JP6188827B2

JP6188827B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP6188827B2
Application number: JP2015556733A
Authority: JP
Inventors: 香帆椋木; 藤井　俊行; 俊行藤井; 森　修; 修森; 伸三玉井; 眞男船橋; 靖彦細川; 東　耕太郎; 耕太郎東
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp; Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp; Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Priority date: 2014-01-09
Filing date: 2014-12-03
Publication date: 2017-08-30
Anticipated expiration: 2034-12-03
Also published as: JPWO2015104922A1; WO2015104922A1; EP3093975A1; EP3093975A4; EP3093975B1; US20160329831A1; US9812992B2

Description

この発明は、複数相の交流と直流との間で電力変換を行う電力変換装置に係り、特に変換器を多重化した大容量電力変換装置に関するものである。

大容量電力変換装置は、変換器出力が高電圧または大電流となるため、複数の変換器を直列または並列に多重化して構成されることが多い。変換器を多重化することは、変換器容量を大きくするのみでなく、出力を合成することにより、出力電圧波形に含まれる高調波を低減し、その結果系統に流出する高調波電流を低減することができる。
変換器を多重化する方法の１つとして、複数の変換器の出力をカスケード接続したマルチレベル変換器があり、その中の一つにモジュラーマルチレベル変換器がある。モジュラーマルチレベル変換器の各アームは、複数の変換器セルがカスケード接続されて構成されている。

従来のモジュラーマルチレベル変換器の各相の第１アーム、第２アームは、それぞれチョッパセル（変換器セル）とリアクトルとを備える。チョッパセルは２つの半導体スイッチが互いに直列接続され、これに直流コンデンサが並列接続される。第１アーム、第２アームは、それぞれ同数のチョッパセルがそれぞれの出力端を介してカスケード接続される。
また、従来のモジュラーマルチレベル変換器の各相の制御は、コンデンサ電圧指令値に全ての直流コンデンサの電圧値の平均値を追従させる平均値制御と、コンデンサ電圧指令値に各直流コンデンサの電圧値をそれぞれ追従させる個別バランス制御と、さらに第１アーム内の全ての直流コンデンサの電圧値の平均値と第２アーム内の全ての直流コンデンサの電圧値の平均値とを一致させるアームバランス制御とを備える。そして、モジュラーマルチレベル変換器外には流出しないでモジュラーマルチレベル変換器内で循環する循環電流を制御し、また各相の交流電流を制御するように電圧指令値が演算される（例えば、特許文献１、非特許文献１参照）。

特開２０１１−１８２５１７号公報

電気学会論文誌Ｄ（産業応用部門誌）Ｖｏｌ．１３１，Ｎｏ．１，２０１１（８４〜９２頁）

このような電力変換装置は、正側アームと負側アームとでインダクタンス成分が等しいことを想定して制御しているため、各アーム内のリアクトルのインダクタンスが異なる場合や、いずれか一方のアームのみにリアクトルが挿入されている場合に、複数の電流制御系の間で干渉が生じ、信頼性良く制御できないという問題点があった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、正側アームと負側アームとでインダクタンス成分が異なる場合でも、安定して信頼性良く制御できる電力変換装置を得ることを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、それぞれ正側アームと負側アームとが直列接続されその接続点が各相交流線に接続される複数のレグ回路を正負の直流母線間に並列接続して備え、複数相交流と直流との間で電力変換を行う電力変換器と、該電力変換器を制御する制御装置とを備える。上記各レグ回路の上記正側アーム、上記負側アームのそれぞれは、互いに直列接続された複数の半導体スイッチング素子の直列体とこの直列体に並列接続された直流コンデンサとから成り上記半導体スイッチング素子の端子を出力端とする変換器セルを、１あるいは複数直列接続して構成され、上記制御装置は、上記正側アームに対する第１電圧指令と上記負側アームに対する第２電圧指令とを生成する電圧指令生成部を有して、上記正側アーム、上記負側アーム内の上記各変換器セルを出力制御する。そして、上記電圧指令生成部は、上記各相交流線に流れる交流電流成分および上記各レグ回路間で循環する各相の循環電流成分を制御する制御指令を演算する電流制御部と、上記制御指令と上記直流母線間の電圧の直流電圧指令値とに基づいて、上記正側アーム、上記負側アームがそれぞれ出力分担する電圧から該正側アーム内、該負側アーム内の各インダクタンス成分による電圧降下分をそれぞれ差し引いて上記第１電圧指令、上記第２電圧指令を決定する指令分配部とを備えたものである。

この発明に係る電力変換装置によれば、正側アームと負側アームとでインダクタンス成分が異なる場合でも、正側アームに対する第１電圧指令と上記負側アームに対する第２電圧指令とを高精度に生成でき、安定して信頼性良く制御できる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。この発明の実施の形態１による変換器セルの構成を示す回路図である。この発明の実施の形態１による変換器セルの別例による構成を示す回路図である。この発明の実施の形態１による電力変換装置の制御構成例を示すブロック図である。この発明の実施の形態１による電力変換装置の各部の電圧、電流を回路上で示す図である。この発明の実施の形態２による電力変換装置の概略構成図である。この発明の実施の形態３による電力変換装置の制御構成例を示すブロック図である。この発明の実施の形態６による電力変換装置の制御を説明するブロック図である。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置を図に基づいて以下に説明する。図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。
図１に示すように、電力変換装置は主回路である電力変換器１と、電力変換器１を制御する制御装置２０とを備える。電力変換器１は、複数相交流この場合三相交流と直流との間で電力変換を行うもので、交流側は連系変圧器１３を介して交流回路としての系統である交流電源１４に接続され、直流側はインピーダンス１５を介して直流電源１６に接続される。
なお、連系変圧器１３の代わりに連系リアクトルを介して交流電源１４に接続しても良い。また、電力変換器１の直流側は、直流負荷に接続されてもよいし、直流出力を行う他の電力変換装置に接続されても良い。

