JP2015126561A - Motor control apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、電気で駆動するモータを制御する制御装置に関する。 The present invention relates to a control device that controls a motor driven by electricity.
モータの制御装置として、モータの電力を演算し、その演算した電力からトルク推定値を算出してトルク指令値にフィードバックするものが開示されている(特許文献1参照)。 As a motor control device, there is disclosed a device that calculates motor power, calculates a torque estimated value from the calculated power, and feeds it back to a torque command value (see Patent Document 1).
前述した制御装置では、モータに印加した電圧値と、モータに供給される電流との内積を用いてモータの有効電力が求められている。この有効電力は、モータが定常状態のときにはトルクと相関がある。 In the control device described above, the effective power of the motor is determined using the inner product of the voltage value applied to the motor and the current supplied to the motor. This active power is correlated with torque when the motor is in a steady state.
しかしながら、モータが過渡状態のときには、有効電力のうちコイルに蓄えられるエネルギー成分が増加又は減少するので、有効電力とトルクとの相関性が低下する。このため、モータが過渡状態のときに有効電力から算出したトルク推定値をフィードバックした場合は、モータの過渡応答性が、定常状態のときに比べて低下するという問題がある。 However, when the motor is in a transient state, the energy component stored in the coil in the active power increases or decreases, so that the correlation between the active power and the torque decreases. For this reason, when the estimated torque value calculated from the active power is fed back when the motor is in the transient state, there is a problem that the transient response of the motor is lower than that in the steady state.
本発明は、このような問題点に着目してなされた。本発明の目的は、モータの過渡応答性の低下を抑制することにある。 The present invention has been made paying attention to such problems. An object of the present invention is to suppress a decrease in transient response of a motor.
本発明は以下のような解決手段によって前記課題を解決する。 The present invention solves the above problems by the following means.
本発明によるモータ制御装置のある態様は、モータに供給される電流を検出する電流検出手段と、上記モータの駆動力を決定するトルク指令値に応じて上記モータの電力を演算するために必要となる電圧指令値のトルク成分を演算する電圧演算手段と、を含む。そして上記電圧演算手段で算出される電圧指令値のトルク成分と、上記電流検出手段で検出される電流値とに基づいて、上記モータの電力を演算する電力演算手段と、上記電力演算手段で演算される電力に基づいて、上記トルク指令値を補正する補正手段と、を含む。上記電圧演算手段は、上記電圧指令値の制御遅れを抽出して上記電圧指令値のトルク成分を演算することを特徴とする。 An aspect of the motor control device according to the present invention is necessary for calculating the electric power of the motor according to a current detection means for detecting a current supplied to the motor and a torque command value for determining the driving force of the motor. Voltage calculating means for calculating a torque component of the voltage command value. Then, based on the torque component of the voltage command value calculated by the voltage calculation means and the current value detected by the current detection means, power calculation means for calculating the power of the motor, and calculation by the power calculation means Correction means for correcting the torque command value based on the electric power to be generated. The voltage calculation means extracts a control delay of the voltage command value and calculates a torque component of the voltage command value.
本発明によれば、モータの電力を演算するときに、コイルに蓄えられるエネルギーの変動が含まれない電力を演算しているので、モータが過渡状態のときには駆動力に寄与しない電力成分の増加又は減少が抑えられることで、モータの電力と駆動力との相関性が定常状態のときに比べて低下することを抑制できる。 According to the present invention, when calculating the electric power of the motor, the electric power that does not include the fluctuation of the energy stored in the coil is calculated. Therefore, when the motor is in a transient state, an increase in the electric power component that does not contribute to the driving force or By suppressing the decrease, it is possible to suppress a decrease in the correlation between the power of the motor and the driving force as compared with the steady state.
したがって、モータの過渡応答特性が低下することを抑制することができる。 Therefore, it can suppress that the transient response characteristic of a motor falls.
以下、添付された図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
(第1実施形態)
図1は、本発明の第1実施形態におけるモータ制御装置100の構成を示す図である。
(First embodiment)
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a
モータ制御装置100は、例えば、ハイブリッド車両に搭載されるモータ6を制御する装置である。モータ制御装置100は、電圧位相制御を用いてモータ6を駆動させる。
The
モータ制御装置100は、dq軸/UVW相変換器1と、PWM(Pulse Width Modulation)変換器2と、インバータ3と、バッテリ4と、電流検出器5u及び5vと、モータ6と、位置検出器7と、UVW相/dq軸変換器8と、を備える。モータ制御装置100は、電力演算器9と、機械角速度演算器10と、トルク補正部20Aと、dq軸電圧演算部30Aと、を備える。
The
モータ6は、三相交流の電動機である。モータ6は、U相電流iu、V相電流iv及びW相電流iwによって駆動する。モータ6には、位置検出器7が設けられている。 The motor 6 is a three-phase AC motor. The motor 6 is driven by the U-phase current iu, the V-phase current iv, and the W-phase current iw. The motor 6 is provided with a position detector 7.
位置検出器7は、モータ6内の回転子に設けられた磁極の位置を所定周期で検出する。位置検出器7は、例えばレゾルバ(RD)で構成される。位置検出器7は、検出結果に基づいて回転子の電気角θを算出して、dq軸/UVW相変換器1、UVW相/dq軸変換器8、及び機械角速度演算器10に出力する。
The position detector 7 detects the position of the magnetic pole provided on the rotor in the motor 6 at a predetermined cycle. The position detector 7 is composed of, for example, a resolver (RD). The position detector 7 calculates the electrical angle θ of the rotor based on the detection result, and outputs it to the dq axis /
機械角速度演算器10は、位置検出器7から出力される回転子の電気角θを取得すると、今回の電気角θと前回の電気角θとの差分、すなわち単位時間あたりの電気角θの変化量を算出する。機械角速度演算器10は、電気角θの変化量からモータ6の機械角速度ωmを算出してトルク補正部20Aに出力する。
When the mechanical
dq軸/UVW相変換器1は、位置検出器7から出力される回転子の電気角θに基づいて、d軸電圧指令値vd*及びq軸電圧指令値vq*を、次式を用いて、U相電圧指令値vu*、V相電圧指令値vv*、及びW相電圧指令値vw*に変換する。
The dq axis /
dq軸/UVW相変換器1は、三相の電圧指令値vu*、vv*、vw*をPWM変換器2に出力する。
The dq axis /
PWM変換器2は、デッドタイム補償や電圧利用率向上処理といった公知の処理を行うと共に、三相の電圧指令値vu*、vv*、vw*に対応したインバータ3のパワー素子駆動信号Duu*、ul*、Dvu*、vl*、Dwu*、Dwl*を生成する。PWM変換器2は、パワー素子駆動信号Duu*、Dul*、Dvu*、Dvl*、Dwu*、Dwl*をインバータ3に供給する。
PWM converter 2 performs known processing such dead time compensation and voltage utilization rate enhancement, the voltage command value of three-phase vu *, vv *, the power element of the
インバータ3には、バッテリ4が接続されおり、バッテリ4には電圧検出器14が設けられている。電圧検出器14は、バッテリ4の直流電圧Vdcを検出してPWM変換器2に出力する。
A
インバータ3は、パワー素子駆動信号Duu*、Dul*、Dvu*、Dvl*、Dwu*、Dwl*により、バッテリ4の直流電圧Vdcを、三相の疑似正弦波電圧vu、vv、vwに変換する。そしてインバータ3は、三相の疑似正弦波電圧vu、vv、vwをモータ6に印加する。
モータ6に三相の疑似正弦波電圧vu、vv、vwが印加されることにより、モータ6に設けられた各相のコイルに三相の交流電流iu、iv、iwが流れる。モータ6とインバータ3とは、U相、V相、W相の電圧線により接続されており、U相の電圧線及びV相の電圧線には、それぞれ電流検出器5u及び5vが設けられている。
By applying the three-phase pseudo sine wave voltages vu, vv, vw to the motor 6, three-phase alternating currents iu, iv, iw flow through the coils of each phase provided in the motor 6. The motor 6 and the
電流検出器5u及び5vは、モータ6に供給されるU相電流iu及びV相電流ivをそれぞれ検出する。なお、モータ6に流れる各相の交流電流のうち、W相電流iwは、次式の関係を利用して求めることが可能である。 Current detectors 5u and 5v detect U-phase current iu and V-phase current iv supplied to motor 6, respectively. Of the alternating current of each phase flowing through the motor 6, the W-phase current iw can be obtained using the relationship of the following equation.
