JP2014200148A - Controller for rotary machine - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、回転機の制御量をその指令値に制御すべく、回転座標系における前記回転機の印加電圧の位相を操作する電圧位相操作手段を備える回転機の制御装置に関する。 The present invention relates to a control device for a rotating machine including voltage phase operation means for operating a phase of an applied voltage of the rotating machine in a rotating coordinate system so as to control a control amount of the rotating machine to a command value.
この種の制御装置としては、下記特許文献１に見られるように、永久磁石同期機のトルクを指令トルクにフィードバック制御すべく、同期機の回転座標系であるｄｑ座標系において、ｑ軸を基準した同期機の印加電圧の位相を操作する制御装置が知られている。これにより、同期機のトルク制御性の向上を図っている。 As this type of control device, as can be seen in Patent Document 1 below, in order to feedback control the torque of the permanent magnet synchronous machine to the command torque, the dq coordinate system, which is the rotary coordinate system of the synchronous machine, is used as a reference for the q axis. There is known a control device for operating the phase of the applied voltage of the synchronous machine. Thereby, the torque controllability of the synchronous machine is improved.
ただし、本発明者は、上述したフィードバック制御系において同期機のトルク制御性が大きく低下するといった問題に直面した。詳しくは、上記印加電圧の位相を入力としてｄｑ座標系における同期機に流れる電流（ｑ軸電流）を出力とする伝達関数の利得に関する周波数特性は、同期機の電気角周波数付近に極大値を有する。このため、何らかの要因によってフィードバック制御系に外乱が加わると、同期機のトルクの変動によって同期機の制御が不安定となる等、同期機のトルク制御性が大きく低下し得る。 However, the present inventors faced the problem that the torque controllability of the synchronous machine is greatly lowered in the above-described feedback control system. Specifically, the frequency characteristic related to the gain of the transfer function that takes the phase of the applied voltage as an input and outputs the current (q-axis current) flowing through the synchronous machine in the dq coordinate system has a maximum value near the electrical angular frequency of the synchronous machine. . For this reason, when a disturbance is applied to the feedback control system for some reason, the torque controllability of the synchronous machine can be greatly reduced, such as the control of the synchronous machine becoming unstable due to fluctuations in the torque of the synchronous machine.
こうした問題に対処すべく、フィードバック制御における比例ゲインを低下させることも考えられる。ただし、この場合、同期機のトルク制御の応答性が大きく低下し得る。 In order to cope with such a problem, it is conceivable to reduce the proportional gain in the feedback control. However, in this case, the responsiveness of torque control of the synchronous machine can be greatly reduced.
なお、こうした問題は、上述した同期機に限らず、制御量をその指令値に制御するための印加電圧の位相が操作される回転機であれば、同様に生じ得る。 Such a problem is not limited to the above-described synchronous machine, and can similarly occur if the rotating machine operates the phase of the applied voltage for controlling the control amount to the command value.
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、制御量の制御性を好適に向上させることのできる回転機の制御装置を提供することにある。 The present invention has been made to solve the above problems, and an object of the present invention is to provide a control device for a rotating machine that can suitably improve the controllability of a control amount.
上記課題を解決すべく、請求項１記載の発明は、回転機（１０；７０）の制御量をその指令値に制御すべく、回転座標系における前記回転機の印加電圧の位相を操作する位相操作手段を備える。こうした構成を前提として、請求項１記載の発明は、前記位相を入力として前記回転座標系における前記回転機に流れる電流を出力とする伝達関数の利得に関する周波数特性について、前記印加電圧の回転角周波数付近の利得を低減するように前記位相を補正する位相補正手段を備えることを特徴とする。 In order to solve the above-mentioned problem, the invention according to claim 1 is a phase for manipulating the phase of the applied voltage of the rotating machine in the rotating coordinate system in order to control the controlled variable of the rotating machine (10; 70) to its command value. An operation means is provided. On the premise of such a configuration, the invention according to claim 1 relates to a frequency characteristic related to a gain of a transfer function having the phase as an input and outputting a current flowing through the rotating machine in the rotating coordinate system as an output. Phase correction means for correcting the phase so as to reduce the gain in the vicinity is provided.
上記発明では、位相補正手段を備えることで、上記印加電圧の回転角周波数付近の利得を低減させることができる。このため、回転機の制御を安定させることができる等、回転機の制御量の制御性を好適に向上させることができる。 In the above invention, the gain around the rotation angular frequency of the applied voltage can be reduced by providing the phase correcting means. For this reason, the controllability of the control amount of the rotating machine can be suitably improved, such as the control of the rotating machine being stabilized.
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる制御装置を車載主機として回転機を備える車両に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
(First embodiment)
DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Hereinafter, a first embodiment in which a control device according to the present invention is applied to a vehicle including a rotating machine as an in-vehicle main machine will be described with reference to the drawings.
図１に示すように、モータジェネレータ１０は、誘導機であり、より詳しくは、３相かご型誘導機である。モータジェネレータ１０は、車載主機であり、図示しない駆動輪に連結されている。 As shown in FIG. 1, the motor generator 10 is an induction machine, more specifically, a three-phase squirrel-cage induction machine. The motor generator 10 is an in-vehicle main machine and is connected to drive wheels (not shown).
モータジェネレータ１０は、インバータＩＮＶを介して「直流電源」としての高電圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＮＶは、スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎ（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えている。スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎの接続点は、モータジェネレータ１０の￥相に接続されている。本実施形態では、スイッチング素子Ｓ￥＃（＃＝ｐ，ｎ）として、ＩＧＢＴを用いている。そして、スイッチング素子Ｓ￥＃には、フリーホイールダイオードＤ￥＃が逆並列に接続されている。 The motor generator 10 is connected to a high voltage battery 12 as a “DC power supply” via an inverter INV. The inverter INV includes three sets of series connection bodies of switching elements S ¥ p, S ¥ n (¥ = u, v, w). The connection point of the switching elements S ¥ p, S ¥ n is connected to the ¥ phase of the motor generator 10. In the present embodiment, an IGBT is used as the switching element S ¥ # (# = p, n). A free wheel diode D ¥ # is connected in reverse parallel to the switching element S ¥ #.
ここで、本実施形態において、モータジェネレータ１０の制御システムは、モータジェネレータ１０やインバータＩＮＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まず、モータジェネレータ１０のＶ相及びＷ相を流れる電流ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１４を備えている。また、インバータＩＮＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１６を備えている。 Here, in the present embodiment, the control system of the motor generator 10 includes the following as detection means for detecting the state of the motor generator 10 and the inverter INV. First, a current sensor 14 that detects currents iv and iw flowing through the V phase and the W phase of the motor generator 10 is provided. Moreover, the voltage sensor 16 which detects the input voltage (power supply voltage VDC) of the inverter INV is provided.
上記各種センサの検出値は、制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０は、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＮＶを操作する操作信号を生成して出力する。なお、図１には、インバータＩＮＶを構成するスイッチング素子Ｓ￥＃の操作信号を「ｇ￥＃」にて示した。 The detection values of the various sensors are taken into the control device 20. Based on the detection values of these various sensors, the control device 20 generates and outputs an operation signal for operating the inverter INV. In FIG. 1, the operation signal of the switching element S ¥ # constituting the inverter INV is indicated by “g ¥ #”.
上記制御装置２０は、モータジェネレータ１０のトルクを指令トルクＴｒｑ＊に制御すべく、インバータＩＮＶを操作する。ここで、指令トルクＴｒｑ＊は、例えば、車両の走行制御を統括する制御装置等、制御装置２０よりも上位の制御装置から制御装置２０に対して出力される。 The control device 20 operates the inverter INV so as to control the torque of the motor generator 10 to the command torque Trq *. Here, the command torque Trq * is output to the control device 20 from a control device higher than the control device 20, such as a control device that controls vehicle travel control.
