JP6189814B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電源又は交流負荷である交流機器が接続される交流入出力部と、直流電源又は直流負荷である直流機器が接続される直流入出力部と、を有し、これらの間で双方向に電力の変換を行う電力変換装置に関する。

このような電力変換器は、例えば、電力系統のような交流電源から入力される交流電力を直流電力に変換し、当該直流電力を蓄電池等に供給（充電）することができる。また、蓄電池のような直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換し、当該交流電力を家電機器に供給することもできる。

交流入出力部及び直流入出力部の少なくとも一方側には高電圧が印可されることが多いので、当該高電圧が他方側に印可されてしまうことの無いように、交流入出力部と直流入出力部との間は互いに絶縁されていることが望ましい。このため、トランスを有する絶縁型のＤＣ／ＤＣ回路と、ＡＣ／ＤＣ回路とを組み合わせた構成の電力変換器とすることが一般的に行われている。

絶縁型のＤＣ／ＤＣ回路は、トランスの一次側に形成されたスイッチング回路と、トランスの二次側に形成されたスイッチング回路とを有している。これらスイッチング回路に配置された複数のスイッチング素子のＯＮ，ＯＦＦが切り替えられることにより、直流電力から交流電力への変換、及び直流電力から交流電力への変換が行われる（下記特許文献１を参照）。

ところで、直流入出力部における直流電圧は、常に一定なのではなく、例えば蓄電池の電圧低下などによって変動してしまうことがある。その結果、変動後の直流電圧の値によっては、電力変換器におけるソフトスイッチングが不可能な動作領域となってしまい、電力変換器の運転効率が低下してしまうことがあった。

これを解決するために、下記特許文献１では、トランスを有する絶縁型のＤＣ／ＤＣ回路の構成として、エネルギバッファを追加したＴＡＢ回路とすることが提案されている。このような構成とすれば、エネルギバッファに引き込まれる電力の大きさを調整することにより、直流入出力部における直流電圧が小さいときにおいても比較的高効率で電圧変換器を運転することができる。

特開２００８−５４３２７１号公報

しかしながら、下記特許文献１に記載の電力変換器では、エネルギバッファに大きな電力が引き込まれることに伴って、トランスにおける電流が大きくなってしまう。その結果、トランスにおける銅損が大きくなってしまい、これにより運転効率の改善が妨げられてしまうと考えられる。つまり、下記特許文献１に記載の電圧変換器は、高い運転効率を維持するという観点において、更なる改良の余地があるものであった。

本発明はこのような課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、直流入出力部における直流電圧が変動した場合であっても、高い運転効率を維持することのできる電力変換器を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明に係る電力変換器は、交流電源又は交流負荷である交流機器（ＰＳ）が接続される交流入出力部（１５３、１５４、２５３、２５４）と、直流電源又は直流負荷である直流機器（ＢＴ）が接続される直流入出力部（１１１、１１２、２１１、２１２）と、を有し、これらの間で双方向に電力の変換を行う電力変換装置であって、交流入出力部から入力される交流電力を直流電力に変換する交直変換回路（１４０、２４０）と、交直変換回路からの直流電力を交流電力に変換し、当該交流電力をトランスに（Ｔ１）より電圧変換した後に直流電力に変換し、当該直流電力を直流入出力部に出力する直流変換回路（１２０，２２０）と、交直変換回路と直流変換回路との接続部における電圧を平滑化するよう、当該接続部に配置された平滑コンデンサ（１３０、２３０）と、を備え、交流入出力部と交流機器との接続状態を変化させることにより、交流入出力部における交流電圧の最大値を変化させる接続変換部（３００）が更に備えられており、接続変換部は、直流入出力部における直流電圧を、トランスのうち直流入出力部側におけるコイル（Ｌ１）の巻数（Ｎ１）で除し、これにトランスのうち平滑コンデンサ側におけるコイル（Ｌ２）の巻数（Ｎ２）を掛けて得られる上限電圧値よりも、交流入出力部における交流電圧の最大値の方が大きくなることのないように、交流入出力部と交流機器との接続状態を変化させることを特徴とする。

本発明に係る電力変換器では、接続変換部によって交流入出力部と交流機器との接続状態を変化させ、これにより交流入出力部における交流電圧の最大値（ピーク値）を変化させることが可能となっている。これにより、直流入出力部における直流電圧が変動した場合であっても、直流変換回路における電力変換が高い効率で行われる状態を維持することができる。すなわち、高効率の運転が可能となるような直流電圧の範囲を広く確保することができる。

本発明によれば、直流入出力部における直流電圧が変動した場合であっても、高い運転効率を維持することのできる電力変換器を提供することができる。

本発明の実施形態に係る電力変換器の全体構成を示す図である。 ＤＣ／ＤＣ回路部の内部の構成を示す図である。 ＤＣ／ＤＣ回路部において行われるスイッチング動作と、トランス電流との関係を示すグラフである。 制御部によって行われる処理を示すフローチャートである。 交流電源側から蓄電池側に電力変換する場合になされる、ＡＣ／ＤＣ回路部のスイッチング動作を説明するためのブロック線図である。 蓄電池側から交流電源側に電力変換する場合になされる、ＤＣ／ＤＣ回路部のスイッチング動作を説明するためのブロック線図である。 ソフトスイッチング可能な領域を示す図である。 電力変換器の運転効率を説明するためのグラフである。

以下、添付図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。説明の理解を容易にするため、各図面において同一の構成要素に対しては可能な限り同一の符号を付して、重複する説明は省略する。

図１においては、本発明の実施形態に係る電力変換器１０が、蓄電池ＢＴと交流電源ＰＳとの間に配置された場合の例が示されている。電力変換器１０は、交流電源ＰＳから入力される交流電力を直流電力に変換し、当該直流電力を蓄電池ＢＴに供給（蓄電）することができる。このように動作させる場合、直流電力で動作する電気機器（直流負荷）を蓄電池ＢＴに替えて配置し、当該電気機器に電力変換器１０から直流電力を供給することもできる。

