JP6183285B2 - 電力変換器制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換器制御装置に関する。

従来、電力変換器を構成するスイッチング素子のオンオフを制御することにより、交流電動機の駆動を制御する電力変換器制御装置が公知である。例えば特許文献１では、電動機が発生する騒音を低減するため、特定の周波数帯を騒音域とし、騒音域内で発生する高調波成分を抑制するパルスパターンを演算している。

特開２０１３−２１５０４１号公報

特許文献１では、例えば１周期でのスイッチング回数が７回である場合、固定座標上の２つの周波数成分をゼロとすることができる。しかしながら、特許文献１では、スイッチング回数に応じて抑制できる高調波の数に限りがあり、さらに多くの周波数成分を抑制したい場合、連立方程式の数が未知数より多くなり、全ての連立方程式を満足する解を求めることができない。したがって、除去できない次数の高調波成分が成り行きで決まってしまうため、演算されるパルスパターンが、騒音、振動等の面から最適なものであるとは限らない。
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、高調波成分に起因する騒音や振動を低減可能な電力変換器制御装置を提供することにある。

本発明の電力変換器制御装置は、負荷に供給される電力を変換する電力変換器を制御するものであって、パルスパターン演算部と、高調波演算部と、音演算部と、パターン選択部と、を備える。
パルスパターン演算部は、負荷の要求に応じたパルスパターンを演算する。
高調波演算部は、パルスパターンにて電力変換器を制御したときに負荷に印加される電圧の高調波成分である電圧高調波、および、負荷に通電される電流の高調波成分である電流高調波の少なくとも一方を、それぞれのパルスパターンについて次数毎に演算する。
音演算部は、パルスパターンにて電力変換器を制御したときに発生する音の高調波成分である音圧高調波を電圧高調波または電流高調波に基づいて次数毎に推定する音圧高調波推定部、および、パルスパターンにて電力変換器を制御したときに発生する音圧レベルを音圧高調波に基づいて演算する音圧レベル演算部を有する。
パターン選択部は、電圧高調波および電流高調波の少なくとも一方に基づき、評価関数を用いて電力変換器の制御に用いるパルスパターンである出力パルスパターンを選択する。

本発明では、電圧高調波および電流高調波の少なくとも一方に基づき、評価関数を用いてパルスパターンを選択するので、他の制御方法と比較し、高調波成分に起因する振動や騒音を低減することができる。また、振動や騒音に影響を及ぼす高調波成分の次数が多い場合であっても、適切に振動や騒音を低減することができる。

本発明の一実施形態による駆動システムの構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態による電力変換器制御装置の変調器を説明するブロック図である。 本発明の一実施形態によるパルスパターン演算部でのパルスパターン演算を説明する説明図である。 本発明の一実施形態による音演算部およびゲイン特性導出部を説明するブロック図である。 本発明の一実施形態による電圧高調波と音圧高調波とを関連づけたマップを説明する説明図である。 本発明の一実施形態による電流高調波と音圧高調波とを関連づけたマップを説明する説明図である。 本発明の一実施形態によるパルスパターン選択処理を説明するフローチャートである。 本発明の一実施形態によるパルスパターン選択処理を説明するフローチャートである。 本発明の一実施形態によるパルスパターン制御による騒音低減効果を説明する説明図である。 本発明の一実施形態によるパルスパターン制御による騒音低減効果を説明する説明図である。

以下、本発明による電力変換器制御装置を図面に基づいて説明する。
（一実施形態）
本発明の一実施形態による電力変換器制御装置を図１〜図１０に基づいて説明する。
図１に示すように、電力変換器制御装置２０は、負荷としてのモータジェネレータ（以下、「ＭＧ」という。）１０を駆動する駆動システム１に適用される。