本実施形態において、制御装置２０は、ベクトル制御又は電圧位相制御によってモータジェネレータ１０のトルクを指令トルクＴｒｑ＊に制御する。詳しくは、図２に示すように、モータジェネレータ１０の低回転速度領域から中回転速度領域までにおいてベクトル制御を行い、高回転速度領域において電圧位相制御を行う。ここで、ベクトル制御を行う領域と電圧位相制御を行う領域との境界は、指令トルクＴｒｑ＊が高いほど低回転速度側となる。ここでは、モータジェネレータ１０のパワーＷｍ（モータジェネレータ１０の回転速度Ｎｍ及び指令トルクＴｒｑ＊の乗算値）と、電圧センサ１６によって検出された電源電圧ＶＤＣとに基づき、ベクトル制御又は電圧位相制御のいずれかを選択すればよい。なお、本実施形態において、ベクトル制御又は電圧位相制御のいずれかを制御装置２０が選択する処理が「選択手段」を構成する。 In the present embodiment, control device 20 controls the torque of motor generator 10 to command torque Trq * by vector control or voltage phase control. Specifically, as shown in FIG. 2, the vector control is performed from the low rotation speed region to the medium rotation speed region of the motor generator 10, and the voltage phase control is performed in the high rotation speed region. Here, the boundary between the area where vector control is performed and the area where voltage phase control is performed is on the lower rotational speed side as the command torque Trq * is higher. Here, based on the power Wm of the motor generator 10 (multiplication value of the rotational speed Nm of the motor generator 10 and the command torque Trq *) and the power supply voltage VDC detected by the voltage sensor 16, either vector control or voltage phase control is performed. You just have to choose. In the present embodiment, the process in which the control device 20 selects either vector control or voltage phase control constitutes “selecting means”.
続いて、ベクトル制御及び電圧位相制御について詳述する。 Next, vector control and voltage phase control will be described in detail.
まず、図３を用いて、ベクトル制御について説明する。ここで、図３は、ベクトル制御に関する処理のブロック図である。なお、本実施形態において、図３に示すベクトル制御に関する処理が「ベクトル制御手段」を構成する。 First, vector control will be described with reference to FIG. Here, FIG. 3 is a block diagram of processing related to vector control. In the present embodiment, the processing related to vector control shown in FIG. 3 constitutes “vector control means”.
２相変換部２２は、電流センサ１４によって検出された電流ｉｖ，ｉｗを、αβ軸上の電流である１次電流ｉα１，ｉβ１に変換する。ここで、αβ座標系は、モータジェネレータ１０の直交２次元固定座標系である。詳しくは、本実施形態では、α軸を、モータジェネレータ１０の固定子のＵ相正方向とし、β軸を、α軸に対して直交する方向（「π／２」進んだ方向）とする。 The two-phase converter 22 converts the currents iv and iw detected by the current sensor 14 into primary currents iα1 and iβ1 that are currents on the αβ axis. Here, the αβ coordinate system is an orthogonal two-dimensional fixed coordinate system of the motor generator 10. Specifically, in the present embodiment, the α axis is the U-phase positive direction of the stator of the motor generator 10, and the β axis is a direction orthogonal to the α axis (a direction advanced by “π / 2”).
回転座標変換部２４は、１次電流ｉα１，ｉβ１を、γδ軸上の１次電流ｉγ１，ｉδ１に変換する。ここで、γδ座標系は、インバータＩＮＶの出力電圧ベクトルの回転角周波数である１次周波数ω１（電源角周波数）で回転する直交２次元回転座標系である。ちなみに、回転座標変換部２４による変換処理は、後述する処理によって算出される出力電圧ベクトルの基本波成分の位相である電源角（以下、１次位相θ１）に基づき行われる。なお、本実施形態において、１次位相θ１は、αβ座標系及びγδ座標系の位相差に相当する。 The rotating coordinate conversion unit 24 converts the primary currents iα1 and iβ1 into primary currents iγ1 and iδ1 on the γδ axis. Here, the γδ coordinate system is an orthogonal two-dimensional rotation coordinate system that rotates at the primary frequency ω1 (power supply angular frequency) that is the rotation angular frequency of the output voltage vector of the inverter INV. Incidentally, the conversion process by the rotation coordinate conversion unit 24 is performed based on a power supply angle (hereinafter, primary phase θ1) that is a phase of a fundamental wave component of an output voltage vector calculated by a process described later. In the present embodiment, the primary phase θ1 corresponds to the phase difference between the αβ coordinate system and the γδ coordinate system.
本実施形態では、モータジェネレータ１０のトルクを指令トルクＴｒｑ＊に制御するための制御系を、１次電流ｉγ１，ｉδ１を１次指令電流ｉγ１＊，ｉδ１＊にフィードバック制御する制御系として構成する。この際、指令トルクＴｒｑ＊を与えただけでは、１次指令電流ｉγ１＊，ｉδ１＊を一義的に定めることができない。そこで、本実施形態では、δ軸上の２次磁束φδ２を「０」に制御することとし、指令トルクＴｒｑ＊と、γ軸上の２次指令磁束φγ２＊とに基づき、１次指令電流ｉγ１＊，ｉδ１＊を算出する処理を行う。 In the present embodiment, the control system for controlling the torque of motor generator 10 to command torque Trq * is configured as a control system that performs feedback control of primary currents iγ1 and iδ1 to primary command currents iγ1 * and iδ1 *. At this time, the primary command currents iγ1 * and iδ1 * cannot be uniquely determined only by giving the command torque Trq *. Therefore, in this embodiment, the secondary magnetic flux φδ2 on the δ axis is controlled to “0”, and the primary command current iγ1 is based on the command torque Trq * and the secondary command magnetic flux φγ2 * on the γ axis. Processing for calculating *, iδ1 * is performed.
詳しくは、トルク偏差算出部２５は、後述するトルク推定部５２によって推定されたトルクＴｍを指令トルクＴｒｑ＊から減算することで、トルク偏差ΔＴを算出する。トルクフィードバック制御部２６は、上記トルクＴｍを指令トルクＴｒｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、δ軸上の１次指令電流ｉδ１＊を算出する。詳しくは、トルクフィードバック制御部２６は、トルク偏差ΔＴに基づく比例積分制御によって１次指令電流ｉδ１＊を算出する。 Specifically, the torque deviation calculation unit 25 calculates the torque deviation ΔT by subtracting the torque Tm estimated by the torque estimation unit 52 described later from the command torque Trq *. The torque feedback control unit 26 calculates a primary command current iδ1 * on the δ axis as an operation amount for feedback-controlling the torque Tm to the command torque Trq *. Specifically, the torque feedback control unit 26 calculates the primary command current iδ1 * by proportional-integral control based on the torque deviation ΔT.
一方、磁束偏差算出部２７は、後述するγδ変換部５０によって推定されるγ軸上の２次磁束φγ２を２次指令磁束φγ２＊から減算することで、磁束偏差Δφを算出する。磁束フィードバック制御部２８は、上記γ軸上の２次磁束φγ２を２次指令磁束φγ２＊にフィードバック制御するための操作量として、γ軸上の１次指令電流ｉγ１＊を算出する。詳しくは、磁束偏差算出部２７は、磁束偏差Δφに基づく比例積分制御によって１次指令電流ｉγ１＊を算出する。なお、本実施形態において、トルク偏差算出部２５、トルクフィードバック制御部２６、磁束偏差算出部２７及び磁束フィードバック制御部２８が「指令電流算出手段」を構成する。 On the other hand, the magnetic flux deviation calculation unit 27 calculates the magnetic flux deviation Δφ by subtracting the secondary magnetic flux φγ2 on the γ-axis estimated by the γδ conversion unit 50 described later from the secondary command magnetic flux φγ2 *. The magnetic flux feedback control unit 28 calculates a primary command current iγ1 * on the γ-axis as an operation amount for feedback-controlling the secondary magnetic flux φγ2 on the γ-axis to the secondary command magnetic flux φγ2 *. Specifically, the magnetic flux deviation calculation unit 27 calculates the primary command current iγ1 * by proportional-integral control based on the magnetic flux deviation Δφ. In the present embodiment, the torque deviation calculation unit 25, the torque feedback control unit 26, the magnetic flux deviation calculation unit 27, and the magnetic flux feedback control unit 28 constitute “command current calculation means”.