また、電力変換器１０は、蓄電池ＢＴから入力される直流電力を交流電力に変換し、当該交流電力を交流電源ＰＳ側に出力することも可能となっている。このように動作させる場合、交流電力で動作する電気機器（交流負荷）を交流電源ＰＳに替えて配置し、当該電気機器に電力変換器１０から交流電力を供給することもできる。

つまり、電力変換器１０は、蓄電池ＢＴや直流負荷のような直流機器と、交流電源ＰＳや交流負荷のような交流機器との間で、双方向に電力の変換を行うことが可能となっている。電力変換器１０は、第１変換部１００と、第２変換部２００と、接続変換部３００と、制御部４００とを備えている。

第１変換部１００は、上記のような双方向の電力変換を行うための電気回路である。第１変換部１００は、フィルタ回路部１１０と、ＤＣ／ＤＣ回路部１２０と、平滑コンデンサ１３０と、ＡＣ／ＤＣ回路部１４０と、フィルタ回路部１５０と、を備えている。

フィルタ回路部１１０は、所謂ローパスフィルタであって、蓄電池ＢＴとＤＣ／ＤＣ回路部１２０間において高周波の電流波形を除去するために配置されている。フィルタ回路部１１０は、蓄電池ＢＴ側の入出力端子である一対の端子１１１、１１２と、ＤＣ／ＤＣ回路部１２０側の入出力端子である一対の端子１１３、１１４とを有している。端子１１１は蓄電池ＢＴの正極に接続されており、端子１１２は蓄電池ＢＴの負極に接続されている。

ＤＣ／ＤＣ回路部１２０は、フィルタ回路部１１０を経由して入力される蓄電池ＢＴからの直流電力を、電圧変換してＡＣ／ＤＣ回路部１４０側に出力するための部分である。また、ＡＣ／ＤＣ回路部１４０側から入力される直流電力を、電圧変換してフィルタ回路部１１０側に出力することも可能となっている。ＤＣ／ＤＣ回路部１２０は、フィルタ回路部１１０側の入出力端子である一対の端子１２１、１２２と、ＡＣ／ＤＣ回路部１４０側の入出力端子である一対の端子１２３、１２４とを有している。端子１２１はフィルタ回路部１１０の端子１１３に接続されており、端子１２２はフィルタ回路部１１０の端子１１４に接続されている。

図２に示されるように、ＤＣ／ＤＣ回路部１２０にはトランスＴ１が配置されている。ＤＣ／ＤＣ回路部１２０のうち、トランスＴ１が有するコイルＬ１と端子１２１、１２２との間の部分は、４つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、及びこれらのそれぞれに逆並列接続されたダイオードからなるフルブリッジインバータ回路となっている。同様に、ＤＣ／ＤＣ回路部１２０のうち、トランスＴ１が有するコイルＬ２と端子１２３、１２４との間の部分は、４つのスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８、及びこれらのそれぞれに逆並列接続されたダイオードからなるフルブリッジインバータ回路となっている。

端子１２１、１２２から直流電力が入力されると、後述の制御部４００によってスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４それぞれのＯＮ、ＯＦＦが切り替えられて、トランスＴ１のコイルＬ１に交流電流（矩形波状の電流）が流れる。また、これに伴って、トランスＴ１のコイルＬ２にも交流電流（矩形波状の電流）が流れる。

制御部４００によってスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８それぞれのＯＮ、ＯＦＦが切り替えられて、コイルＬ２からの交流電力は直流電力に変換され、端子１２３、１２４からＡＣ／ＤＣ回路部１４０側へと出力される。端子１２３、１２４から出力される直流電力は、端子１２１、１２２から入力された直流電力を電圧変換（昇圧又は降圧）したものとなっている。

出力される電圧の大きさは、トランスＴ１の巻線比や、スイッチング素子Ｑ１乃至Ｑ８のスイッチング周期、Ｄｕｔｙ等によって変化する。端子１２３、１２４に入力された直流電力を電圧変化し、端子１２１、１２２から出力する場合の動作も、上記と同様である。フルブリッジインバータ回路においてなされる具体的なスイッチングの方法については、説明を省略する。

図１に戻って説明を続ける。ＡＣ／ＤＣ回路部１４０は、ＤＣ／ＤＣ回路部１２０からの直流電力を交流電力に変換して、当該交流電力をフィルタ回路部１５０側に出力するための部分である。また、フィルタ回路部１５０を経由して入力される交流電源ＰＳからの交流電力を、直流電力に変換してＤＣ／ＤＣ回路部１２０側に出力することも可能となっている。ＡＣ／ＤＣ回路部１４０は、ＤＣ／ＤＣ回路部１２０側の入出力端子である一対の端子１４１、１４２と、フィルタ回路部１５０側の入出力端子である一対の端子１４３、１４４とを有している。端子１４１はＤＣ／ＤＣ回路部１２０の端子１２３に接続されており、端子１４２はＤＣ／ＤＣ回路部１２０の端子１２４に接続されている。

ＡＣ／ＤＣ回路部１４０は、４つのスイッチング素子（不図示）、及びこれらのそれぞれに逆並列接続されたダイオード（不図示）からなるフルブリッジインバータ回路となっている。その構成自体は公知のものであるから、ＡＣ／ＤＣ回路部１４０の内部については具体的な説明および図示を省略する。

平滑コンデンサ１３０は、端子１２３と端子１４１とを結ぶ線と、端子１２４と端子１４２とを結ぶ線と、の間に配置されたコンデンサである。ＤＣ／ＤＣ回路部１２０からＡＣ／ＤＣ回路部１４０へと供給される電力（及び逆方向に供給される電力）は、平滑コンデンサ１３０によってその電流波形及び電圧波形が平滑化される。端子１２３と端子１２４との間の端子間電圧、及び、端子１４１と端子１４２との間の端子間電圧は、平滑コンデンサ１３０に印可されている電圧に等しい。

