JP6291835B2 - Motor control device - Google Patents
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Description
この発明は、電気で駆動するモータを制御する制御装置に関する。 The present invention relates to a control device that controls a motor driven by electricity.
モータの制御装置として、モータの電力を演算し、その演算した電力からトルク推定値を算出してトルク指令値にフィードバックするものが開示されている（特許文献１参照）。 As a motor control device, there is disclosed a device that calculates motor power, calculates a torque estimated value from the calculated power, and feeds it back to a torque command value (see Patent Document 1).
前述した制御装置では、モータに印加した電圧値と、モータに供給される電流との内積を用いてモータの有効電力が求められている。この有効電力は、モータが定常状態のときにはトルクと相関がある。 In the control device described above, the effective power of the motor is determined using the inner product of the voltage value applied to the motor and the current supplied to the motor. This active power is correlated with torque when the motor is in a steady state.
しかしながら、モータが過渡状態のときには、有効電力のうちコイルに蓄えられるエネルギー成分が増加又は減少するので、有効電力とトルクとの相関性が低下する。このため、モータが過渡状態のときに有効電力から算出したトルク推定値をフィードバックした場合は、モータの過渡応答性が、定常状態のときに比べて低下するという問題がある。 However, when the motor is in a transient state, the energy component stored in the coil in the active power increases or decreases, so that the correlation between the active power and the torque decreases. For this reason, when the estimated torque value calculated from the active power is fed back when the motor is in the transient state, there is a problem that the transient response of the motor is lower than that in the steady state.
本発明は、このような問題点に着目してなされた。本発明の目的は、モータの過渡応答性の低下を抑制することにある。 The present invention has been made paying attention to such problems. An object of the present invention is to suppress a decrease in transient response of a motor.
本発明は以下のような解決手段によって前記課題を解決する。 The present invention solves the above problems by the following means.
本発明によるモータ制御装置のある態様は、モータに供給される電流を検出する電流検出手段と、上記モータの駆動力を決定するトルク指令値に応じて上記モータの電力を演算するために必要となる電圧指令値のトルク成分を演算する電圧演算手段と、を含む。そして上記電圧演算手段で算出される電圧指令値のトルク成分と、上記電流検出手段で検出される電流値とに基づいて、上記モータの電力を演算する電力演算手段と、上記電力演算手段で演算される電力に基づいてトルク推定値を演算するトルク推定値演算手段と、上記トルク推定値を上記トルク指令値にフィードバックするフィードバック手段と、を含む。上記電圧演算手段は、上記電圧指令値の制御遅れを抽出して上記電圧指令値のトルク成分を演算することを特徴とする。
An aspect of the motor control device according to the present invention is necessary for calculating the electric power of the motor according to a current detection means for detecting a current supplied to the motor and a torque command value for determining the driving force of the motor. Voltage calculating means for calculating a torque component of the voltage command value. Then, based on the torque component of the voltage command value calculated by the voltage calculation means and the current value detected by the current detection means, power calculation means for calculating the power of the motor, and calculation by the power calculation means Torque estimated value calculating means for calculating a torque estimated value based on the electric power to be output, and feedback means for feeding back the torque estimated value to the torque command value . The voltage calculation means extracts a control delay of the voltage command value and calculates a torque component of the voltage command value.
本発明によれば、モータの電力を演算するときに、コイルに蓄えられるエネルギーの変動が含まれない電力を演算しているので、モータが過渡状態のときには駆動力に寄与しない電力成分の増加又は減少が抑えられることで、モータの電力と駆動力との相関性が定常状態のときに比べて低下することを抑制できる。 According to the present invention, when calculating the electric power of the motor, the electric power that does not include the fluctuation of the energy stored in the coil is calculated. Therefore, when the motor is in a transient state, an increase in the electric power component that does not contribute to the driving force or By suppressing the decrease, it is possible to suppress a decrease in the correlation between the power of the motor and the driving force as compared with the steady state.
したがって、モータの過渡応答特性が低下することを抑制することができる。 Therefore, it can suppress that the transient response characteristic of a motor falls.
以下、添付された図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態におけるモータ制御装置１００の構成を示す図である。
(First embodiment)
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a
モータ制御装置１００は、例えば、ハイブリッド車両に搭載されるモータ６を制御する装置である。モータ制御装置１００は、電圧位相制御を用いてモータ６を駆動させる。
The
モータ制御装置１００は、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器１と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変換器２と、インバータ３と、バッテリ４と、電流検出器５ｕ及び５ｖと、モータ６と、位置検出器７と、ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器８と、を備える。モータ制御装置１００は、電力演算器９と、機械角速度演算器１０と、トルク補正部２０Ａと、ｄｑ軸電圧演算部３０Ａと、を備える。
The
モータ６は、三相交流の電動機である。モータ６は、Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗによって駆動する。モータ６には、位置検出器７が設けられている。 The motor 6 is a three-phase AC motor. The motor 6 is driven by the U-phase current iu, the V-phase current iv, and the W-phase current iw. The motor 6 is provided with a position detector 7.
位置検出器７は、モータ６内の回転子に設けられた磁極の位置を所定周期で検出する。位置検出器７は、例えばレゾルバ（ＲＤ）で構成される。位置検出器７は、検出結果に基づいて回転子の電気角θを算出して、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器１、ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器８、及び機械角速度演算器１０に出力する。
The position detector 7 detects the position of the magnetic pole provided on the rotor in the motor 6 at a predetermined cycle. The position detector 7 is composed of, for example, a resolver (RD). The position detector 7 calculates the electrical angle θ of the rotor based on the detection result, and outputs it to the dq axis /
機械角速度演算器１０は、位置検出器７から出力される回転子の電気角θを取得すると、今回の電気角θと前回の電気角θとの差分、すなわち単位時間あたりの電気角θの変化量を算出する。機械角速度演算器１０は、電気角θの変化量からモータ６の機械角速度ωｍを算出してトルク補正部２０Ａに出力する。
When the mechanical
ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器１は、位置検出器７から出力される回転子の電気角θに基づいて、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を、次式を用いて、Ｕ相電圧指令値ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値ｖｖ＊、及びＷ相電圧指令値ｖｗ＊に変換する。
The dq axis /
ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器１は、三相の電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊をＰＷＭ変換器２に出力する。
The dq axis /
ＰＷＭ変換器２は、デッドタイム補償や電圧利用率向上処理といった公知の処理を行うと共に、三相の電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に対応したインバータ３のパワー素子駆動信号Ｄｕｕ＊、ｕｌ＊、Ｄｖｕ＊、ｖｌ＊、Ｄｗｕ＊、Ｄｗｌ＊を生成する。ＰＷＭ変換器２は、パワー素子駆動信号Ｄｕｕ＊、Ｄｕｌ＊、Ｄｖｕ＊、Ｄｖｌ＊、Ｄｗｕ＊、Ｄｗｌ＊をインバータ３に供給する。
PWM converter 2 performs known processing such dead time compensation and voltage utilization rate enhancement, the voltage command value of three-phase vu *, vv *, the power element of the
インバータ３には、バッテリ４が接続されおり、バッテリ４には電圧検出器１４が設けられている。電圧検出器１４は、バッテリ４の直流電圧Ｖｄｃを検出してＰＷＭ変換器２に出力する。
A
インバータ３は、パワー素子駆動信号Ｄｕｕ＊、Ｄｕｌ＊、Ｄｖｕ＊、Ｄｖｌ＊、Ｄｗｕ＊、Ｄｗｌ＊により、バッテリ４の直流電圧Ｖｄｃを、三相の疑似正弦波電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに変換する。そしてインバータ３は、三相の疑似正弦波電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗをモータ６に印加する。
モータ６に三相の疑似正弦波電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが印加されることにより、モータ６に設けられた各相のコイルに三相の交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが流れる。モータ６とインバータ３とは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧線により接続されており、Ｕ相の電圧線及びＶ相の電圧線には、それぞれ電流検出器５ｕ及び５ｖが設けられている。
By applying the three-phase pseudo sine wave voltages vu, vv, vw to the motor 6, three-phase alternating currents iu, iv, iw flow through the coils of each phase provided in the motor 6. The motor 6 and the
電流検出器５ｕ及び５ｖは、モータ６に供給されるＵ相電流ｉｕ及びＶ相電流ｉｖをそれぞれ検出する。なお、モータ６に流れる各相の交流電流のうち、Ｗ相電流ｉｗは、次式の関係を利用して求めることが可能である。 Current detectors 5u and 5v detect U-phase current iu and V-phase current iv supplied to motor 6, respectively. Of the alternating current of each phase flowing through the motor 6, the W-phase current iw can be obtained using the relationship of the following equation.