電力変換器１の各相は、正側アーム５と負側アーム６とが直列接続されその接続点である交流端７が各相交流線に接続されるレグ回路４で構成され、３つのレグ回路４は正負の直流母線２、３間に並列接続される。
各レグ回路４の正側アーム５、負側アーム６のそれぞれは、１以上の変換器セル１０を直列接続したセル群５ａ、６ａで構成され、正側リアクトル９ｐ、負側リアクトル９ｎがそれぞれ直列に挿入される。この場合、正側リアクトル９ｐ、負側リアクトル９ｎは交流端７側に接続され、正側リアクトル９ｐおよび負側リアクトル９ｎで、３端子のリアクトル８を構成している。
なお、正側リアクトル９ｐ、負側リアクトル９ｎが挿入される位置は、各アーム５、６内のいずれの位置でも良く、それぞれ複数個であっても良い。

また、制御装置２０は、第１電圧指令である正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋と第２電圧指令である負側アーム電圧指令Ｖｐ^-とを生成する電圧指令生成部２１と、ＰＷＭ回路２２とを備えてゲート信号２２ａを生成し、各相の正側アーム５、負側アーム６内の各変換器セル１０を制御する。
各相の正側アーム５、負側アーム６にそれぞれ流れる正側アーム電流ｉｐ^＋、負側アーム電流ｉｐ^-、各相交流線に流れる交流電流ｉｐは、それぞれ図示しない電流検出器により検出されて制御装置２０に入力される。さらに、図示しない電圧検出器により検出される交流電源１４の各相電圧（以下、交流電圧Ｖｓｐと称す）、電力変換器１の中性点電圧Ｖｓｎ、直流母線間電圧である直流電源１６の電圧の指令値（以下、直流電圧指令値Ｖｄｃ）が制御装置２０に入力される。なお、各相の交流電流ｉｐは、各相の正側アーム５、負側アーム６にそれぞれ流れる正側アーム電流ｉｐ^＋、負側アーム電流ｉｐ^-とから演算して用いても良い。

制御装置２０では、入力された電圧、電流の情報に基づいて、電圧指令生成部２１が、各相の正側アーム５に対する正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋と、各相の負側アーム６に対する負側アーム電圧指令Ｖｐ^-とを生成する。そして、ＰＷＭ回路２２は各電圧指令Ｖｐ^＋、Ｖｐ^-に基づいてパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）によるゲート信号２２ａを生成する。
なお、制御装置２０の構成および動作の詳細は後述する。

各変換器セル１０の構成例を図２に示す。図２は、ハーフブリッジ構成を採用した変換器セル１０を示す。
図２の変換器セル１０は、それぞれダイオード３１が逆並列に接続された複数（この場合２個）の半導体スイッチング素子３０（以下、単にスイッチング素子と称す）の直列体３２と、この直列体３２に並列接続され直流電圧を平滑化する直流コンデンサ３４とから構成される。スイッチング素子３０は、ＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＧＣＴ（ＧａｔｅＣｏｍｍｕｔａｔｅｄＴｕｒｎ−ｏｆｆｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）等の自己消弧型のスイッチング素子から成り、それぞれダイオード３１が逆並列に接続されたスイッチ３３Ｐ、３３Ｎが用いられる。
そして、図２に示すように、変換器セル１０は、スイッチ３３Ｎのスイッチング素子３０の両端子を出力端とし、スイッチング素子３０をオン・オフさせることにより、この出力端から、直流コンデンサ３４の両端電圧およびゼロ電圧を出力する。

各変換器セル１０の別例による構成例を図３に示す。図３は、フルブリッジ構成を採用した変換器セル１０を示す。
図３の変換器セル１０は、２つの直列体４２を並列接続し、さらに直列体４２に並列接続され直流電圧を平滑化する直流コンデンサ４４を備えて構成される。各直列体４２は、それぞれダイオード４１が逆並列に接続された複数（この場合２個）のスイッチング素子４０を直列接続して構成される。スイッチング素子４０は、ＩＧＢＴやＧＣＴ等の自己消弧型のスイッチング素子から成り、それぞれダイオード４１が逆並列に接続されて構成されるスイッチ４３Ｐ、４３Ｎが用いられる。
そして、図３に示すように、変換器セル１０は、それぞれの直列体４２の中間接続点となるスイッチング素子４０の端子を出力端とし、スイッチング素子４０をオン・オフさせることにより、この出力端から、直流コンデンサ４４両端の正電圧、負電圧およびゼロ電圧を出力する。

なお、変換器セル１０は、複数のスイッチング素子の直列体と、この直列体に並列に接続された直流コンデンサとから成り、スイッチング動作により直流コンデンサの電圧を選択的に出力する構成であれば、図２、図３で示した構成に限定されるものではない。