γ軸電流フィードバック制御部３０は、１次電流ｉγ１を１次指令電流ｉγ１＊にフィードバック制御するための操作量として、γ軸上の１次電圧成分である１次指令電圧ｖγ１＊を算出する。詳しくは、１次指令電流ｉγ１＊及び１次電流ｉγ１の偏差の比例積分制御によってγ軸上の１次指令電圧ｖγ１＊を算出する。なお、γ軸電流フィードバック制御部３０の出力値に、周知の非干渉制御を適用してγ軸上の１次指令電圧ｖγ１＊を算出してもよい。 The γ-axis current feedback control unit 30 calculates a primary command voltage vγ1 *, which is a primary voltage component on the γ-axis, as an operation amount for feedback control of the primary current iγ1 to the primary command current iγ1 *. Specifically, the primary command voltage vγ1 * on the γ-axis is calculated by proportional integral control of the deviation between the primary command current iγ1 * and the primary current iγ1. The primary command voltage vγ1 * on the γ-axis may be calculated by applying known non-interference control to the output value of the γ-axis current feedback control unit 30.
δ軸電流フィードバック制御部３２は、１次電流ｉδ１を１次指令電流ｉδ１＊にフィードバック制御するための操作量として、δ軸上の１次電圧成分である１次指令電圧ｖδ１＊を算出する。詳しくは、１次指令電流ｉδ１＊及び１次電流ｉδ１の偏差の比例積分制御によってδ軸上の１次指令電圧ｖδ１＊を算出する。なお、δ軸電流フィードバック制御部３２の出力値に、周知の非干渉制御を適用してδ軸の１次指令電圧ｖδ１＊を算出してもよい。また、本実施形態において、γ軸電流フィードバック制御部３０及びδ軸電流フィードバック制御部３２が「第１の指令電圧算出手段」を構成する。 The δ-axis current feedback control unit 32 calculates a primary command voltage vδ1 *, which is a primary voltage component on the δ-axis, as an operation amount for feedback control of the primary current iδ1 to the primary command current iδ1 *. Specifically, the primary command voltage vδ1 * on the δ axis is calculated by proportional integral control of the deviation between the primary command current iδ1 * and the primary current iδ1. The δ-axis primary command voltage vδ1 * may be calculated by applying well-known non-interference control to the output value of the δ-axis current feedback control unit 32. In the present embodiment, the γ-axis current feedback control unit 30 and the δ-axis current feedback control unit 32 constitute “first command voltage calculation means”.
固定座標変換部３４は、１次位相θ１に基づき、γδ軸上の１次指令電圧ｖγ１＊，ｖδ１＊を、αβ軸上の１次指令電圧ｖα＊１，ｖβ１＊に変換する。また、３相変換部３６は、αβ軸上の１次指令電圧ｖα＊１，ｖβ１＊を、Ｕ相の指令電圧ｖｕ＊、Ｖ相指令電圧ｖｖ＊、Ｗ相の指令電圧ｖｗ＊に変換する。なお、本実施形態において、固定座標変換部３４が「座標変換手段」を構成する。 The fixed coordinate converter 34 converts the primary command voltages vγ1 * and vδ1 * on the γδ axis into primary command voltages vα * 1 and vβ1 * on the αβ axis based on the primary phase θ1. The three-phase converter 36 converts the primary command voltages vα * 1 and vβ1 * on the αβ axis into a U-phase command voltage vu *, a V-phase command voltage vv *, and a W-phase command voltage vw *. . In the present embodiment, the fixed coordinate conversion unit 34 constitutes “coordinate conversion means”.
操作信号生成部３８は、インバータＩＮＶの出力電圧を、指令電圧ｖ￥＊（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）を模擬した電圧とすべく、インバータＩＮＶを構成するスイッチング素子Ｓ￥＃の操作信号ｇ￥＃を生成する処理を行う。本実施形態では、指令電圧ｖ￥＊を電源電圧ＶＤＣによって規格化した信号と三角波形状のキャリア信号との大小比較によって生成されるＰＷＭ信号に基づき、操作信号ｇ￥＃を生成する。 The operation signal generator 38 operates the operation signal g of the switching element S ¥ # constituting the inverter INV so that the output voltage of the inverter INV is a voltage simulating the command voltage v ¥ * (¥ = u, v, w). Process to generate \ #. In the present embodiment, the operation signal g ¥ # is generated based on the PWM signal generated by comparing the size of the signal obtained by normalizing the command voltage v ¥ * with the power supply voltage VDC and a triangular wave carrier signal.
ここで、上述した処理を行う上で必要なパラメータの算出（推定）処理について説明する。 Here, calculation (estimation) processing of parameters necessary for performing the above-described processing will be described.
すべり角周波数推定部４０は、γδ軸上の１次電流ｉγ１，ｉδ１を入力として、以下の式（ｅｑ１）によってすべり角周波数ωｓを推定する。 The slip angular frequency estimation unit 40 receives the primary currents iγ1 and iδ1 on the γδ axis as input, and estimates the slip angular frequency ωs by the following equation (eq1).
一方、１次周波数算出部４２は、後述する１次位相θ１の微分演算によって、１次周波数ω１を算出する。２次周波数算出部４４は、１次周波数ω１からすべり角周波数ωｓを減算することで、２次周波数ω２を算出する。 On the other hand, the primary frequency calculation unit 42 calculates the primary frequency ω1 by differential calculation of the primary phase θ1 described later. The secondary frequency calculation unit 44 calculates the secondary frequency ω2 by subtracting the slip angular frequency ωs from the primary frequency ω1.
２次磁束算出部（磁束オブザーバ４６）は、αβ軸上の１次電流ｉα１，ｉβ１と、αβ軸上の１次指令電圧ｖα１＊，ｖβ１＊と、２次周波数ω２とを入力として、２次磁束φα２ｅ，φβ２ｅを推定する。ここで、添え字の「ｅ」は、磁束オブザーバ４６による推定値であることを示す。なお、磁束オブザーバ４６としては、例えば、周知の最小次元オブザーバや同一次元オブザーバを用いればよい。また、本実施形態において、磁束オブザーバ４６が「２次磁束算出手段」を構成する。 The secondary magnetic flux calculator (magnetic flux observer 46) receives the primary currents iα1 and iβ1 on the αβ axis, the primary command voltages vα1 * and vβ1 * on the αβ axis, and the secondary frequency ω2 as inputs. The magnetic fluxes φα2e and φβ2e are estimated. Here, the subscript “e” indicates an estimated value by the magnetic flux observer 46. As the magnetic flux observer 46, for example, a known minimum dimension observer or the same dimension observer may be used. In the present embodiment, the magnetic flux observer 46 constitutes “secondary magnetic flux calculating means”.
ここで、本実施形態において、γ軸の正方向（位相の基準）は、磁束オブザーバ４６によって推定された２次磁束ベクトルの方向に設定されている。そして、γδ座標系は、αβ座標系に対して２次磁束ベクトルの回転角速度と同じ角速度で回転する。 Here, in this embodiment, the positive direction (phase reference) of the γ-axis is set to the direction of the secondary magnetic flux vector estimated by the magnetic flux observer 46. The γδ coordinate system rotates with respect to the αβ coordinate system at the same angular velocity as that of the secondary magnetic flux vector.
１次位相算出部４８は、磁束オブザーバ４６によって推定された２次磁束ベクトル（αβ軸上の２次磁束φα２ｅ，φβ２ｅ）に基づき、以下の式（ｅｑ２）によって、１次位相θ１を算出する。 The primary phase calculation unit 48 calculates the primary phase θ1 by the following equation (eq2) based on the secondary magnetic flux vector (secondary magnetic flux φα2e, φβ2e on the αβ axis) estimated by the magnetic flux observer 46.