電流検出器５ｕ及び５ｖは、Ｕ相電流ｉｕ及びＶ相電流ｉｖを、ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器８に出力する。
The current detectors 5 u and 5 v output the U-phase current iu and the V-phase current iv to the UVW phase /
ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器８は、位置検出器７から出力される回転子の電気角θに基づいて、電流検出器５ｕ及び５ｖから出力されるＵ相電流ｉｕ及びＶ相電流ｉｖを、次式を用いて、ｄ軸電流検出値ｉｄ及びｑ軸電流検出値ｉｑに変換する。
The UVW phase /
ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器８は、ｄ軸電流検出値ｉｄ及びｑ軸電流検出値ｉｑを電力演算器９に出力する。
The UVW phase /
電力演算器９は、次式に示すように、ｄ軸電流検出値ｉｄ及びｑ軸電流検出値ｉｑと、ｄ軸電圧演算値ｖｄｃａｌ＊及びｑ軸電圧演算値ｖｑｃａｌ＊とを用いて、モータ６の電力推定値Ｐｃａｌを演算する。
The
なお、ｄ軸電圧演算値ｖｄｃａｌ＊及びｑ軸電圧演算値ｖｑｃａｌ＊の算出方法については、図２を参照して後述する。電力演算器９は、モータ６の推定電力Ｐｃａlをトルク補正部２０Ａに出力する。
A method for calculating the d-axis voltage calculation value vdcal * and the q-axis voltage calculation value vqcal * will be described later with reference to FIG. The
トルク補正部２０Ａは、トルク指令値Ｔ＊に応じて電圧位相目標値α＊を算出すると共に、モータ６の推定電力Ｐｃａlに基づいてトルク指令値Ｔ＊を補正する。トルク補正部２０Ａは、トルク変換器２１と、減算器２２と、ＰＩ（Proportional Integral）増幅器２３と、を備える。
トルク変換器２１は、電力演算器９からモータ６の推定電力Pｃａlを取得すると共に機械角速度演算器１０から機械角速度ωｍを取得する。トルク変換器２１は、次式に示すように、推定電力Ｐｃａlを機械角速度ωｍにより除算することにより、定電力Ｐｃａlをトルク推定値Ｔｃａlに変換して減算器２２に出力する。
The
減算器２２は、不図示のコントローラから、モータ６の駆動力を決定するトルク指令値Ｔ＊を取得する。コントローラは、車両の運転状態に応じてトルク指令値Ｔ＊を演算する。
The
減算器２２は、トルク指令値Ｔ＊からトルク推定値Ｔｃａlを減算し、その減算した値、いわゆる偏差をＰＩ増幅器２３に出力する。
The
ＰＩ増幅器２３は、次式に示すように、トルク指令値Ｔ＊とトルク推定値Ｔｃａｌとの偏差をＰＩ制御により増幅し、増幅された偏差を電圧位相目標値α＊としてｄｑ軸電圧演算部３０Ａに出力する。
The
なお、比例ゲインＫｐ及び積分ゲインＫｉは共に定数であり、システムに応じて適宜設定される。 Note that both the proportional gain Kp and the integral gain Ki are constants, and are appropriately set according to the system.
ｄｑ軸電圧演算部３０Ａは、トルク指令値Ｔ＊に応じてｄ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を演算する。またｄｑ軸電圧演算部３０Ａは、トルク指令値Ｔ＊に応じて、モータ６の電力を演算するために必要となるｄ軸電圧演算値ｖｄｃａｌ＊及びｑ軸電圧演算値ｖｑｃａｌ＊を算出する。ｄ軸電圧演算値ｖｄｃａｌ＊及びｑ軸電圧演算値ｖｑｃａｌ＊は、モータ６のトルク成分である。
The dq-axis
図２は、ｄｑ軸電圧演算部３０Ａの詳細構成を示すブロック図である。さらに図２には、電圧位相目標値α＊及び電圧ベクトルノルム指令値Ｖａ＊がパルス的に立ち上がる信号を入力したときの各構成の出力波形が示されている。
FIG. 2 is a block diagram illustrating a detailed configuration of the dq-axis
ｄｑ軸電圧演算部３０Ａは、ｄ軸目標電圧算出部３１と、ｑ軸目標電圧算出部３２と、安定化フィルタ３３と、ｄ軸無駄時間処理部３４と、ｑ軸無駄時間処理部３５と、を備える。
The dq-axis
安定化フィルタ３３は、過渡状態でモータ６の制御応答性を向上させるためのフィルタである。安定化フィルタ３３は、ｄ軸及びｄ軸電圧とｄ軸及びｑ軸電流との関係を維持した状態でｄ軸及びｑ軸電流が一次遅れとなるように構成されている。ＬＰＦ３３１及び３３４と、ＨＰＦ３３２及び３３３と、増幅器３３５及び３３６と、演算器３３７及び３３８と、を備える。
The
ｄ軸目標電圧算出部３１及びｑ軸目標電圧算出部３２には共に、電圧ベクトルノルム指令値Ｖａ＊と電圧位相目標値α＊とが入力される。
Both the d-axis target
一般的に、電圧位相制御では、モータ６の高回転領域でモータ６の端子電圧がバッテリ４の上限電圧に達して、電圧指令値がバッテリ４の上限電圧に固定された状態で、電圧位相目標値α＊のみが変更される。このような場合において、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値ｖｑ＊の２乗和平方根によって求められる電圧ベクトルノルムは、電圧位相目標値α＊のステップ的な変動が生じたときに、過渡的に上昇してしまう。
In general, in the voltage phase control, the terminal voltage of the motor 6 reaches the upper limit voltage of the
電圧ベクトルノルム指令値Ｖａ＊は、このような電圧ベクトルノルムの上昇が抑制されるように電圧位相目標値α＊に応じて設定される電圧指令値である。例えば、電圧ベクトルノルム指令値Ｖａ＊は、予め設定された電圧指令マップによって設定される。 The voltage vector norm command value Va * is a voltage command value set according to the voltage phase target value α * so as to suppress such an increase in the voltage vector norm. For example, voltage vector norm command value Va * is set by a preset voltage command map.
ｄ軸目標電圧算出部３１は、次式を用いて、電圧ベクトルノルム指令値Ｖａ＊及び電圧位相目標値α＊をｄ軸電圧目標値ｖｄ＊’に変換する。
The d-axis target
ｄ軸目標電圧算出部３１は、ｄ軸電圧目標値ｖｄ＊’をＬＰＦ３３１及びＨＰＦ３３２に出力する。
The d-axis target
ＬＰＦ３３１は、次式の伝達関数Ｇ１（ｓ）を用いてｄ軸電圧目標値ｖｄ＊’にローパスフィルタ処理を施す。ＬＰＦ３３１によってｄ軸電圧目標値ｖｄ＊’の低周波数数成分が、ｄ軸無駄時間処理部３４及び演算器３３７へ出力される。このため、ＬＰＦ３３１に立ち上がり時の矩形波形が入力されると、ＬＰＦ３３１の出力波形は、一次遅れ応答を示す。
The
なお、時定数τｍは、ｄ軸及びｑ軸電流の規範応答時定数である。 The time constant τm is a reference response time constant for the d-axis and q-axis currents.