次に、制御装置２０の詳細について以下に説明する。
電力変換器1は直流および交流を出力するため、直流側と交流側の両側の制御が必要となる。さらに、交流側出力にも直流側出力にも寄与しないで正側、負側のアーム間を還流する循環電流ｉｚｐが電力変換器１内を流れるため、直流側制御、交流側制御に加え循環電流ｉｚｐの制御が必要となる。また、この場合、交流端７が系統の交流電源１４に連系されているため、交流側制御に必要な交流電圧を電力変換器１から出力する必要があり、交流連系点の交流電圧Ｖｓｐをフィードフォワードすることにより補償する制御を構成する。
図４は、制御装置２０の構成例を示すブロック図である。
制御装置２０は、上述したように電圧指令生成部２１とＰＷＭ回路２２とを備える。電圧指令生成部２１は、交流電流ｉｐを制御するための交流電流制御部２３と、電力変換器１内で循環する各相の循環電流ｉｚｐを制御するための循環電流制御部２４とを電流制御部として備え、さらに各相の正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋と負側アーム電圧指令Ｖｐ^-とを決定する指令分配部２５を備える。

交流電流制御部２３は、検出された交流電流ｉｐと設定された交流電流指令との偏差が０になるように電圧指令である第１制御指令Ｖｃｐを演算する。即ち、各相交流線に流れる交流電流ｉｐを交流電流指令に追従制御するための第１制御指令Ｖｃｐを演算する。
循環電流制御部２４は、各相の循環電流ｉｚｐと設定された循環電流指令、例えば０との偏差が０になるように電圧指令である第２制御指令Ｖｚｐを演算する。即ち、各相の循環電流ｉｚｐを循環電流指令に追従制御するための第２制御指令Ｖｚｐを演算する。各相の循環電流ｉｚｐは、各相の正側アーム５、負側アーム６にそれぞれ流れる正側アーム電流ｉｐ^＋、負側アーム電流ｉｐ^-とから演算できる。

指令分配部２５には、演算された第１制御指令Ｖｃｐ、第２制御指令Ｖｚｐと、直流電圧指令値Ｖｄｃと、中性点電圧Ｖｓｎとが入力され、さらにフィードフォワード項として各相の交流電圧Ｖｓｐが入力される。この場合、電力変換器１の交流側が連系変圧器１３を介して交流電源１４に接続されているため、中性点電圧Ｖｓｎは、直流電源１６の電圧により演算される。直流電圧指令値Ｖｄｃは、直流出力制御により与えられても、一定値でもよい。
なお、電力変換器１と交流電源１４とが絶縁されていない場合は、交流電圧Ｖｓｐと直流電源１６の電圧とにより中性点電圧Ｖｓｎが演算される。
そして指令分配部２５は、これら入力情報に基づいて、正側アーム５、負側アーム６がそれぞれ出力分担する電圧から、各アーム５、６内のインダクタンス成分による電圧降下分をそれぞれ差し引いて、電圧成分を分配することにより、各相の正側アーム５に対する正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋と、各相の負側アーム６に対する負側アーム電圧指令Ｖｐ^-とを決定する。

このように電圧指令生成部２１が生成する各相の正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋、負側アーム電圧指令Ｖｐ^-は、交流電流ｉｐを交流電流指令に、循環電流ｉｚｐを循環電流指令にそれぞれ追従制御すると共に、直流電源１６の電圧を直流電圧指令値Ｖｄｃに制御し、さらに交流電圧Ｖｓｐをフィードフォワード制御する出力電圧指令となる。
ＰＷＭ回路２２は、正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋、負側アーム電圧指令Ｖｐ^-に基づいて、各相の正側アーム５、負側アーム６内の各変換器セル１０をＰＷＭ制御するゲート信号２２ａを生成する。
生成されたゲート信号２２ａにより各変換器セル１０内のスイッチング素子３０（４０）が駆動制御され、電力変換器１の出力電圧は所望の値に制御される。

次に、指令分配部２５での演算について以下に詳述する。
図５は、電力変換器１の１相分における各部の電圧、電流を回路上で示す図である。
ここで、Ｌａｃは連系変圧器１３のインダクタンス、Ｌｃ^＋は正側リアクトル９ｐのインダクタンス、Ｌｃ⁻は負側リアクトル９ｎのインダクタンスを示す。
正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋は、正側アーム５内の変換器セル１０を直列接続したセル群５ａが出力する電圧の指令値であり、負側アーム電圧指令Ｖｐ⁻は、負側アーム６内の変換器セル１０を直列接続したセル群６ａが出力する電圧の指令値である。この場合、セル群５ａ、６ａの出力電圧が、Ｖｐ^＋、Ｖｐ⁻に制御されているものとする。
また、直流電源１６の電圧も直流電圧指令値Ｖｄｃに制御されているとする。

キルヒホッフの電流法則により、交流電流ｉｐと、正側アーム電流ｉｐ^＋、負側アーム電流ｉｐ^-との関係は、
ｉｐ＝ｉｐ^＋−ｉｐ^-
また、循環電流ｉｚｐは以下のように定義される。
ｉｚｐ＝（ｉｐ^＋＋ｉｐ^-）／２
すると、正側アーム電流ｉｐ^＋、負側アーム電流ｉｐ^-は、以下の式（１）、式（２）で表される。

図５に示す電力変換器１の一相分の回路において、直流側のキルヒホッフの電圧法則により、

交流側のキルヒホッフの電圧法則により、

式（３）、式（４）に、式（１）、式（２）を代入し、ｉｐ^＋、ｉｐ^-を消去して電流の時間微分について整理すると、

となる。
交流電流ｉｐと循環電流ｉｚｐとの非干渉化のために、式（５）を対角化すると、以下の式（６）が得られる。

式（６）より、電圧Ｖｐ^＋、Ｖｐ⁻は、電流を制御するために必要な電圧成分Ｖｐ^＋（ｉ）、Ｖｐ⁻（ｉ）と、交流電圧および直流電圧を制御する電圧成分Ｖｐ^＋（ｖ）、Ｖｐ⁻（ｖ）とに分解可能であることがわかる。
電圧を制御するためのＶｐ^＋（ｖ）、Ｖｐ⁻（ｖ）は、式（５）より、

