JP6290019B2 - Motor driving apparatus and motor driving method - Google Patents
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Description
本発明の実施形態は、多相の永久磁石型モータを位置センサレス方式により正弦波駆動するモータ駆動装置及び方法に関する。 Embodiments described herein relate generally to a motor driving apparatus and method for driving a multi-phase permanent magnet motor in a sine wave manner by a position sensorless system.
位置センサレス駆動方式は、モータの固定子巻線に発生する誘起電圧を利用してロータの回転位置を検出し、その回転位置に基づいて固定子巻線に駆動電圧を出力する。１相の通電電気角が１２０°となるいわゆる矩形波駆動の場合は、駆動電圧の出力が停止する区間が電気角６０°分存在するので、その区間に誘起電圧を検出できる。 In the position sensorless driving method, the rotational position of the rotor is detected using an induced voltage generated in the stator winding of the motor, and the driving voltage is output to the stator winding based on the rotational position. In the case of so-called rectangular wave driving in which the energization electrical angle of one phase is 120 °, there is a section where the drive voltage output stops for an electrical angle of 60 °, so that the induced voltage can be detected in that section.
一方、モータを低振動且つ低騒音で駆動できる正弦波駆動の場合は、駆動電圧を常時出力するため、誘起電圧の検出が困難である。例えば特許文献１では、各相の誘起電圧波形が、電圧極性が変化するゼロクロス点を通過すると予測されるときにモータの駆動を停止させ、その停止期間内にゼロクロス点が実際に検出されるように速度を調整する技術が開示されている。
On the other hand, in the case of sine wave drive that can drive the motor with low vibration and low noise, it is difficult to detect the induced voltage because the drive voltage is always output. For example, in
しかしながら、特許文献１の技術では、誘起電圧波形がゼロクロス点を通過すると予測されるタイミングをどのように決定しているのかが不明確である。
そこで、駆動回路の動作を一定期間停止させるタイミングを確実に決定して駆動電圧の位相を調整できるモータ駆動装置及びモータ駆動方法を提供する。
However, in the technique of
Therefore, a motor driving device and a motor driving method are provided that can reliably determine the timing for stopping the operation of the driving circuit for a certain period and adjust the phase of the driving voltage.
実施形態のモータ駆動装置によれば、電流極性検出手段は、多相の永久磁石型モータの固定子巻線に流れる電流の極性を検出し、電圧極性検出手段は、固定子巻線に発生する誘起電圧の極性を検出する。そして、電圧位相調整手段は、電流の極性が変化するタイミングでモータを正弦波駆動する駆動回路の動作を一定期間停止させ、その停止期間内に電圧極性検出手段により検出される誘起電圧の極性に基づいて、駆動回路を介してモータに出力する駆動電圧の位相を調整する。
具体的には、前記停止期間の時間を計測し、前記停止期間内における前記誘起電圧の極性が正であれば遅れ位相判定フラグをセットする。前記極性が負であれば、前記時間の計測値からその時点のロータ回転角を算出し、当該回転角が前記停止期間の最大設定角度以上であれば、進み位相判定フラグをセットする。前記極性が変化すると、ゼロクロス判定フラグをセットする。前記駆動回路の動作を再開すると、前記モータの回転速度を算出し、前記ゼロクロス判定フラグがセットされていれば、前記回転速度に基づいてモータ電圧位相を算出する。前記遅れ位相判定フラグがセットされていれば、前記回転速度に所定値を加算した速度に基づいてモータ電圧位相を算出する。前記進み位相判定フラグがセットされていれば、前記回転速度より所定値を減算した速度に基づいてモータ電圧位相を算出する。
According to the motor drive device of the embodiment, the current polarity detection means detects the polarity of the current flowing in the stator winding of the multiphase permanent magnet type motor, and the voltage polarity detection means is generated in the stator winding. The polarity of the induced voltage is detected. Then, the voltage phase adjusting means stops the operation of the drive circuit that drives the motor in a sine wave at a timing when the polarity of the current changes, and changes the polarity of the induced voltage detected by the voltage polarity detecting means within the stop period. Based on this, the phase of the drive voltage output to the motor via the drive circuit is adjusted.
Specifically, the time of the stop period is measured, and if the polarity of the induced voltage in the stop period is positive, a delay phase determination flag is set. If the polarity is negative, the rotor rotation angle at that time is calculated from the measured value of the time, and if the rotation angle is equal to or larger than the maximum set angle of the stop period, the advance phase determination flag is set. When the polarity changes, a zero cross determination flag is set. When the operation of the drive circuit is resumed, the rotational speed of the motor is calculated. If the zero cross determination flag is set, the motor voltage phase is calculated based on the rotational speed. If the delay phase determination flag is set, the motor voltage phase is calculated based on a speed obtained by adding a predetermined value to the rotation speed. If the advance phase determination flag is set, the motor voltage phase is calculated based on a speed obtained by subtracting a predetermined value from the rotational speed.