ＨＰＦ３３２は、次式の伝達関数Ｇ２（ｓ）を用いてｄ軸電圧目標値ｖｄ＊’にハイパスフィルタ処理を施す。これにより、ＨＰＦ３３２からｄ軸電圧目標値ｖｄ＊’にハイパスフィルタ処理を施した値が、ｑ軸無駄時間処理部３５及び増幅器３３６へ出力される。このため、ＨＰＦ３３２に立ち上がり時の矩形波形が入力されると、ＨＰＦ３３２の出力波形は尖鋭的な波形を示す。
The
増幅器３３５は、ＨＰＦ３３２から出力された値に次式のゲイン係数ｋ２を乗算して演算器３３８に出力する。
The
なお、ゲイン係数ｋ２は、次式に示すように、ｑ軸の静的インダクタンス値Ｌｑと、ｑ軸の動的インダクタンス値Ｌｑ’と、モータ６の電気角速度ωｅと、に基づいて定められる。モータ６の電気角速度ωｅは、位置検出器７から出力される回転子の電気角θに基づいて算出される。 The gain coefficient k2 is determined based on the q-axis static inductance value Lq, the q-axis dynamic inductance value Lq ′, and the electrical angular velocity ωe of the motor 6, as shown in the following equation. The electrical angular velocity ωe of the motor 6 is calculated based on the electrical angle θ of the rotor output from the position detector 7.
ｑ軸目標電圧算出部３２は、次式を用いて、電圧ベクトルノルム指令値Ｖａ＊及び電圧位相目標値α＊をｑ軸電圧目標値ｖｑ＊’に変換する。
The q-axis target
ｑ軸目標電圧算出部３２は、ｑ軸電圧目標値ｖｑ＊’をＨＰＦ３３３及びＬＰＦ３３４に出力する。
The q-axis target
ＨＰＦ３３３は、ＨＰＦ３３２で示した伝達関数Ｇ２（ｓ）と同じ伝達関数を用いてｑ軸電圧目標値ｖｄ＊’にハイパスフィルタ処理を施す。これにより、ＨＰＦ３３３からｑ軸電圧目標値ｖｑ＊’ にハイパスフィルタ処理を施した値が、ｄ軸無駄時間処理部３４及び増幅器３３６へ出力される。
The
増幅器３３６は、ＨＰＦ３３３によってハイパスフィルタ処理が施された値に次式のゲイン係数ｋ１を乗算して演算器３３７に出力する。
The
なお、ゲイン係数ｋ１は、次式に示すように、ｄ軸の静的インダクタンス値Ｌｄと、ｄ軸の動的インダクタンス値Ｌｄ’と、モータ６の電気角速度ωｒｅと、に基づいて定められる。 The gain coefficient k1 is determined based on the d-axis static inductance value Ld, the d-axis dynamic inductance value Ld ', and the electrical angular velocity ωre of the motor 6, as shown in the following equation.
ＬＰＦ３３４は、ＬＰＦ３３１で示した伝達関数Ｇ１（ｓ）と同じ伝達関数を用いてｑ軸電圧目標値ｖｑ＊’にローパスフィルタ処理を施す。ＬＰＦ３３４によってｄ軸電圧目標値ｖｄ＊’の低周波数成分が、ｑ軸無駄時間処理部３５及び演算器３３８へ出力される。
The
演算器３３７は、ｄ軸電圧目標値ｖｄ＊’にローパスフィルタ処理が施された値と、ｑ軸電圧目標値ｖｑ＊’にハイパスフィルタ処理が施された値とを加算し、加算した値をｄ軸電圧指令値ｖｄ＊としてｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器１に出力する。
The
演算器３３８は、ｑ軸電圧目標値ｖｑ＊’にローパスフィルタ処理が施された値から、ｄ軸電圧目標値ｖｄ＊’にハイパスフィルタ処理が施された値を減算し、減算した値をｑ軸電圧指令値ｖｑ＊としてｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器１に出力する。
The
このように安定化フィルタ３３を構成することにより、電圧ベクトルノルム指令値Ｖａ＊及び電圧位相目標値α＊に従って得られるｄ軸電流及びｑ軸電流は、近似的に、時定数τｍによって定まる一次遅れ応答となる。
By configuring the
ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値ｖｑ＊の一次遅れ成分は、それぞれＬＰＦ３３１及び３３４から出力される。これらの出力値に対してｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｖｑ＊からモータ６に電流が供給されるまでの制御遅れを考慮した無駄時間処理が施される。
The first-order lag components of the d-axis voltage command value vd * and the q-axis voltage command value vq * are output from the
具体的には、ｄ軸無駄時間処理部３４は、次式の伝達関数Ｇ３（ｓ）を用いて、ＬＰＦ３３１から出力された値に無駄時間処理を施して、ｄ軸電圧演算値ｖｄｃａｌ＊を電力演算器９に出力する。
Specifically, the d-axis dead
また、ｑ軸無駄時間処理部３５は、式（１３）の伝達関数を用いて、ＬＰＦ３３４から出力された値に無駄時間処理を施して、ｑ軸電圧演算値ｖｑｃａｌ＊を電力演算器９に出力する。
Further, the q-axis dead
電力演算器９は、ｄ軸乗算器９１とｑ軸乗算器９２と電力加算器９３とを備える。
The
ｄ軸乗算器９１は、ｄ軸無駄時間処理部３４から出力されるｄ軸電圧演算値Ｖｄｃａｌと、図１に示したＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器８から出力されるｄ軸電流検出値ｉｄと、を乗算し、乗算した値をｄ軸推定電力として電力加算器９３に出力する。
The d-
ｑ軸乗算器９２は、ｑ軸無駄時間処理部３５から出力されるｑ軸電圧演算値Ｖｑｃａｌと、ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器８から出力されるｑ軸電流検出値ｉｑと、を乗算し、乗算した値をｑ軸推定電力として電力加算器９３に出力する。
The q-
電力加算器９３は、ｄ軸乗算器１１から出力されるｄ軸推定電力と、ｑ軸乗算器１２から出力されるｑ軸推定電力とを加算してモータ６の推定電力Ｐｃａｌを、図１に示したトルク変換器２１に出力する。
The
このように、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値ｖｑ＊の一次遅れ成分を推定電力Ｐｃａlの演算に用いることにより、モータ６のコイルに蓄えられるエネルギーの変動によってトルクに寄与しない電力成分が変動することを回避できる。 In this way, by using the first-order lag component of the d-axis voltage command value vd * and the q-axis voltage command value vq * for the calculation of the estimated power Pcal, the power that does not contribute to the torque due to the fluctuation of the energy stored in the coil of the motor 6 It can avoid that a component fluctuates.
このため、モータ６が過渡状態のときに推定電力Ｐｃａlとモータ６の実トルクとの相関性の低下を抑制することができる。 For this reason, when the motor 6 is in a transient state, a decrease in the correlation between the estimated power Pcal and the actual torque of the motor 6 can be suppressed.