となる。
また、電流を制御するためのＶｐ^＋（ｉ）、Ｖｐ⁻（ｉ）は、式（６）より、

となる。
交流電流ｉｐを交流電流指令に追従制御するための第１制御指令Ｖｃｐと、循環電流ｉｚｐを循環電流指令に追従制御するための第２制御指令Ｖｚｐとが非干渉化され、交流電流制御と循環電流制御とをそれぞれ独立に行うためには、第１制御指令Ｖｃｐ、第２制御指令Ｖｚｐは、式（８）から、以下の式（９）の形となれば良い。

式（９）を考慮すると、式（８）は以下の式（１０）となり、交流電流ｉｐは第１制御指令Ｖｃｐにより、循環電流ｉｚｐは第２制御指令Ｖｚｐにより、それぞれ独立に制御される。

また、式（１０）の左辺から、
交流電流制御の制御対象は、Ｌａｃ＋Ｌｃ^＋・Ｌｃ⁻／（Ｌｃ^＋＋Ｌｃ⁻）
循環電流制御の制御対象は、Ｌｃ^＋＋Ｌｃ⁻
である。
交流電流制御については、交流端７よりも交流電源１４側のインダクタンスＬａｃのみでなく、正側アーム５、負側アーム６の並列インダクタンス成分（Ｌｃ^＋・Ｌｃ⁻／（Ｌｃ^＋＋Ｌｃ⁻））も制御対象である。即ち第１制御指令Ｖｃｐでは、並列インダクタンス成分による電圧降下分は考慮されていない。

式（９）を変形すると式（１１）となり、電圧Ｖｐ^＋、Ｖｐ⁻は、式（７）、式（１１）から式（１２）で表される。

指令分配部２５では、式（１２）で示される電圧Ｖｐ^＋、Ｖｐ⁻を、正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋、負側アーム電圧指令Ｖｐ⁻に用いる。
この正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋、負側アーム電圧指令Ｖｐ⁻は式（３）を満たし、即ち、正側アーム５、負側アーム６がそれぞれ出力分担する電圧から、各アーム５、６内のインダクタンス成分による電圧降下分をそれぞれ差し引いた電圧である。なお、電圧降下分を考慮するインダクタンス成分とは、各アーム５、６の並列インダクタンス成分を除いたものである。

式（１２）で示されるＶｐ^＋、Ｖｐ⁻において、交流電流ｉｐを制御する第１制御指令Ｖｃｐに係る電圧成分は、第１制御指令Ｖｃｐに係数を乗算した電圧である。交流電流ｉｐは連系変圧器１３および正側リアクトル９ｐ、負側リアクトル９ｎに流れるため、第１制御指令Ｖｃｐの係数は、連系変圧器１３および正側リアクトル９ｐ、負側リアクトル９ｎの各インダクタンスＬａｃ、Ｌｃ^＋、Ｌｃ⁻から求められる。そして、正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋に対して、第１制御指令Ｖｃｐに負極性の係数が用いられ、負側アーム電圧指令Ｖｐ⁻に対して、第１制御指令Ｖｃｐに正極性の係数が用いられる。
交流電流ｉｐは正側アーム５、負側アーム６をそれぞれ逆方向に流れるため、第１制御指令Ｖｃｐに係る電圧成分は、正側アーム５と負側アーム６とで逆極性となる。

また式（１２）で示されるＶｐ^＋、Ｖｐ⁻において、循環電流ｉｚｐを制御する第２制御指令Ｖｚｐに係る電圧成分は、第２制御指令Ｖｚｐに係数を乗算した電圧である。正側アーム５と負側アーム６との間を流れる循環電流ｉｚｐは、正側リアクトル９ｐ、負側リアクトル９ｎに流れるため、第２制御指令Ｖｚｐの係数は、正側リアクトル９ｐ、負側リアクトル９ｎの各インダクタンスＬｃ^＋、Ｌｃ⁻から求められる。そして、正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋、負側アーム電圧指令Ｖｐ⁻に対して、第２制御指令Ｖｚｐに同極性の係数が用いられる。
循環電流ｉｚｐは正側アーム５、負側アーム６をそれぞれ同方向に流れるため、第２制御指令Ｖｚｐに係る電圧成分は、正側アーム５と負側アーム６とで同極性となる。

交流電圧Ｖｓｐ、中性点電圧Ｖｓｎに係る電圧成分については、第１制御指令Ｖｃｐに係る電圧成分と同様に、正側アーム５に対しては負極性、負側アーム６に対しては正極性となる。この場合、係数の大きさは、正側アーム５と負側アーム６とで同じ１である。
直流電圧指令値Ｖｄｃに係る電圧成分は、正側アーム５に対する電圧のみで係数は１である。

以上のように、この実施の形態では、電力変換器１の正側アーム５、負側アーム６がそれぞれ出力分担する電圧から、各アーム５、６内のインダクタンス成分による電圧降下分をそれぞれ差し引いて、電圧成分を分配することにより、各相の正側アーム５に対する正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋と、各相の負側アーム６に対する負側アーム電圧指令Ｖｐ^-とを決定する。これにより、各アーム５、６内のインダクタンス成分が異なるものであっても、交流電流ｉｐの電流制御と循環電流ｉｚｐの電流制御との間で干渉が生じることなく、電力変換器１は安定して信頼性良く制御される。

