記電力検出手段は、前記高周波電力発生手段から前記負荷側に進行する進行波電力を検出し、
   前記制御信号生成手段は、前記進行波電力を前記目標電力に一致させる制御信号を生成する、請求項１に記載の高周波電源。
3. 前記電力検出手段は、前記高周波電力発生手段から前記負荷側に進行する進行波電力と前記負荷から前記高周波電力発生手段側に進行する反射波電力を検出し、
   前記制御信号生成手段は、前記進行波電力から前記反射波電力を差し引いた前記負荷への供給電力を前記目標電力に一致させる制御信号を生成する、請求項１に記載の高周波電源。
4. 前記負荷の電気的特性は、前記高周波電源の出力端における反射係数であり、
   前記補正手段は、
   Ｋ＝｜｜ｄΓ／ｄｔ｜×｜ｄＰ_f／ｄｔ｜×Ａ−Ｂ｜…（Ｘ）
   但し、ｄΓ／ｄｔ：反射係数Γの１周期当たりの変化量
   ｄＰ_f／ｄｔ：進行波電力Ｐ_fの１周期当たりの変化量
   Ａ：係数（０＜Ａ＜１） Ｂ：閾値
   の演算式（Ｘ）により係数Ｋ（０≦Ｋ≦１）を算出し、
   Ｓ_d＝Ｓ_d’−Ｋ×ΔＳ_d’…（Ｙ）
   但し、Ｓ_d’：今回制御信号生成手段で生成された制御信号
   ΔＳ_d’：前回制御手段に出力された制御信号Ｓ_dに対する制御信号Ｓ_d’の変更量
   の演算式（Ｙ）により前記制御信号Ｓ_d’を補正した制御信号Ｓ_dを生成して前記制御手段にフィードバックする、請求項３に記載の高周波電源。
5. 前記電力発生手段は、直流電力を前記高周波電力に変換するスイッチング・アンプで構成され、
   前記制御手段は、前記電力発生手段に前記直流電力を供給するＤＣ−ＤＣコンバータで構成され、
   前記制御手段にフィードバックされる前記補正手段で補正された前記制御信号は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を制御する信号である、請求項１乃至４のいずれかに記載の高周波電源。
6. 前記負荷は、前記高周波発生手段から供給される高周波電力によってプラズマを発生させ、そのプラズマを用いた所定の処理を行うプラズマ処理手段である、請求項１乃至５のいずれかに記載の高周波電源。