（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１から図９を参照して説明する。図１に示すように、インバータ回路１（駆動回路）は、６個のＩＧＢＴ２（Ｕ，Ｖ，Ｗ／Ｘ，Ｙ，Ｚ）を３相ブリッジ接続して構成されており、ＩＧＢＴ２（スイッチング素子）のコレクタ−エミッタ間にはフリーホイールダイオード３（Ｕ，Ｖ，Ｗ／Ｘ，Ｙ，Ｚ）が接続されている。インバータ回路１の直流電源線４ａ，４ｂ間には、平滑コンデンサ５が接続されており、電圧Ｖdcの直流電源が供給されている。インバータ回路１の各相出力端子は、例えばブラシレスＤＣモータ（永久磁石型モータ）であるモータ６の各相固定子巻線７Ｕ，７Ｖ，７Ｗにそれぞれ接続されている。
(First embodiment)
Hereinafter, the first embodiment will be described with reference to FIGS. 1 to 9. As shown in FIG. 1, the inverter circuit 1 (drive circuit) is configured by connecting six IGBTs 2 (U, V, W / X, Y, Z) in a three-phase bridge, and IGBT 2 (switching element). A free wheel diode 3 (U, V, W / X, Y, Z) is connected between the collector and emitter. A smoothing capacitor 5 is connected between the DC
インバータ回路１は、制御装置１１によりスイッチング制御される。制御装置１１は、誘起電圧極性検出回路１２（電圧極性検出手段）と、電流極性検出回路１３（電流極性検出手段）と、駆動信号生成部１４とを備えており、ＩＣ（Integrated Circuit）として構成されている。誘起電圧極性検出回路１２では、各相についてコンパレータ１５及びＤフリップフロップ１６の組が設けられている。インバータ回路１の各相出力端子とグランドとの間には、抵抗素子１７及び１８の直列回路が接続されており、両者の共通接続点は対応する相のコンパレータ１５の非反転入力端子に接続されている。
The
また、直流電源Ｖdcとグランドとの間には、抵抗素子１９及び２０の直列回路が接続されており、仮想中性点電位が付与される両者の共通接続点は、コンパレータ１５の反転入力端子に共通に接続されている。コンパレータ１５の出力端子は、Ｄフリップフロップ１６の入力端子Ｄに接続されている。Ｄフリップフロップ１６のクロック端子ＣＫには、駆動信号生成部１４より出力される、図４に示すＰＷＭ割り込み発生に同期した信号である（ＰＷＭ搬送波（三角波）のピーク時に立ち上がる）、ＰＷＭ同期信号がＮＯＴゲート２１を介して共通に与えられている。
In addition, a series circuit of
電流極性検出回路１３も、各相についてコンパレータ２２及びＤフリップフロップ２３の組が設けられている。コンパレータ２２Ｕの非反転入力端子は、抵抗素子２４Ｕを介して電源にプルアップされていると共に、順方向のダイオード２５Ｕを介してＩＧＢＴ２Ｘのコレクタに接続されている。同様に、コンパレータ２２Ｖの非反転入力端子は、順方向のダイオード２５Ｖを介してＩＧＢＴ２Ｙのコレクタに接続されており、コンパレータ２２Ｗの非反転入力端子は、順方向のダイオード２５Ｗを介してＩＧＢＴ２Ｚのコレクタに接続されている。そして、コンパレータ２２の反転入力端子は、共通の抵抗素子２６を介して電源にプルアップされていると共に、順方向のダイオード２７を介して直流電源線４ｂに接続されている。
The current
コンパレータ２２の出力端子は、Ｄフリップフロップ２３の入力端子Ｄに接続されている。そして、各Ｄフリップフロップ２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗのクロック端子ＣＫには、前記ＰＷＭ同期信号が共通に入力されている。
The output terminal of the
誘起電圧極性検出回路１２を構成する各相のＤフリップフロップ１６の出力端子Ｑは、駆動信号生成部１４が備える回転位置推定部２８の入力端子にそれぞれ接続されている。また、電流極性検出回路１３を構成する各相のＤフリップフロップ２３の出力端子Ｑは、駆動信号生成部１４が備える電流位相判定部２９の入力端子にそれぞれ接続されている。
The output terminals Q of the D flip-flops 16 of each phase constituting the induced voltage
回転位置推定部２８は、誘起電圧極性検出回路１２より入力される信号に基づいて、誘起電圧の位相（極性）を判定する。入力信号がローレベルであれば極性（−）と判定し、ハイレベルであれば極性（＋）と判定する。また、入力信号がローからハイに変化した状態、又はハイからローに変化した状態を捉えることで誘起電圧のゼロクロス点を検出する。更に、回転位置推定部２８は、後述する速度演算部３２から入力される速度情報に基づいてモータ６の回転位置を推定する。
The rotational
始動制御部３０には、外部よりＯＮ／ＯＦＦ信号が入力され、当該信号がＯＦＦからＯＮに切り替わると、信号出力部３１を介して最初は直流励磁によるロータの位置決めを行う。それから、波形振幅が正弦波の電圧率で変化する３相駆動信号を出力させてモータ６を強制転流により始動させる。始動制御部３０には、速度演算部３２により演算されたモータ６の回転速度が入力されており、その回転速度が所定値を超えて上昇すると強制転流動作は停止される。速度演算部３２は、電流位相判定部２９より出力されるモータ電流のゼロクロス点の検出タイミングの時間差に基づいてモータの回転速度ωを演算する。
When the ON / OFF signal is input from the outside to the
また、図１では、外部より信号出力部３１に対して電圧デューティ指令が入力される場合と、モータ６の速度指令が入力される場合とに対応した構成を併せて示している。後者の場合、入力された速度指令は減算器３３に入力され、速度演算部３２により演算された回転速度との差分が電圧Ｄｕｔｙ演算部３４に入力される。電圧Ｄｕｔｙ演算部３４は、入力される速度の差分を例えばＰＩ制御演算したものを速度指令として信号生成部３１に入力する。
FIG. 1 also shows a configuration corresponding to a case where a voltage duty command is input from the outside to the
回転位置推定部２８の出力信号において、誘起電圧の位相（極性）の判定信号は、穴あけ区間生成部３５（電圧位相調整手段）に入力され、速度演算部３２で演算された回転速度と、これより推定した回転位置信号は位相調整部３６（電圧位相調整手段）に入力されている。穴あけ区間生成部３５には、電流位相判定部２９の出力信号も入力されており、穴あけ区間生成部３５は、インバータ回路１によるモータ６の駆動を一時的に停止させるための信号を、信号出力部３１に入力する。また、穴あけ区間生成部３５は、回転位置推定部２８より入力された誘起電圧の位相（極性）の判定信号を、位相調整部３６に入力する。
In the output signal of the