駆動システム１は、ＭＧ１０、電力変換器としてのインバータ１５、および、電力変換器制御装置２０等を備える。
ＭＧ１０は、例えば電動車両の駆動輪を駆動するためのトルクを発生する所謂「主機モータ」である。本実施形態のＭＧ１０は、永久磁石式同期型の三相交流電動機である。ＭＧ１０は、図示しない駆動輪を駆動するためのトルクを発生する電動機としての機能、および、図示しないエンジンや駆動輪から伝わる車両の運動エネルギにより駆動されて発電可能な発電機としての機能を有する。以下、主にＭＧ１０が電動機として機能する場合を中心に説明する。

インバータ１５には、ＭＧ１０の駆動状態や車両要求等に応じ、直流電源の電圧である電源電圧Ｖｄｃが印加される。また、例えば昇圧コンバータ等により変圧された電圧がインバータ１５に印加されるように構成してもよい。
インバータ１５は、ブリッジ接続される図示しない６つのスイッチング素子を有する。スイッチング素子には、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ、バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子は、電力変換器制御装置２０から出力されるパルスパターンである出力パルスパターンに基づいて、オン／オフが制御される。これにより、インバータ１５は、ＭＧ１０に印加される三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを制御する。ＭＧ１０は、インバータ１５により生成された三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが印加されることにより、駆動が制御される。

電力変換器制御装置２０は、マイクロコンピュータ等により構成され、内部にはいずれも図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、Ｉ／Ｏ、および、これらを接続するバスライン等を備える。電力変換器制御装置２０は、ＭＧ１０を構成する巻線に通電される電流を検出する電流検出部からの電流検出値や、図示しないレゾルバ等からＭＧ１０の電気角等を取得し、これらの検出値に基づき、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理により、ＭＧ１０の動作を制御する。

電力変換器制御装置２０は、制御器２１、変調器３０、および、ゲイン特性導出部４０（図４参照）を備える。
制御器２１は、図示しない上位ＥＣＵからのトルク指令値に基づいて図示しない電流指令値演算部にて演算されるｄ軸電流指令値Ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値Ｉｑ^*と、図示しないｄｑ変換部にてｄｑ変換された電流検出値であるｄ軸電流検出値Ｉｄ＿ｓｎｓおよびｑ軸電流検出値Ｉｑ＿ｓｎｓに基づき、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*を演算する。詳細には、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*とｄ軸電流検出値Ｉｄ＿ｓｎｓとの電流偏差ΔＩｄ、および、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*とｑ軸電流検出値Ｉｑ＿ｓｎｓとの電流偏差ΔＩｑを算出し、電流検出値Ｉｄ＿ｓｎｓ、Ｉｑ＿ｓｎｓを電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に追従させるべく、電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑが０に収束するように電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を演算する。

図２に示すように、変調器３０は、変調率演算部３１、パルスパターン演算部３２、高調波演算部３３、音演算部３４、および、パターン選択部３５を有する。
変調率演算部３１は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*に基づき、指令変調率ｍ_refを演算する。指令変調率ｍ_refは、式（１）にて演算される。

パルスパターン演算部３２は、第１演算部３２１および第２演算部３２２を有し、指令変調率ｍ_refに応じたパルスパターンを演算する。
第１演算部３２１は、指令変調率ｍ_refが判定閾値Ｍｔｈ未満である場合、三角波比較方式によるパルス幅変調（ＰＷＭ；pulse width modulation）制御によりパルスパターンを演算する。また、パルス幅変調に替えて、空間ベクトル変調（ＳＶＭ；space vector modulation）制御により、パルスパターンを演算してもよい。ＰＷＭ制御またはＳＶＭ制御では、指令変調率ｍ_refに応じてパルスパターンが一意に決まるので、第１演算部３２１にて演算されたパルスパターンは、パターン選択部３５にて出力パルスパターンとして選択され、インバータ１５に出力される。

また、第１演算部３２１にて演算されたパルスパターンは、高調波演算部３３に出力される。なお、例えば指令変調率ｍ_refが所定値以上であり、後述のパルスパターン制御に移行する可能性のある領域のパルスパターンのみ高調波演算部３３に出力されるように構成し、指令変調率ｍ_refが所定値未満であり、パルスパターン制御に直接移行することがない領域のパルスパターンの高調波演算部３３への出力を省略してもよい。