γδ変換部５０は、１次位相θ１に基づき、磁束オブザーバ４６によって推定されたαβ軸上の２次磁束φα２ｅ，φβ２ｅを、γδ軸上の２次磁束φγ２，φδ２に変換する。ここで、γ軸上の２次磁束φγ２は、磁束フィードバック制御の制御量となる。 The γδ converter 50 converts the secondary magnetic fluxes φα2e and φβ2e on the αβ axis estimated by the magnetic flux observer 46 based on the primary phase θ1 into secondary magnetic fluxes φγ2 and φδ2 on the γδ axis. Here, the secondary magnetic flux φγ2 on the γ-axis is a control amount of magnetic flux feedback control.
トルク推定部５２は、γ軸上の２次磁束φγ２と、δ軸上の１次電流ｉδ１とを入力として、下式（ｅｑ３）によってモータジェネレータ１０のトルクＴｍを推定する。 Torque estimator 52 receives secondary magnetic flux φγ2 on the γ-axis and primary current iδ1 on the δ-axis as inputs, and estimates torque Tm of motor generator 10 by the following equation (eq3).
続いて、図４を用いて、電圧位相制御について説明する。この制御は、電圧利用率の向上を図るべくなされる制御である。ここで、図４は、電圧位相制御に関する処理のブロック図である。なお、図４において、先の図３に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。また、図４では、先の図３に示した処理の一部の図示を省略している。 Next, voltage phase control will be described with reference to FIG. This control is performed to improve the voltage utilization rate. Here, FIG. 4 is a block diagram of processing relating to voltage phase control. In FIG. 4, the same processes as those shown in FIG. 3 are given the same reference numerals for the sake of convenience. In FIG. 4, illustration of a part of the processing shown in FIG. 3 is omitted.
トルク制御器５６は、トルク偏差算出部２５によって算出されたトルク偏差ΔＴを入力として、基準電圧位相θ＊を算出する。本実施形態において、トルク制御器５６は、１次遅れ要素によって構成されている。なお、本実施形態において、トルク制御器５６が「位相算出手段」を構成する。 The torque controller 56 receives the torque deviation ΔT calculated by the torque deviation calculator 25 and calculates the reference voltage phase θ *. In the present embodiment, the torque controller 56 is configured by a first-order lag element. In the present embodiment, the torque controller 56 constitutes “phase calculation means”.
指令電圧位相算出部５８は、トルク制御器５６によって算出された基準電圧位相θ＊と、後述する位相補正量算出部６１によって算出された電圧位相補正量Δθとの加算値として、指令電圧位相θｖ＊を算出する。 The command voltage phase calculation unit 58 uses the command voltage phase θv as an addition value of a reference voltage phase θ * calculated by the torque controller 56 and a voltage phase correction amount Δθ calculated by a phase correction amount calculation unit 61 described later. * Is calculated.
指令電圧算出部６０は、指令電圧の最大値を電源電圧ＶＤＣの「１／２」で除算した値である変調率Ｒｍ、及び電源電圧ＶＤＣに基づき、γδ軸上の指令電圧ベクトルＶｍ＊を算出し、算出された指令電圧ベクトルＶｍ＊及び指令電圧位相θｖ＊に基づき、γδ軸上の１次指令電圧ｖγ１，ｖδ１を算出する。ここでは、電源電圧ＶＤＣが高いほど、指令電圧ベクトルＶｍ＊の振幅が大きく算出される傾向にある。ここで、上記振幅とは、γ軸上の１次指令電圧ｖγ１の２乗値及びδ軸上の１次指令電圧ｖδ１の２乗値の加算値の平方根である。なお、指令電圧算出部６０によって算出された１次指令電圧ｖγ１，ｖδ１は、固定座標変換部３４及び３相変換部３６を介して操作信号生成部３８に入力される。 The command voltage calculation unit 60 calculates a command voltage vector Vm * on the γδ axis based on the modulation rate Rm, which is a value obtained by dividing the maximum value of the command voltage by “½” of the power supply voltage VDC, and the power supply voltage VDC. Then, primary command voltages vγ1 and vδ1 on the γδ axis are calculated based on the calculated command voltage vector Vm * and command voltage phase θv *. Here, the higher the power supply voltage VDC, the larger the amplitude of the command voltage vector Vm * tends to be calculated. Here, the amplitude is the square root of the sum of the square value of the primary command voltage vγ1 on the γ-axis and the square value of the primary command voltage vδ1 on the δ-axis. The primary command voltages vγ1 and vδ1 calculated by the command voltage calculation unit 60 are input to the operation signal generation unit 38 via the fixed coordinate conversion unit 34 and the three-phase conversion unit 36.
ちなみに、本実施形態において、指令電圧算出部６０が「振幅算出手段」及び「指令電圧算出手段（第２の指令電圧算出手段）」を構成する。また、本実施形態において、指令電圧位相算出部５８及び位相補正量算出部６１以外の図４に示す各種処理が、モータジェネレータ１０のトルクを指令トルクＴｒｑ＊にフィードバック制御すべく、γδ座標系におけるモータジェネレータ１０の印加電圧の位相を操作する「位相操作手段」を構成する。 Incidentally, in this embodiment, the command voltage calculation unit 60 constitutes “amplitude calculation means” and “command voltage calculation means (second command voltage calculation means)”. In the present embodiment, various processes shown in FIG. 4 other than the command voltage phase calculation unit 58 and the phase correction amount calculation unit 61 perform the feedback control of the torque of the motor generator 10 to the command torque Trq * in the γδ coordinate system. “Phase operation means” for operating the phase of the voltage applied to the motor generator 10 is configured.
続いて、本実施形態にかかる上記位相補正量算出部６１の設計手法について説明する。 Next, a design method of the phase correction amount calculation unit 61 according to the present embodiment will be described.
まず、位相補正量算出部６１の説明に先立ち、モータジェネレータ１０の伝達関数Ｐ１（ｓ）について説明する。 First, prior to the description of the phase correction amount calculation unit 61, the transfer function P1 (s) of the motor generator 10 will be described.
γδ座標系におけるモータジェネレータ１０の電圧方程式は、下式（ｅｑ４）によって表される。 The voltage equation of the motor generator 10 in the γδ coordinate system is expressed by the following equation (eq4).
上式（ｅｑ４）を１次電圧ｖγ１，ｖδ１について示すと、下式（ｅｑ５），（ｅｑ６）が導かれる。 When the above equation (eq4) is shown for the primary voltages vγ1 and vδ1, the following equations (eq5) and (eq6) are derived.
上式（ｅｑ７）〜（ｅｑ１０）から、モータジェネレータ１０の伝達関数Ｐ１（ｓ）を下式（ｅｑ１１）によって表すことができる。 From the above equations (eq7) to (eq10), the transfer function P1 (s) of the motor generator 10 can be expressed by the following equation (eq11).
２つ目は、下式（ｅｑ１２）によって表される近似である。 The second is an approximation represented by the following equation (eq12).
以上説明した２つの近似を用いると、モータジェネレータ１０の伝達関数Ｐ１（ｓ）は、下式（ｅｑ１３）によって表される。 Using the two approximations described above, the transfer function P1 (s) of the motor generator 10 is expressed by the following equation (eq13).
本実施形態では、位相補正量算出部６１を、「除去手段」としてのハイパスフィルタによって構成している。このため、位相補正量算出部６１の伝達関数Ｃ１（ｓ）は、下式（ｅｑ１４）によって表される。 In the present embodiment, the phase correction amount calculation unit 61 is configured by a high-pass filter as “removing means”. For this reason, the transfer function C1 (s) of the phase correction amount calculation unit 61 is expressed by the following equation (eq14).