実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２による電力変換装置を図６に基づいて以下に説明する。図６は、この発明の実施の形態２による電力変換装置の概略構成図である。
この実施の形態２では、各レグ回路４の正側アーム５、負側アーム６のそれぞれは、１以上の変換器セル１０を直列接続したセル群５ａ、６ａで構成され、負側アーム６のみに、セル群６ａの負極側に負側リアクトル９ｎが直列に挿入される。この他の構成は、図１で示した上記実施の形態１と同様である。
なお、図６では便宜上、制御装置２０の図示を省略した。

制御装置２０の構成は図４で示した上記実施の形態１と同様であるが、この場合、正側リアクトル９ｐが無いので、指令分配部２５での演算が異なり、以下に示す。
インダクタンスＬｃ^＋を０として、上記実施の形態１での式（１２）を変形すると、以下の式（１３）が得られる。

指令分配部２５では、式（１３）で示される電圧Ｖｐ^＋、Ｖｐ⁻を、正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋、負側アーム電圧指令Ｖｐ⁻に用いる。
式（１３）で示されるＶｐ^＋、Ｖｐ⁻において、交流電流ｉｐを制御する第１制御指令Ｖｃｐに係る電圧成分は、第１制御指令Ｖｃｐに係数を乗算した電圧である。交流電流ｉｐは正側アーム５、負側アーム６をそれぞれ逆方向に流れ、正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋に対して、第１制御指令Ｖｃｐに負極性の係数が用いられ、負側アーム電圧指令Ｖｐ⁻に対して、第１制御指令Ｖｃｐに正極性の係数が用いられる。この場合、正側リアクトルが存在しないので正側アーム５に対する係数の大きさは１となる。負側アーム６に対する係数は、連系変圧器１３および負側リアクトル９ｎの各インダクタンスＬａｃ、Ｌｃ⁻から求められる。

式（１３）で示されるＶｐ^＋、Ｖｐ⁻において、循環電流ｉｚｐを制御する第２制御指令Ｖｚｐに係る電圧成分は、第２制御指令Ｖｚｐに係数を乗算した電圧である。この場合、正側リアクトルが存在しないので、第２制御指令Ｖｚｐに係る電圧成分は、負側アーム６に対する電圧成分のみとなり、−Ｖｚｐとなる。
交流電圧Ｖｓｐ、中性点電圧Ｖｓｎおよび直流電圧指令値Ｖｄｃに係る電圧成分については、上記実施の形態１と同様である。これらが分担する電圧については、インダクタンス成分による差異はない。

この実施の形態においても、指令分配部２５は、上記実施の形態１と同様に、電力変換器１の正側アーム５、負側アーム６がそれぞれ出力分担する電圧から、各アーム５、６内のインダクタンス成分による電圧降下分をそれぞれ差し引いて、電圧成分を分配することにより、各相の正側アーム５に対する正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋と、各相の負側アーム６に対する負側アーム電圧指令Ｖｐ^-とを決定する。
また、電力変換器１の各相のレグ回路４において、負側アーム６のセル群６ａの負極側のみにリアクトル（負側リアクトル９ｎ）が挿入される。このため負側リアクトル９ｎは、耐電圧特性が低い小型の素子で良く、電力変換器１は小型化に適した構成となる。
このように、小型化に適した電力変換器１の正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋と負側アーム電圧指令Ｖｐ^-とが信頼性良く生成され、交流電流ｉｐの電流制御と循環電流ｉｚｐの電流制御との間で干渉が生じることなく、電力変換器１は安定して信頼性良く制御される。

なお、負側リアクトル９ｎは、負側アーム６のセル群６ａの正極側に挿入しても良く、制御装置２０は上記実施の形態２と同様に、正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋と負側アーム電圧指令Ｖｐ^-とを生成して電力変換器１を制御する。

実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態２による電力変換装置を図７に基づいて以下に説明する。この実施の形態３では、図１で示した上記実施の形態１と同様の電力変換器１を用い、制御装置２０内の電圧指令生成部の構成が上記実施の形態１と異なる。図７は、この実施の形態３による制御装置２０の構成例を示すブロック図である。
制御装置２０は、正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋と負側アーム電圧指令Ｖｐ^-とを生成する電圧指令生成部２１ａと、ＰＷＭ回路２２とを備えてゲート信号２２ａを生成し、各相の正側アーム５、負側アーム６内の各変換器セル１０を制御する。
各相の正側アーム５、負側アーム６にそれぞれ流れる正側アーム電流ｉｐ^＋、負側アーム電流ｉｐ^-、さらに、交流電源１４の各相電圧である交流電圧Ｖｓｐ、電力変換器１の中性点電圧Ｖｓｎ、直流電圧指令値Ｖｄｃが制御装置２０の電圧指令生成部２１ａに入力される。

電圧指令生成部２１ａは、正側アーム電流ｉｐ^＋、負側アーム電流ｉｐ^-をそれぞれ制御するためのアーム電流制御部２６を電流制御部として備え、さらに各相の正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋と負側アーム電圧指令Ｖｐ^-とを決定する指令分配部２５ａを備える。
アーム電流制御部２６は、検出された正側アーム電流ｉｐ^＋、負側アーム電流ｉｐ^-と設定された各アーム電流指令との偏差がそれぞれ０になるように電圧指令である第３制御指令Ｖｐｐ、第４制御指令Ｖｎｐを演算する。即ち、正側アーム電流ｉｐ^＋、負側アーム電流ｉｐ^-を各アーム電流指令に追従制御するための第３制御指令Ｖｐｐ、第４制御指令Ｖｎｐを演算する。