電流検出器5u及び5vは、U相電流iu及びV相電流ivを、UVW相/dq軸変換器8に出力する。
The current detectors 5 u and 5 v output the U-phase current iu and the V-phase current iv to the UVW phase /
UVW相/dq軸変換器8は、位置検出器7から出力される回転子の電気角θに基づいて、電流検出器5u及び5vから出力されるU相電流iu及びV相電流ivを、次式を用いて、d軸電流検出値id及びq軸電流検出値iqに変換する。
The UVW phase /
UVW相/dq軸変換器8は、d軸電流検出値id及びq軸電流検出値iqを電力演算器9に出力する。
The UVW phase /
電力演算器9は、次式に示すように、d軸電流検出値id及びq軸電流検出値iqと、d軸電圧演算値vdcal*及びq軸電圧演算値vqcal*とを用いて、モータ6の電力推定値Pcalを演算する。
The
なお、d軸電圧演算値vdcal*及びq軸電圧演算値vqcal*の算出方法については、図2を参照して後述する。電力演算器9は、モータ6の推定電力Pcalをトルク補正部20Aに出力する。
A method for calculating the d-axis voltage calculation value vdcal * and the q-axis voltage calculation value vqcal * will be described later with reference to FIG. The
トルク補正部20Aは、トルク指令値T*に応じて電圧位相目標値α*を算出すると共に、モータ6の推定電力Pcalに基づいてトルク指令値T*を補正する。トルク補正部20Aは、トルク変換器21と、減算器22と、PI(Proportional Integral)増幅器23と、を備える。
トルク変換器21は、電力演算器9からモータ6の推定電力Pcalを取得すると共に機械角速度演算器10から機械角速度ωmを取得する。トルク変換器21は、次式に示すように、推定電力Pcalを機械角速度ωmにより除算することにより、定電力Pcalをトルク推定値Tcalに変換して減算器22に出力する。
The
減算器22は、不図示のコントローラから、モータ6の駆動力を決定するトルク指令値T*を取得する。コントローラは、車両の運転状態に応じてトルク指令値T*を演算する。
The
減算器22は、トルク指令値T*からトルク推定値Tcalを減算し、その減算した値、いわゆる偏差をPI増幅器23に出力する。
The
PI増幅器23は、次式に示すように、トルク指令値T*とトルク推定値Tcalとの偏差をPI制御により増幅し、増幅された偏差を電圧位相目標値α*としてdq軸電圧演算部30Aに出力する。
The
なお、比例ゲインKp及び積分ゲインKiは共に定数であり、システムに応じて適宜設定される。 Note that both the proportional gain Kp and the integral gain Ki are constants, and are appropriately set according to the system.
dq軸電圧演算部30Aは、トルク指令値T*に応じてd軸電圧指令値vd*及びq軸電圧指令値vq*を演算する。またdq軸電圧演算部30Aは、トルク指令値T*に応じて、モータ6の電力を演算するために必要となるd軸電圧演算値vdcal*及びq軸電圧演算値vqcal*を算出する。d軸電圧演算値vdcal*及びq軸電圧演算値vqcal*は、モータ6のトルク成分である。
The dq-axis
図2は、dq軸電圧演算部30Aの詳細構成を示すブロック図である。さらに図2には、電圧位相目標値α*及び電圧ベクトルノルム指令値Va*がパルス的に立ち上がる信号を入力したときの各構成の出力波形が示されている。
FIG. 2 is a block diagram illustrating a detailed configuration of the dq-axis
dq軸電圧演算部30Aは、d軸目標電圧算出部31と、q軸目標電圧算出部32と、安定化フィルタ33と、d軸無駄時間処理部34と、q軸無駄時間処理部35と、を備える。
The dq-axis
安定化フィルタ33は、過渡状態でモータ6の制御応答性を向上させるためのフィルタである。安定化フィルタ33は、d軸及びd軸電圧とd軸及びq軸電流との関係を維持した状態でd軸及びq軸電流が一次遅れとなるように構成されている。LPF331及び334と、HPF332及び333と、増幅器335及び336と、演算器337及び338と、を備える。
The
d軸目標電圧算出部31及びq軸目標電圧算出部32には共に、電圧ベクトルノルム指令値Va*と電圧位相目標値α*とが入力される。
Both the d-axis target
一般的に、電圧位相制御では、モータ6の高回転領域でモータ6の端子電圧がバッテリ4の上限電圧に達して、電圧指令値がバッテリ4の上限電圧に固定された状態で、電圧位相目標値α*のみが変更される。このような場合において、d軸電圧指令値vd*及びq軸電圧指令値vq*の2乗和平方根によって求められる電圧ベクトルノルムは、電圧位相目標値α*のステップ的な変動が生じたときに、過渡的に上昇してしまう。
In general, in the voltage phase control, the terminal voltage of the motor 6 reaches the upper limit voltage of the
電圧ベクトルノルム指令値Va*は、このような電圧ベクトルノルムの上昇が抑制されるように電圧位相目標値α*に応じて設定される電圧指令値である。例えば、電圧ベクトルノルム指令値Va*は、予め設定された電圧指令マップによって設定される。 The voltage vector norm command value Va * is a voltage command value set according to the voltage phase target value α * so as to suppress such an increase in the voltage vector norm. For example, voltage vector norm command value Va * is set by a preset voltage command map.
d軸目標電圧算出部31は、次式を用いて、電圧ベクトルノルム指令値Va*及び電圧位相目標値α*をd軸電圧目標値vd*’に変換する。
The d-axis target
d軸目標電圧算出部31は、d軸電圧目標値vd*’をLPF331及びHPF332に出力する。
The d-axis target
LPF331は、次式の伝達関数G1(s)を用いてd軸電圧目標値vd*’にローパスフィルタ処理を施す。LPF331によってd軸電圧目標値vd*’の低周波数数成分が、d軸無駄時間処理部34及び演算器337へ出力される。このため、LPF331に立ち上がり時の矩形波形が入力されると、LPF331の出力波形は、一次遅れ応答を示す。
The
なお、時定数τmは、d軸及びq軸電流の規範応答時定数である。 The time constant τm is a reference response time constant for the d-axis and q-axis currents.