次にモータ制御装置１００の動作の詳細について説明する。
Next, details of the operation of the
図３は、モータ制御装置１００により実行されるトルク制御方法を示すフローチャートである。図３には、トルク制御方法について１回分の演算処理が示されており、この演算処理が所定周期（例えば１００ｍｓ）で実行される。
FIG. 3 is a flowchart showing a torque control method executed by the
まず、ステップＳ９０１において、モータ制御装置１００は、コントローラで演算されるトルク指令値Ｔ＊及び電圧ベクトルノルム指令値Ｖａ＊と、位置検出器７から出力される回転子の電気角θと、を取得する。さらにモータ制御装置１００は、ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器８から出力されるｄ軸電流検出値ｉｄ及びｑ軸電流検出値ｉｑと、機械角速度演算器１０から出力される機械角速度ωｍと、電圧検出器１４から出力されるバッテリ４の直流電圧Ｖｄｃと、を取得する。
First, in step S901, the
ｄｑ軸電圧演算部３０Ａは、電圧ベクトルノルム指令値Ｖａ＊及びトルク指令値Ｔ＊に応じてｄ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を演算してｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器１に出力する。ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器１は、回転子の電気角θに基づいて、ｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｖｑ＊を三相の電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に変換してＰＷＭ変換器２に出力する。
The dq-axis
そしてＰＷＭ変換器２は、バッテリ４の直流電圧Ｖｄｃに基づいて、三相の電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に対応したパワー素子駆動信号Ｄｕｕ＊、Ｄｕｌ＊、Ｄｖｕ＊、Ｄｖｌ＊、Ｄｗｕ＊、Ｄｗｌ＊を生成する。インバータ３は、パワー素子駆動信号Ｄｕｕ＊、Ｄｕｌ＊、Ｄｖｕ＊、Ｄｖｌ＊、Ｄｗｕ＊、Ｄｗｌ＊に応じて三相の疑似正弦波電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗをモータ６に印加する。
The PWM converter 2, based on the DC voltage Vdc of the
また、ｄｑ軸電圧演算部３０Ａは、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値ｖｑ＊の一次遅れ成分を抽出してｄ軸電圧演算値ｖｄｃａｌ＊及びｑ軸電圧演算値ｖｑｃａｌ＊を電力演算器９に出力する。ｄ軸電圧演算値ｖｄｃａｌ＊及びｑ軸電圧演算値ｖｑｃａｌ＊は、ｄ軸電圧目標値ｖｄ＊’及びｑ軸電圧目標値ｖｑ＊’の高周波数成分が除去された値に基づいて算出される。
Moreover, dq-axis
ステップＳ９０２において電力演算器９は、ｄ軸電圧演算値ｖｄｃａｌ＊及びｑ軸電圧演算値ｖｑｃａｌ＊と、ｄ軸電流検出値ｉｄ及びｑ軸電流検出値ｉｑとの内積をモータ６の推定電力Ｐｃａlとしてトルク変換器２１に出力する。
In step S902, the
ステップＳ９０３においてトルク変換器２１は、推定電力Ｐｃａlを機械角速度ωｍにより除算してトルク推定値Ｔｃａｌを算出する。
In step S903, the
ステップＳ９０４においてＰＩ増幅器２３は、トルク指令値Ｔ＊とトルク推定値Ｔｃａlとの偏差をＰＩ増幅することにより電圧位相指令値α＊を算出してｄｑ軸電圧演算部３０Ａに出力する。
In step S904, the
ステップＳ９０５においてｄｑ軸電圧演算部３０Ａは、補正後の電圧位相指令値α＊に応じてｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｖｑ＊を演算する。これと共に、ｄｑ軸電圧演算部３０Ａは、ｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｖｑ＊の演算過程で算出される中間値であるｄ軸及びｑ軸電圧目標値ｖｄ＊’及びｖｑ＊’の低周波成分、つまり一次遅れ成分を抽出する。そしてｄｑ軸電圧演算部３０Ａは、一次遅れ成分に無駄時間処理を施したｄ軸及びｑ軸電圧演算値ｖｄｃａｌ及びｖｑｃａｌを電力演算器９に出力する。
In step S905, the dq-axis
ステップＳ９０６において、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器１は、回転子の電気角θに基づいて、ｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｖｑ＊を三相の電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に変換する。これと共に、電力演算器９でモータ６の推定電力Ｐｃａlが演算され、トルク補正部２０Ａによって推定電力Ｐｃａlから算出されたトルク推定値Ｔｃａｌがトルク指令値Ｔ＊にフィードバックされる。
In step S906, the dq-axis /
そしてモータ制御装置１００によるトルク制御方法が終了する。
And the torque control method by the
次にモータ６のｄ軸及びｑ軸印加電圧とｄ軸及びｑ軸電流とによりモータ６の有効電力を演算したときの例について説明する。 Next, an example when the active power of the motor 6 is calculated from the d-axis and q-axis applied voltages of the motor 6 and the d-axis and q-axis currents will be described.
一般的に次式に示すように、モータ６の有効電力Ｐは、ｄ軸及びｑ軸印加電圧ｖｄ及びｖｑと、ｄ軸及びｑ軸電流ｉｄ及びｉｑとの内積により求められる。 Generally, as shown in the following equation, the active power P of the motor 6 is obtained by the inner product of the d-axis and q-axis applied voltages vd and vq and the d-axis and q-axis currents id and iq.
ｄ軸及びｑ軸印加電圧ｖｄ及びｖｑは、次式で示すように、同期機におけるモータ６の電圧方程式によって求められる。 The d-axis and q-axis applied voltages vd and vq are obtained by the voltage equation of the motor 6 in the synchronous machine as shown by the following equation.
なお、コイル抵抗Ｒは、モータ６内に設けられたコイルの抵抗値であり、磁石磁束φａは、回転子に設けられた永久磁石の磁束である。 The coil resistance R is a resistance value of a coil provided in the motor 6, and the magnet magnetic flux φa is a magnetic flux of a permanent magnet provided in the rotor.
上式（１５）を式（１４）に代入すると、次の式が得られる。 Substituting equation (15) into equation (14) yields the following equation:
上式（１６）では、右辺の第１項が、モータ６のトルク成分であり、右辺の第２項が、モータ６で失われる電力の損失成分である。そして、右辺の第３項及び第４項が、モータ６のコイルに蓄積されるエネルギー成分、すなわちコイルの入出力エネルギー成分である。このようにモータ６の有効電力Ｐには、トルク成分の他に、電力の損失成分と、コイルの入出力エネルギー成分とが含まれている。コイルの入出力エネルギー成分は、例えば、モータ６の電力が立ち上がるときに増加し、モータ６の電力が立ち下がる時に減少する。すなわち、コイルの入出力エネルギー成分は、モータ６の過渡状態のときに増加又は減少する。 In the above equation (16), the first term on the right side is the torque component of the motor 6, and the second term on the right side is the loss component of the power lost in the motor 6. The third and fourth terms on the right side are energy components accumulated in the coil of the motor 6, that is, input / output energy components of the coil. Thus, the active power P of the motor 6 includes a power loss component and a coil input / output energy component in addition to the torque component. The input / output energy component of the coil increases, for example, when the electric power of the motor 6 rises, and decreases when the electric power of the motor 6 falls. That is, the input / output energy component of the coil increases or decreases when the motor 6 is in a transient state.
ｄ軸及びｑ軸電流が一次遅れ応答となる構成では、コイルの入出力エネルギー成分は、微分項を持つので、ハイパスフィルタで処理されたような応答波形となる。そのため、有効電力Ｐをトルク推定値に変換してトルク指令値Ｔ＊にフィードバックする場合、モータ６が過渡状態のときにはコイルの入出力エネルギー成分が変動する。 In a configuration in which the d-axis and q-axis currents have a first-order lag response, the input / output energy component of the coil has a differential term, and thus has a response waveform as if processed by a high-pass filter. Therefore, when the active power P is converted into a torque estimated value and fed back to the torque command value T * , the input / output energy component of the coil varies when the motor 6 is in a transient state.
このようにモータ６の有効電力Ｐのうちトルクに寄与しない成分が変動する場合には、有効電力Ｐとモータ６のトルクとの相関性がモータ６の定常状態のときに比べて悪くなり、トルクの応答性が低下してしまう。 Thus, when the component that does not contribute to the torque of the active power P of the motor 6 fluctuates, the correlation between the active power P and the torque of the motor 6 becomes worse than when the motor 6 is in a steady state. Responsiveness will be reduced.
なお、式（１６）の第２項の損失成分は、一次遅れとみなせるので、モータ６の過渡状態であっても、損失成分の変動は、コイルの入出力エネルギー成分の変動に比べて小さく、トルクの応答性に対する影響は軽微である。また、電流検出器５ｕ及び５ｖで検出された電流値に基づいて損失成分を算出し、その算出結果を用いて損失成分を補正することも可能である。 Since the loss component of the second term of equation (16) can be regarded as a first-order lag, the fluctuation of the loss component is small compared to the fluctuation of the input / output energy component of the coil even in the transient state of the motor 6. The effect on torque response is negligible. It is also possible to calculate the loss component based on the current values detected by the current detectors 5u and 5v and correct the loss component using the calculation result.