位相調整部３６は、回転位置推定部２８より入力される、推定した回転位置信号と速度演算部３２で演算された回転速度と、穴あけ区間生成部３５より入力される誘起電圧の位相（極性）の判定信号に基づいて生成した電圧位相を信号出力部３１に入力する。後述するように、「遅れ位相」と判定された場合は回転速度を上昇させるように、「進み位相」と判定された場合は回転速度を低下させるようにモータ電圧の位相を求める。
The
信号出力部３１は、搬送波生成部３７、正弦波パターン生成部３８及びＰＷＭ生成部３９を備えている。ＰＷＭ生成部３９は、搬送波生成部３７により入力される三角波の搬送波と、正弦波パターン生成部３８より入力されるモータ６の回転位置に応じた正弦波電圧指令とを比較して３相ＰＷＭ信号を生成し、インバータ回路１を構成する各ＩＧＢＴ２のゲートにゲート駆動信号を出力する。前記回転位置は、位相調整部３６により入力される電圧位相に相当する。
尚、信号出力部３１に、図中に波線で示す矩形波パターン生成部４０を備えて、モータ６を起動させる際の強制転流を、正弦波に替えて矩形波で行うように構成しても良い。
The
In addition, the
図２は、電流極性検出回路１３の動作を示している。（ａ）上アーム側の例えばＩＧＢＴ２Ｕがオンしており、インバータ回路１のＵ相出力端子が電源電圧Ｖdcになっている状態では、ダイオード２５は逆バイアスとなるから、コンパレータ２２Ｕの非反転入力端子はプルアップ電圧（ハイレベル）となる。また、ダイオード２７は導通しているので反転入力端子は順方向電圧Ｖｆ（０．６Ｖ）となり、コンパレータ２２Ｕの出力信号はハイレベルとなる。
FIG. 2 shows the operation of the current
（ｂ）下アーム側の例えばＩＧＢＴ２Ｘがオンしており、電流極性が（＋）（電流がＵ相出力端子から中性点に流れる方向）であれば、Ｕ相出力端子は負電圧（グランド電位からＩＧＢＴ２Ｘのオン電圧だけ低下した電圧）となっている。したがって、コンパレータ２２Ｕの非反転入力端子は、前記負電圧にダイオード２５の順方向電圧Ｖｆを加えたものとなり、反転入力端子の電位よりも低くなるので、コンパレータ２２Ｕの出力信号はローレベルとなる。
(B) If, for example, the IGBT 2X on the lower arm side is on and the current polarity is (+) (the direction in which the current flows from the U-phase output terminal to the neutral point), the U-phase output terminal has a negative voltage (ground potential). The voltage is reduced by the ON voltage of the IGBT 2X. Accordingly, the non-inverting input terminal of the comparator 22U is obtained by adding the forward voltage Vf of the
（ｃ）下アーム側のＩＧＢＴ２Ｘがオンしており、電流極性が（−）であれば、Ｕ相出力端子は正電圧（グランド電位からＩＧＢＴ２Ｘのオン電圧だけ上昇した電圧）となっている。したがって、コンパレータ２２Ｕの非反転入力端子は、前記正電圧にダイオード２５の順方向電圧Ｖｆを加えたものとなり、反転入力端子の電位よりも高くなるので、コンパレータ２２Ｕの出力信号はハイレベルとなる。
つまり、下アーム側のＩＧＢＴ２がオンしている期間に、電流極性が（＋）であればコンパレータ２２の出力信号はローレベル、電流極性が（−）であればコンパレータ２２の出力信号はハイレベルとなるので、これにより相電流の極性を検出できる。
(C) If the IGBT 2X on the lower arm side is on and the current polarity is (−), the U-phase output terminal is a positive voltage (a voltage increased by the on-voltage of the IGBT 2X from the ground potential). Accordingly, the non-inverting input terminal of the comparator 22U is obtained by adding the forward voltage Vf of the
That is, during the period when the
本実施形態では、モータ６を２相変調により正弦波駆動するが、何れかの相電流の極性が変化するゼロクロスタイミングにおいて、インバータ回路１によるモータ６の駆動を停止し、その停止期間に誘起電圧の極性を検出する。尚、以降では、モータ６の駆動を停止することを「穴あけ」と称し、駆動停止期間を「穴あけ期間」と称する場合がある。
In this embodiment, the
図３は、（ａ）ＰＷＭ搬送波（三角波），（ｂ）Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の上側及び下側駆動信号，（ｃ）ＰＷＭ同期信号の各波形を示すものである。この例では、Ｕ−Ｗ相間で２相変調を行っている期間にＵ相の駆動を停止させており、Ｕ相は上下共にオフ、Ｖ相は下側のみオンで、Ｗ相は上下共にＰＷＭ制御されている。ＰＷＭパルスは、三角波のボトムを中心に、デューティに応じて双方に伸びるように出力され、ＰＷＭ同期信号は、三角波のピークで立上がり、ボトムで立ち下がる半周期幅のパルス波形となっている。 FIG. 3 shows waveforms of (a) PWM carrier wave (triangular wave), (b) upper and lower drive signals of U, V, and W phases, and (c) PWM synchronization signal. In this example, the driving of the U phase is stopped during the period in which the two-phase modulation is performed between the U and W phases, the U phase is off at both the upper and lower sides, the V phase is on at the lower side only, and the W phase is PWM at the upper and lower sides. It is controlled. The PWM pulse is output so as to extend in both directions according to the duty centering on the bottom of the triangular wave, and the PWM synchronization signal has a half-cycle width pulse waveform that rises at the peak of the triangular wave and falls at the bottom.