フィルタ回路部１５０は、フィルタ回路部１１０と同様に構成されたローパスフィルタであって、交流電源ＰＳとＡＣ／ＤＣ回路部１４０との間において高周波の電流波形を除去するために配置されている。フィルタ回路部１５０は、ＡＣ／ＤＣ回路部１４０側の入出力端子である一対の端子１５１、１５２と、交流電源ＰＳ側の入出力端子である一対の端子１５３、１５４とを有している。端子１５１はＡＣ／ＤＣ回路部１４０の端子１４３に接続されており、端子１５２はＡＣ／ＤＣ回路部１４０の端子１４４に接続されている。

第２変換部２００は、以上に説明した第１変換部１００と同一に構成された電気回路である。このため、第２変換部２００の具体的な説明は省略する。また、以下の説明においては、第１変換部１００の構成要素に対応する第２変換部２００の構成要素を、例えば「ＤＣ／ＤＣ回路部２２０」のように２００番台の符号を付して表記する。

フィルタ回路部２１０の端子２１１は蓄電池ＢＴの正極に接続されており、端子２１２は蓄電池ＢＴの負極に接続されている。また、フィルタ回路部２５０の端子２５３、２５４には、交流電源ＰＳからの交流電力が入力（又は出力）される。このように、第１変換部１００と第２変換部２００とは互いに並列となるように設けられている。

接続変換部３００の機能及び構成についての説明に先立ち、交流電源ＰＳについて説明する。交流電源ＰＳは、所謂「単相３線式」の交流電源であり、３つの出力端子（ＯＰ１、ＯＰ２、ＯＰ３）を有している。出力端子ＯＰ１と出力端子ＯＰ２とが負荷に接続されると、当該負荷には１００Ｖの交流電力が出力される。同様に、出力端子ＯＰ２と出力端子ＯＰ３とが負荷に接続されると、当該負荷には１００Ｖ（実効値）の交流電力が出力される。一方、出力端子ＯＰ１と出力端子ＯＰ３とが負荷に接続されると、当該負荷には２００Ｖ（実効値）の交流電力が出力される。

接続変換部３００は、上記のような交流電源ＰＳとフィルタ回路部１５０（及びフィルタ回路部２５０）との間に配置されている。接続変換部３００は、６つのリレーＲ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６を有している。それぞれのリレーの状態が切り替えられることによって、第１変換部１００と交流電源ＰＳの接続状態、及び第２変換部２００と交流電源ＰＳの接続状態が切り替えられる。

具体的には、端子１５３と出力端子ＯＰ１、端子１５４と出力端子ＯＰ２、端子２５３と出力端子ＯＰ２、端子２５４と出力端子ＯＰ３、がそれぞれ接続されている状態（以下、「第１状態」とも称する）と、端子１５３と出力端子ＯＰ１、端子１５４と出力端子ＯＰ３、端子２５３と出力端子ＯＰ１、端子２５４と出力端子ＯＰ３、がそれぞれ接続されている状態（以下、「第２状態」とも称する）とが切り替えられる。

第１状態では、交流電源ＰＳから１００Ｖの交流電力が第１変換部１００（フィルタ回路部１５０）に入力される。また、交流電源ＰＳから１００Ｖの交流電力が第２変換部２００（フィルタ回路部２５０）にも入力される。このとき、リレーＲ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４は閉状態（ＯＮ）となっており、リレーＲ５、Ｒ６は開状態（ＯＦＦ）となっている。

第２状態では、交流電源ＰＳから２００Ｖの交流電力が第１変換部１００（フィルタ回路部１５０）に入力される。また、交流電源ＰＳから２００Ｖの交流電力が第２変換部２００（フィルタ回路部２５０）にも入力される。このとき、リレーＲ１、Ｒ３、Ｒ５、Ｒ６は閉状態（ＯＮ）となっており、リレーＲ２、Ｒ４は開状態（ＯＦＦ）となっている。尚、それぞれのリレーの開閉は、制御部４００の制御によって切り替えられる。

制御部４００は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、及び入出力インタフェースを備えたコンピュータシステムであり、電力変換器１０全体の動作を制御するものである。リレーＲ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６と制御部４００との間は、それぞれが不図示の信号線で接続されている。また、電力変換器１０に配置された複数のセンサ（後述の電圧計ＶＡ１、電流計ＩＡ１等）と制御部４００との間も、不図示の信号線で接続されている。

電力変換器１０を構成する回路の各部に配置された電圧計及び電流計について説明する。電圧計ＶＡ１は、出力端子ＯＰ１に繋がる線と、出力端子ＯＰ２に繋がる線との間の電圧を測定するセンサである。電圧計ＶＡ２は、出力端子ＯＰ２に繋がる線と、出力端子ＯＰ３に繋がる線との間の電圧を測定するセンサである。電圧計ＶＡ３は、出力端子ＯＰ１に繋がる線と、出力端子ＯＰ３に繋がる線との間の電圧を測定するセンサである。電圧計ＶＡ１、ＶＡ２、ＶＡ３によって測定されたそれぞれの電圧値は、制御部４００に入力される。

電流計ＩＡ１は、フィルタ回路部１５０の端子１５３において入出力される電流を測定するセンサである。電流計ＩＡ２は、フィルタ回路部２５０の端子２５３において入出力される電流を測定するセンサである。電流計ＩＡ１、ＩＡ２によって測定されたそれぞれの電流値は、制御部４００に入力される。

電圧計ＶＣ１は、平滑コンデンサ１３０に印可されている電圧を測定するセンサである。電圧計ＶＣ２は、平滑コンデンサ２３０に印可されている電圧を測定するセンサである。電圧計ＶＣ１、ＶＣ２によって測定されたそれぞれの電圧値は、制御部４００に入力される。