正側アーム電流指令ｉｐｒ^＋および負側アーム電流指令ｉｐｒ⁻は、例えば以下の式で求められる。但し、ｉｐｒは交流電流指令、ｉｄｃｒは直流電流指令、ｉｚｐｒは循環電流指令である。
ｉｐｒ^＋＝（１／２）ｉｐｒ＋（１／３）ｉｄｃｒ＋ｉｚｐｒ
ｉｐｒ⁻＝−（１／２）ｉｐｒ＋（１／３）ｉｄｃｒ＋ｉｚｐｒ

指令分配部２５ａには、演算された第３制御指令Ｖｐｐ、第４制御指令Ｖｎｐと、直流電圧指令値Ｖｄｃと、中性点電圧Ｖｓｎとが入力され、さらにフィードフォワード項として各相の交流電圧Ｖｓｐが入力される。そして指令分配部２５ａは、これら入力情報に基づいて、正側アーム５、負側アーム６がそれぞれ出力分担する電圧から、各アーム５、６内のインダクタンス成分による電圧降下分をそれぞれ差し引いて、電圧成分を分配することにより、各相の正側アーム５に対する正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋と、各相の負側アーム６に対する負側アーム電圧指令Ｖｐ^-とを決定する。

このように電圧指令生成部２１ａが生成する各相の正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋、負側アーム電圧指令Ｖｐ^-は、正側アーム電流ｉｐ^＋、負側アーム電流ｉｐ^-を各アーム電流指令に追従制御することにより交流電流ｉｐと循環電流ｉｚｐとを制御すると共に、交流電圧Ｖｓｐをフィードフォワード制御するための出力電圧指令となる。
ＰＷＭ回路２２は、正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋、負側アーム電圧指令Ｖｐ^-に基づいて、各相の正側アーム５、負側アーム６内の各変換器セル１０をＰＷＭ制御するゲート信号２２ａを生成する。

次に、指令分配部２５ａでの演算について以下に詳述する。
電力変換器１の１相分における各部の電圧、電流の関係は、上記実施の形態１の図５で示したものと同様で、上記式（１）〜式（４）が成立する。
交流電流ｉｐと、正側アーム電流ｉｐ^＋、負側アーム電流ｉｐ^-との関係式である、
ｉｐ＝ｉｐ^＋−ｉｐ^-
と、式（３）、式（４）より、ｉｐを消去して電流の時間微分について整理すると、

となる。
正側アーム電流ｉｐ^＋と負側アーム電流ｉｐ^-との非干渉化のために、式（１４）を対角化すると、以下の式（１５）が得られる。

式（１５）より、電圧Ｖｐ^＋、Ｖｐ⁻は、電流を制御するために必要な電圧成分Ｖｐ^＋（ｉ）、Ｖｐ⁻（ｉ）と、交流電圧および直流電圧を制御する電圧成分Ｖｐ^＋（ｖ）、Ｖｐ⁻（ｖ）とに分解可能であることがわかる。
電圧を制御するためのＶｐ^＋（ｖ）、Ｖｐ⁻（ｖ）は、式（１５）より、

となる。
また、電流を制御するためのＶｐ^＋（ｉ）、Ｖｐ⁻（ｉ）は、式（１５）より、

となる。
式（１７）に基づいて、正側アーム電流ｉｐ^＋を正側アーム電流指令に追従制御するための第３制御指令Ｖｐｐ、負側アーム電流ｉｐ^-を負側アーム電流指令に追従制御するための第４制御指令Ｖｎｐは、以下の式（１８）で示される。

式（１８）を変形すると式（１９）となり、電圧Ｖｐ^＋、Ｖｐ⁻は、式（１６）、式（１９）から式（２０）で表される。

指令分配部２５ａでは、式（２０）で示される電圧Ｖｐ^＋、Ｖｐ⁻を、正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋、負側アーム電圧指令Ｖｐ⁻に用いる。
この正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋、負側アーム電圧指令Ｖｐ⁻は式（３）を満たし、即ち、正側アーム５、負側アーム６がそれぞれ出力分担する電圧から、各アーム５、６内のインダクタンス成分による電圧降下分をそれぞれ差し引いた電圧である。
式（２０）で示されるＶｐ^＋、Ｖｐ⁻において、正側アーム電流ｉｐ^＋、負側アーム電流ｉｐ⁻をそれぞれ制御する第３制御指令Ｖｐｐ、第４制御指令Ｖｎｐの係数は、連系変圧器１３および正側リアクトル９ｐ、負側リアクトル９ｎの各インダクタンスＬａｃ、Ｌｃ^＋、Ｌｃ⁻から求められる。
交流電圧Ｖｓｐ、中性点電圧Ｖｓｎおよび直流電圧指令値Ｖｄｃに係る電圧成分については、上記実施の形態１と同様である。これらが分担する電圧については、インダクタンス成分による差異はない。