図中に示す（Ａ）のタイミングでは、モータ６のＷ相端子の電位ＶｗはＶdc、Ｖ相端子の電位Ｖｖはゼロであるから、中性点の電位はＶdc／２となる。そして、インバータ回路１による駆動が停止することでＵ相出力端子はハイインピーダンス状態であり、モータ６の固定子巻線７Ｕには誘起電圧Ｅｕが発生しているので、Ｕ相端子の電位Ｖｕは、
Ｖｕ＝Ｖdc／２＋Ｅｕ
となる。したがって、タイミング（Ａ）における電位Ｖｕを、中性点電位Ｖdc／２と比較すれば、誘起電圧の極性が検出できる。そのため、フリップフロップ１６のクロック端子ＣＫには、ＰＷＭ同期信号の反転信号を与えている。
At the timing (A) shown in the figure, the potential Vw at the W-phase terminal of the
Vu = Vdc / 2 + Eu
It becomes. Therefore, the polarity of the induced voltage can be detected by comparing the potential Vu at the timing (A) with the neutral point potential Vdc / 2. Therefore, an inverted signal of the PWM synchronization signal is given to the clock terminal CK of the flip-flop 16.
次に、本実施形態の作用について図４から図１０を参照して説明する。図４は、キャリア周期毎にＰＷＭ割り込みを発生させる処理を示すフローチャートである。先ず、ＰＷＭ周期タイマをリセットしてから（Ｓ１）、当該タイマのカウント値を更新する（Ｓ２）。そして、前記カウント値が１周期分の設定値以上になるまでは（Ｓ３：ＮＯ）ステップＳ２に戻り、１周期分の設定値以上になると（Ｓ３：ＹＥＳ）ＰＷＭ割り込みを発生させる（Ｓ４）。 Next, the operation of the present embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 4 is a flowchart showing a process for generating a PWM interrupt for each carrier cycle. First, after resetting the PWM cycle timer (S1), the count value of the timer is updated (S2). Then, the process returns to step S2 until the count value becomes equal to or greater than the set value for one cycle (S3: NO), and when it exceeds the set value for one cycle (S3: YES), a PWM interrupt is generated (S4).
図５及び図６は、駆動信号生成部１４のハードロジックによる動作をフローチャートで表したものであり、このフローチャートはＰＷＭ割り込みが発生する毎（ＰＷＭ周期毎）に実行される（Ｓ１１：ＹＥＳ）。先ず、電流位相判定部２９により、モータ電流（相電流）の極性検出を行う（Ｓ１２）。この極性検出は、ＰＷＭ同期信号の立上りタイミングに同期して行うようにする。モータ電流のゼロクロス点タイミングを検出（前回に検出した極性と異なる極性を検出）すると（Ｓ１３：ＹＥＳ）穴あけ開始フラグをセットし（Ｓ１４）、穴あけ期間計測タイマを起動する（Ｓ１５）。
5 and 6 are flowcharts showing the operation of the
それから、現在が穴あけ期間中か否かを判断する（Ｓ１６）。また、ステップＳ１３で「ＮＯ」と判断すると、ステップＳ１６に移行する。ステップＳ１３で「ＹＥＳ」と判断すれば、回転位置推定部２８により、ゼロクロス点が検出された電流の相に応じた相について、誘起電圧の極性を検出する（Ｓ１７）。
Then, it is determined whether or not the present is in the drilling period (S16). If “NO” is determined in the step S13, the process shifts to a step S16. If “YES” is determined in step S13, the rotational
ここで、誘起電圧のゼロクロス点（極性の変化）が検出されれば（Ｓ１８：ＹＥＳ）、電流のゼロクロス点と一致しているとみなすことができる。したがって、それまでに推定していたロータの回転角をリセットし（Ｓ１９）、誘起電圧のゼロクロス点を検出したことを示すゼロクロス判定フラグをセットする（Ｓ２０）。続いて、穴あけ期間計測タイマをストップさせて（Ｓ２１）穴あけ開始フラグをクリア（穴あけ期間終了）する（Ｓ２２）。そして、速度演算部３２によりモータ６の回転速度ωを算出する（Ｓ２３）。
Here, if a zero-cross point (polarity change) of the induced voltage is detected (S18: YES), it can be considered that it matches the zero-cross point of the current. Therefore, the rotation angle of the rotor estimated so far is reset (S19), and a zero cross determination flag indicating that the zero cross point of the induced voltage is detected is set (S20). Subsequently, the drilling period measurement timer is stopped (S21), and the drilling start flag is cleared (the drilling period ends) (S22). Then, the rotational speed ω of the
また、ステップＳ１８で「ＮＯ」と判断すると、誘起電圧の極性が（＋）か否かを判断し（Ｓ２４）、極性が（＋）であれば（ＹＥＳ）遅れ位相判定フラグをセットして（Ｓ２５）ステップＳ２１に移行する。一方、ステップＳ２４で「ＮＯ」と判断すると、穴あけ期間計測タイマを参照し、穴あけ開始から現在までの経過時間に相当する回転角を算出する（Ｓ２６）。そして、算出した回転角が、穴あけ期間として許容される最大設定角度以上か否かを判断する（Ｓ２７）。 If “NO” is determined in the step S18, it is determined whether or not the polarity of the induced voltage is (+) (S24), and if the polarity is (+) (YES), the delayed phase determination flag is set ( S25) The process proceeds to step S21. On the other hand, if "NO" is determined in the step S24, the rotation angle corresponding to the elapsed time from the drilling start to the present is calculated with reference to the drilling period measurement timer (S26). Then, it is determined whether or not the calculated rotation angle is equal to or greater than the maximum set angle allowed as the drilling period (S27).