ここで、図６において、指令電圧位相θｖ＊を入力として、δ軸上の１次電流ｉδ１を出力とする閉ループ伝達関数Ｐ２（ｓ）は、下式（ｅｑ１５）によって表される。 Here, in FIG. 6, the closed loop transfer function P2 (s) having the command voltage phase θv * as an input and the primary current iδ1 on the δ axis as an output is expressed by the following equation (eq15).
ここで、上式（ｅｑ１５）の分母において、ラプラス演算子ｓの１次項として１次周波数ω１を含む項が存在する。この項の存在により、モータジェネレータ１０の伝達関数Ｐ１（ｓ）の利得に関する周波数特性がその１次周波数ω１付近に極大値を有することとなる。このため、本実施形態では、１次周波数ω１を含む項を除去するように、ハイパスフィルタのゲインKを設定する。すなわち、位相補正量算出部６１のゲインＫを、下式（ｅｑ１６）のように設定する。 Here, in the denominator of the above equation (eq15), there is a term including the primary frequency ω1 as the primary term of the Laplace operator s. Due to the presence of this term, the frequency characteristic related to the gain of the transfer function P1 (s) of the motor generator 10 has a maximum value in the vicinity of the primary frequency ω1. For this reason, in this embodiment, the gain K of the high-pass filter is set so as to remove the term including the primary frequency ω1. That is, the gain K of the phase correction amount calculation unit 61 is set as in the following equation (eq16).
ちなみに、本実施形態では、トルク制御器５６を、下式（ｅｑ１７）によって表す１次遅れ要素によって構成している。 Incidentally, in the present embodiment, the torque controller 56 is configured by a first-order lag element represented by the following equation (eq17).
続いて、図７及び図８を用いて、位相補正量算出部６１を設けた効果について説明する。 Next, the effect of providing the phase correction amount calculation unit 61 will be described with reference to FIGS. 7 and 8.
まず、図７に、指令トルクＴｒｑ＊を入力として、モータジェネレータ１０の力行時におけるトルクＴｍを出力とする閉ループ周波数特性を示す。ここで、図中、（ａ）は、利得に関する周波数特性を示し、（ｂ）は、位相に関する周波数特性を示す。また、図中、比較技術とは、先の図４に示す構成から位相補正量算出部６１を除去した技術のことである。 First, FIG. 7 shows a closed loop frequency characteristic in which the command torque Trq * is input and the torque Tm when the motor generator 10 is in power running is output. Here, in the figure, (a) shows the frequency characteristic related to the gain, and (b) shows the frequency characteristic related to the phase. In the figure, the comparative technique is a technique in which the phase correction amount calculation unit 61 is removed from the configuration shown in FIG.
図示されるように、本実施形態によれば、利得に関する周波数特性において、１次周波数ω１付近の極大値を低減させることができる。 As shown in the figure, according to the present embodiment, the maximum value near the primary frequency ω1 can be reduced in the frequency characteristics related to the gain.
続いて、図８に、トルク推定部５２によって推定されたトルクＴｍ、及びδ軸上の１次電流ｉδ１の推移を示す。 Next, FIG. 8 shows the transition of the torque Tm estimated by the torque estimation unit 52 and the primary current iδ1 on the δ axis.
図示されるように、本実施形態によれば、比較技術と比較して、δ軸上の１次電流ｉδ１及び推定トルクＴｍのそれぞれの脈動を５８％低減させることができる。 As shown in the drawing, according to the present embodiment, each pulsation of the primary current iδ1 and the estimated torque Tm on the δ axis can be reduced by 58% compared to the comparative technique.
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。 According to the embodiment described in detail above, the following effects can be obtained.
（１）位相補正量算出部６１をハイパスフィルタによって構成した。そして、位相補正量算出部６１においてδ軸上の１次電流ｉδ１の低周波数成分を除去し、低周波数成分が除去されたδ軸上ｉδ１に基づき、電圧位相補正量Δθを算出した。そして、電圧位相補正量Δθを基準電圧位相θ＊に加算することで指令電圧位相θｖ＊を補正した。これにより、伝達関数の利得に関する周波数特性において、上記周波数特性の１次周波数ω１付近の利得を低減させることができる。したがって、モータジェネレータ１０のトルク制御性を好適に向上させることができる。 (1) The phase correction amount calculation unit 61 is configured by a high-pass filter. Then, the phase correction amount calculation unit 61 removes the low frequency component of the primary current iδ1 on the δ axis, and calculates the voltage phase correction amount Δθ based on the δ axis iδ1 from which the low frequency component has been removed. Then, the command voltage phase θv * was corrected by adding the voltage phase correction amount Δθ to the reference voltage phase θ *. Thereby, in the frequency characteristic related to the gain of the transfer function, the gain in the vicinity of the primary frequency ω1 of the frequency characteristic can be reduced. Therefore, torque controllability of motor generator 10 can be preferably improved.
なお、本実施形態によれば、理論上、トルク制御器５６のゲインを電流ベクトル制御同等まで高めることができる。このため、電圧位相制御によるモータジェネレータ１０のトルク制御の応答性を向上させることもできる。 In addition, according to this embodiment, theoretically, the gain of the torque controller 56 can be increased to the same level as the current vector control. For this reason, the responsiveness of the torque control of the motor generator 10 by voltage phase control can also be improved.
（２）γ軸の正方向を磁束オブザーバ４６によって推定された２次磁束ベクトルの方向に設定した。これにより、αβ座標系及びγδ座標系のうち一方から他方への座標変換の安定化を図ることなどができる。 (2) The positive direction of the γ axis is set to the direction of the secondary magnetic flux vector estimated by the magnetic flux observer 46. As a result, it is possible to stabilize the coordinate conversion from one of the αβ coordinate system and the γδ coordinate system to the other.
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
(Second Embodiment)
Hereinafter, the second embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the first embodiment.
図９に示すように、本実施形態では、電圧位相補正量Δθをその上限値θｌｉｍｉｔで制限する「制限手段」としてのリミッタ６２を設けた。リミッタ６２の出力値は、指令電圧位相算出部５８に入力される。なお、図９は、本実施形態にかかる電圧位相制御に関する処理のブロック図である。ここで、図９において、先の図４に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。 As shown in FIG. 9, in this embodiment, a limiter 62 is provided as a “limiter” that limits the voltage phase correction amount Δθ by its upper limit value θlimit. The output value of the limiter 62 is input to the command voltage phase calculation unit 58. FIG. 9 is a block diagram of processing relating to voltage phase control according to the present embodiment. In FIG. 9, the same processes as those shown in FIG. 4 are given the same reference numerals for the sake of convenience.
以上説明した本実施形態によれば、上記第１の実施形態で得られる効果に加えて、以下の効果が得られる。 According to the present embodiment described above, the following effects can be obtained in addition to the effects obtained in the first embodiment.
（３）電圧位相補正量Δθを上限値θｌｉｍｉｔで制限するリミッタ６２を設けた。このため、電圧位相補正量Δθを所定範囲に制限することができ、例えばδ軸上の１次電流ｉδ１にノイズが重畳することより、指令電圧位相θｖ＊の補正精度が低下することを回避できる。 (3) A limiter 62 that limits the voltage phase correction amount Δθ by the upper limit value θlimit is provided. For this reason, the voltage phase correction amount Δθ can be limited to a predetermined range. For example, it is possible to avoid a reduction in the correction accuracy of the command voltage phase θv * due to noise superimposed on the primary current iδ1 on the δ axis. .
（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
(Third embodiment)
Hereinafter, the third embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the first embodiment.
本実施形態では、δ軸上の１次電流ｉδ１に代えて、γ軸上の２次磁束φγ２に基づき、位相補正量算出部６１において電圧位相補正量Δθを算出する。 In this embodiment, the phase correction amount calculation unit 61 calculates the voltage phase correction amount Δθ based on the secondary magnetic flux φγ2 on the γ axis instead of the primary current iδ1 on the δ axis.