電流計ＩＤ１は、フィルタ回路部１１０の端子１１１において入出力される電流を測定するセンサである。電流計ＩＤ２は、フィルタ回路部２１０の端子２１１において入出力される電流を測定するセンサである。電流計ＩＤ１、ＩＤ２によって測定されたそれぞれの電流値は、制御部４００に入力される。

電圧計ＶＤは、フィルタ回路部１１０の端子１１１と端子１１２との間の電圧を測定するセンサである。図１に示されるように、電圧計ＶＤは、フィルタ回路部２１０の端子２１１と端子２１２との間の電圧を測定するセンサともいうことができる。電圧計ＶＤによって測定された電圧値は、制御部４００に入力される。

ところで、ＡＣ／ＤＣ回路部１４０においてはその構成上、正常に電力変換の動作が行われるための条件として、端子１４１と端子１４２との間における直流電圧が、端子１４３と端子１４４との間（端子１５３と端子１５４との間ともいえる）における交流電圧の最大値（ピーク電圧）よりも低くなっている必要がある。

このため、例えば、端子１５３と端子１５４との間に実効値２００Ｖの交流電圧が印可されている場合には、端子１４１と端子１４２との間における直流電圧が約２８０Ｖ以上となっていなければ、ＡＣ／ＤＣ回路部１４０は正常に動作しない。

そこで、電圧計ＶＣ１によって計測される電圧値が、端子１５３と端子１５４との間における交流電圧の最大値よりも大きくなるように、ＤＣ／ＤＣ回路部２２０による電力変換が行われる必要がある。尚、本実施形態の場合には、「端子１５３と端子１５４との間における交流電圧の最大値」とは、第１状態においては約１４０Ｖであり、第２状態においては約２８０Ｖである。

蓄電池ＢＴから電力変換器１０に供給される電力の電圧、すなわち、電圧計ＶＤによって計測される電圧は、蓄電池ＢＴの蓄電量によって大きく変動する。仮に、当該電圧が低下している場合には、ＤＣ／ＤＣ回路部１２０は、フィルタ回路部１１０から入力される電力を昇圧してＡＣ／ＤＣ回路部１４０側に出力する必要がある。しかしながら、電圧計ＶＤによって計測される電圧の大きさによっては、ＤＣ／ＤＣ回路部１２０における変換効率が著しく低下してしまうことがある。ＤＣ／ＤＣ回路部２２０についても同様である。

この点について、図３を参照しながら説明する。図３では、時刻ｔ０から時刻ｔ８までの期間における、各スイッチング素子（Ｑ１等）のスイッチング動作、及びトランスＴ１における電流（コイルＬ１を流れる電流）の時間変化が示されている。図３（Ａ）ではスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４の動作が示されており、図３（Ｂ）ではスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３の動作が示されている。また、図３（Ｃ）ではスイッチング素子Ｑ５、Ｑ８の動作が示されており、図３（Ｄ）ではスイッチング素子Ｑ６、Ｑ７の動作が示されている。

図３（Ａ）に示されるように、時刻ｔ０から時刻ｔ２までの期間において、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４は閉状態（ＯＮ）となり、時刻ｔ２から時刻ｔ４までの期間において、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４は開状態（ＯＦＦ）となる。このような時刻ｔ０から時刻ｔ４までの動作が、時刻ｔ４以降も繰り返される。尚、図３に示される例においては、時刻ｔ０から時刻ｔ２までの期間の長さと、時刻ｔ２から時刻ｔ４までの期間の長さとは同一である。

図３（Ｂ）に示されるように、時刻ｔ０から時刻ｔ２までの期間において、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３は開状態（ＯＦＦ）となり、時刻ｔ２から時刻ｔ４までの期間において、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３は閉状態（ＯＮ）となる。このような時刻ｔ０から時刻ｔ４までの動作が、時刻ｔ４以降も繰り返される。このように、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４とは常に逆の状態となるように切り替えられる。

図３（Ｃ）に示されるように、時刻ｔ１から時刻ｔ３までの期間において、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ８は閉状態（ＯＮ）となり、時刻ｔ３から時刻ｔ５までの期間において、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ８は開状態（ＯＦＦ）となる。このような時刻ｔ１から時刻ｔ５までの動作が、時刻ｔ５以降も繰り返される。尚、時刻ｔ１は時刻ｔ０よりも時間φだけ遅れた時刻である。また、時刻ｔ１から時刻ｔ３までの期間の長さと、時刻ｔ３から時刻ｔ５までの期間の長さとは同一であり、これらは時刻ｔ０から時刻ｔ２までの期間の長さに等しい。つまり、図３（Ｃ）に示されるスイッチング素子Ｑ５、Ｑ８の動作は、図３（Ａ）に示されるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４の動作を時間φだけシフトさせたもの、ということができる。

図３（Ｄ）に示されるように、時刻ｔ１から時刻ｔ３までの期間において、スイッチング素子Ｑ６、Ｑ７は開状態（ＯＦＦ）となり、時刻ｔ３から時刻ｔ５までの期間において、スイッチング素子Ｑ６、Ｑ７は閉状態（ＯＮ）となる。このような時刻ｔ１から時刻ｔ５までの動作が、時刻ｔ５以降も繰り返される。このように、スイッチング素子Ｑ６、Ｑ７は、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ８とは常に逆の状態となるように切り替えられる。図３（Ｄ）に示されるスイッチング素子Ｑ６、Ｑ７の動作は、図３（Ｂ）に示されるスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３の動作を時間φだけシフトさせたもの、ということができる。

スイッチング素子Ｑ１乃至Ｑ８の切換え動作が上記のように行われると、トランスＴ１のコイルＬ１、Ｌ２にはそれぞれ矩形波状の電流が流れる。図３（Ｅ）には、電圧計ＶＤによって計測される電圧（以下、「電圧ＶＤ」とも表記する）と、電圧計ＶＣ１によって計測される電圧（以下、「電圧ＶＣ１」とも表記する）との比率が、トランスＴ１のコイルＬ１の巻数（以下、「巻数Ｎ１」とも表記する）と、コイルＬ２の巻数（以下、「巻数Ｎ２」とも表記する）との比率に等しい場合において、コイルＬ１に流れる電流の変化が示されている。