HPF332は、次式の伝達関数G2(s)を用いてd軸電圧目標値vd*’にハイパスフィルタ処理を施す。これにより、HPF332からd軸電圧目標値vd*’にハイパスフィルタ処理を施した値が、q軸無駄時間処理部35及び増幅器336へ出力される。このため、HPF332に立ち上がり時の矩形波形が入力されると、HPF332の出力波形は尖鋭的な波形を示す。
The
増幅器335は、HPF332から出力された値に次式のゲイン係数k2を乗算して演算器338に出力する。
The
なお、ゲイン係数k2は、次式に示すように、q軸の静的インダクタンス値Lqと、q軸の動的インダクタンス値Lq’と、モータ6の電気角速度ωeと、に基づいて定められる。モータ6の電気角速度ωeは、位置検出器7から出力される回転子の電気角θに基づいて算出される。 The gain coefficient k2 is determined based on the q-axis static inductance value Lq, the q-axis dynamic inductance value Lq ′, and the electrical angular velocity ωe of the motor 6, as shown in the following equation. The electrical angular velocity ωe of the motor 6 is calculated based on the electrical angle θ of the rotor output from the position detector 7.
q軸目標電圧算出部32は、次式を用いて、電圧ベクトルノルム指令値Va*及び電圧位相目標値α*をq軸電圧目標値vq*’に変換する。
The q-axis target
q軸目標電圧算出部32は、q軸電圧目標値vq*’をHPF333及びLPF334に出力する。
The q-axis target
HPF333は、HPF332で示した伝達関数G2(s)と同じ伝達関数を用いてq軸電圧目標値vd*’にハイパスフィルタ処理を施す。これにより、HPF333からq軸電圧目標値vq*’ にハイパスフィルタ処理を施した値が、d軸無駄時間処理部34及び増幅器336へ出力される。
The
増幅器336は、HPF333によってハイパスフィルタ処理が施された値に次式のゲイン係数k1を乗算して演算器337に出力する。
The
なお、ゲイン係数k1は、次式に示すように、d軸の静的インダクタンス値Ldと、d軸の動的インダクタンス値Ld’と、モータ6の電気角速度ωreと、に基づいて定められる。 The gain coefficient k1 is determined based on the d-axis static inductance value Ld, the d-axis dynamic inductance value Ld ', and the electrical angular velocity ωre of the motor 6, as shown in the following equation.
LPF334は、LPF331で示した伝達関数G1(s)と同じ伝達関数を用いてq軸電圧目標値vq*’にローパスフィルタ処理を施す。LPF334によってd軸電圧目標値vd*’の低周波数成分が、q軸無駄時間処理部35及び演算器338へ出力される。
The
演算器337は、d軸電圧目標値vd*’にローパスフィルタ処理が施された値と、q軸電圧目標値vq*’にハイパスフィルタ処理が施された値とを加算し、加算した値をd軸電圧指令値vd*としてdq軸/UVW相変換器1に出力する。
The
演算器338は、q軸電圧目標値vq*’にローパスフィルタ処理が施された値から、d軸電圧目標値vd*’にハイパスフィルタ処理が施された値を減算し、減算した値をq軸電圧指令値vq*としてdq軸/UVW相変換器1に出力する。
The
このように安定化フィルタ33を構成することにより、電圧ベクトルノルム指令値Va*及び電圧位相目標値α*に従って得られるd軸電流及びq軸電流は、近似的に、時定数τmによって定まる一次遅れ応答となる。
By configuring the
d軸電圧指令値vd*及びq軸電圧指令値vq*の一次遅れ成分は、それぞれLPF331及び334から出力される。これらの出力値に対してd軸及びq軸電圧指令値vd*及びvq*からモータ6に電流が供給されるまでの制御遅れを考慮した無駄時間処理が施される。
The first-order lag components of the d-axis voltage command value vd * and the q-axis voltage command value vq * are output from the
具体的には、d軸無駄時間処理部34は、次式の伝達関数G3(s)を用いて、LPF331から出力された値に無駄時間処理を施して、d軸電圧演算値vdcal*を電力演算器9に出力する。
Specifically, the d-axis dead
また、q軸無駄時間処理部35は、式(13)の伝達関数を用いて、LPF334から出力された値に無駄時間処理を施して、q軸電圧演算値vqcal*を電力演算器9に出力する。
Further, the q-axis dead
電力演算器9は、d軸乗算器91とq軸乗算器92と電力加算器93とを備える。
The
d軸乗算器91は、d軸無駄時間処理部34から出力されるd軸電圧演算値Vdcalと、図1に示したUVW相/dq軸変換器8から出力されるd軸電流検出値idと、を乗算し、乗算した値をd軸推定電力として電力加算器93に出力する。
The d-
q軸乗算器92は、q軸無駄時間処理部35から出力されるq軸電圧演算値Vqcalと、UVW相/dq軸変換器8から出力されるq軸電流検出値iqと、を乗算し、乗算した値をq軸推定電力として電力加算器93に出力する。
The q-
電力加算器93は、d軸乗算器11から出力されるd軸推定電力と、q軸乗算器12から出力されるq軸推定電力とを加算してモータ6の推定電力Pcalを、図1に示したトルク変換器21に出力する。
The
このように、d軸電圧指令値vd*及びq軸電圧指令値vq*の一次遅れ成分を推定電力Pcalの演算に用いることにより、モータ6のコイルに蓄えられるエネルギーの変動によってトルクに寄与しない電力成分が変動することを回避できる。 In this way, by using the first-order lag component of the d-axis voltage command value vd * and the q-axis voltage command value vq * for the calculation of the estimated power Pcal, the power that does not contribute to torque due to the fluctuation of the energy stored in the coil of the motor 6 It can avoid that a component fluctuates.
このため、モータ6が過渡状態のときに推定電力Pcalとモータ6の実トルクとの相関性の低下を抑制することができる。 For this reason, when the motor 6 is in a transient state, a decrease in the correlation between the estimated power Pcal and the actual torque of the motor 6 can be suppressed.