第２演算部３２２は、指令変調率ｍ_refが判定閾値Ｍｔｈ以上である場合、指令変調率ｍ_refおよびスイッチング回数ｋに基づき、複数のパルスパターンを演算する。スイッチング回数ｋは、例えば図示しない上位ＥＣＵから取得される。本実施形態では、指令変調率ｍ_refおよびスイッチング回数ｋに基づいて演算されるパルスパターンによる制御を「パルスパターン制御」という。また本実施形態では、判定閾値Ｍｔｈを１とし、指令変調率ｍ_refが判定閾値Ｍｔｈ（＝１）以上である所謂「過変調領域」にて「パルスパターン制御」を採用する。パルスパターン制御では、後述の高調波演算部３３および音演算部３４の演算結果に基づき、パターン選択部３５にて評価関数を用いて最適なパルスパターンを選択し、選択されたパルスパターンをインバータ１５に出力する。
以下、パルスパターン制御を中心に説明する。

指令変調率ｍ_refおよびスイッチング回数ｋに基づくパルスパターン演算について、図３に基づいて説明する。本実施形態では、スイッチング回数ｋは、電気角半周期におけるスイッチング回数とする。図３は、スイッチング回数ｋ＝５のときのＵ相上アーム素子のオンオフに係るパルスパターンを示し、パルスパターンが１のときＵ相上アーム素子がオンされ、パルスパターンが０のときにオフされる。
まず、スイッチング回数ｋのとき、１／４周期である電気角０［°］〜９０［°］の領域におけるオンオフ回数ｎは、式（２）で表される。式（２）中の「ｆｌｏｏｒ」は切り捨てを意味する。ここで、「オンオフ回数ｎ」とは、オンオフの順でのスイッチングを１組としたときの組数とする。
ｎ＝ｆｌｏｏｒ（ｋ／２） ・・・（２）

例えば、図３に示すように、スイッチング回数ｋ＝５のとき、電気角１／４周期のオンオフ回数ｎ＝２であり、例えば、電気角０［°］〜９０［°］では、最初のオフ期間と最後のオン期間を除き、オフ期間が２回、オン期間が２回のパルスとなる。ここで、オフ期間の中心位相をθ_n、中心位相θ_nからオンされるまでの幅（以下適宜、「オフ期間の幅」）をδ_n+1とし、指令変調率ｍ_refおよびスイッチング回数ｋを満足する中心位相θ₁〜θ_nおよびオフ期間の幅δ₁〜δ_n+1の初期値を決定する。以下、中心位相θ₁〜θ_nおよびオフ期間の幅δ₁〜δ_n+1を、単に「中心位相θ_nおよびδ_n+1」という。オフ期間の幅δ_n+1および中心位相θ_nが決まれば、電気角０［°］〜９０［°］のパルスパターンが決定される。また、電気角９０［°］〜１８０［°］のパルスパターンは、電気角９０［°］を中心として電気角０［°］〜９０［°］のパルスパターンを反転したものとし、電気角１８０［°］〜３６０［°］のパルスパターンは、電気角１８０［°］を中心として電気角０［°］〜１８０［°］のパルスパターンを反転したものとする。

図３の例では、最初のオフ期間の幅δ１、２回目のオフ期間の幅δ２、３回目のオフ期間の幅δ３、２回目のオフ期間の中心位相θ１、および、３回目のオフ期間の中心位相θ２とする。なお、最初のオフ期間の幅δ１については、電気角０［°］を中心位相と捉えれば、幅δ２、δ３と同様、中心位相からオンされるまでの幅と捉えることができる。