図１０に、本実施形態にかかる電圧位相制御に関する処理のブロック図を示す。なお、図１０において、先の図４に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。 FIG. 10 shows a block diagram of processing relating to voltage phase control according to the present embodiment. In FIG. 10, the same processes as those shown in FIG. 4 are given the same reference numerals for the sake of convenience.
図示されるように、回転座標変換部２４によって変換されたγ軸上の１次電流ｉγ１は、乗算部６４において、その符号が反転されてかつ相互インダクタンスＭが乗算される。乗算部６４の出力値は、回転座標変換部２４によって変換されたγ軸上の１次電流ｉγ１とともに、位相補正量算出部６１に入力される。位相補正量算出部６１において、１次電流ｉγ１は、ゲインＫの設定に用いられる。また、乗算部６４の出力値であるγ軸上の２次磁束φγ２の符号反転値は、ハイパスフィルタの入力パラメータとして用いられる。ここで、乗算部６４の出力値に基づき電圧位相補正量Δθが算出できるのは、以下に説明する理由に基づく。つまり、γ軸上の２次磁束φγ２及び１次電流ｉγ１の間には、下式（ｅｑ１８）によって表される関係がある。 As shown in the figure, the primary current iγ1 on the γ-axis converted by the rotating coordinate conversion unit 24 is inverted in sign and multiplied by the mutual inductance M in the multiplication unit 64. The output value of the multiplication unit 64 is input to the phase correction amount calculation unit 61 together with the primary current iγ1 on the γ-axis converted by the rotation coordinate conversion unit 24. In the phase correction amount calculation unit 61, the primary current iγ1 is used for setting the gain K. The sign inversion value of the secondary magnetic flux φγ2 on the γ-axis, which is the output value of the multiplier 64, is used as an input parameter for the high-pass filter. Here, the reason why the voltage phase correction amount Δθ can be calculated based on the output value of the multiplication unit 64 is based on the reason described below. That is, there is a relationship represented by the following equation (eq18) between the secondary magnetic flux φγ2 on the γ-axis and the primary current iγ1.
以上説明した本実施形態によっても、上記第１の実施形態で得られる効果と同様の効果を得ることができる。 According to the present embodiment described above, the same effect as that obtained in the first embodiment can be obtained.
（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
(Fourth embodiment)
Hereinafter, the fourth embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the first embodiment.
本実施形態では、指令電圧位相θｖ＊の補正手法を変更する。 In the present embodiment, the method for correcting the command voltage phase θv * is changed.
図１１に、本実施形態にかかる電圧位相制御に関する処理のブロック図を示す。なお、図１１において、先の図４に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。 FIG. 11 shows a block diagram of processing relating to voltage phase control according to the present embodiment. In FIG. 11, the same processes as those shown in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals for the sake of convenience.
図示されるように、本実施形態では、指令電圧位相算出部５８が除去されている。このため、トルク制御器５６の出力値が指令電圧位相θｖ＊として指令電圧算出部６０に直接入力されることとなる。 As illustrated, in this embodiment, the command voltage phase calculation unit 58 is removed. For this reason, the output value of the torque controller 56 is directly input to the command voltage calculator 60 as the command voltage phase θv *.
こうした構成において、位相加算部６６は、位相補正量算出部６１によって算出された電圧位相補正量Δθ及び１次位相θ１の加算値を算出して固定座標変換部３４に対して出力する。固定座標変換部３４は、γδ座標系からαβ座標系への変換に、１次位相θ１及び電圧位相補正量Δθの加算値を用いる。すなわち、固定座標変換部３４において用いられるγδ座標系及びαβ座標系の位相差を電圧位相補正量Δθで補正することで、指令電圧位相θｖ＊を補正する。 In such a configuration, the phase addition unit 66 calculates the addition value of the voltage phase correction amount Δθ calculated by the phase correction amount calculation unit 61 and the primary phase θ1, and outputs the calculated value to the fixed coordinate conversion unit 34. The fixed coordinate conversion unit 34 uses the added value of the primary phase θ1 and the voltage phase correction amount Δθ for conversion from the γδ coordinate system to the αβ coordinate system. That is, the command voltage phase θv * is corrected by correcting the phase difference between the γδ coordinate system and the αβ coordinate system used in the fixed coordinate conversion unit 34 with the voltage phase correction amount Δθ.
以上説明した本実施形態によっても、上記第１の実施形態で得られる効果と同様の効果を得ることができる。 According to the present embodiment described above, the same effect as that obtained in the first embodiment can be obtained.
（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
(Fifth embodiment)
Hereinafter, a fifth embodiment will be described with reference to the drawings, focusing on differences from the first embodiment.
本実施形態では、モータジェネレータとして、誘導機に代えて、同期機を用いる。 In this embodiment, a synchronous machine is used as a motor generator instead of an induction machine.
図１２に、本実施形態にかかるモータ制御システムの構成図を示す。なお、図１２において、先の図１に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。 FIG. 12 shows a configuration diagram of a motor control system according to the present embodiment. In FIG. 12, the same members as those shown in FIG. 1 are given the same reference numerals for the sake of convenience.
図示されるように、モータジェネレータ７０は、同期機であり、より詳しくは、永久磁石同期機である。モータジェネレータ７０が備えられる制御システムには、モータジェネレータ７０の回転子の回転角（電気角θｅ）を検出する回転角センサ７２（例えばレゾルバ）が備えられている。回転角センサ７２の検出値θｅは、制御装置２０に取り込まれる。 As illustrated, the motor generator 70 is a synchronous machine, and more specifically, a permanent magnet synchronous machine. The control system provided with the motor generator 70 includes a rotation angle sensor 72 (for example, a resolver) that detects the rotation angle (electrical angle θe) of the rotor of the motor generator 70. The detection value θe of the rotation angle sensor 72 is taken into the control device 20.
なお、本実施形態において、制御装置２０は、上記第１の実施形態と同様に、変調率Ｒｍ及び電源電圧ＶＤＣに基づき、ベクトル制御又は電圧位相制御のいずれかを選択してモータジェネレータ７０の制御を行う。ただし、本実施形態では、ベクトル制御についての説明を省略する。 In the present embodiment, the control device 20 controls the motor generator 70 by selecting either vector control or voltage phase control based on the modulation factor Rm and the power supply voltage VDC, as in the first embodiment. I do. However, in the present embodiment, description of vector control is omitted.
図１３に、本実施形態にかかる電圧位相制御に関する処理のブロック図を示す。なお、図１３において、先の図４に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。 FIG. 13 shows a block diagram of processing relating to voltage phase control according to the present embodiment. In FIG. 13, the same processes as those shown in FIG. 4 are given the same reference numerals for the sake of convenience.
回転座標変換部２２ａは、電流センサ１４によって検出された電流ｉｖ，ｉｗを、ｄｑ軸上の電流であるｄ軸電流ｉｄ，ｑ軸電流ｉｑに変換する。ここで、ｄｑ軸系は、インバータＩＮＶの出力電圧ベクトルの回転角周波数である電気角周波数ωｅで回転する直交２次元回転座標系である。本実施形態では、ｄ軸を、モータジェネレータ７０の回転子に備えられる界磁の磁束方向とし、ｑ軸を、ｄ軸に対して直交する方向（「π／２」進んだ方向）とする。 The rotation coordinate conversion unit 22a converts the currents iv and iw detected by the current sensor 14 into a d-axis current id and a q-axis current iq that are currents on the dq axis. Here, the dq axis system is an orthogonal two-dimensional rotational coordinate system that rotates at an electrical angular frequency ωe that is a rotational angular frequency of the output voltage vector of the inverter INV. In this embodiment, the d-axis is a magnetic flux direction of the field provided in the rotor of the motor generator 70, and the q-axis is a direction orthogonal to the d-axis (a direction advanced by “π / 2”).