以上のように、この実施の形態では、電力変換器１の正側アーム５、負側アーム６がそれぞれ出力分担する電圧から、各アーム５、６内のインダクタンス成分による電圧降下分をそれぞれ差し引いて、電圧成分を分配することにより、各相の正側アーム５に対する正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋と、各相の負側アーム６に対する負側アーム電圧指令Ｖｐ^-とを決定する。これにより、各アーム５、６内のインダクタンス成分が異なるものであっても、正側アーム電流ｉｐ^＋の電流制御と負側アーム電流ｉｐ^-の電流制御との間で干渉が生じることなく、電力変換器１は安定して信頼性良く制御される。また、正側アーム電流ｉｐ^＋、負側アーム電流ｉｐ⁻をそれぞれ制御することにより、交流電流ｉｐは交流電流指令に制御され、循環電流ｉｐは循環電流指令に制御される。

実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４による電力変換装置を以下に説明する。この実施の形態では、図６で示した上記実施の形態２と同様の電力変換器１の構成を用い、図７で示した上記実施の形態３による制御を適用したものである。
即ち、この実施の形態４では、図６に示すように、各レグ回路４の正側アーム５、負側アーム６のそれぞれは、１以上の変換器セル１０を直列接続したセル群５ａ、６ａで構成され、負側アーム６のみに、セル群６ａの負極側に負側リアクトル９ｎが直列に挿入される。そして、上記実施の形態３と同様の制御装置２０を用いるが、この場合、正側リアクトル９ｐが無いので、指令分配部２５ａでの演算が異なり、以下に示す。
インダクタンスＬｃ^＋を０として、上記実施の形態３での式（２０）を変形すると、以下の式（２１）が得られる。

指令分配部２５ａでは、式（２１）で示される電圧Ｖｐ^＋、Ｖｐ⁻を、正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋、負側アーム電圧指令Ｖｐ⁻に用いる。
式（２１）で示されるＶｐ^＋、Ｖｐ⁻において、正側アーム電流ｉｐ^＋、負側アーム電流ｉｐ⁻をそれぞれ制御する第３制御指令Ｖｐｐ、第４制御指令Ｖｎｐの係数は、連系変圧器１３および負側リアクトル９ｎの各インダクタンスＬａｃ、Ｌｃ⁻から求められる。
交流電圧Ｖｓｐ、中性点電圧Ｖｓｎおよび直流電圧指令値Ｖｄｃに係る電圧成分については、上記実施の形態１と同様である。これらが分担する電圧については、インダクタンス成分による差異はない。

以上のように、この実施の形態においても、電力変換器１の正側アーム５、負側アーム６がそれぞれ出力分担する電圧から、各アーム５、６内のインダクタンス成分による電圧降下分をそれぞれ差し引いて、電圧成分を分配することにより、各相の正側アーム５に対する正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋と、各相の負側アーム６に対する負側アーム電圧指令Ｖｐ^-とを決定する。
また、電力変換器１の各相のレグ回路４において、負側アーム６のセル群６ａの負極側のみにリアクトル（負側リアクトル９ｎ）が挿入される。このため負側リアクトル９ｎは、耐電圧特性が低い小型の素子で良く、電力変換器１は小型化に適した構成となる。
このように、小型化に適した電力変換器１の正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋と負側アーム電圧指令Ｖｐ^-とが信頼性良く生成され、正側アーム電流ｉｐ^＋の電流制御と負側アーム電流ｉｐ^-の電流制御との間で干渉が生じることなく、電力変換器１は安定して信頼性良く制御される。また、正側アーム電流ｉｐ^＋、負側アーム電流ｉｐ⁻をそれぞれ制御することにより、交流電流ｉｐは交流電流指令に制御され、循環電流ｉｐは循環電流指令に制御される。

実施の形態５．
次に、この発明の実施の形態４による電力変換装置を以下に説明する。この実施の形態では、上記実施の形態３において、正側リアクトル９ｐのインダクタンスＬｃ^＋と負側リアクトル９ｎのインダクタンスＬｃ⁻とが等しい場合を示す。
即ち、この実施の形態５では、図１に示すように、各レグ回路４の正側アーム５、負側アーム６のそれぞれは、１以上の変換器セル１０を直列接続したセル群５ａ、６ａで構成され、正側アーム５、負側アーム６に、それぞれ正側リアクトル９ｐ、負側リアクトル９ｎが直列に挿入される。そして、上記実施の形態３と同様の制御装置２０において、指令分配部２５ａでの演算は以下のようになる。
Ｌｃ^＋＝Ｌｃ⁻＝Ｌｃとして、上記実施の形態３での式（２０）を変形すると、以下の式（２２）が得られる。

指令分配部２５ａでは、式（２２）で示される電圧Ｖｐ^＋、Ｖｐ⁻を、正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋、負側アーム電圧指令Ｖｐ⁻に用いる。
式（２２）で示されるＶｐ^＋、Ｖｐ⁻において、正側アーム電流ｉｐ^＋、負側アーム電流ｉｐ⁻をそれぞれ制御する第３制御指令Ｖｐｐ、第４制御指令Ｖｎｐの係数は、連系変圧器１３および正側リアクトル９ｐ、負側リアクトル９ｎの各インダクタンスＬａｃ、Ｌｃから求められる。
交流電圧Ｖｓｐ、中性点電圧Ｖｓｎおよび直流電圧指令値Ｖｄｃに係る電圧成分については、上記実施の形態１と同様である。これらが分担する電圧については、インダクタンス成分による差異はない。
このように、正側リアクトル９ｐ、負側リアクトル９ｎのインダクタンスが等しい場合にも、異なる場合と同様の制御が適用でき、同様に安定した制御が実現できる。