次にモータ制御装置100の動作の詳細について説明する。
Next, details of the operation of the
図3は、モータ制御装置100により実行されるトルク制御方法を示すフローチャートである。図3には、トルク制御方法について1回分の演算処理が示されており、この演算処理が所定周期(例えば100ms)で実行される。
FIG. 3 is a flowchart showing a torque control method executed by the
まず、ステップS901において、モータ制御装置100は、コントローラで演算されるトルク指令値T*及び電圧ベクトルノルム指令値Va*と、位置検出器7から出力される回転子の電気角θと、を取得する。さらにモータ制御装置100は、UVW相/dq軸変換器8から出力されるd軸電流検出値id及びq軸電流検出値iqと、機械角速度演算器10から出力される機械角速度ωmと、電圧検出器14から出力されるバッテリ4の直流電圧Vdcと、を取得する。
First, in step S901, the
dq軸電圧演算部30Aは、電圧ベクトルノルム指令値Va*及びトルク指令値T*に応じてd軸電圧指令値vd*及びq軸電圧指令値vq*を演算してdq軸/UVW相変換器1に出力する。dq軸/UVW相変換器1は、回転子の電気角θに基づいて、d軸及びq軸電圧指令値vd*及びvq*を三相の電圧指令値vu*、vv*、vw*に変換してPWM変換器2に出力する。
The dq-axis
そしてPWM変換器2は、バッテリ4の直流電圧Vdcに基づいて、三相の電圧指令値vu*、vv*、vw*に対応したパワー素子駆動信号Duu*、Dul*、Dvu*、Dvl*、Dwu*、Dwl*を生成する。インバータ3は、パワー素子駆動信号Duu*、Dul*、Dvu*、Dvl*、Dwu*、Dwl*に応じて三相の疑似正弦波電圧vu、vv、vwをモータ6に印加する。
The PWM converter 2, based on the DC voltage Vdc of the
また、dq軸電圧演算部30Aは、d軸電圧指令値vd*及びq軸電圧指令値vq*の一次遅れ成分を抽出してd軸電圧演算値vdcal*及びq軸電圧演算値vqcal*を電力演算器9に出力する。d軸電圧演算値vdcal*及びq軸電圧演算値vqcal*は、d軸電圧目標値vd*’及びq軸電圧目標値vq*’の高周波数成分が除去された値に基づいて算出される。
Moreover, dq-axis
ステップS902において電力演算器9は、d軸電圧演算値vdcal*及びq軸電圧演算値vqcal*と、d軸電流検出値id及びq軸電流検出値iqとの内積をモータ6の推定電力Pcalとしてトルク変換器21に出力する。
In step S902, the
ステップS903においてトルク変換器21は、推定電力Pcalを機械角速度ωmにより除算してトルク推定値Tcalを算出する。
In step S903, the
ステップS904においてPI増幅器23は、トルク指令値T*とトルク推定値Tcalとの偏差をPI増幅することにより電圧位相指令値α*を算出してdq軸電圧演算部30Aに出力する。
In step S904, the
ステップS905においてdq軸電圧演算部30Aは、補正後の電圧位相指令値α*に応じてd軸及びq軸電圧指令値vd*及びvq*を演算する。これと共に、dq軸電圧演算部30Aは、d軸及びq軸電圧指令値vd*及びvq*の演算過程で算出される中間値であるd軸及びq軸電圧目標値vd*’及びvq*’の低周波成分、つまり一次遅れ成分を抽出する。そしてdq軸電圧演算部30Aは、一次遅れ成分に無駄時間処理を施したd軸及びq軸電圧演算値vdcal及びvqcalを電力演算器9に出力する。
In step S905, the dq-axis
ステップS906において、dq軸/UVW相変換器1は、回転子の電気角θに基づいて、d軸及びq軸電圧指令値vd*及びvq*を三相の電圧指令値vu*、vv*、vw*に変換する。これと共に、電力演算器9でモータ6の推定電力Pcalが演算され、トルク補正部20Aによって推定電力Pcalから算出されたトルク推定値Tcalがトルク指令値T*にフィードバックされる。
In step S906, the dq-axis /
そしてモータ制御装置100によるトルク制御方法が終了する。
And the torque control method by the
次にモータ6のd軸及びq軸印加電圧とd軸及びq軸電流とによりモータ6の有効電力を演算したときの例について説明する。 Next, an example when the active power of the motor 6 is calculated from the d-axis and q-axis applied voltages of the motor 6 and the d-axis and q-axis currents will be described.
一般的に次式に示すように、モータ6の有効電力Pは、d軸及びq軸印加電圧vd及びvqと、d軸及びq軸電流id及びiqとの内積により求められる。 Generally, as shown in the following equation, the active power P of the motor 6 is obtained by the inner product of the d-axis and q-axis applied voltages vd and vq and the d-axis and q-axis currents id and iq.
d軸及びq軸印加電圧vd及びvqは、次式で示すように、同期機におけるモータ6の電圧方程式によって求められる。 The d-axis and q-axis applied voltages vd and vq are obtained by the voltage equation of the motor 6 in the synchronous machine as shown by the following equation.
なお、コイル抵抗Rは、モータ6内に設けられたコイルの抵抗値であり、磁石磁束φaは、回転子に設けられた永久磁石の磁束である。 The coil resistance R is a resistance value of a coil provided in the motor 6, and the magnet magnetic flux φa is a magnetic flux of a permanent magnet provided in the rotor.
上式(15)を式(14)に代入すると、次の式が得られる。 Substituting equation (15) into equation (14) yields the following equation:
上式(16)では、右辺の第1項が、モータ6のトルク成分であり、右辺の第2項が、モータ6で失われる電力の損失成分である。そして、右辺の第3項及び第4項が、モータ6のコイルに蓄積されるエネルギー成分、すなわちコイルの入出力エネルギー成分である。このようにモータ6の有効電力Pには、トルク成分の他に、電力の損失成分と、コイルの入出力エネルギー成分とが含まれている。コイルの入出力エネルギー成分は、例えば、モータ6の電力が立ち上がるときに増加し、モータ6の電力が立ち下がる時に減少する。すなわち、コイルの入出力エネルギー成分は、モータ6の過渡状態のときに増加又は減少する。 In the above equation (16), the first term on the right side is the torque component of the motor 6, and the second term on the right side is the loss component of the power lost in the motor 6. The third and fourth terms on the right side are energy components accumulated in the coil of the motor 6, that is, input / output energy components of the coil. Thus, the active power P of the motor 6 includes a power loss component and a coil input / output energy component in addition to the torque component. The input / output energy component of the coil increases, for example, when the electric power of the motor 6 rises, and decreases when the electric power of the motor 6 falls. That is, the input / output energy component of the coil increases or decreases when the motor 6 is in a transient state.
d軸及びq軸電流が一次遅れ応答となる構成では、コイルの入出力エネルギー成分は、微分項を持つので、ハイパスフィルタで処理されたような応答波形となる。そのため、有効電力Pをトルク推定値に変換してトルク指令値T*にフィードバックする場合、モータ6が過渡状態のときにはコイルの入出力エネルギー成分が変動する。 In a configuration in which the d-axis and q-axis currents have a first-order lag response, the input / output energy component of the coil has a differential term, and thus has a response waveform as if processed by a high-pass filter. Therefore, when the active power P is converted into a torque estimated value and fed back to the torque command value T * , the input / output energy component of the coil varies when the motor 6 is in a transient state.
このようにモータ6の有効電力Pのうちトルクに寄与しない成分が変動する場合には、有効電力Pとモータ6のトルクとの相関性がモータ6の定常状態のときに比べて悪くなり、トルクの応答性が低下してしまう。 Thus, when the component that does not contribute to the torque of the active power P of the motor 6 fluctuates, the correlation between the active power P and the torque of the motor 6 becomes worse than when the motor 6 is in a steady state. Responsiveness will be reduced.
なお、式(16)の第2項の損失成分は、一次遅れとみなせるので、モータ6の過渡状態であっても、損失成分の変動は、コイルの入出力エネルギー成分の変動に比べて小さく、トルクの応答性に対する影響は軽微である。また、電流検出器5u及び5vで検出された電流値に基づいて損失成分を算出し、その算出結果を用いて損失成分を補正することも可能である。 Since the loss component of the second term of equation (16) can be regarded as a first-order lag, the fluctuation of the loss component is small compared to the fluctuation of the input / output energy component of the coil even in the transient state of the motor 6. The effect on torque response is negligible. It is also possible to calculate the loss component based on the current values detected by the current detectors 5u and 5v and correct the loss component using the calculation result.