トルク推定部５２ａは、回転座標変換部２２ａの出力するｄ軸電流ｉｄ，ｑ軸電流ｉｑを入力として、下式（ｅｑ１９）によってモータジェネレータ７０のトルクＴｍを推定する。 Torque estimation unit 52a receives d-axis current id and q-axis current iq output from rotational coordinate conversion unit 22a as input, and estimates torque Tm of motor generator 70 by the following equation (eq19).
電気角周波数算出部７４は、回転角センサ７２によって検出された電気角θｅの時間微分値として、電気角周波数ωｅを算出する。 The electrical angular frequency calculation unit 74 calculates the electrical angular frequency ωe as a time differential value of the electrical angle θe detected by the rotation angle sensor 72.
指令電圧位相算出部５８は、トルク制御器５６によって算出された基準電圧位相θ＊と、後述する位相補正量算出部６１aによって算出された電圧位相補正量Δθとの加算値として、指令電圧位相θｖ＊を算出する。 The command voltage phase calculation unit 58 uses the command voltage phase θv as an addition value of a reference voltage phase θ * calculated by the torque controller 56 and a voltage phase correction amount Δθ calculated by a phase correction amount calculation unit 61a described later. * Is calculated.
指令電圧算出部６０ａは、変調率Ｒｍ及び電源電圧ＶＤＣに基づき、ｄｑ軸上の指令電圧ベクトルＶｍ＊を算出し、算出された指令電圧ベクトルＶｍ＊及び指令電圧位相θｖ＊に基づき、ｄｑ軸上の指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊を算出する（図１４参照）。なお、本実施形態において、指令電圧算出部６０ａが「指令電圧算出手段（第２の指令電圧算出手段）」を構成する。 The command voltage calculation unit 60a calculates a command voltage vector Vm * on the dq axis based on the modulation factor Rm and the power supply voltage VDC, and on the dq axis based on the calculated command voltage vector Vm * and the command voltage phase θv *. Command voltages vd * and vq * are calculated (see FIG. 14). In the present embodiment, the command voltage calculation unit 60a constitutes “command voltage calculation means (second command voltage calculation means)”.
固定座標変換部３４ａは、電気角θｅに基づき、ｄｑ軸上の指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊を、Ｕ相の指令電圧ｖｕ＊、Ｖ相指令電圧ｖｖ＊、Ｗ相の指令電圧ｖｗ＊に変換する。固定座標変換部３４ａによって変換された指令電圧ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊は、操作信号生成部３８に入力される。 The fixed coordinate conversion unit 34a converts the command voltages vd * and vq * on the dq axis into a U-phase command voltage vu *, a V-phase command voltage vv *, and a W-phase command voltage vw * based on the electrical angle θe. To do. The command voltages vu *, vv *, vw * converted by the fixed coordinate conversion unit 34 a are input to the operation signal generation unit 38.
なお、本実施形態において、指令電圧位相算出部５８、位相補正量算出部６１a及び電気角周波数算出部７４以外の図１３に示す各種処理が、モータジェネレータ７０のトルクを指令トルクＴｒｑ＊にフィードバック制御すべく、ｄｑ座標系におけるモータジェネレータ１０の印加電圧の位相を操作する「位相操作手段」を構成する。 In the present embodiment, various processes shown in FIG. 13 other than the command voltage phase calculation unit 58, the phase correction amount calculation unit 61a, and the electrical angular frequency calculation unit 74 perform feedback control of the torque of the motor generator 70 to the command torque Trq *. Therefore, a “phase operation means” for operating the phase of the voltage applied to the motor generator 10 in the dq coordinate system is configured.
続いて、本実施形態にかかる上記位相補正量算出部６１aの設計手法について説明する。 Subsequently, a design method of the phase correction amount calculation unit 61a according to the present embodiment will be described.
まず、位相補正量算出部６１aの説明に先立ち、図１５を用いて、モータジェネレータ７０の伝達関数Ｐ３（ｓ）について説明する。ここで、図１５は、本実施形態にかかる制御系のブロック図である。ここでは、指令電圧算出部６０ａを制御器８０と表現した。ここで、図中、破線で示した経路を無視する場合、制御器８０の入力からｑ軸電流ｉｑまでの開ループ伝達関数Ｐ３（ｓ）、下式（ｅｑ２０）によって表される。 First, prior to the description of the phase correction amount calculation unit 61a, the transfer function P3 (s) of the motor generator 70 will be described with reference to FIG. Here, FIG. 15 is a block diagram of a control system according to the present embodiment. Here, the command voltage calculation unit 60 a is expressed as a controller 80. Here, when ignoring the path shown by the broken line in the figure, it is represented by the open loop transfer function P3 (s) from the input of the controller 80 to the q-axis current iq, and the following equation (eq20).
図示されるように、位相補正量算出部６１ａは、上記第１の実施形態の図６と同様に、ハイパスフィルタによって構成されている。このため、位相補正量算出部６１ａの伝達関数Ｃ２（ｓ）は、上式（ｅｑ１４）によって表される。 As shown in the figure, the phase correction amount calculation unit 61a is configured by a high-pass filter, as in FIG. 6 of the first embodiment. Therefore, the transfer function C2 (s) of the phase correction amount calculation unit 61a is represented by the above equation (eq14).
ここで、図１６において、指令電圧位相θｖ＊を入力として、ｑ軸電流ｉｑを出力とする閉ループ伝達関数Ｐ４（ｓ）は、下式（ｅｑ２２）によって表される。 Here, in FIG. 16, the closed loop transfer function P4 (s) having the command voltage phase θv * as an input and the q-axis current iq as an output is expressed by the following equation (eq22).
以上説明した本実施形態によっても、上記第１の実施形態で得られる効果と同様の効果を同期機について得ることができる。 According to the present embodiment described above, the same effect as that obtained in the first embodiment can be obtained for the synchronous machine.
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
(Other embodiments)
Each of the above embodiments may be modified as follows.
・「位相補正手段」としては、上記各実施形態に例示したものに限らず、例えば以下に説明するものであってもよい。詳しくは、上記第１の実施形態の図４において、位相補正量算出部６１を除去してかつ、トルク制御器５６に微分器を追加する。こうした構成において、微分器のゲインの調整によって周波数特性の１次周波数ω１付近の利得を低減するものであってもよい。すなわち、この場合、トルク制御器５６から出力される指令電圧位相θｖ＊は、低周波数成分が除去されたδ軸上の１次電流ｉδ１によって既に補正された値となる。こうした構成であっても、上記第１の実施形態で得られる効果に準じた効果を得ることはできる。なお、上記第５の実施形態で説明した同期機についても同様である。
・上記第１の実施形態の図１や、上記第５の実施形態の図１２において、高電圧バッテリ１２及びインバータＩＮＶの間に昇圧コンバータが介在する場合、昇圧コンバータが「直流電源」となる。
The “phase correction unit” is not limited to those exemplified in the above embodiments, and may be described below, for example. Specifically, in FIG. 4 of the first embodiment, the phase correction amount calculation unit 61 is removed and a differentiator is added to the torque controller 56. In such a configuration, the gain near the primary frequency ω1 of the frequency characteristic may be reduced by adjusting the gain of the differentiator. That is, in this case, the command voltage phase θv * output from the torque controller 56 is a value already corrected by the primary current iδ1 on the δ axis from which the low frequency component has been removed. Even with such a configuration, it is possible to obtain an effect according to the effect obtained in the first embodiment. The same applies to the synchronous machine described in the fifth embodiment.
In FIG. 1 of the first embodiment and FIG. 12 of the fifth embodiment, when a boost converter is interposed between the high voltage battery 12 and the inverter INV, the boost converter becomes a “DC power supply”.
・上記第２の実施形態で説明したリミッタ６２を、上記第５の実施形態で説明した同期機の制御システムに適用してもよい。 The limiter 62 described in the second embodiment may be applied to the synchronous machine control system described in the fifth embodiment.