ステップＳ２７において、現在の回転角が最大設定角度未満であれば（ＮＯ）、未だ誘起電圧のゼロクロス点が検出される可能性があるので、後述するステップＳ３１に移行する。一方、現在の回転角が最大設定角度以上であれば（ＹＥＳ）、検出期間の限界に達したことになるので誘起電圧の極性（−）を確定させ、進み位相判定フラグをセットして（Ｓ２８）ステップＳ２１に移行する。 In step S27, if the current rotation angle is less than the maximum set angle (NO), the zero cross point of the induced voltage may still be detected, and the process proceeds to step S31 described later. On the other hand, if the current rotation angle is greater than or equal to the maximum set angle (YES), it means that the limit of the detection period has been reached, so the polarity (−) of the induced voltage is fixed and the advance phase determination flag is set (S28). ) Move to step S21.
ステップＳ２３に続くステップＳ２９において、誘起電圧ゼロクロス判定フラグがセットされていれば（ＹＥＳ）、モータ電圧位相を算出する速度ω（ｃｏｍ）を、ステップＳ２３で算出した回転速度ωで更新する（Ｓ３０）。そして、速度ω（ｃｏｍ）に基づいてモータ電圧位相を算出する（Ｓ３１）。 In step S29 following step S23, if the induced voltage zero cross determination flag is set (YES), the speed ω (com) for calculating the motor voltage phase is updated with the rotational speed ω calculated in step S23 (S30). . Then, the motor voltage phase is calculated based on the speed ω (com) (S31).
また、ステップＳ２９において、誘起電圧ゼロクロス判定フラグがセットされていなければ（ＮＯ）、遅れ位相判定フラグ（Ｓ３２）のセットを確認する。遅れ位相判定フラグがセットされていれば（ＹＥＳ）、回転速度を上昇させるようにモータ電圧位相を算出するための速度ω（ｃｏｍ）を、回転速度ωにΔωを加算したもので更新してから（Ｓ３３）ステップＳ３１に移行する。一方、遅れ位相判定フラグがセットされていなければ（Ｓ３２：ＮＯ）進み位相判定となるので、回転速度を低下させるようにモータ電圧位相を算出するための速度ω（ｃｏｍ）を、回転速度ωよりΔωを減算したもので更新してから（Ｓ３４）ステップＳ３１に移行する。また、ステップＳ１６で「ＮＯ」と判断した場合も、ステップＳ３１に移行する。 In step S29, if the induced voltage zero cross determination flag is not set (NO), the setting of the delayed phase determination flag (S32) is confirmed. If the delay phase determination flag is set (YES), update the speed ω (com) for calculating the motor voltage phase so as to increase the rotation speed by adding Δω to the rotation speed ω. (S33) The process proceeds to step S31. On the other hand, if the delay phase determination flag is not set (S32: NO), the advance phase determination is made. Therefore, the speed ω (com) for calculating the motor voltage phase so as to decrease the rotation speed is set from the rotation speed ω. After updating by subtracting Δω (S34), the process proceeds to step S31. Also, if “NO” is determined in the step S16, the process proceeds to the step S31.
図７は、遅れ位相判定フラグがセットされる場合の各信号波形を示す。モータ電流が増大する過程において、極性が（＋）から（−）に変化したことでゼロクロス点を検出すると、対応する相の駆動を停止させて「穴あけ」を開始する。その次のＰＷＭ同期信号の立下りタイミングで検出される誘起電圧の極性が（＋）であれば、誘起電圧のゼロクロス点は、電流のゼロクロス点よりも前に存在していたことになる。したがって、この時点で直ちに、ステップＳ１６で遅れ位相判定フラグをセットする。 FIG. 7 shows each signal waveform when the delayed phase determination flag is set. In the process of increasing the motor current, when the zero cross point is detected because the polarity has changed from (+) to (−), the driving of the corresponding phase is stopped and “drilling” is started. If the polarity of the induced voltage detected at the next falling timing of the PWM synchronizing signal is (+), the zero cross point of the induced voltage exists before the zero cross point of the current. Therefore, immediately at this point, the delay phase determination flag is set in step S16.
図８は、誘起電圧ゼロクロス判定フラグがセットされる場合の各信号波形を示す。モータ電流のゼロクロス点を検出し、「穴あけ」を開始した次のＰＷＭ同期信号の立下りタイミングで検出される誘起電圧の極性が（−）であれば、誘起電圧のゼロクロス点が検出される可能性がある。次の検出周期では、ステップＳ１３で「ＮＯ」、ステップＳ１６で「ＹＥＳ」と判定し、再度誘起電圧の極性を検出すると（Ｓ１７）、極性が（＋）に変化したことでゼロクロス点が検出されたことになる（本実施形態での目標とする位相条件）。したがって、ステップＳ２０で誘起電圧ゼロクロス判定フラグをセットする。 FIG. 8 shows signal waveforms when the induced voltage zero-cross determination flag is set. If the polarity of the induced voltage detected at the falling edge of the next PWM synchronization signal after detecting the zero cross point of the motor current and starting "drilling" is (-), the zero cross point of the induced voltage can be detected There is sex. In the next detection cycle, “NO” is determined in step S13, “YES” is determined in step S16, and when the polarity of the induced voltage is detected again (S17), the zero cross point is detected because the polarity has changed to (+). (The target phase condition in this embodiment). Therefore, the induced voltage zero cross determination flag is set in step S20.
すなわち、本実施形態では、モータ電流のゼロクロス点が検出されると「穴あけ」を開始し、その時点から一定時間が経過するまでの間に誘起電圧のゼロクロス点が検出されれば、双方のゼロクロス点が一致している（電流と電圧とが同相である）とみなすようにしている（実際上、両者の完全な一致を検出することは極めて困難だからである）。 In other words, in the present embodiment, when the zero cross point of the motor current is detected, “drilling” is started, and if the zero cross point of the induced voltage is detected within a certain period from that point, both zero cross points are detected. It is assumed that the points match (current and voltage are in phase) (because it is extremely difficult to detect a perfect match between the two in practice).