なお、この実施の形態では、正側アーム電流ｉｐ^＋、負側アーム電流ｉｐ⁻をそれぞれ制御する実施の形態３を適用する場合を示したが、上記実施の形態１を適用しても良い。即ち、交流電流ｉｐ、循環電流ｉｚｐとをそれぞれ制御する場合には、Ｌｃ^＋＝Ｌｃ⁻＝Ｌｃとして、上記実施の形態１での式（１２）を変形して用いる。

実施の形態６．
次に、この発明の実施の形態６による電力変換装置を以下に説明する。
この実施の形態では、図８に示すように、制御装置２０内で生成される正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋、負側アーム電圧指令Ｖｐ^-を、変調率補正信号により補正してＰＷＭ回路２２に入力する。
正側アーム５、負側アーム６内の各変換器セル１０の直流コンデンサ３４（４４）は、交流電源１４の位相に応じて変動する。このため、制御装置２０は、直流コンデンサ３４（４４）の電圧に基づく変調率補正信号を生成して、正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋、負側アーム電圧指令Ｖｐ^-を変調率補正信号により除して用いる。これにより正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋、負側アーム電圧指令Ｖｐ^-にて決定される正側アーム５、負側アーム６の各変調率は交流電源１４の位相に応じて補正され制御性が向上する。

上記変調率補正信号は、例えば正側アーム５、負側アーム６内の全ての変換器セル１０のの直流コンデンサ３４（４４）の平均電圧でも良いし、各アーム毎に変換器セル１０の直流コンデンサ３４（４４）の平均電圧をそれぞれ用いても良い。
また、正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋、負側アーム電圧指令Ｖｐ^-を各変換器セル１０毎に導出し、各変換器セル１０毎の直流コンデンサ３４（４４）の電圧を変調率補正信号に用いてもよい。

なお、上記各実施の形態では、電力変換器１の交流側を系統に連系して、制御装置２０は、交流電圧Ｖｓｐをフィードフォワードする制御を行うものであったが、電力変換器１の交流側を他の交流回路に接続した場合、交流電圧Ｖｓｐのフィードフォワード制御は無くても良い。

またこの発明は、発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

Claims

それぞれ正側アームと負側アームとが直列接続されその接続点が各相交流線に接続される複数のレグ回路を正負の直流母線間に並列接続して備え、複数相交流と直流との間で電力変換を行う電力変換器と、
該電力変換器を制御する制御装置とを備えた電力変換装置において、
上記各レグ回路の上記正側アーム、上記負側アームのそれぞれは、互いに直列接続された複数の半導体スイッチング素子の直列体とこの直列体に並列接続された直流コンデンサとから成り上記半導体スイッチング素子の端子を出力端とする変換器セルを、１あるいは複数直列接続して構成され、
上記制御装置は、上記正側アームに対する第１電圧指令と上記負側アームに対する第２電圧指令とを生成する電圧指令生成部を有して、上記正側アーム、上記負側アーム内の上記各変換器セルを出力制御し、
上記電圧指令生成部は、
上記各相交流線に流れる交流電流成分および上記各レグ回路間で循環する各相の循環電流成分を制御する制御指令を演算する電流制御部と、
上記制御指令と上記直流母線間の電圧の直流電圧指令値とに基づいて、上記正側アーム、上記負側アームがそれぞれ出力分担する電圧から該正側アーム内、該負側アーム内の各インダクタンス成分による電圧降下分をそれぞれ差し引いて上記第１電圧指令、上記第２電圧指令を決定する指令分配部とを備えた
電力変換装置。
上記各相交流線が交流回路に接続され、上記電圧指令生成部は、上記交流回路の各相電圧をフィードフォワード項に用いて上記正側アームに対する第１電圧指令と上記負側アームに対する第２電圧指令とを生成する請求項１に記載の電力変換装置。
上記電流制御部が演算する上記制御指令は、上記各相交流線に流れる交流電流が交流電流指令に近づくように演算された第１制御指令と、上記各レグ回路間で循環する各相の循環電流が循環電流指令に近づくように演算された第２制御指令とである請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
上記電流制御部が演算する上記制御指令は、上記各レグ回路の上記正側アーム、上記負側アームをそれぞれ流れる各アーム電流が、設定された各電流指令に近づくように演算された第３制御指令と第４制御指令とであり、上記電流制御部は、上記各アーム電流を制御することにより、上記交流電流成分および上記循環電流成分を制御する請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
上記各レグ回路の上記正側アーム、上記負側アームの少なくとも一方に、リアクトルが直列に挿入されている請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
上記指令分配部は、挿入された上記リアクトルのインダクタンスを上記インダクタンス成分として、上記第１電圧指令、上記第２電圧指令の演算に用いる請求項５に記載の電力変換装置。
上記各レグ回路の上記負側アームのみに上記リアクトルが直列に挿入されている請求項５に記載の電力変換装置。
上記リアクトルは、上記負側アーム内の上記変換器セルの負極側に挿入される請求項７に記載の電力変換装置。
上記各レグ回路の上記正側アーム、上記負側アームの双方に、等しいインダクタンスを有する上記リアクトルが直列に挿入されている請求項５に記載の電力変換装置。
上記電圧指令生成部は、上記変換器セル内の上記直流コンデンサの電圧に基づいて変調率補正信号を生成し、上記指令分配部からの上記第１電圧指令、上記第２電圧指令を上記変調率補正信号で除算して補正する請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
上記電圧降下分は、上記正側アーム、上記負側アームによる並列インダクタンス成分を除いたインダクタンス成分によるものである請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。