・上記第４の実施形態で説明した指令電圧位相θｖ＊の補正手法を、上記第５の実施形態で説明した同期機の制御システムに適用してもよい。 The correction method of the command voltage phase θv * described in the fourth embodiment may be applied to the synchronous machine control system described in the fifth embodiment.
・回転機の「制御量」としては、トルクに限らず、例えば回転速度であってもよい。 The “control amount” of the rotating machine is not limited to torque, and may be, for example, a rotational speed.
１０…モータジェネレータ、２０…制御装置。 10 ... motor generator, 20 ... control device.
Claims (8)
前記位相を入力として前記回転座標系における前記回転機に流れる電流を出力とする伝達関数の利得に関する周波数特性について、前記印加電圧の回転角周波数付近の利得を低減するように前記位相を補正する位相補正手段と、
を備えることを特徴とする回転機の制御装置。 Phase control means for controlling the phase of the applied voltage of the rotating machine in the rotating coordinate system in order to control the control amount of the rotating machine (10; 70) to the command value;
The phase for correcting the phase so as to reduce the gain near the rotation angular frequency of the applied voltage with respect to the frequency characteristic related to the gain of the transfer function that takes the phase as an input and outputs the current flowing through the rotating machine in the rotating coordinate system Correction means;
A control device for a rotating machine.
前記制御量及び前記指令値の偏差に基づき、前記位相を算出する位相算出手段と、
前記位相算出手段によって算出された前記位相に基づき、前記回転機の指令電圧を算出する指令電圧算出手段と、
を備え、
前記指令電圧算出手段によって算出された前記指令電圧に前記回転機の印加電圧を制御することで、前記制御量を前記指令値に制御し、
前記位相補正手段は、
前記回転機に流れる電流の低周波数成分を除去する除去手段を備え、
前記除去手段によって前記低周波数成分が除去された電流に基づき、前記位相算出手段によって算出された前記位相を補正することを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。 The phase operation means includes
Phase calculating means for calculating the phase based on the control amount and the deviation of the command value;
Command voltage calculating means for calculating a command voltage of the rotating machine based on the phase calculated by the phase calculating means;
With
By controlling the applied voltage of the rotating machine to the command voltage calculated by the command voltage calculating means, the control amount is controlled to the command value,
The phase correction means includes
A removing means for removing a low frequency component of the current flowing through the rotating machine;
2. The rotating machine control device according to claim 1, wherein the phase calculated by the phase calculating unit is corrected based on the current from which the low frequency component has been removed by the removing unit.
前記位相操作手段は、
前記制御量及び前記指令値の偏差に基づき、前記位相を算出する位相算出手段と、
前記位相算出手段によって算出された前記位相に基づき、前記回転機の指令電圧を算出する指令電圧算出手段と、
を備え、
前記指令電圧算出手段によって算出された前記指令電圧に前記回転機の印加電圧を制御することで、前記制御量を前記指令値に制御し、
前記位相補正手段は、
前記誘導機の２次磁束の低周波数成分を除去する除去手段を備え、
前記除去手段によって前記低周波数成分が除去された２次磁束に基づき、前記位相を補正することを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。 The rotating machine is an induction machine (10);
The phase operation means includes
Phase calculating means for calculating the phase based on the control amount and the deviation of the command value;
Command voltage calculating means for calculating a command voltage of the rotating machine based on the phase calculated by the phase calculating means;
With
By controlling the applied voltage of the rotating machine to the command voltage calculated by the command voltage calculating means, the control amount is controlled to the command value,
The phase correction means includes
A removing means for removing a low frequency component of the secondary magnetic flux of the induction machine;
2. The control device for a rotating machine according to claim 1, wherein the phase is corrected based on the secondary magnetic flux from which the low frequency component has been removed by the removing means.
前記制御量及び前記指令値の偏差に基づき、前記位相を算出する位相算出手段と、
前記位相算出手段によって算出された前記位相に基づき、前記回転座標系における前記回転機の指令電圧を算出する指令電圧算出手段と、
前記回転座標系及び固定座標系の位相差に基づき、前記指令電圧算出手段によって算出された前記指令電圧を前記固定座標系における指令電圧に変換する座標変換手段と、
を備え、
前記座標変換手段によって変換された前記指令電圧に前記回転機の印加電圧を制御することで、前記制御量を前記指令値に制御し、
前記位相補正手段は、前記位相の補正を、前記回転角周波数付近の利得を低減するように前記座標変換手段において用いられる前記位相差を補正することで行うことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。 The phase operation means includes
Phase calculating means for calculating the phase based on the control amount and the deviation of the command value;
Command voltage calculating means for calculating a command voltage of the rotating machine in the rotating coordinate system based on the phase calculated by the phase calculating means;
Coordinate conversion means for converting the command voltage calculated by the command voltage calculation means into a command voltage in the fixed coordinate system based on the phase difference between the rotating coordinate system and the fixed coordinate system;
With
By controlling the applied voltage of the rotating machine to the command voltage converted by the coordinate conversion means, the control amount is controlled to the command value,
5. The phase correction means performs the phase correction by correcting the phase difference used in the coordinate conversion means so as to reduce a gain in the vicinity of the rotation angular frequency. The control apparatus of the rotary machine of any one of these.
前記回転機の２次磁束ベクトルを算出する２次磁束算出手段を更に備え、
前記位相操作手段によって操作される前記位相の基準は、前記２次磁束算出手段によって算出された前記２次磁束ベクトルの方向に設定されていることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。 The rotating machine is an induction machine (10);
A secondary magnetic flux calculating means for calculating a secondary magnetic flux vector of the rotating machine;
The reference of the phase operated by the phase operating means is set in the direction of the secondary magnetic flux vector calculated by the secondary magnetic flux calculating means. The control apparatus of the rotary machine as described in the paragraph.
前記指令電流及び前記回転座標系における前記回転機に流れる電流の偏差に基づき、前記回転機の指令電圧を算出する第１の指令電圧算出手段と、
前記第１の指令電圧算出手段によって算出された前記指令電圧に前記回転機の印加電圧を制御することで、前記制御量を前記指令値に制御するベクトル制御手段と、
を更に備え、
前記位相操作手段は、
前記制御量及び前記指令値の偏差に基づき、前記位相を算出する位相算出手段と、
前記回転機の電力供給源となる直流電源（１２）の電圧に基づき、前記回転機の印加電圧の振幅を算出する振幅算出手段と、
前記位相算出手段によって算出された前記位相及び前記振幅算出手段によって算出された前記振幅に基づき、前記回転機の指令電圧を算出する第２の指令電圧算出手段と、
を備え、
前記第２の指令電圧算出手段によって算出された前記指令電圧に前記回転機の印加電圧を制御することで、前記制御量を前記指令値に制御し、
前記位相操作手段による前記回転機の制御又は前記ベクトル制御手段による前記回転機の制御を選択する選択手段を更に備えることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。 Command current calculating means for calculating a command current of the rotating machine in the rotating coordinate system;
First command voltage calculating means for calculating a command voltage of the rotating machine based on a deviation of the command current and a current flowing through the rotating machine in the rotating coordinate system;
Vector control means for controlling the controlled variable to the command value by controlling the applied voltage of the rotating machine to the command voltage calculated by the first command voltage calculating means;
Further comprising
The phase operation means includes
Phase calculating means for calculating the phase based on the control amount and the deviation of the command value;
An amplitude calculating means for calculating an amplitude of an applied voltage of the rotating machine based on a voltage of a DC power source (12) serving as a power supply source of the rotating machine;
Second command voltage calculating means for calculating a command voltage of the rotating machine based on the phase calculated by the phase calculating means and the amplitude calculated by the amplitude calculating means;
With
By controlling the applied voltage of the rotating machine to the command voltage calculated by the second command voltage calculation means, the control amount is controlled to the command value,
The rotating machine according to claim 1, further comprising selection means for selecting control of the rotating machine by the phase operation means or control of the rotating machine by the vector control means. Control device.
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