図４は、モータ６に供給される供給電力が立ち上がるときの応答波形を示す図である。図４には、ｄ軸及びｑ軸印加電圧ｖｄ及びｖｑとｄ軸及びｑ軸電流ｉｄ及びｉｑとの内積により求められた有効電力Ｐの応答波形３２が破線で示され、本実施形態で演算された推定電力Ｐｃａlの応答波形３１が実線で示されている。推定電力Ｐｃａlは、理想的な応答（規範応答）と一致している。
FIG. 4 is a diagram showing a response waveform when the supply power supplied to the motor 6 rises. In FIG. 4, the
図４に示すように、応答波形３２の有効電力Ｐは、コイルの入力エネルギーの上昇に伴い式（１６）の第３項及び第４項の電力成分が大きくなるため、規範応答に比べて誤差が大きくなる。
As shown in FIG. 4, the active power P of the
図５は、モータ６の有効電力からトルク推定値を算出してトルク指令値Ｔ＊にフィードバックしたときのトルクの応答波形を示す図である。図５には、破線により有効電力Ｐに基づく応答波形３４が示され、実線により推定電力Ｐｃａlに基づく応答波形３３が示されている。実線の応答波形は、規範応答と一致している。
FIG. 5 is a diagram showing a torque response waveform when an estimated torque value is calculated from the active power of the motor 6 and fed back to the torque command value T * . In FIG. 5, the
図５に示すように、破線の応答波形については、規範応答に対してトルクの遅れが生じているが、実線の応答波形については、規範応答と一致しているため、モータ６のトルクの遅れが低減されていることがわかる。 As shown in FIG. 5, with respect to the response waveform indicated by the broken line, a torque delay occurs with respect to the normative response. However, since the response waveform indicated by the solid line matches the normative response, the torque delay of the motor 6 is delayed. It can be seen that is reduced.
第１実施形態によれば、電圧位相制御において、電力演算用のｄ軸及びｑ軸電圧演算値ｖｄｃａｌ＊及びｖｑｃａｌ＊として、ｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｖｑ＊を構成する要素の一次遅れ成分を利用する。これにより、コイルの入出力エネルギー成分の変動を含まない推定電力Ｐｃａｌを算出することができる。 According to the first embodiment, in the voltage phase control, the elements constituting the d-axis and q-axis voltage command values vd * and vq * are used as the d-axis and q-axis voltage calculation values vdcal * and vqcal * for power calculation. The first order lag component is used. As a result, the estimated power Pcal that does not include fluctuations in the input / output energy components of the coil can be calculated.
このため、モータ６が過渡状態のとき、例えばモータ６の電力が立ち上がるときや駆動電力が立ち下がるときなどに、式（１６）の第３項及び第４項のトルクに寄与しない電力成分の増加又は減少が抑えられる。よって、モータ６の推定電力Ｐｃａｌと駆動力との相関性が低下することを抑制できる。 For this reason, when the motor 6 is in a transient state, for example, when the power of the motor 6 rises or when the drive power falls, an increase in the power component that does not contribute to the torque in the third and fourth terms of the equation (16) Or reduction is suppressed. Therefore, it is possible to suppress a decrease in the correlation between the estimated power Pcal of the motor 6 and the driving force.
したがって、電圧位相制御を用いてモータ６を制御しつつ、モータ６のトルクの過渡応答特性が低下することを抑制することができる。 Therefore, it is possible to suppress a decrease in the transient response characteristic of the torque of the motor 6 while controlling the motor 6 using the voltage phase control.
なお、本実施形態では電圧位相制御を行うモータ制御装置１００について説明したが、これに限られるものではない。例えば、電流ベクトル制御を行うモータ制御装置についても本発明を適用することが可能である。そこで電流ベクトル制御を行うモータ制御装置への適用例について以下に説明する。
In addition, although this embodiment demonstrated the
（第２実施形態）
図６は、本発明の第２実施形態におけるモータ制御装置１０１の構成を示す図である。モータ制御装置１０１の構成のうち図１に示したモータ制御装置１００と同じものについては、同一符号を付してここでの説明を省略する。
(Second Embodiment)
FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration of the
モータ制御装置１０１は、電流ベクトル制御を用いてモータ６を駆動させる。モータ制御装置１０１は、図１に示したトルク補正部２０Ａ及びｄｑ軸電圧演算部３０Ａに代えて、トルク補正部２０Ｂ及びｄｑ軸電圧演算部３０Ｂを備えている。
The
トルク補正部２０Ｂは、図１に示したトルク補正部２０Ａに対応する。トルク補正部２０Ｂは、トルク変換器２１と、減算器２４と、ＰＩ増幅器２５と、加算器２６とを備える。
The
減算器２４は、トルク指令値Ｔ＊からトルク推定値Ｔｃａlを減算し、その減算した値、すなわち偏差をＰＩ増幅器２５に出力する。
The
ＰＩ増幅器２５は、式（６）に示すように、トルク指令値Ｔ＊とトルク推定値Ｔｃａｌとの偏差をＰＩ制御により増幅し、増幅された偏差を加算器２６に出力する。
The
加算器２６は、トルク指令値Ｔ＊に対してＰＩ増幅器２５で増幅された偏差を加算し、加算した値をトルク補正値Ｔ＊’として出力する。すなわち、加算器２６は、ＰＩ増幅器２５で増幅された偏差を用いてトルク指令値＊を補正してｄｑ軸電圧演算部３０Ｂに出力する。
The
ｄｑ軸電圧演算部３０Ｂは、図１に示したｄｑ軸電圧演算部３０Ａに対応する。ｄｑ軸電圧演算部３０Ｂは、電流指令生成部３６と、干渉電圧生成部３７と、電流ベクトル制御部３８Ｂと、を備える。
The dq-axis
電流指令生成部３６は、トルク補正値Ｔ＊’とモータ６の回転速度Ｎとバッテリ４の直流電圧Ｖｄｃとに基づいてｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊を生成する。
The
例えば、電流指令生成部３６には予め定められた電流指令値マップが記録される。電流指令生成部３６は、電圧指令マップを参照し、トルク補正値Ｔ＊’と回転速度Ｎと直流電圧Ｖｄｃとに対応付けられたｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊を出力する。なお、モータ６の回転速度Ｎは、回転子の電気角θを用いて算出される。
For example, a predetermined current command value map is recorded in the current
干渉電圧生成部３７は、トルク補正値Ｔ＊’と回転速度Ｎと直流電圧Ｖｄｃとに基づいて、ｄ軸電流とｑ軸電流との干渉を相殺するためのｄ軸干渉電圧目標値ｖｄ_ｄｃｐｌ＊及びｑ軸干渉電圧目標値ｖｑ_ｄｃｐｌ＊を生成する。
Based on the torque correction value T * ′, the rotation speed N, and the DC voltage Vdc, the interference
例えば、干渉電圧生成部３７には、予め定められた干渉電圧マップが記録される。干渉電圧生成部３７は、干渉電圧マップを参照し、トルク補正値Ｔ＊’と回転速度Ｎと直流電圧Ｖｄｃとに対応付けられたｄ軸干渉電圧目標値ｖｄ_ｄｃｐｌ＊及びｑ軸干渉電圧目標値ｖｑ_ｄｃｐｌ＊を出力する。
For example, the interference
電流ベクトル制御部３８Ａは、一般的な電流フィードバック制御と非干渉制御とを実行する。電流ベクトル制御部３８Ａは、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊と、ｄ軸干渉電圧目標値ｖｄ_ｄｃｐｌ＊及びｑ軸干渉電圧目標値ｖｑ_ｄｃｐｌ＊とに基づいて、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を演算する。
The current
図７は、電流ベクトル制御部３８Ａの詳細構成を示すブロック図である。図７には、図２と同様に、ｄ軸干渉電圧目標値ｖｄ_ｄｃｐｌ＊及びｑ軸干渉電圧目標値ｖｑ_ｄｃｐｌ＊の矩形波形を示す信号が入力されたときの各構成の出力波形が示されている。なお、立ち上がり時のｄ軸電流検出値ｉｄ及びｑ軸電流検出値ｉｑは一次遅れ応答を示す。
FIG. 7 is a block diagram showing a detailed configuration of the current
電流ベクトル制御部３８Ａは、ｄ軸電圧指令値算出部３８０と、ｑ軸電圧指令値算出部３９０と、を備える。
The current
ｄ軸電圧指令値算出部３８０は、電流規範応答フィルタ３８１と、比例器３８２と、積分器３８３と、演算器３８４乃至３８７と、ｄ軸無駄時間処理部３８８と、を備える。ｑ軸電圧指令値算出部３９０は、電流規範応答フィルタ３９１と、比例器３９２と、積分器３９３と、演算器３９４乃至３９７と、ｑ軸無駄時間処理部３９８と、を備える。
The d-axis voltage command
電流規範応答フィルタ３８１は、図２に示したＬＰＦ３３１及び３３４と同じ伝達関数を用いて、ｄ軸干渉電圧目標値ｖｄ_ｄｃｐｌ＊にローパスフィルタ処理を施す。電流規範応答フィルタ３８１によって、ｄ軸干渉電圧目標値ｖｄ_ｄｃｐｌ＊の低周波数成分が演算器３８６に出力される。このため、電流規範応答フィルタ３８１の出力波形は一次遅れ応答を示す。