本実施形態では、指令変調率ｍ_refおよびスイッチング回数ｋに基づき、オフ期間の幅δ１〜δ３、および、中心位相θ１、θ２の初期値を決定する。また、オフ期間の幅δ１〜δ３を、ＭＧ１０の電気角を検出するレゾルバの分解能（ＬＳＢ）に応じた値であるパルス幅シフト量Δδずらし、中心位相θ１、θ２を、レゾルバの分解能に応じた値である位相シフト量Δθずらすことにより、複数のパルスパターンを演算する。
本実施形態では、中心位相θ_nが「パルスの位置」に対応し、オフ期間の幅δ_n+1が「パルス幅」に対応し、位相シフト量Δθおよびパルス幅シフト量Δδが「所定間隔」に対応する。

また第２演算部３２２は、演算されたそれぞれのパルスパターンについて、変調率ｍを演算し、指令変調率ｍ_refと演算された変調率ｍとが一致するパルスパターンを候補パルスパターンとして、高調波演算部３３に出力する。
変調率ｍは、式（３）により演算される。

高調波演算部３３は、電圧高調波演算部３３１および電流高調波演算部３３２を有する。
電圧高調波演算部３３１は、パルスパターン演算部３２から出力された候補パルスパターンについて、フーリエ級数展開により、相電圧の各次数の高調波電圧である電圧高調波Ｖ_hを演算する。次数ｈの電圧高調波Ｖ_hは、式（４）により演算される。なお、過変調領域において騒音の原因となりやすい次数ｈが６の倍数±１（すなわちｈ＝６ｘ±１）の高調波成分を演算するようにしてもよい。

電流高調波演算部３３２は、電圧高調波演算部３３１にて演算された電圧高調波Ｖ_hに基づき、ｄｑ軸電流の電流高調波Ｉ_hを演算する。なお、過変調領域において騒音の原因となりやすい次数が６の倍数（６ｘ次）高調波成分を演算するようにしてもよい。
まず、ｈ次の電圧高調波Ｖ_hに係るｄｑ軸電圧方程式を式（５）に示す。

式中の文字は、以下の通りである。
Ｖ_dh、Ｖ_qh：ｈ次の電圧高調波Ｖ_hのｄ軸成分、ｑ軸成分
Ｉ_dh、Ｉ_qh：ｈ次の電流高調波Ｉ_hのｄ軸成分、ｑ軸成分
ｓ：ラプラス演算子
ω₁：電気角速度
Ｌ_d、Ｌ_q：定常インダクタンスのｄ軸成分、ｑ軸成分
Ｌ_dd、Ｌ_qq：微分インダクタンスのｄ軸成分、ｑ軸成分
ｅ_dh、ｅ_qh：誘起電圧のｄ軸成分、ｑ軸成分

なお、定常インダクタンスＬ_d、Ｌ_qは、磁束λ（ｄ軸成分λ_d、ｑ軸成分λ_q）、および、電流Ｉ（ｄ軸成分Ｉ_d、ｑ軸成分Ｉ_q）に基づき、式（６−１）、（６−２）で表される。

また、微分インダクタンスＬ_dd、Ｌ_qqは、磁束λおよび電流Ｉの偏微分に基づき、式（７−１）、（７−２）で表される。

また、ラプラス演算子ｓ＝ｊω₁（ｊは虚数単位）を代入し、式（５）の逆行列を解くと、電流高調波Ｉ_hは、式（８−１）で表される。また、ｈ＝６ｘとし、６ｘ次の電流高調波Ｉ_6xは、式（８−２）で表される。なお、式（８−２）中のＩ_{d_6x}、Ｉ_{q_6x}は、６ｘ次の電流高調波Ｉ_6xのｄ軸成分、ｑ軸成分である。

高調波演算部３３にて演算された電圧高調波Ｖ_hおよび電流高調波Ｉ_hは、音演算部３４およびパターン選択部３５に出力される。
音演算部３４では、高調波演算部３３にて演算された電圧高調波Ｖ_hまたは電流高調波Ｉ_hに基づき、数式モデル近似またはマップ演算により、それぞれの候補パルスパターンについて、音圧高調波Ｓ_hを次数毎に演算する。