このような場合、つまり、電圧ＶＣ１が下記の式（１）を満たすような場合には、コイルＬ１に流れる電流の波形はフラットな矩形波となる。
電圧ＶＣ１＝電圧ＶＤ×巻数Ｎ２／巻数Ｎ１・・・（１）

つまり、図３（Ｅ）に示されるように、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間は一定の電流（Ｉ１）が流れ、時刻ｔ３から時刻ｔ４までの期間は、逆方向に一定の電流（−Ｉ１）が流れる。ここで、スイッチング素子Ｑ１等が切り替わるタイミングである時刻ｔ２、ｔ３に着目すれば、時刻ｔ２における電流の方向と、時刻ｔ３における電流の方向とは逆方向になっている。このため、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間においてはソフトスイッチングが行われており、ＤＣ／ＤＣ回路部１２０の運転効率は非常に良好なものとなっている。スイッチング素子Ｑ１等の切換えが行われる他の期間（時刻ｔ４から時刻ｔ５の期間等）についても同様である。

蓄電池ＢＴの蓄電量が低下し、これに伴い電圧ＶＤも低下しているときには、電圧ＶＣ１の値を式（１）によって算出される値としてしまうと、電圧ＶＣ１が端子１４３、１４４間の交流電圧の最大値を下回ってしまうことがある。この場合、既に述べたように、ＡＣ／ＤＣ回路部１４０は正常に動作することができない。このため、電圧ＶＣ１が式（１）で算出される値よりも大きくなるように、ＤＣ／ＤＣ回路部１２０又はＡＣ／ＤＣ回路部１４０による電圧変換が行われる必要がある。

図３（Ｆ）には、このような場合、すなわち、電圧ＶＤと電圧ＶＣ１との比率が、巻数Ｎ１と巻数Ｎ２との比率に等しくない場合における、コイルＬ１に流れる電流の変化が示されている。この場合、図３（Ｅ）とは異なり、コイルＬ１に流れる電流の波形はフラットな矩形波とはならない。

つまり、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間は電流が減少傾向となり、時刻ｔ３から時刻ｔ４までの期間は電流が増加傾向となる。また、時刻ｔ１や時刻ｔ５における電流の最大値（Ｉ２）は、図３（Ｅ）の場合における電流の最大値（Ｉ１）よりも大きくなっている。このような現象は、トランスＴ１の両側において巻線比（Ｎ１／Ｎ２）で定まる電圧とは異なる電圧を生じさせるために、コイルＬ１、Ｌ２を流れる電流が時間の経過とともに変化してしまうことに起因する。

また、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間において電流が大きく減少した結果として、時刻ｔ２における電流の方向と、時刻ｔ３における電流の方向とは同方向になっている。このため、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間においてはソフトスイッチングが行われない。その結果、ＤＣ／ＤＣ回路部１２０の運転効率は、ハードスイッチングによって悪化してしまう。スイッチング素子Ｑ１等の切換えが行われる他の期間（時刻ｔ４から時刻ｔ５の期間等）についても同様である。

更に、コイルＬ１、Ｌ２に流れる電流の最大値がＩ１からＩ２に増加するために、トランスＴ１における銅損が大きくなる。これにより、ＤＣ／ＤＣ回路部１２０の運転効率は更に低下してしまう。

このように、蓄電池ＢＴから入力される電圧である電圧ＶＤが低下すると、これに伴って、ＤＣ／ＤＣ回路部１２０における運転効率が著しく低下してしまう可能性がある。そこで、本実施形態に係る電力変換器１０では、接続変換部３００によって第１変換部１００と交流電源ＰＳの接続状態を切り替えることで、上記のような運転効率の低下を回避するように構成されている。

図４を参照しながら、制御部４００によって行われる制御について説明する。制御部４００では、図４に示される処理が所定の周期で繰り返し実行されている。

ステップＳ０１では、電圧計ＶＡ３で計測された電圧（以下、「電圧ＶＡ３」とも表記する）が、電圧ＶＤに対して「巻数Ｎ２／巻数Ｎ１」を掛けた値よりも大きいかどうかが判定される。電圧ＶＡ３＞電圧ＶＤ×巻数Ｎ２／巻数Ｎ１である場合には、ステップＳ０２に移行する。

ステップＳ０２に移行したということは、仮に電圧Ｖ３（２００Ｖ）が端子１５３と端子１５４との間に印可されてしまうと、図３（Ｅ）に示される運転が不可能ということである。つまり、電圧ＶＤが比較的小さいために、ＡＣ／ＤＣ回路部１４０を正常に動作させるための条件（端子１４１、１４２間の電圧＞端子１４３、１４４間の電圧）を満たそうとすると、電圧ＶＣ１を式（１）で算出される値よりも大きくしなければならないということである。

そこで、ステップＳ０２では、第１状態に移行するようにスイッチング素子Ｑ１等の状態が切り替えられる。具体的には、リレーＲ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４が閉状態（ＯＮ）とされ、リレーＲ５、Ｒ６が開状態（ＯＦＦ）とされる。これにより、交流電源ＰＳから１００Ｖの交流電力が第１変換部１００（フィルタ回路部１５０）に入力される状態となる。同時に、交流電源ＰＳから１００Ｖの交流電力が第２変換部２００（フィルタ回路部２５０）に入力される状態となる。

このような接続変換部３００の動作によって、端子１４３、１４４間の交流電圧が１００Ｖ（実効値）となる。その結果、電圧ＶＣ１を式（１）で算出される値としても、ＡＣ／ＤＣ回路部１４０を正常に動作させるための条件（端子１４１、１４２間の電圧＞端子１４３、１４４間の電圧）は満たされるということになる。