The current
演算器３８４は、電流指令生成部３６からのｄ軸電流指令値ｉｄ＊とＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器８からのｄ軸電流検出値ｉｄとの差分を比例器３８２及び積分器３８３に出力する。
The
比例器３８２は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｄ軸電流検出値ｉｄとの差分を、予め定められた比例ゲインＫｐによって増幅して演算器３８５に出力する。
The
積分器３８３は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｄ軸電流検出値ｉｄとの差分を、予め定められた積分ゲインＫｉにより積分して演算器３８５及び３８７に出力する。このため、積分器３８３の出力波形は一次遅れ応答を示す。
The
演算器３８５は、比例器３８２からの出力値と、積分器３８３からの出力値とを加算して演算器３８６に出力する。
The
演算器３８６は、電流規範応答フィルタ３８１からの出力値と演算器３８５からの出力値とを加算し、その加算した値を、ｄ軸電流指令値ｖｄ＊として図６に示したｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器１に出力する。
The
また、演算器３８７は、電流規範応答フィルタ３８１からの出力値と、積分器３８３からの出力値とを加算してｄ軸無駄時間処理部３８８に出力する。
The
ｄ軸無駄時間処理部３８８は、図２に示したｄ軸無駄時間処理部３４と同じ伝達関数により、演算器３８７からの出力値に無駄時間処理を施して、ｄ軸電圧演算値ｖｄｃａｌ＊を電力演算器９のｄ軸乗算器９１へ出力する。
The d-axis dead
ｄ軸電圧指令値算出部３８０では、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊を電流規範応答フィルタ３８１に通した値と、ｄ軸干渉電圧目標値ｖｄ_ｄｃｐｌ＊を比例器３８２及び積分器３８３に通した各値との総和が、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊として出力される。
In the d-axis voltage command
ｄ軸電流指令値ｉｄ＊を電流規範応答フィルタ３８１に通した値と、ｄ軸干渉電圧目標値ｖｄ_ｄｃｐｌ＊を積分器３８３に通した値とは、共にローパスフィルタで処理された出力信号と同じような応答波形となる。
The value obtained by passing the d-axis current command value id * through the current
そのため、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊を電流規範応答フィルタ３８１に通した値と、ｄ軸干渉電圧目標値ｖｄ_ｄｃｐｌ＊を積分器３８３に通した値との和が、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊の一次遅れ成分となる。
Therefore, the sum of the value obtained by passing the d-axis current command value id * through the current
したがって、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊を電流規範応答フィルタ３８１に通した値と、ｄ軸干渉電圧目標値ｖｄ_ｄｃｐｌ＊を積分器３８３に通した値との和に対して無駄時間処理を施した値が、ｄ軸電圧演算値ｖｄｃａｌ＊として出力される。
Therefore, a value obtained by performing dead time processing on the sum of a value obtained by passing the d-axis current command value id * through the current
ｑ軸電圧指令値算出部３９０の構成は、ｄ軸電圧指令値算出部３８０と同様である。
The configuration of the q-axis voltage command
そのため、ｑ軸電圧指令値算出部３９０では、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊を電流規範応答フィルタ３９１に通した値と、ｑ軸干渉電圧目標値ｖｑ_ｄｃｐｌ＊を比例器３９２及び積分器３９３に通した各値との総和が、ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊として出力される。
Therefore, the q-axis voltage command
ｑ軸電流指令値ｉｑ＊を電流規範応答フィルタ３９１に通した値と、ｄ軸干渉電圧目標値ｖｑ_ｄｃｐｌ＊を積分器３９３に通した値とは、共にローパスフィルタで処理された出力信号と同じような応答波形となる。
The value obtained by passing the q-axis current command value iq * through the current
このため、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊を電流規範応答フィルタ３９１に通した値と、ｑ軸干渉電圧目標値ｖｑ_ｄｃｐｌ＊を積分器３９３に通した値との和に対して無駄時間処理を施した値が、ｑ軸電圧演算値ｖｑｃａｌ＊として出力される。
Therefore, dead time processing is performed on the sum of the value obtained by passing the q-axis current command value iq * through the current
このように電流ベクトル制御部３８Ａでは、ｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｖｑ＊の演算で算出された中間値のうち、ｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｖｑ＊の一次遅れ成分が、電力演算用のｄ軸及びｑ軸電圧演算値ｖｄｃａｌ＊及びｖｑｃａｌ＊に利用される。
In this way the current
次にモータ制御装置１０１の動作の詳細について説明する。
Next, details of the operation of the
図８は、モータ制御装置１０１により実行されるトルク制御方法を示すフローチャートである。図８には、モータ制御装置１０１による１回分の演算処理が示されており、この演算処理が所定周期（例えば１００ｍｓ）で実行される。
FIG. 8 is a flowchart showing a torque control method executed by the
まず、ステップＳ９１１において、モータ制御装置１０１は、コントローラで演算されるトルク指令値Ｔ＊と、位置検出器７から出力される回転子の電気角θと、モータ６の回転速度Ｎとを取得する。さらにモータ制御装置１００は、ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器８から出力されるｄ軸電流検出値ｉｄ及びｑ軸電流検出値ｉｑと、機械角速度演算器１０から出力される機械角速度ωｍと、電圧検出器１４から出力されるバッテリ４の直流電圧Ｖｄｃと、を取得する。
First, in step S911, the
ｄｑ軸電圧演算部３０Ｂは、トルク指令値Ｔ＊と回転速度Ｎと直流電圧Ｖｄｃとに基づいてｄ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を演算してｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器１に出力する。ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器１は、回転子の電気角θに基づいて、ｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｖｑ＊を三相の電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に変換してＰＷＭ変換器２に出力する。
The dq-axis
そしてＰＷＭ変換器２は、バッテリ４の直流電圧Ｖｄｃに基づいて、三相の電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に対応したパワー素子駆動信号Ｄｕｕ＊、Ｄｕｌ＊、Ｄｖｕ＊、Ｄｖｌ＊、Ｄｗｕ＊、Ｄｗｌ＊を生成する。インバータ３は、パワー素子駆動信号Ｄｕｕ＊、Ｄｕｌ＊、Ｄｖｕ＊、Ｄｖｌ＊、Ｄｗｕ＊、Ｄｗｌ＊に応じて三相の疑似正弦波電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗをモータ６に印加する。
The PWM converter 2, based on the DC voltage Vdc of the
また、ｄｑ軸電圧演算部３０Ａは、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を演算するために算出されたｄ軸電圧演算値ｖｄｃａｌ及びｑ軸電圧演算値ｖｑｃａｌを電力演算器９に出力する。ｄ軸電圧演算値ｖｄｃａｌ及びｑ軸電圧演算値ｖｑｃａｌは、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値ｖｑ＊の一次遅れ成分に基づいて算出される。
The dq-axis
ステップＳ９１２において電力演算器９は、ｄ軸電圧演算値ｖｄｃａｌ＊及びｑ軸電圧演算値ｖｑｃａｌ＊と、ｄ軸電流検出値ｉｄ及びｑ軸電流検出値ｉｑとの内積をモータ６の推定電力Ｐｃａlとしてトルク変換器２１に出力する。
In step S912, the
ステップＳ９１３においてトルク変換器２１は、推定電力Ｐｃａlを機械角速度ωｍにより除算してトルク推定値Ｔｃａｌを算出する。
In step S913, the
ステップＳ９１４において、ＰＩ増幅器２５は、トルク指令値Ｔ＊とトルク推定値Ｔｃａlとの偏差をＰＩ増幅し、加算器２６は、そのＰＩ増幅した偏差をトルク指令値Ｔ＊に加算し、その加算した値をトルク補正値Ｔ＊’としてｄｑ軸電圧演算部３０Ｂに出力する。すなわち、加算器２６は、トルク推定値Ｔｃａlに基づいてトルク指令値Ｔ＊を補正する。
In step S914, the
ステップＳ９１５において、電流指令生成部３６は、トルク補正値Ｔ＊’と回転速度Ｎと直流電圧Ｖｄｃとに基づいて、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊を生成する。これと共に干渉電圧生成部３７は、トルク補正値Ｔ＊’と回転速度Ｎと直流電圧Ｖｄｃとに基づいて、ｄ軸干渉電圧目標値ｖｄ_ｄｃｐｌ＊及びｑ軸干渉電圧目標値ｖｑ_ｄｃｐｌ＊を生成する。
In step S915, the
ステップＳ９１６において、電流ベクトル制御部３８Ｂは、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊と、ｄ軸干渉電圧目標値ｖｄ_ｄｃｐｌ＊及びｑ軸干渉電圧目標値ｖｑ_ｄｃｐｌ＊とに基づいて、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を演算する。
In step S916, the current