図４に示すように、音演算部３４は、ゲイン特性記憶部３４１、音圧高調波推定部３４２、および、音圧レベル演算部３４３を有する。
ゲイン特性記憶部３４１には、ゲイン特性導出部４０にて導出された電圧高調波Ｖ_hまたは電流高調波Ｉ_hと音圧高調波Ｓ_hとが関連づけられた数式モデル、または、マップがゲイン特性として記憶される。

ゲイン特性導出部４０は、電圧高調波Ｖ_hまたは電流高調波Ｉ_hと音圧高調波Ｓ_hとの関係を、数値解析または実測データに基づいて導出する。
ゲイン特性導出部４０における電圧高調波Ｖ_hと音圧高調波Ｓ_hとが関連づけられた数式モデルの導出について説明する。
ＭＧ１０の回転数およびトルク毎に、複数のパルスパターンにてＭＧ１０を駆動し、そのときの騒音（または振動）を測定する。また、パルスパターンと測定された騒音（または振動）について、周波数分析を行い、可聴域内におけるｈ次の高調波成分の振幅を抽出する。

そして、ゲイン特性導出部４０は、音圧高調波Ｓ_hと電圧高調波Ｖ_hとの関係式（式（９））を導出する。なお、式中のａ_{p_11}、ａ_{p_12}、ａ_{p_13}は、各項の係数（定数）であり、例えばｐ＝１のときの係数ａ_{1_11}とｐ＝２のときの係数ａ_{2_11}とは異なる値であることを意味する。ｂ₁は、切片（定数）である。また、ｒは、近似する多項式の次数とする。すなわち、例えば２次の多項式に近似する場合、ｒ＝２とする。

同様に、ゲイン特性導出部４０は、音圧高調波Ｓ_hと電流高調波Ｉ_hとの関係式（式（１０））を導出する。なお、式中のａ_{p_21}、ａ_{p_22}、ａ_{p_23}は、各項各次数における係数（定数）であり、ｂ₂は切片（定数）である。

また、式（９）に示す音圧高調波Ｓ_hと電圧高調波Ｖ_hとの関係式に替えて、電圧高調波Ｖ_hと音圧高調波Ｓ_hとを、図５に示す座標系にマップ化しておいてもよい。また、式（１０）に示す音圧高調波Ｓ_hと電流高調波Ｉ_hとの関係式に替えて、電流高調波Ｉ_hと音圧高調波Ｓ_hとを、図６に示す座標系にマップ化しておいてもよい。

ゲイン特性記憶部３４１には、（ｉ）音圧高調波Ｓ_hと電圧高調波Ｖ_hとの関係式（式（９））、（ｉｉ）音圧高調波Ｓ_hと電流高調波Ｉ_hとの関係式（式（１０））、（ｉｉｉ）電圧高調波Ｖ_hと音圧高調波Ｓ_hとが関連づけられたマップ（図５）、（ｉｖ）電流高調波Ｉ_hと音圧高調波Ｓ_hとが関連づけられたマップ（図６）のうちの少なくとも１つが記憶されている。
なお、電流高調波Ｉ_hは、電圧高調波Ｖ_hよりも電磁騒音との相間が強いため、電流高調波Ｉ_hを用いた方がより適切に音圧高調波Ｓ_hを推定可能である。

音圧高調波推定部３４２では、ゲイン特性記憶部３４１に記憶されたマップまたは数式モデルに基づき、高調波演算部３３にて演算された電圧高調波Ｖ_hまたは電流高調波Ｉ_hにより発生する音圧高調波Ｓ_hを、パルスパターン毎に推定する。
音圧レベル演算部３４３では、音圧高調波推定部３４２にて演算された音圧高調波Ｓ_hについて、ＭＧ１０にて発生すると推定される音圧レベルＬ［ｄＢ］を式（１１）にて、パルスパターン毎に演算する。式（１１）中のＳ_oは、基準値である。演算された音圧レベルＬは、パターン選択部３５に出力される。
なお、電圧高調波Ｖ_h、電流高調波Ｉ_h、音圧高調波Ｓ_h、および、音圧レベルＬは、ＰＷＭ制御におけるパルスパターンまたはＳＶＭ制御におけるパルスパターンについても同様に、高調波演算部３３および音演算部３４にて演算可能である。