ステップＳ０２においてスイッチング素子Ｑ１等の状態が切り替えられた以降は、ＤＣ／ＤＣ回路部１２０又はＡＣ／ＤＣ回路部１４０が、電圧ＶＣ１が式（１）を満たす値となるような動作を行う。同様に、ＤＣ／ＤＣ回路部２２０又はＡＣ／ＤＣ回路部２４０も、電圧ＶＣ１が式（１）を満たす値となるような動作を行う。その結果、ＤＣ／ＤＣ回路部１２０及びＤＣ／ＤＣ回路部２２０のいずれにおいてもソフトスイッチングが行われるようになり、これらの運転効率は向上する。

ステップＳ０１において、電圧ＶＡ３≦電圧ＶＤ×巻数Ｎ２／巻数Ｎ１である場合には、ステップＳ０３に移行する。

ステップＳ０３に移行したということは、仮に電圧Ｖ３（２００Ｖ）が端子１５３と端子１５４との間に印可されたとしても、図３（Ｅ）に示される運転が可能ということである。つまり、電圧ＶＤが比較的大きいために、ＡＣ／ＤＣ回路部１４０を正常に動作させるための条件（端子１４１、１４２間の電圧＞端子１４３、１４４間の電圧）を満たしながらも、電圧ＶＣ１を式（１）で算出される値とすることが可能ということである。

そこで、ステップＳ０３では、第２状態に移行するようにスイッチング素子Ｑ１等の状態が切り替えられる。具体的には、リレーＲ１、Ｒ３、Ｒ５、Ｒ６が閉状態（ＯＮ）とされ、リレーＲ２、Ｒ４が開状態（ＯＦＦ）とされる。これにより、交流電源ＰＳから２００Ｖの交流電力が第１変換部１００（フィルタ回路部１５０）に入力される状態となる。同時に、交流電源ＰＳから２００Ｖの交流電力が第２変換部２００（フィルタ回路部２５０）に入力される状態となる。

接続変換部３００の動作によって、端子１４３、１４４間の電圧が２００Ｖとなる。この場合にも、電圧ＶＣ１を式（１）で算出される値としながら、ＡＣ／ＤＣ回路部１４０を正常に動作させるための条件（端子１４１、１４２間の電圧＞端子１４３、１４４間の電圧）は満たされるということになる。

ステップＳ０３においてスイッチング素子Ｑ１等の状態が切り替えられた以降は、ＤＣ／ＤＣ回路部１２０又はＡＣ／ＤＣ回路部１４０は、電圧ＶＣ１が式（１）を満たす値となるような動作を行う。同様に、ＤＣ／ＤＣ回路部２２０又はＡＣ／ＤＣ回路部２４０も、電圧ＶＣ１が式（１）を満たす値となるような動作を行う。その結果、ＤＣ／ＤＣ回路部１２０及びＤＣ／ＤＣ回路部２２０のいずれにおいてもソフトスイッチングが行われるようになり、これらの運転効率は向上する。

このように、本実施形態に係る電力変換器１０では、接続変換部３００が、端子１５３、１５４（交流入出力部）と交流電源ＰＳ（交流機器）との接続状態を変化させることにより、第１変換部１００に入力される交流電圧の最大値を変化させる。つまり、電圧ＶＤ（端子１１１、１１２における直流電圧）を、コイルＬ１の巻数Ｎ１で除し、これにコイルＬ２の巻数Ｎ２を掛けて得られる値（上限電圧値）よりも、端子１５３、１５４における交流電圧の最大値の方が大きくなることの無いように、接続変換部３００によるリレーＲ１等の切換えが行われる。

このような接続変換部３００の動作によって、蓄電池ＢＴから入力される電圧である電圧ＶＤが大きく変動しても、電力変換器１０はソフトスイッチングによる高効率な運転を維持することができる。

上記のような接続変換部３００の動作は、上限電圧値と、端子１５３、１５４における交流電圧の最大値との差が最も小さくなるような動作ということができる。つまり、接続変換部３００の動作によってとりうる二つの接続状態（第１状態、第２状態）のうち、上限電圧値と、端子１５３、１５４における交流電圧の最大値との差が最も小さい接続状態となるように、接続変換部３００が動作しているということもできる。

更に、接続変換部３００が上記のように（電圧の差が最も小さくなるように）動作するのであれば、動作後において、電圧ＶＤ（端子１１１、１１２における直流電圧）を、コイルＬ１の巻数Ｎ１で除し、これにコイルＬ２の巻数Ｎ２を掛けて得られる値（上限電圧値）よりも、端子１５３、１５４における交流電圧の最大値の方が小さくなっていても、（本実施形態よりも効果は小さいのであるが）本発明の効果を奏することができる。

尚、交流電源ＰＳ側から蓄電池ＢＴ側に電力が供給される場合（以下、「交直変換時」とも称する）、及び、蓄電池ＢＴ側から交流電源ＰＳ側に電力が供給される場合（以下、「直交変換時」とも称する）、のいずれにおいても、図４に示されるような処理及び接続変換部３００の動作が行われる。ただし、電圧ＶＣ１を式（１）で算出される値とするために、ＤＣ／ＤＣ回路部１２０又はＡＣ／ＤＣ回路部１４０において行われる具体的な処理については、交直変化時と直交変換時とでは互いに異なる。

交直変化時においては、ＡＣ／ＤＣ回路部１４０のスイッチング動作によって、電圧ＶＣ１が式（１）で算出される値に維持される。図５に示されるブロック線図は、交直変化時においてＡＣ／ＤＣ回路部１４０においてなされるスイッチング動作のＤｕｔｙを算出するために、制御部４００において行われる処理の流れが示されている。

まず、乗算器ＭＬ１１において、電圧ＶＤ×巻数Ｎ２／巻数Ｎ１の値が算出される。当該値は、電圧ＶＣ１の目標値となる値である。続いて、加算器ＡＤ１１において、前記の目標値から実際に測定された電圧ＶＣ１の値が差し引かれる。これにより算出された値、すなわち電圧ＶＣ１の偏差は、演算器ＰＩ１１に入力される。