さらに電流ベクトル制御部３８Ｂは、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値ｖｑ＊の一次遅れ成分を抽出し、これらの一次遅れ成分に無駄時間処理を施したｄ軸及びｑ軸電圧演算値ｖｄｃａｌ＊及びｖｑｃａｌ＊を電力演算器９に出力する。
Further, the current
具体的には、電流ベクトル制御部３８Ｂは、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊の演算に使用される電流規範応答フィルタ３８１及び積分器３８３の各出力を抽出し、その抽出した各出力の和に無駄時間処理を施すことにより、ｄ軸電圧演算値ｖｄｃａｌ＊を算出する。すなわち、電流ベクトル制御部３８Ｂは、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｄ軸電流検出値ｉｄとの電流偏差の直達項すなわち比例器３８２以外の各出力を抽出してｄ軸電圧演算値ｖｄｃａｌ＊を求める。
Specifically, the current
これと共に電流ベクトル制御部３８Ｂは、ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊の演算に使用される電流規範応答フィルタ３９１及び積分器３９３の各出力を抽出し、その抽出した各出力の和に無駄時間処理を施すことにより、ｑ軸電圧演算値ｖｑｃａｌ＊を算出する。すなわち、電流ベクトル制御部３８Ｂは、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊とｑ軸電流検出値ｉｑとの電流偏差の直達項すなわち比例器３９２以外の各出力を抽出してｑ軸電圧演算値ｖｑｃａｌ＊を求める。
At the same time, the current
ステップＳ９１７において、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器１は、回転子の電気角θに基づいて、ｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｖｑ＊を三相の電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に変換する。これと共に電力演算器９は、ｄ軸及びｑ軸電圧演算値ｖｄｃａｌ＊及びｖｑｃａｌ＊と、ｄ軸電流検出値ｉｄ及びｑ軸電流検出値ｉｑとを用いて、モータ６の推定電力Ｐｃａlを演算する。
In step S917, the dq-axis /
その後、推定電力Ｐｃａlから算出されたトルク推定値Ｔｃａｌがトルク指令値Ｔ＊にフィードバックされ、トルク制御方法が終了する。 Thereafter, the estimated torque value Tcal calculated from the estimated power Pcal is fed back to the torque command value T * , and the torque control method ends.
第２実施形態によれば、ｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｖｑ＊の一次遅れを電力演算用のｄ軸及びｑ軸電圧演算値ｖｄｃａｌ＊及びｖｑｃａｌ＊に利用することにより、推定電力Ｐｃａlのうちコイルの入出力エネルギー成分の増加又は減少を抑制できる。したがって、モータ６が過渡状態のときに駆動力に寄与しない成分の変動が抑えられるので、トルクの過渡応答性の低下を抑制することができる。 According to the second embodiment, the estimated power is obtained by using the primary delay of the d-axis and q-axis voltage command values vd * and vq * as the d-axis and q-axis voltage calculation values vdcal * and vqcal * for power calculation. An increase or decrease in the input / output energy component of the coil of Pcal can be suppressed. Therefore, since fluctuations in components that do not contribute to the driving force when the motor 6 is in a transient state can be suppressed, it is possible to suppress a decrease in transient response of torque.
次に電流ベクトル制御部３８Ａの他の構成例について以下に説明する。
Next, another configuration example of the current
（第３実施形態）
図９は、本発明の第３実施形態における電流ベクトル制御部３８Ｂの詳細構成を示す図である。図９には、図７と同様に各構成の出力波形が示されている。
(Third embodiment)
FIG. 9 is a diagram showing a detailed configuration of the current
電流ベクトル制御部３８Ｂの構成は、外乱オブザーバの形式でモデルマッチングした構成である。ここでは、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｄ軸電流検出値ｉｄとのｄ軸電流偏差の直達項、すなわち比例器４１の出力と、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊とｑ軸電流検出値ｉｑとの電ｑ軸流偏差の直達項、すなわち比例器４２の出力と、を明示的に区別できる構成としている。
The configuration of the
図９に示すように、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊の中間値のうち、比例器４１以外の各構成の出力は、ローパスフィルタで処理された出力波形と同じような応答波形となる。また、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊の中間値のうち、比例器４２以外の各構成の出力は、ローパスフィルタで処理された出力信号と同じような応答波形となる。
As shown in FIG. 9, among the intermediate values of the d-axis voltage command value vd * , the output of each component other than the
このため、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊の中間値のうち比例器４１以外の各構成の出力の総和に対して無駄時間処理を施した値が、電力演算用のｄ軸電圧演算値ｖｄｃａｌ＊として電力演算器９のｄ軸乗算器９１へ出力される。ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊の中間値のうち、比例器４２以外の各構成の出力の総和に対して無駄時間処理を施した値が、電力演算用のｑ軸電圧演算値ｖｑｃａｌ＊として電力演算器９のｑ軸乗算器９２へ出力される。
Therefore, a value obtained by performing dead time processing on the sum of the outputs of the components other than the
第３実施形態によれば、ｄ軸干渉電圧目標値ｖｄ_ｄｃｐｌ＊及びｑ軸干渉電圧目標値ｖｑ_ｄｃｐｌ＊の一次遅れと、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊の一次遅れとを抽出して電力演算用のｄ軸及びｑ軸電圧演算値ｖｄｃａｌ＊及びｖｑｃａｌ＊に利用する。これにより、モータ６が過渡状態のときにコイルの入出力エネルギー成分が変化するのを抑制できる。したがって、トルクの過渡応答性の低下を抑制することができる。 According to the third embodiment, the primary delay of the d-axis interference voltage target value vd_dcpl * and the q-axis interference voltage target value vq_dcpl * and the primary delay of the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq * Extracted and used for d-axis and q-axis voltage calculation values vdcal * and vqcal * for power calculation. Thereby, it can suppress that the input-output energy component of a coil changes, when the motor 6 is a transient state. Therefore, it is possible to suppress a decrease in torque transient response.
このように第１から第３実施形態では、電圧演算部３０Ａ及び３０Ｂは、ｄ軸及びｑ軸電圧指令値の制御遅れを抽出し、その制御遅れに基づいてｄ軸及びｑ軸電圧指令値のトルク成分としてｄ軸電圧演算値ｖｄｃａｌ＊及びｑ軸電圧演算値ｖｑｃａｌ＊を演算する。電力演算器９は、ｄ軸電圧演算値ｖｄｃａｌ＊及びｑ軸電圧演算値ｖｑｃａｌと、電流検出器５ｕ及び５ｖで検出される電流値とに基づいてモータ６の推定電力Ｐｃａｌを演算する。トルク補正部２０Ａ及び２０Ｂは、推定電力Ｐｃａｌに基づいてトルク指令値Ｔ＊を補正する。
As described above, in the first to third embodiments, the
これにより、モータ６が過渡状態のときにコイルの入出力エネルギー成分の変動が含まれない推定電力Ｐｃａｌを算出できるので、推定電力Ｐｃａｌとトルクとの相関性の低下を抑制することができる。したがって、トルク推定電力Ｐｃａlに基づいてトルク指令値にフィードバックする構成においてモータ６の過渡応答性の低下を抑制することができる。 Thereby, when the motor 6 is in a transient state, it is possible to calculate the estimated power Pcal that does not include fluctuations in the input / output energy component of the coil, and therefore it is possible to suppress a decrease in the correlation between the estimated power Pcal and the torque. Therefore, it is possible to suppress a decrease in transient response of the motor 6 in a configuration that feeds back to the torque command value based on the estimated torque power Pcal.