パターン選択部３５では、高調波演算部３３にて演算された電圧高調波Ｖ_hおよび電流高調波Ｉ_hと、音演算部３４にて演算された音圧高調波Ｓ_hおよび音圧レベルＬとに基づき、インバータ１５に出力するパルスパターンである出力パルスパターンを評価関数ｆ１〜ｆ５に基づいて選択する。評価関数ｆ１〜ｆ５の詳細は後述する。

次に、本実施形態によるパルスパターン選択処理を図７および図８に示すフローチャートに基づいて説明する。パルスパターン選択処理は、変調器３０にて所定の間隔で実行される。
最初のステップＳ１０１（以下、「ステップ」を省略し、単に記号「Ｓ」で示す。）では、変調率演算部３１は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*に基づき、指令変調率ｍ_refを演算する。

Ｓ１０２では、パルスパターン演算部３２は、指令変調率ｍ_refが判定閾値Ｍｔｈ未満か否かを判断する。指令変調率ｍ_refが判定閾値Ｍｔｈ以上であると判断された場合（Ｓ１０２：ＹＥＳ）、パルスパターン制御とすべく、Ｓ１０４へ移行する。指令変調率ｍ_refが判定閾値Ｍｔｈ未満であると判断された場合（Ｓ１０２：ＹＥＳ）、Ｓ１０３へ移行する。
Ｓ１０３では、第１演算部３２１は、制御方式をＰＷＭ制御とし、ＰＷＭ制御に基づくパルスパターンを決定し、図８中のＳ１２１へ移行する。なお、ＰＷＭ制御に替えて、ＳＶＭ制御としてもよい。

指令変調率ｍ_refが判定閾値Ｍｔｈ以上であると判断された場合（Ｓ１０２：ＮＯ）に移行するＳ１０４では、第２演算部３２２は、制御方式をパルスパターン制御とし、電気角半周期のスイッチング回数ｋを取得し、電気角１／４周期の領域におけるオンオフ回数ｎを決定する。

Ｓ１０５では、パルスパターン演算部３２は、制御方式がＰＷＭ制御から切り替わるか否かを判断する。制御方式がＰＷＭ制御から切り替わると判断された場合（Ｓ１０５：ＹＥＳ）、すなわち、前回演算における指令変調率ｍ_refが判定閾値Ｍｔｈ未満であって今回演算における指令変調率ｍ_refが判定閾値Ｍｔｈ以上であり、ＰＷＭ制御からパルスパターン制御に切り替わる場合、Ｓ１０９へ移行する。制御方式がＰＷＭ制御からの切り替えではないと判断された場合（Ｓ１０５：ＮＯ）、すなわち前回演算および今回演算における指令変調率ｍ_refが共に判定閾値Ｍｔｈ以上であって、パルスパターン制御が継続される場合、Ｓ１０６へ移行する。

Ｓ１０６では、パルスパターン演算部３２は、スイッチング回数ｋが変更されたか否かを判断する。スイッチング回数ｋが変更されたと判断された場合（Ｓ１０６：ＹＥＳ）、Ｓ１０９へ移行する。スイッチング回数ｋが変更されていないと判断された場合（Ｓ１０６：ＮＯ）、Ｓ１０７へ移行する。

Ｓ１０７では、パルスパターン演算部３２は、指令変調率ｍ_refが変更されたか否かを判断する。指令変調率ｍ_refが変更されたと判断された場合（Ｓ１０７：ＹＥＳ）、Ｓ１０９へ移行する。指令変調率ｍ_refが変更されていないと判断された場合（Ｓ１０７：ＮＯ）、Ｓ１０８へ移行する。
Ｓ１０８では、パルスパターン演算部３２は、現在のパルスパターンを継続し、図８中のＳ１２１へ移行する。