図4は、モータ6に供給される供給電力が立ち上がるときの応答波形を示す図である。図4には、d軸及びq軸印加電圧vd及びvqとd軸及びq軸電流id及びiqとの内積により求められた有効電力Pの応答波形32が破線で示され、本実施形態で演算された推定電力Pcalの応答波形31が実線で示されている。推定電力Pcalは、理想的な応答(規範応答)と一致している。
FIG. 4 is a diagram showing a response waveform when the supply power supplied to the motor 6 rises. In FIG. 4, the
図4に示すように、応答波形32の有効電力Pは、コイルの入力エネルギーの上昇に伴い式(16)の第3項及び第4項の電力成分が大きくなるため、規範応答に比べて誤差が大きくなる。
As shown in FIG. 4, the active power P of the
図5は、モータ6の有効電力からトルク推定値を算出してトルク指令値T*にフィードバックしたときのトルクの応答波形を示す図である。図5には、破線により有効電力Pに基づく応答波形34が示され、実線により推定電力Pcalに基づく応答波形33が示されている。実線の応答波形は、規範応答と一致している。
FIG. 5 is a diagram showing a torque response waveform when an estimated torque value is calculated from the active power of the motor 6 and fed back to the torque command value T * . In FIG. 5, the
図5に示すように、破線の応答波形については、規範応答に対してトルクの遅れが生じているが、実線の応答波形については、規範応答と一致しているため、モータ6のトルクの遅れが低減されていることがわかる。 As shown in FIG. 5, with respect to the response waveform indicated by the broken line, a torque delay occurs with respect to the normative response. However, since the response waveform indicated by the solid line matches the normative response, the torque delay of the motor 6 is delayed. It can be seen that is reduced.
第1実施形態によれば、電圧位相制御において、電力演算用のd軸及びq軸電圧演算値vdcal*及びvqcal*として、d軸及びq軸電圧指令値vd*及びvq*を構成する要素の一次遅れ成分を利用する。これにより、コイルの入出力エネルギー成分の変動を含まない推定電力Pcalを算出することができる。 According to the first embodiment, in the voltage phase control, the elements constituting the d-axis and q-axis voltage command values vd * and vq * are used as the d-axis and q-axis voltage calculation values vdcal * and vqcal * for power calculation. The first order lag component is used. As a result, the estimated power Pcal that does not include fluctuations in the input / output energy components of the coil can be calculated.
このため、モータ6が過渡状態のとき、例えばモータ6の電力が立ち上がるときや駆動電力が立ち下がるときなどに、式(16)の第3項及び第4項のトルクに寄与しない電力成分の増加又は減少が抑えられる。よって、モータ6の推定電力Pcalと駆動力との相関性が低下することを抑制できる。 For this reason, when the motor 6 is in a transient state, for example, when the power of the motor 6 rises or when the drive power falls, an increase in the power component that does not contribute to the torque in the third and fourth terms of the equation (16) Or reduction is suppressed. Therefore, it is possible to suppress a decrease in the correlation between the estimated power Pcal of the motor 6 and the driving force.
したがって、電圧位相制御を用いてモータ6を制御しつつ、モータ6のトルクの過渡応答特性が低下することを抑制することができる。 Therefore, it is possible to suppress a decrease in the transient response characteristic of the torque of the motor 6 while controlling the motor 6 using the voltage phase control.
なお、本実施形態では電圧位相制御を行うモータ制御装置100について説明したが、これに限られるものではない。例えば、電流ベクトル制御を行うモータ制御装置についても本発明を適用することが可能である。そこで電流ベクトル制御を行うモータ制御装置への適用例について以下に説明する。
In addition, although this embodiment demonstrated the
(第2実施形態)
図6は、本発明の第2実施形態におけるモータ制御装置101の構成を示す図である。モータ制御装置101の構成のうち図1に示したモータ制御装置100と同じものについては、同一符号を付してここでの説明を省略する。
(Second Embodiment)
FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration of the
モータ制御装置101は、電流ベクトル制御を用いてモータ6を駆動させる。モータ制御装置101は、図1に示したトルク補正部20A及びdq軸電圧演算部30Aに代えて、トルク補正部20B及びdq軸電圧演算部30Bを備えている。
The
トルク補正部20Bは、図1に示したトルク補正部20Aに対応する。トルク補正部20Bは、トルク変換器21と、減算器24と、PI増幅器25と、加算器26とを備える。
The
減算器24は、トルク指令値T*からトルク推定値Tcalを減算し、その減算した値、すなわち偏差をPI増幅器25に出力する。
The
PI増幅器25は、式(6)に示すように、トルク指令値T*とトルク推定値Tcalとの偏差をPI制御により増幅し、増幅された偏差を加算器26に出力する。
The
加算器26は、トルク指令値T*に対してPI増幅器25で増幅された偏差を加算し、加算した値をトルク補正値T*’として出力する。すなわち、加算器26は、PI増幅器25で増幅された偏差を用いてトルク指令値*を補正してdq軸電圧演算部30Bに出力する。
The
dq軸電圧演算部30Bは、図1に示したdq軸電圧演算部30Aに対応する。dq軸電圧演算部30Bは、電流指令生成部36と、干渉電圧生成部37と、電流ベクトル制御部38Bと、を備える。
The dq-axis
電流指令生成部36は、トルク補正値T*’とモータ6の回転速度Nとバッテリ4の直流電圧Vdcとに基づいてd軸電流指令値id*及びq軸電流指令値iq*を生成する。
The
例えば、電流指令生成部36には予め定められた電流指令値マップが記録される。電流指令生成部36は、電圧指令マップを参照し、トルク補正値T*’と回転速度Nと直流電圧Vdcとに対応付けられたd軸電流指令値id*及びq軸電流指令値iq*を出力する。なお、モータ6の回転速度Nは、回転子の電気角θを用いて算出される。
For example, a predetermined current command value map is recorded in the current
干渉電圧生成部37は、トルク補正値T*’と回転速度Nと直流電圧Vdcとに基づいて、d軸電流とq軸電流との干渉を相殺するためのd軸干渉電圧目標値vd_dcpl*及びq軸干渉電圧目標値vq_dcpl*を生成する。
Based on the torque correction value T * ′, the rotation speed N, and the DC voltage Vdc, the interference
例えば、干渉電圧生成部37には、予め定められた干渉電圧マップが記録される。干渉電圧生成部37は、干渉電圧マップを参照し、トルク補正値T*’と回転速度Nと直流電圧Vdcとに対応付けられたd軸干渉電圧目標値vd_dcpl*及びq軸干渉電圧目標値vq_dcpl*を出力する。
For example, the interference
電流ベクトル制御部38Aは、一般的な電流フィードバック制御と非干渉制御とを実行する。電流ベクトル制御部38Aは、d軸電流指令値id*及びq軸電流指令値iq*と、d軸干渉電圧目標値vd_dcpl*及びq軸干渉電圧目標値vq_dcpl*とに基づいて、d軸電圧指令値vd*及びq軸電圧指令値vq*を演算する。
The current
図7は、電流ベクトル制御部38Aの詳細構成を示すブロック図である。図7には、図2と同様に、d軸干渉電圧目標値vd_dcpl*及びq軸干渉電圧目標値vq_dcpl*の矩形波形を示す信号が入力されたときの各構成の出力波形が示されている。なお、立ち上がり時のd軸電流検出値id及びq軸電流検出値iqは一次遅れ応答を示す。