また、ｄ軸及びｑ軸電圧指令値の遅れ成分は、モータ６に供給されるｄ軸及びｑ軸電流の制御遅れに関する時定数τｍに基づいて抽出される。例えば、第１実施形態ではＬＰＦ３３１及び３３４によってｄ軸及びｑ軸電圧指令値の遅れ成分が抽出される。また第２実施形態では規範応答フィルタ３８１及び３９２によってｄ軸及びｑ軸電圧指令値の遅れ成分が抽出される。
The delay component of the d-axis and q-axis voltage command values is extracted based on the time constant τm related to the control delay of the d-axis and q-axis current supplied to the motor 6. For example, in the first embodiment, the delay components of the d-axis and q-axis voltage command values are extracted by the
このように、ｄ軸及びｑ軸電流の制御遅れに合わせて、ｄ軸及びｑ軸電圧指令値に制御遅れ処理を施すことにより、推定電力Ｐｃａlの演算に用いる電圧値を実際の値に近づけることが可能となり、推定電力Ｐｃａｌとトルクとの相関性の低下を抑制できる。 In this way, by applying the control delay process to the d-axis and q-axis voltage command values in accordance with the control delay of the d-axis and q-axis currents, the voltage value used for the calculation of the estimated power Pcal is brought closer to the actual value. Thus, it is possible to suppress a decrease in the correlation between the estimated power Pcal and the torque.
以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。 The embodiment of the present invention has been described above. However, the above embodiment only shows a part of application examples of the present invention, and the technical scope of the present invention is limited to the specific configuration of the above embodiment. Absent.
例えば、本実施形態ではｄｑ軸電圧演算部３０Ａ及び３０Ｂがｄ軸及ぶｑ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｖｑ＊の一次遅れ成分を抽出する例について説明したが、これに限定されるものではない。例えば、ｄ軸及ぶｑ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｖｑ＊の二次遅れ成分を抽出するようにしてもよい。
For example, in the present embodiment, the example in which the dq-axis
なお、上記実施形態は、適宜組み合わせ可能である。 In addition, the said embodiment can be combined suitably.
５ｕ，５ｖ 電流検出器（電流検出手段）
６ モータ
９ 電力演算器（電力演算手段）
２０Ａ、２０Ｂ トルク補正部（補正手段）
３０Ａ、３０Ｂ ｄｑ軸電圧演算部（電圧演算手段）
３１ 電流指令生成部
３２ 干渉電圧生成部
３３Ａ、３３Ｂ 電流ベクトル制御部
１００、１０１ モータ制御装置
5u, 5v current detector (current detection means)
6
20A, 20B Torque correction unit (correction means)
30A, 30B dq axis voltage calculation unit (voltage calculation means)
31 Current
Claims (4)
前記モータの駆動力を決定するトルク指令値に応じて前記モータの電力を演算するために必要となる電圧指令値のトルク成分を演算する電圧演算手段と、
前記電圧演算手段で算出される前記電圧指令値のトルク成分と、前記電流検出手段で検出される電流値とに基づいて、前記モータの電力を演算する電力演算手段と、
前記電力演算手段で演算される電力に基づいてトルク推定値を演算するトルク推定値演算手段と、
前記トルク推定値を前記トルク指令値にフィードバックするフィードバック手段と、
を含み、
前記電圧演算手段は、前記電圧指令値の制御遅れを抽出して前記電圧指令値のトルク成分を演算する、
モータの制御装置。 Current detection means for detecting current supplied to the motor;
Voltage calculating means for calculating a torque component of a voltage command value required for calculating the electric power of the motor according to a torque command value for determining the driving force of the motor;
And a torque component of the voltage command value calculated by the voltage calculation means, based on the current value detected by said current detecting means, a power calculating means for calculating a power of said motor,
Torque estimated value calculating means for calculating a torque estimated value based on the power calculated by the power calculating means;
Feedback means for feeding back the estimated torque value to the torque command value;
Including
The voltage calculation means calculates a torque component of the voltage command value by extracting a control delay of the voltage command value.
Motor control device.
前記電圧演算手段は、前記モータに供給される電流の制御遅れに基づいて前記電圧指令値の制御遅れを抽出する、
モータの制御装置。 The motor control device according to claim 1,
The voltage calculation means extracts a control delay of the voltage command value based on a control delay of a current supplied to the motor;
Motor control device.
前記電圧演算手段は、
前記トルク指令値に応じてｄ軸及びｑ軸電圧目標値を算出する目標値算出部と、
前記ｄ軸電圧目標値に所定のＬＰＦ処理を施した値と、前記ｑ軸電圧目標値に所定のＨＰＦ処理を施した値とに基づいて、ｄ軸電圧指令値を算出するｄ軸指令値算出部と、
前記ｑ軸電圧目標値に前記ＬＰＦ処理を施した値と、前記ｄ軸電圧目標値に前記ＨＰＦ処理を施した値とに基づいて、ｑ軸電圧指令値を算出するｑ軸指令値算出部と、を含み、
前記電力演算手段は、前記ｄ軸及びｑ軸電圧目標値のそれぞれに前記ＬＰＦ処理を施した値に基づいて算出されるｄ軸及びｑ軸電圧指令値のトルク成分と、前記電流検出手段で検出されるｄ軸及びｑ軸電流値とに基づいて、前記モータの電力を演算する、
モータの制御装置。 In the motor control apparatus according to claim 2,
The voltage calculation means includes
A target value calculation unit for calculating a d-axis and q-axis voltage target value according to the torque command value;
D-axis command value calculation for calculating a d-axis voltage command value based on a value obtained by performing a predetermined LPF process on the d-axis voltage target value and a value obtained by performing a predetermined HPF process on the q-axis voltage target value And
A q-axis command value calculation unit that calculates a q-axis voltage command value based on a value obtained by performing the LPF process on the q-axis voltage target value and a value obtained by performing the HPF process on the d-axis voltage target value; Including,
The power calculation means is detected by the current detection means and the torque components of the d-axis and q-axis voltage command values calculated based on the values obtained by subjecting the d-axis and q-axis voltage target values to the LPF processing, respectively. Based on the d-axis and q-axis current values to be calculated, the power of the motor is calculated.
Motor control device.
前記電圧演算手段は、
前記トルク指令値に基づいてｄ軸及びｑ軸電流指令値を生成する電流指令生成部と、
前記トルク指令値に基づいてｄ軸電流とｑ軸電流との干渉を相殺するためのｄ軸及びｑ軸干渉電圧目標値を生成する干渉電圧生成部と、
前記ｄ軸及びｑ軸電流指令値と前記ｄ軸及びｑ軸干渉電圧目標値とに基づいて、前記ｄ軸及びｑ軸電圧指令値を演算する電流ベクトル制御部と、を含み、
前記電圧演算手段は、前記ｄ軸及びｑ軸干渉電圧目標値の制御遅れに基づいて算出されるｄ軸及びｑ軸電圧指令値のトルク成分と、前記電流検出手段で検出されるｄ軸及びｑ軸電流値とに基づいて、前記モータの電力を演算する、
モータの制御装置。 In the motor control apparatus according to claim 2,
The voltage calculation means includes
A current command generator that generates d-axis and q-axis current command values based on the torque command values;
An interference voltage generator for generating d-axis and q-axis interference voltage target values for canceling interference between the d-axis current and the q-axis current based on the torque command value;
A current vector control unit that calculates the d-axis and q-axis voltage command values based on the d-axis and q-axis current command values and the d-axis and q-axis interference voltage target values;
The voltage calculation means includes a torque component of the d-axis and q-axis voltage command values calculated based on the control delay of the d-axis and q-axis interference voltage target values, and the d-axis and q detected by the current detection means. Based on the shaft current value, the power of the motor is calculated.
Motor control device.
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