演算器ＰＩ１１では、入力された偏差の値に基づいて、当該偏差を０にするために必要となる電流（交流電源ＰＳ側から引き込まれる電流）の大きさが算出される。

乗算器ＭＬ１２では、演算器ＰＩ１１で算出された値を最大値とする正弦波の、現時点における値が算出される。具体的には、演算器ＰＩ１１で算出された値に対し、単位波形出力器ＳＩから出力された正弦波の波形が掛けあわされる。乗算器ＭＬ１２で算出される値は、交流電源ＰＳ側から電力変換器１０に引き込まれる電流の目標値となるものである。

加算器ＡＤ１２では、乗算器ＭＬ１２で算出された値から、電流計ＩＡ１によって算出された電流値（以下、「電流ＩＡ１」とも表記する）の値が差し引かれる。これにより算出された値、すなわち交流電源ＰＳ側から引き込まれる電流ＩＡ１の偏差は、演算器ＰＩ１２に入力される。

演算器ＰＩ１２では、入力された偏差の値に基づいて、当該偏差を０にするために必要となるＤｕｔｙ、すなわち、ＡＣ／ＤＣ回路部１４０が有する各スイッチング素子（不図示）のスイッチング動作を制御するための切換え信号が算出され、出力される。ＡＣ／ＤＣ回路部１４０では、かかる信号に基づいて各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦが切り替えられて電力変換がなされる。これにより、電圧ＶＣ１の値は式（１）で算出される値に維持される。尚、ＡＣ／ＤＣ回路部２４０についても同様の動作が行われる。

一方、直交変化時においては、ＤＣ／ＤＣ回路部１２０のスイッチング動作によって、電圧ＶＣ１が式（１）で算出される値に維持される。図６に示されるブロック線図は、直交変化時においてＤＣ／ＤＣ回路部１２０においてなされるスイッチング動作のＤｕｔｙを算出するために、制御部４００において行われる処理の流れが示されている。

まず、乗算器ＭＬ２１において、電圧ＶＤ×巻数Ｎ２／巻数Ｎ１の値が算出される。当該値は、電圧ＶＣ１の目標値となる値である。続いて、加算器ＡＤ２１において、前記の目標値から実際に測定された電圧ＶＣ１の値が差し引かれる。これにより算出された値、すなわち電圧ＶＣ１の偏差は、演算器ＰＩ２１に入力される。

演算器ＰＩ２１では、入力された偏差の値に基づいて、当該偏差を０にするために必要となる電流（蓄電池ＢＴ側から引き込まれる電流）の大きさが算出される。演算器ＰＩ２１で算出される値は、蓄電池ＢＴ側から電力変換器１０に引き込まれる電流の目標値となるものである。

加算器ＡＤ２２では、演算器ＰＩ２１で算出された値から、電流計ＩＤ１によって算出された電流値（以下、「電流ＩＤ１」とも表記する）の値が差し引かれる。これにより算出された値、すなわち蓄電池ＢＴ側から引き込まれる電流ＩＤ１の偏差は、演算器ＰＩ２２に入力される。

演算器ＰＩ２２では、入力された偏差の値に基づいて、当該偏差を０にするために必要となるＤｕｔｙ、すなわち、ＤＣ／ＤＣ回路部１２０が有する各スイッチング素子（Ｑ１等）のスイッチング動作を制御するための切換え信号が算出され、出力される。ＤＣ／ＤＣ回路部１２０では、かかる信号に基づいて各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦが切り替えられて電圧変換がなされる。これにより、電圧ＶＣ１の値は式（１）で算出される値に維持される。尚、ＤＣ／ＤＣ回路部２２０についても同様の動作が行われる。

図７には、電力変換器１０においてソフトスイッチング可能な領域が示されている。図７の横軸は電圧ＶＤであり、縦軸は電力変換器１０から出力される電力の大きさである。また、図７の線ＬＮ１は二次側の境界条件であり、線ＬＮ２は一次側の境界条件である。これら線ＬＮ１及び線ＬＮ２よりも上方側の領域ＡＲ（電力変換器１０から出力される電力が大きい領域）が、ソフトスイッチング可能な領域である。

図７に示されるように、電圧ＶＤ＝電圧ＶＣ１×巻数Ｎ１／巻数Ｎ２に等しい場合、すなわち、電圧ＶＣ１が式（１）を満たすような場合には、ソフトスイッチング可能な電力の範囲が最も広くなっている。

図８には、電圧ＶＤの変化と、電力変換器１０の運転効率との関係が示されている。図８の横軸は電圧ＶＤ／電圧ＶＣ１であり、縦軸は電力変換器１０の運転効率である。図８にも示されるように、電圧ＶＤ／電圧ＶＣ１の値が巻数Ｎ１／巻数Ｎ２のとき、すなわち、電圧ＶＤと電圧ＶＣ１との関係が式（１）を満たす場合に、電力変換器１０の運転効率は最も高くなっている。

これまでに説明したように、電力変換器１０では、ＤＣ／ＤＣ回路部１２０又はＡＣ／ＤＣ回路部１４０に動作によって、電圧ＶＤ＝電圧ＶＣ１×巻数Ｎ１／巻数Ｎ２の条件（つまり、式（１）の条件）が常に満たれている。また、当該条件を満たしながらも、ＡＣ／ＤＣ回路部１４０が正常に動作するように、接続変換部３００により電力変換器１０と交流機器との接続状態が切り替えられる。

本実施形態では、互いに同一の構成である第１変換部１００と第２変換部２００とを有しており、これらが互いに並列に配置された構成となっている。しかしながら、本発明の実施態様としてはこのようなものに限定されず、例えば第１変換部１００のみを有するような態様であってもよい。ただし、そのような場合には、電圧ＶＤが低下して第１状態に切り替えられた場合（端子１５３、１５４に印可される交流電圧が１００Ｖとなった場合）には、電力変換器１０から蓄電池ＢＴ又は交流電源ＰＳ側に出力し得る電力が、第２状態において出力し得る電力よりも小さくなってしまう。