図９は、進み位相判定フラグがセットされる場合の各信号波形を示す。モータ電流のゼロクロス点を検出し、「穴あけ」を開始した次のＰＷＭ同期信号の立下りタイミングで検出される誘起電圧の極性が（−）であれば、図８に示すケースと同様に極性検出を継続する。しかし、極性（−）の検出が連続し、ステップＳ２７における「穴あけ期間の最大設定角度」に相当する時間内に極性（＋）が検出されなければ、誘起電圧のゼロクロス点が到来するのは更に後のタイミングであり、電流の位相が進んでいると判定する。したがって、ステップＳ２８で進み位相判定フラグをセットする。 FIG. 9 shows each signal waveform when the advance phase determination flag is set. If the polarity of the induced voltage detected at the falling timing of the next PWM synchronization signal after detecting the zero cross point of the motor current and starting “drilling” is (−), the polarity detection is performed as in the case shown in FIG. Continue. However, if the detection of the polarity (−) is continued and the polarity (+) is not detected within the time corresponding to the “maximum setting angle of the drilling period” in step S27, the zero cross point of the induced voltage arrives further. At a later timing, it is determined that the phase of the current is advanced. Therefore, the advance phase determination flag is set in step S28.
図１０は、位相調整部３６による動作（遅れ位相判定の場合）を説明するタイミングチャートである。時刻ｔ（ｎ−２）で「穴あけ」を開始し、誘起電圧の極性（＋）が検出されて遅れ位相判定フラグがセットされると、ステップＳ３３において回転速度ω（ｎ−２）にΔωが加算される。ステップＳ３１では回転速度｛ω（ｎ−２）＋Δω｝に基づき電圧位相が算出される。尚、速度の調整値Δωは、予め実機を動作させて最適となる値を選択しておく。
FIG. 10 is a timing chart for explaining the operation (in the case of delayed phase determination) by the
次の時刻ｔ（ｎ−１）でも同様に遅れ位相判定フラグがセットされ、回転速度ω（ｎ−１）にΔωが加算されて回転速度はさらに上昇する。そして、次の時刻ｔ（ｎ）では、穴あけ期間に誘起電圧のゼロクロス点が検出され、ステップＳ２９で「ＹＥＳ」と判断され、回転速度ω（ｎ）に基づき電圧位相が算出される（Ｓ３０，Ｓ３１）。尚、進み位相となる場合には、Δωを減算して回転速度を低下させ、調整を行う。 Similarly, at the next time t (n−1), the delay phase determination flag is set, Δω is added to the rotational speed ω (n−1), and the rotational speed further increases. Then, at the next time t (n), the zero cross point of the induced voltage is detected during the drilling period, “YES” is determined in step S29, and the voltage phase is calculated based on the rotational speed ω (n) (S30, S31). When the lead phase is reached, Δω is subtracted to reduce the rotation speed and make an adjustment.
以上のように本実施形態によれば、電流極性検出部１３は、モータ６の固定子巻線７に流れる相電流の極性を検出し、誘起電圧極性検出回路１２は、固定子巻線７に発生する誘起電圧の極性を検出する。そして、穴あけ区間生成部３５は、相電流の極性が変化するタイミングでモータ６を正弦波駆動するインバータ回路１の一部の動作を一定期間停止させ、位相調整部３６は、その停止期間内に誘起電圧極性検出回路１２により検出される誘起電圧の極性に基づいて、インバータ回路１を介してモータ６に出力する駆動電圧の位相を調整する。したがって、インバータ回路１の動作を一定期間停止させるタイミングを確実に決定して誘起電圧の極性を安定して検出することができ、駆動電圧の位相を調整できる。
As described above, according to the present embodiment, the
そして、電流極性検出部１３を、入力端子がそれぞれプルアップされると共に、順方向のダイオード２５，２７を介して、インバータ回路１の下アーム側に配置されるＩＧＢＴ２Ｘ，２Ｙ，２Ｚの両端に接続されるコンパレータ２２で構成した。したがって、簡単な構成で相電流の極性を検出できる。
The
また、位相調整部３６は、相電流の極性が変化するタイミングと誘起電圧の極性が変化するタイミングとが目標とする位相条件に維持されるように、モータ６の回転速度を調整する。具体的には、相電流の極性が変化するタイミングと誘起電圧の極性が変化するタイミングとが一致する（電流と電圧とが同相になる）ように、モータ６の回転速度を調整した。したがって、モータ６を高い効率で駆動することが可能になる。
In addition, the
（第２実施形態）
図１１は第２実施形態であり、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。第２実施形態では、誘起電圧極性判定回路４１の構成が相違している。すなわち、モータ６のＵ，Ｖ，Ｗの各相端子にそれぞれ抵抗素子４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗの一端を接続し、抵抗素子４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗの他端を共通に、コンパレータ１５（Ｕ相のみ図示）の反転入力端子に接続する。これにより、前記反転入力端子には、モータ６の実際の中性点電圧に略等しい電圧が与えられる。このように構成した第２実施形態による場合も、第１実施形態と同様の効果が得られる。
(Second Embodiment)
FIG. 11 shows a second embodiment. The same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. Hereinafter, different parts will be described. In the second embodiment, the configuration of the induced voltage
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
電流極性検出手段の構成は、電流極性検出回路１３の構成に限らず、相電流の極性が検出可能であればどのような構成を採用しても良い。
永久磁石型モータの相数は、「３」に限らない。
Although several embodiments of the present invention have been described, these embodiments have been presented by way of example and are not intended to limit the scope of the invention. These novel embodiments can be implemented in various other forms, and various omissions, replacements, and changes can be made without departing from the scope of the invention. These embodiments and modifications thereof are included in the scope and gist of the invention, and are included in the invention described in the claims and the equivalents thereof.