FIG. 7 is a block diagram showing a detailed configuration of the current
電流ベクトル制御部38Aは、d軸電圧指令値算出部380と、q軸電圧指令値算出部390と、を備える。
The current
d軸電圧指令値算出部380は、電流規範応答フィルタ381と、比例器382と、積分器383と、演算器384乃至387と、d軸無駄時間処理部388と、を備える。q軸電圧指令値算出部390は、電流規範応答フィルタ391と、比例器392と、積分器393と、演算器394乃至397と、q軸無駄時間処理部398と、を備える。
The d-axis voltage command
電流規範応答フィルタ381は、図2に示したLPF331及び334と同じ伝達関数を用いて、d軸干渉電圧目標値vd_dcpl*にローパスフィルタ処理を施す。電流規範応答フィルタ381によって、d軸干渉電圧目標値vd_dcpl*の低周波数成分が演算器386に出力される。このため、電流規範応答フィルタ381の出力波形は一次遅れ応答を示す。
The current
演算器384は、電流指令生成部36からのd軸電流指令値id*とUVW相/dq軸変換器8からのd軸電流検出値idとの差分を比例器382及び積分器383に出力する。
The
比例器382は、d軸電流指令値id*とd軸電流検出値idとの差分を、予め定められた比例ゲインKpによって増幅して演算器385に出力する。
The
積分器383は、d軸電流指令値id*とd軸電流検出値idとの差分を、予め定められた積分ゲインKiにより積分して演算器385及び387に出力する。このため、積分器383の出力波形は一次遅れ応答を示す。
The
演算器385は、比例器382からの出力値と、積分器383からの出力値とを加算して演算器386に出力する。
The
演算器386は、電流規範応答フィルタ381からの出力値と演算器385からの出力値とを加算し、その加算した値を、d軸電流指令値vd*として図6に示したdq軸/UVW相変換器1に出力する。
The
また、演算器387は、電流規範応答フィルタ381からの出力値と、積分器383からの出力値とを加算してd軸無駄時間処理部388に出力する。
The
d軸無駄時間処理部388は、図2に示したd軸無駄時間処理部34と同じ伝達関数により、演算器387からの出力値に無駄時間処理を施して、d軸電圧演算値vdcal*を電力演算器9のd軸乗算器91へ出力する。
The d-axis dead
d軸電圧指令値算出部380では、d軸電流指令値id*を電流規範応答フィルタ381に通した値と、d軸干渉電圧目標値vd_dcpl*を比例器382及び積分器383に通した各値との総和が、d軸電圧指令値vd*として出力される。
In the d-axis voltage command
d軸電流指令値id*を電流規範応答フィルタ381に通した値と、d軸干渉電圧目標値vd_dcpl*を積分器383に通した値とは、共にローパスフィルタで処理された出力信号と同じような応答波形となる。
The value obtained by passing the d-axis current command value id * through the current
そのため、d軸電流指令値id*を電流規範応答フィルタ381に通した値と、d軸干渉電圧目標値vd_dcpl*を積分器383に通した値との和が、d軸電圧指令値vd*の一次遅れ成分となる。
Therefore, the sum of the value obtained by passing the d-axis current command value id * through the current
したがって、d軸電流指令値id*を電流規範応答フィルタ381に通した値と、d軸干渉電圧目標値vd_dcpl*を積分器383に通した値との和に対して無駄時間処理を施した値が、d軸電圧演算値vdcal*として出力される。
Therefore, a value obtained by performing dead time processing on the sum of a value obtained by passing the d-axis current command value id * through the current
q軸電圧指令値算出部390の構成は、d軸電圧指令値算出部380と同様である。
The configuration of the q-axis voltage command
そのため、q軸電圧指令値算出部390では、q軸電流指令値iq*を電流規範応答フィルタ391に通した値と、q軸干渉電圧目標値vq_dcpl*を比例器392及び積分器393に通した各値との総和が、q軸電圧指令値vq*として出力される。
Therefore, the q-axis voltage command
q軸電流指令値iq*を電流規範応答フィルタ391に通した値と、d軸干渉電圧目標値vq_dcpl*を積分器393に通した値とは、共にローパスフィルタで処理された出力信号と同じような応答波形となる。
The value obtained by passing the q-axis current command value iq * through the current
このため、q軸電流指令値iq*を電流規範応答フィルタ391に通した値と、q軸干渉電圧目標値vq_dcpl*を積分器393に通した値との和に対して無駄時間処理を施した値が、q軸電圧演算値vqcal*として出力される。
Therefore, dead time processing is performed on the sum of the value obtained by passing the q-axis current command value iq * through the current
このように電流ベクトル制御部38Aでは、d軸及びq軸電圧指令値vd*及びvq*の演算で算出された中間値のうち、d軸及びq軸電圧指令値vd*及びvq*の一次遅れ成分が、電力演算用のd軸及びq軸電圧演算値vdcal*及びvqcal*に利用される。
In this way the current
次にモータ制御装置101の動作の詳細について説明する。
Next, details of the operation of the
図8は、モータ制御装置101により実行されるトルク制御方法を示すフローチャートである。図8には、モータ制御装置101による1回分の演算処理が示されており、この演算処理が所定周期(例えば100ms)で実行される。
FIG. 8 is a flowchart showing a torque control method executed by the
まず、ステップS911において、モータ制御装置101は、コントローラで演算されるトルク指令値T*と、位置検出器7から出力される回転子の電気角θと、モータ6の回転速度Nとを取得する。さらにモータ制御装置100は、UVW相/dq軸変換器8から出力されるd軸電流検出値id及びq軸電流検出値iqと、機械角速度演算器10から出力される機械角速度ωmと、電圧検出器14から出力されるバッテリ4の直流電圧Vdcと、を取得する。
First, in step S911, the
dq軸電圧演算部30Bは、トルク指令値T*と回転速度Nと直流電圧Vdcとに基づいてd軸電圧指令値vd*及びq軸電圧指令値vq*を演算してdq軸/UVW相変換器1に出力する。dq軸/UVW相変換器1は、回転子の電気角θに基づいて、d軸及びq軸電圧指令値vd*及びvq*を三相の電圧指令値vu*、vv*、vw*に変換してPWM変換器2に出力する。
The dq-axis
そしてPWM変換器2は、バッテリ4の直流電圧Vdcに基づいて、三相の電圧指令値vu*、vv*、vw*に対応したパワー素子駆動信号Duu*、Dul*、Dvu*、Dvl*、Dwu*、Dwl*を生成する。インバータ3は、パワー素子駆動信号Duu*、Dul*、Dvu*、Dvl*、Dwu*、Dwl*に応じて三相の疑似正弦波電圧vu、vv、vwをモータ6に印加する。
The PWM converter 2, based on the DC voltage Vdc of the
また、dq軸電圧演算部30Aは、d軸電圧指令値vd*及びq軸電圧指令値vq*を演算するために算出されたd軸電圧演算値vdcal及びq軸電圧演算値vqcalを電力演算器9に出力する。d軸電圧演算値vdcal及びq軸電圧演算値vqcalは、d軸電圧指令値vd*及びq軸電圧指令値vq*の一次遅れ成分に基づいて算出される。
The dq-axis
ステップS912において電力演算器9は、d軸電圧演算値vdcal*及びq軸電圧演算値vqcal*と、d軸電流検出値id及びq軸電流検出値iqとの内積をモータ6の推定電力Pcalとしてトルク変換器21に出力する。
In step S912, the
ステップS913においてトルク変換器21は、推定電力Pcalを機械角速度ωmにより除算してトルク推定値Tcalを算出する。
In step S913, the
ステップS914において、PI増幅器25は、トルク指令値T*とトルク推定値Tcalとの偏差をPI増幅し、加算器26は、そのPI増幅した偏差をトルク指令値T*に加算し、その加算した値をトルク補正値T*’としてdq軸電圧演算部30Bに出力する。すなわち、加算器26は、トルク推定値Tcalに基づいてトルク指令値T*を補正する。
In step S914, the
ステップS915において、電流指令生成部36は、トルク補正値T*’と回転速度Nと直流電圧Vdcとに基づいて、d軸電流指令値id*及びq軸電流指令値iq*を生成する。これと共に干渉電圧生成部37は、トルク補正値T*’と回転速度Nと直流電圧Vdcとに基づいて、d軸干渉電圧目標値vd_dcpl*及びq軸干渉電圧目標値vq_dcpl*を生成する。
In step S915, the
ステップS916において、電流ベクトル制御部38Bは、d軸電流指令値id*及びq軸電流指令値iq*と、d軸干渉電圧目標値vd_dcpl*及びq軸干渉電圧目標値vq_dcpl*とに基づいて、d軸電圧指令値vd*及びq軸電圧指令値vq*を演算する。
In step S916, the current