しかしながら、本実施形態では、互いに並列に配置された第１変換部１００及び第２変換部２００の両方から電力が出力される。このため、第１状態と第２状態のいずれにおいても、十分な大きさの電力を出力することが可能である。

尚、接続変換部３００におけるリレーＲ１等の切換え動作は、端子１５３や端子１５４における交流電圧が０Ｖになるタイミング（ゼロクロスのタイミング）で行われることが望ましい。このようなタイミングで切り替えが行われると、スイッチングの損失が抑制され、電力変換器１０の運転効率がさらに向上する。この場合、切換えのタイミングが正確に制御可能となるように、機械的に動作するリレーＲ１等に替えて、ＩＧＢＴ等のパワーデバイスを用いることが望ましい。

以上、具体例を参照しつつ本発明の実施の形態について説明した。しかし、本発明はこれらの具体例に限定されるものではない。すなわち、これら具体例に、当業者が適宜設計変更を加えたものも、本発明の特徴を備えている限り、本発明の範囲に包含される。例えば、前述した各具体例が備える各要素およびその配置、材料、条件、形状、サイズなどは、例示したものに限定されるわけではなく適宜変更することができる。また、前述した各実施の形態が備える各要素は、技術的に可能な限りにおいて組み合わせることができ、これらを組み合わせたものも本発明の特徴を含む限り本発明の範囲に包含される。

１０：電力変換器
ＰＳ：交流電源
ＢＴ：直流電源
１１１，１１２，１５３，１５４，２１１，２１２，２５３，２５４：端子
１２０，２２０：ＤＣ／ＤＣ回路部
Ｔ１：トランス
Ｌ１，Ｌ２：コイル
１４０，２４０：ＡＣ／ＤＣ回路部
１３０，２３０：平滑コンデンサ
３００：接続変換部

Claims (5)

1. 交流電源又は交流負荷である交流機器（ＰＳ）が接続される交流入出力部（１５３、１５４、２５３、２５４）と、直流電源又は直流負荷である直流機器（ＢＴ）が接続される直流入出力部（１１１、１１２、２１１、２１２）と、を有し、これらの間で双方向に電力の変換を行う電力変換装置であって、
   前記交流入出力部から入力される交流電力を直流電力に変換する交直変換回路（１４０、２４０）と、
   前記交直変換回路からの直流電力を交流電力に変換し、当該交流電力をトランス（Ｔ１）により電圧変換した後に直流電力に変換し、当該直流電力を前記直流入出力部に出力する直流変換回路（１２０，２２０）と、
   前記交直変換回路と前記直流変換回路との接続部における電圧を平滑化するよう、当該接続部に配置された平滑コンデンサ（１３０、２３０）と、を備え、
   前記交流入出力部と前記交流機器との接続状態を変化させることにより、前記交流入出力部における交流電圧の最大値を変化させる接続変換部（３００）が更に備えられており、
   前記接続変換部は、
   前記直流入出力部における直流電圧を、前記トランスのうち前記直流入出力部側におけるコイル（Ｌ１）の巻数（Ｎ１）で除し、これに前記トランスのうち前記平滑コンデンサ側におけるコイル（Ｌ２）の巻数（Ｎ２）を掛けて得られる上限電圧値よりも、
   前記交流入出力部における交流電圧の最大値の方が大きくなることのないように、
   前記交流入出力部と前記交流機器との接続状態を変化させることを特徴とする電力変換装置。
2. 交流電源又は交流負荷である交流機器（ＰＳ）が接続される交流入出力部（１５３、１５４、２５３、２５４）と、直流電源又は直流負荷である直流機器（ＢＴ）が接続される直流入出力部（１１１、１１２、２１１、２１２）と、を有し、これらの間で双方向に電力の変換を行う電力変換装置であって、
   前記交流入出力部から入力される交流電力を直流電力に変換する交直変換回路（１４０、２４０）と、
   前記交直変換回路からの直流電力を交流電力に変換し、当該交流電力をトランス（Ｔ１）により電圧変換した後に直流電力に変換し、当該直流電力を前記直流入出力部に出力する直流変換回路（１２０，２２０）と、
   前記交直変換回路と前記直流変換回路との接続部における電圧を平滑化するよう、当該接続部に配置された平滑コンデンサ（１３０、２３０）と、を備え、
   前記交流入出力部と前記交流機器との接続状態を変化させることにより、前記交流入出力部における交流電圧の最大値を変化させる接続変換部（３００）が更に備えられており、
   前記接続変換部による切換えの結果とり得る複数の接続状態のうち、
   前記直流入出力部における直流電圧を、前記トランスのうち前記直流入出力部側におけるコイルの巻数で除し、これに前記トランスのうち前記平滑コンデンサ側におけるコイルの巻数を掛けて得られる上限電圧値と、
   前記交流入出力部における交流電圧の最大値と、の差が最も小さい接続状態となるように、
   前記接続変換部は、
   前記交流入出力部と前記交流機器との接続状態を変化させることを特徴とする電力変換装置。
3. 前記直流入出力部における直流電圧と、前記平滑コンデンサにおける直流電圧と、の比が、
   前記トランスのうち前記直流入出力部側におけるコイルの巻数と、前記トランスのうち前記平滑コンデンサ側におけるコイルの巻数と、の比に略等しくなるように、前記交直変換回路又は前記直流変換回路における電力の変換が行われることを特徴とする、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 前記交直変換回路、前記平滑コンデンサ、及び前記直流変換回路からなる電力変換部（１００、２００）を２つ備えた構成となっており、当該２つの電力変換部が互いに並列に設けられていることを特徴とする、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記接続変換部は、前記交流入出力部における交流電圧が０Ｖになるタイミングで、前記交流入出力部と前記交流機器との接続状態を変化させることを特徴とする、請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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