The configuration of the current polarity detection means is not limited to the configuration of the current
The number of phases of the permanent magnet motor is not limited to “3”.
スイッチング素子はＩＧＢＴ２に限ることなく、ＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタ等を用いても良い。
駆動信号生成部をマイクロコンピュータで構成し、図４及び図５に示す処理のうち置き換え可能な部分をソフトウェアで実行させるようにしても良い。
目標とする位相条件は、必ずしも印加電圧と相電流とが同相となるものに限らず、モータの駆動条件に応じて進み位相や遅れ位相となるように調整しても良い。
２相変調方式に限らず、３相以上の変調方式に適用しても良い。
The switching element is not limited to the
The drive signal generation unit may be configured by a microcomputer, and a replaceable part of the processes shown in FIGS. 4 and 5 may be executed by software.
The target phase conditions are not necessarily limited to those in which the applied voltage and the phase current are in phase, and may be adjusted so as to be an advance phase or a delay phase according to the driving conditions of the motor.
You may apply not only to a two-phase modulation system but to the modulation system of 3 phases or more.
図面中、１はインバータ回路（駆動回路）、２はＩＧＢＴ（スイッチング素子）、６はモータ（永久磁石型モータ）、１２は誘起電圧極性検出回路（電圧極性検出手段）、１３は電流極性検出回路（電流極性検出手段）、３５は穴あけ区間生成部（電圧位相調整手段）、３６は位相調整部（電圧位相調整手段）、４１は誘起電圧極性検出回路（電圧極性検出手段）を示す。 In the drawings, 1 is an inverter circuit (drive circuit), 2 is an IGBT (switching element), 6 is a motor (permanent magnet type motor), 12 is an induced voltage polarity detection circuit (voltage polarity detection means), and 13 is a current polarity detection circuit. (Current polarity detection means), 35 is a punching section generation unit (voltage phase adjustment unit), 36 is a phase adjustment unit (voltage phase adjustment unit), and 41 is an induced voltage polarity detection circuit (voltage polarity detection unit).
Claims (3)
前記モータの固定子巻線に流れる電流の極性を検出する電流極性検出手段と、
前記固定子巻線に発生する誘起電圧の極性を検出する電圧極性検出手段と、
前記電流の極性が変化するタイミングで前記駆動回路の動作を一定期間停止させ、その停止期間内に前記電圧極性検出手段により検出される誘起電圧の極性に基づいて、前記駆動回路を介して前記モータに出力する駆動電圧の位相を調整する電圧位相調整手段とを備え、
前記電圧位相調整手段は、前記停止期間の時間を計測するタイマを備え、前記停止期間内における前記誘起電圧の極性が正であれば遅れ位相判定フラグをセットし、
前記極性が負であれば、前記タイマの計測値からその時点のロータ回転角を算出し、当該回転角が前記停止期間の最大設定角度以上であれば、進み位相判定フラグをセットし、
前記極性が変化すると、ゼロクロス判定フラグをセットし、
前記駆動回路の動作を再開すると、前記モータの回転速度を算出し、
前記ゼロクロス判定フラグがセットされていれば、前記回転速度に基づいてモータ電圧位相を算出し、
前記遅れ位相判定フラグがセットされていれば、前記回転速度に所定値を加算した速度に基づいてモータ電圧位相を算出し、
前記進み位相判定フラグがセットされていれば、前記回転速度より所定値を減算した速度に基づいてモータ電圧位相を算出するモータ駆動装置。 A drive circuit for driving a multi-phase permanent magnet motor with a sine wave;
Current polarity detection means for detecting the polarity of the current flowing in the stator winding of the motor;
Voltage polarity detection means for detecting the polarity of the induced voltage generated in the stator winding;
The operation of the drive circuit is stopped for a certain period at the timing when the polarity of the current changes, and the motor is connected via the drive circuit based on the polarity of the induced voltage detected by the voltage polarity detection means within the stop period. and a voltage phase adjusting means for adjusting the phase of the drive voltage to be output to,
The voltage phase adjustment means includes a timer for measuring the time of the stop period, and sets a delayed phase determination flag if the polarity of the induced voltage in the stop period is positive,
If the polarity is negative, calculate the rotor rotation angle at that time from the measured value of the timer, if the rotation angle is greater than or equal to the maximum set angle of the stop period, set the advance phase determination flag,
When the polarity changes, the zero cross determination flag is set,
When resuming the operation of the drive circuit, the rotational speed of the motor is calculated,
If the zero cross determination flag is set, the motor voltage phase is calculated based on the rotation speed ,
If the delay phase determination flag is set, a motor voltage phase is calculated based on a speed obtained by adding a predetermined value to the rotation speed ,
A motor drive device that calculates a motor voltage phase based on a speed obtained by subtracting a predetermined value from the rotational speed if the advance phase determination flag is set .