さらに電流ベクトル制御部38Bは、d軸電圧指令値vd*及びq軸電圧指令値vq*の一次遅れ成分を抽出し、これらの一次遅れ成分に無駄時間処理を施したd軸及びq軸電圧演算値vdcal*及びvqcal*を電力演算器9に出力する。
Further, the current
具体的には、電流ベクトル制御部38Bは、d軸電圧指令値vd*の演算に使用される電流規範応答フィルタ381及び積分器383の各出力を抽出し、その抽出した各出力の和に無駄時間処理を施すことにより、d軸電圧演算値vdcal*を算出する。すなわち、電流ベクトル制御部38Bは、d軸電流指令値id*とd軸電流検出値idとの電流偏差の直達項すなわち比例器382以外の各出力を抽出してd軸電圧演算値vdcal*を求める。
Specifically, the current
これと共に電流ベクトル制御部38Bは、q軸電圧指令値vq*の演算に使用される電流規範応答フィルタ391及び積分器393の各出力を抽出し、その抽出した各出力の和に無駄時間処理を施すことにより、q軸電圧演算値vqcal*を算出する。すなわち、電流ベクトル制御部38Bは、q軸電流指令値iq*とq軸電流検出値iqとの電流偏差の直達項すなわち比例器392以外の各出力を抽出してq軸電圧演算値vqcal*を求める。
At the same time, the current
ステップS917において、dq軸/UVW相変換器1は、回転子の電気角θに基づいて、d軸及びq軸電圧指令値vd*及びvq*を三相の電圧指令値vu*、vv*、vw*に変換する。これと共に電力演算器9は、d軸及びq軸電圧演算値vdcal*及びvqcal*と、d軸電流検出値id及びq軸電流検出値iqとを用いて、モータ6の推定電力Pcalを演算する。
In step S917, the dq-axis /
その後、推定電力Pcalから算出されたトルク推定値Tcalがトルク指令値T*にフィードバックされ、トルク制御方法が終了する。 Thereafter, the estimated torque value Tcal calculated from the estimated power Pcal is fed back to the torque command value T * , and the torque control method ends.
第2実施形態によれば、d軸及びq軸電圧指令値vd*及びvq*の一次遅れを電力演算用のd軸及びq軸電圧演算値vdcal*及びvqcal*に利用することにより、推定電力Pcalのうちコイルの入出力エネルギー成分の増加又は減少を抑制できる。したがって、モータ6が過渡状態のときに駆動力に寄与しない成分の変動が抑えられるので、トルクの過渡応答性の低下を抑制することができる。 According to the second embodiment, the estimated power is obtained by using the primary delay of the d-axis and q-axis voltage command values vd * and vq * as the d-axis and q-axis voltage calculation values vdcal * and vqcal * for power calculation. An increase or decrease in the input / output energy component of the coil of Pcal can be suppressed. Therefore, since fluctuations in components that do not contribute to the driving force when the motor 6 is in a transient state can be suppressed, it is possible to suppress a decrease in transient response of torque.
次に電流ベクトル制御部38Aの他の構成例について以下に説明する。
Next, another configuration example of the current
(第3実施形態)
図9は、本発明の第3実施形態における電流ベクトル制御部38Bの詳細構成を示す図である。図9には、図7と同様に各構成の出力波形が示されている。
(Third embodiment)
FIG. 9 is a diagram showing a detailed configuration of the current
電流ベクトル制御部38Bの構成は、外乱オブザーバの形式でモデルマッチングした構成である。ここでは、d軸電流指令値id*とd軸電流検出値idとのd軸電流偏差の直達項、すなわち比例器41の出力と、q軸電流指令値iq*とq軸電流検出値iqとの電q軸流偏差の直達項、すなわち比例器42の出力と、を明示的に区別できる構成としている。
The configuration of the
図9に示すように、d軸電圧指令値vd*の中間値のうち、比例器41以外の各構成の出力は、ローパスフィルタで処理された出力波形と同じような応答波形となる。また、q軸電流指令値iq*の中間値のうち、比例器42以外の各構成の出力は、ローパスフィルタで処理された出力信号と同じような応答波形となる。
As shown in FIG. 9, among the intermediate values of the d-axis voltage command value vd * , the output of each component other than the
このため、d軸電圧指令値vd*の中間値のうち比例器41以外の各構成の出力の総和に対して無駄時間処理を施した値が、電力演算用のd軸電圧演算値vdcal*として電力演算器9のd軸乗算器91へ出力される。q軸電圧指令値vq*の中間値のうち、比例器42以外の各構成の出力の総和に対して無駄時間処理を施した値が、電力演算用のq軸電圧演算値vqcal*として電力演算器9のq軸乗算器92へ出力される。
Therefore, a value obtained by performing dead time processing on the sum of the outputs of the components other than the
第3実施形態によれば、d軸干渉電圧目標値vd_dcpl*及びq軸干渉電圧目標値vq_dcpl*の一次遅れと、d軸電流指令値id*及びq軸電流指令値iq*の一次遅れとを抽出して電力演算用のd軸及びq軸電圧演算値vdcal*及びvqcal*に利用する。これにより、モータ6が過渡状態のときにコイルの入出力エネルギー成分が変化するのを抑制できる。したがって、トルクの過渡応答性の低下を抑制することができる。 According to the third embodiment, the primary delay of the d-axis interference voltage target value vd_dcpl * and the q-axis interference voltage target value vq_dcpl * and the primary delay of the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq * Extracted and used for d-axis and q-axis voltage calculation values vdcal * and vqcal * for power calculation. Thereby, it can suppress that the input-output energy component of a coil changes, when the motor 6 is a transient state. Therefore, it is possible to suppress a decrease in torque transient response.
このように第1から第3実施形態では、電圧演算部30A及び30Bは、d軸及びq軸電圧指令値の制御遅れを抽出し、その制御遅れに基づいてd軸及びq軸電圧指令値のトルク成分としてd軸電圧演算値vdcal*及びq軸電圧演算値vqcal*を演算する。電力演算器9は、d軸電圧演算値vdcal*及びq軸電圧演算値vqcalと、電流検出器5u及び5vで検出される電流値とに基づいてモータ6の推定電力Pcalを演算する。トルク補正部20A及び20Bは、推定電力Pcalに基づいてトルク指令値T*を補正する。
As described above, in the first to third embodiments, the
これにより、モータ6が過渡状態のときにコイルの入出力エネルギー成分の変動が含まれない推定電力Pcalを算出できるので、推定電力Pcalとトルクとの相関性の低下を抑制することができる。したがって、トルク推定電力Pcalに基づいてトルク指令値にフィードバックする構成においてモータ6の過渡応答性の低下を抑制することができる。 Thereby, when the motor 6 is in a transient state, it is possible to calculate the estimated power Pcal that does not include fluctuations in the input / output energy component of the coil, and therefore it is possible to suppress a decrease in the correlation between the estimated power Pcal and the torque. Therefore, it is possible to suppress a decrease in transient response of the motor 6 in a configuration that feeds back to the torque command value based on the estimated torque power Pcal.