前記電流の極性が変化するタイミングで前記モータを正弦波駆動する駆動回路の動作を一定期間停止させ、
その停止期間内に、前記固定子巻線に発生する誘起電圧の極性を検出し、検出した誘起電圧の極性に基づいて、前記駆動回路を介して前記モータに出力する駆動電圧の位相を調整する方法であって、
前記停止期間の時間を計測し、前記停止期間内における前記誘起電圧の極性が正であれば遅れ位相判定フラグをセットし、
前記極性が負であれば、前記時間の計測値からその時点のロータ回転角を算出し、当該回転角が前記停止期間の最大設定角度以上であれば、進み位相判定フラグをセットし、
前記極性が変化すると、ゼロクロス判定フラグをセットし、
前記駆動回路の動作を再開すると、前記モータの回転速度を算出し、
前記ゼロクロス判定フラグがセットされていれば、前記回転速度に基づいてモータ電圧位相を算出し、
前記遅れ位相判定フラグがセットされていれば、前記回転速度に所定値を加算した速度に基づいてモータ電圧位相を算出し、
前記進み位相判定フラグがセットされていれば、前記回転速度より所定値を減算した速度に基づいてモータ電圧位相を算出するモータ駆動方法。 Detect the polarity of the current flowing in the stator winding of a multi-phase permanent magnet motor,
Stop the operation of the drive circuit for driving the motor with a sine wave at a timing when the polarity of the current changes,
During the stop period, the polarity of the induced voltage generated in the stator winding is detected, and the phase of the drive voltage output to the motor via the drive circuit is adjusted based on the detected polarity of the induced voltage. A method,
Measure the time of the stop period, if the polarity of the induced voltage in the stop period is positive, set a delay phase determination flag,
If the polarity is negative, calculate the rotor rotation angle at that time from the measured value of the time, if the rotation angle is greater than or equal to the maximum set angle of the stop period, set the advance phase determination flag,
When the polarity changes, the zero cross determination flag is set,
When resuming the operation of the drive circuit, the rotational speed of the motor is calculated,
If the zero cross determination flag is set, the motor voltage phase is calculated based on the rotation speed ,
If the delay phase determination flag is set, a motor voltage phase is calculated based on a speed obtained by adding a predetermined value to the rotation speed ,
A motor drive method for calculating a motor voltage phase based on a speed obtained by subtracting a predetermined value from the rotation speed if the advance phase determination flag is set .
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2014143138A JP6290019B2 (en) | 2014-07-11 | 2014-07-11 | Motor driving apparatus and motor driving method |
| KR1020150088244A KR101728948B1 (en) | 2014-07-11 | 2015-06-22 | Motor driving device and motor driving method |
| TW104120610A TWI571042B (en) | 2014-07-11 | 2015-06-25 | Motor drive device and motor drive method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2014143138A JP6290019B2 (en) | 2014-07-11 | 2014-07-11 | Motor driving apparatus and motor driving method |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2016019448A JP2016019448A (en) | 2016-02-01 |
| JP6290019B2 true JP6290019B2 (en) | 2018-03-07 |
Family
ID=55234301
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2014143138A Active JP6290019B2 (en) | 2014-07-11 | 2014-07-11 | Motor driving apparatus and motor driving method |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP6290019B2 (en) |
| KR (1) | KR101728948B1 (en) |
| TW (1) | TWI571042B (en) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018046628A (en) * | 2016-09-13 | 2018-03-22 | 株式会社東芝 | Brushless DC motor control device and brushless DC motor device |
| JP6535318B2 (en) | 2016-12-27 | 2019-06-26 | ミネベアミツミ株式会社 | Motor drive control device and control method of motor drive control device |
| TWI643442B (en) * | 2017-09-25 | 2018-12-01 | 祥誠科技股份有限公司 | Multi-phase brushless dc motor drivng circuit |
| TWI757090B (en) * | 2021-02-08 | 2022-03-01 | 茂達電子股份有限公司 | Overvoltage protecting system and method of motor pre-driver |
| CN115459663A (en) | 2021-05-20 | 2022-12-09 | 台达电子工业股份有限公司 | Motor control method |
| TWI760228B (en) * | 2021-05-20 | 2022-04-01 | 台達電子工業股份有限公司 | Motor control method |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3458539B2 (en) * | 1995-07-06 | 2003-10-20 | 松下電器産業株式会社 | Inverter control device for motor |
| US6252362B1 (en) | 1999-11-23 | 2001-06-26 | Texas Instruments Incorporated | Method and apparatus for synchronizing PWM sinusoidal drive to a DC motor |
| JP2000201495A (en) * | 1999-01-06 | 2000-07-18 | Mitsubishi Electric Corp | Motor system and motor driving device |
| JP4590658B2 (en) * | 1999-07-02 | 2010-12-01 | 三菱電機株式会社 | Control device |
| US6535402B1 (en) * | 2002-07-12 | 2003-03-18 | Delta Electronics Inc. | Adaptive compensation of dead time for inverter and converter |
| US7126301B2 (en) * | 2002-10-22 | 2006-10-24 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Motor driver |
| CN100574083C (en) * | 2005-11-25 | 2009-12-23 | 株式会社日立制作所 | Motor driven is with semiconductor device and have the motor of this semiconductor device |
| JP5149695B2 (en) * | 2008-05-15 | 2013-02-20 | パナソニック株式会社 | Motor drive control device |
| JP5428745B2 (en) * | 2008-12-02 | 2014-02-26 | パナソニック株式会社 | Motor drive device, compressor and refrigerator |
| JP5682148B2 (en) * | 2010-06-04 | 2015-03-11 | 株式会社デンソー | Semiconductor device provided with current detection circuit and inverter circuit having the same |
| JP5718474B2 (en) * | 2011-09-21 | 2015-05-13 | 日立アプライアンス株式会社 | Power conversion device, electric motor drive device, and air conditioner |
-
2014
- 2014-07-11 JP JP2014143138A patent/JP6290019B2/en active Active
-
2015
- 2015-06-22 KR KR1020150088244A patent/KR101728948B1/en active IP Right Grant
- 2015-06-25 TW TW104120610A patent/TWI571042B/en active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR20160007358A (en) | 2016-01-20 |
| JP2016019448A (en) | 2016-02-01 |
| TWI571042B (en) | 2017-02-11 |
| TW201611509A (en) | 2016-03-16 |
| KR101728948B1 (en) | 2017-04-20 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20160926 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20170620 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20170621 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20170802 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20180109 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20180207 |
|
| R151 | Written notification of patent or utility model registration |
Ref document number: 6290019 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151 |