また、d軸及びq軸電圧指令値の遅れ成分は、モータ6に供給されるd軸及びq軸電流の制御遅れに関する時定数τmに基づいて抽出される。例えば、第1実施形態ではLPF331及び334によってd軸及びq軸電圧指令値の遅れ成分が抽出される。また第2実施形態では規範応答フィルタ381及び392によってd軸及びq軸電圧指令値の遅れ成分が抽出される。
The delay component of the d-axis and q-axis voltage command values is extracted based on the time constant τm related to the control delay of the d-axis and q-axis current supplied to the motor 6. For example, in the first embodiment, the delay components of the d-axis and q-axis voltage command values are extracted by the
このように、d軸及びq軸電流の制御遅れに合わせて、d軸及びq軸電圧指令値に制御遅れ処理を施すことにより、推定電力Pcalの演算に用いる電圧値を実際の値に近づけることが可能となり、推定電力Pcalとトルクとの相関性の低下を抑制できる。 In this way, by applying the control delay process to the d-axis and q-axis voltage command values in accordance with the control delay of the d-axis and q-axis currents, the voltage value used for the calculation of the estimated power Pcal is brought closer to the actual value. Thus, it is possible to suppress a decrease in the correlation between the estimated power Pcal and the torque.
以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。 The embodiment of the present invention has been described above. However, the above embodiment only shows a part of application examples of the present invention, and the technical scope of the present invention is limited to the specific configuration of the above embodiment. Absent.
例えば、本実施形態ではdq軸電圧演算部30A及び30Bがd軸及ぶq軸電圧指令値vd*及びvq*の一次遅れ成分を抽出する例について説明したが、これに限定されるものではない。例えば、d軸及ぶq軸電圧指令値vd*及びvq*の二次遅れ成分を抽出するようにしてもよい。
For example, in the present embodiment, the example in which the dq-axis
なお、上記実施形態は、適宜組み合わせ可能である。 In addition, the said embodiment can be combined suitably.
5u,5v 電流検出器(電流検出手段)
6 モータ
9 電力演算器(電力演算手段)
20A、20B トルク補正部(補正手段)
30A、30B dq軸電圧演算部(電圧演算手段)
31 電流指令生成部
32 干渉電圧生成部
33A、33B 電流ベクトル制御部
100、101 モータ制御装置
5u, 5v current detector (current detection means)
6
20A, 20B Torque correction unit (correction means)
30A, 30B dq axis voltage calculation unit (voltage calculation means)
31 Current
Claims (4)
前記モータの駆動力を決定するトルク指令値に応じて前記モータの電力を演算するために必要となる電圧指令値のトルク成分を演算する電圧演算手段と、
前記電圧演算手段で算出される電圧指令値のトルク成分と、前記電流検出手段で検出される電流値とに基づいて、前記モータの電力を演算する電力演算手段と、
前記電力演算手段で演算される電力に基づいて、前記トルク指令値を補正する補正手段と、を含み、
前記電圧演算手段は、前記電圧指令値の制御遅れを抽出して前記電圧指令値のトルク成分を演算する、
モータの制御装置。 Current detection means for detecting current supplied to the motor;
Voltage calculating means for calculating a torque component of a voltage command value required for calculating the electric power of the motor according to a torque command value for determining the driving force of the motor;
Power calculating means for calculating the power of the motor based on the torque component of the voltage command value calculated by the voltage calculating means and the current value detected by the current detecting means;
Correction means for correcting the torque command value based on the power calculated by the power calculation means,
The voltage calculation means calculates a torque component of the voltage command value by extracting a control delay of the voltage command value.
Motor control device.
前記電圧演算手段は、前記モータに供給される電流の制御遅れに基づいて前記電圧指令値の制御遅れを抽出する、
モータの制御装置。 The motor control device according to claim 1,
The voltage calculation means extracts a control delay of the voltage command value based on a control delay of a current supplied to the motor;
Motor control device.
前記電圧演算手段は、
前記トルク指令値に応じてd軸及びq軸電圧目標値を算出する目標値算出部と、
前記d軸電圧目標値に所定のLPF処理を施した値と、前記q軸電圧目標値に所定のHPF処理を施した値とに基づいて、前記d軸電圧指令値を算出するd軸指令値算出部と、
前記q軸電圧目標値に前記LPF処理を施した値と、前記d軸電圧目標値に前記HPF処理を施した値とに基づいて、前記q軸電圧指令値を算出するq軸指令値算出部と、を含み、
前記電力演算手段は、前記d軸及びq軸電圧目標値のそれぞれに前記LPF処理を施した値であるd軸及びq軸電圧指令値のトルク成分と、前記電流検出手段で検出されるd軸及びq軸電流値とに基づいて、前記モータの電力を演算する、
モータの制御装置。 In the motor control apparatus according to claim 2,
The voltage calculation means includes
A target value calculation unit for calculating a d-axis and q-axis voltage target value according to the torque command value;
A d-axis command value for calculating the d-axis voltage command value based on a value obtained by performing a predetermined LPF process on the d-axis voltage target value and a value obtained by performing a predetermined HPF process on the q-axis voltage target value A calculation unit;
A q-axis command value calculation unit that calculates the q-axis voltage command value based on a value obtained by subjecting the q-axis voltage target value to the LPF process and a value obtained by subjecting the d-axis voltage target value to the HPF process. And including
The power calculation means includes a torque component of d-axis and q-axis voltage command values, which are values obtained by performing the LPF processing on the d-axis and q-axis voltage target values, respectively, and a d-axis detected by the current detection means. And calculating the electric power of the motor based on the q-axis current value,
Motor control device.
前記電圧演算手段は、
前記トルク指令値に基づいてd軸及びq軸電流指令値を生成する電流指令生成部と、
前記トルク指令値に基づいてd軸電流とq軸電流との干渉を相殺するためのd軸及びq軸干渉電圧目標値を生成する干渉電圧生成部と、
前記d軸及びq軸電流指令値と前記d軸及びq軸干渉電圧目標値とに基づいて、前記d軸及びq軸電圧指令値を演算する電流ベクトル制御部と、を含み、
前記電圧演算手段は、前記d軸及びq軸干渉電圧目標値の制御遅れに基づいて算出されるd軸及びq軸電圧指令値のトルク成分と、前記電流検出手段で検出されるd軸及びq軸電流値とに基づいて、前記モータの電力を演算する、
モータの制御装置。 In the motor control apparatus according to claim 2,
The voltage calculation means includes
A current command generator that generates d-axis and q-axis current command values based on the torque command values;
An interference voltage generator for generating d-axis and q-axis interference voltage target values for canceling interference between the d-axis current and the q-axis current based on the torque command value;
A current vector control unit that calculates the d-axis and q-axis voltage command values based on the d-axis and q-axis current command values and the d-axis and q-axis interference voltage target values;
The voltage calculation means includes a torque component of the d-axis and q-axis voltage command values calculated based on the control delay of the d-axis and q-axis interference voltage target values, and the d-axis and q detected by the current detection means. Based on the shaft current value, the power of the motor is calculated.
Motor control device.
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