制御方式がＰＷＭ制御から切り替わる場合（Ｓ１０５：ＹＥＳ）、スイッチング回数ｋが変更された場合（Ｓ１０６：ＹＥＳ）、または、指令変調率ｍ_refが変更された場合（Ｓ１０７：ＹＥＳ）に移行するＳ１０９では、パルスパターン演算部３２は、指令変調率ｍ_ref、および、スイッチング回数ｋを満足するオフ期間の幅δ_n+1、および、オフ期間の中心位相θ_nの初期値を設定する

Ｓ１１０では、パルスパターン演算部３２は、オフ期間の幅δ_n+1およびオフ期間の中心位相θ_nに基づいて決定されるパルスパターンについて、変調率ｍを演算する。
Ｓ１１１では、Ｓ１１０にて演算された変調率ｍが指令変調率ｍ_refと一致するか否かを判断する。変調率ｍが指令変調率ｍ_refと一致しないと判断された場合（Ｓ１１１：ＮＯ）、Ｓ１１２の処理を行わず、Ｓ１１３へ移行する。変調率ｍが指令変調率ｍ_refと一致すると判断された場合（Ｓ１１１：ＹＥＳ）、Ｓ１１２へ移行する。
Ｓ１１２では、指令変調率ｍ_refと演算された変調率ｍとが一致したパルスパターンを候補パターンとして記憶する。ここでの候補パルスパターンの記憶は、一時的なものであり、Ｓ１２１までの処理が終了したときにリセットされる。

Ｓ１１３では、パルスパターン演算部３２は、指令変調率ｍ_refおよびスイッチング回数ｋを満足する全てのパルスパターンの抽出が終了したか否かを判断する。全てのパルスパターンの抽出が終了したと判断された場合（Ｓ１１３：ＹＥＳ）、Ｓ１１２にて記憶された候補パルスパターンを高調波演算部３３に出力し、図８中のＳ１１５へ移行する。全てのパルスパターンの抽出が終了していないと判断された場合（Ｓ１１３：ＮＯ）、Ｓ１１４へ移行する。
Ｓ１１４では、オフ期間の幅δ_n+1をパルス幅シフト量Δδずらす。また、オフ期間の中心位相θ_nを位相シフト量Δθずらし、Ｓ１１０へ戻る。

指令変調率ｍ_refおよびスイッチング回数ｋを満足する全てのパルスパターンの抽出が終了したと判断された場合（Ｓ１１３：ＹＥＳ）に移行する図８中のＳ１１５〜Ｓ１１８の処理は、全ての候補パルスパターンについて、パルスパターン毎に実行される。

Ｓ１１５では、電圧高調波演算部３３１では、フーリエ級数展開により、電圧高調波Ｖ_hを演算する。
Ｓ１１６では、電流高調波演算部３３２では、Ｓ１１５にて演算された電圧高調波Ｖ_hおよび電圧方程式に基づき、電流高調波Ｉ_hを演算する。
Ｓ１１７では、音圧高調波推定部３４２では、電圧高調波Ｖ_hまたは電流高調波Ｉ_hに基づき、音圧高調波Ｓ_hを演算する。
Ｓ１１８では、音圧レベル演算部３４３では、音圧高調波Ｓ_hに基づき、音圧レベルＬを演算する。

全ての候補パルスパターンについて、電圧高調波Ｖ_h、電流高調波Ｉ_h、音圧高調波Ｓ_h、および、音圧レベルＬを演算した後に移行するＳ１１９では、パターン選択部３５は、パルスパターンの選択に用いる評価関数を選択する。
Ｓ１２０では、パターン選択部３５は、Ｓ１１９にて選択された評価関数に基づき、Ｓ１１２にて記憶されたパルスパターンの中から最適なパルスパターンを選択する。
Ｓ１２１では、パターン選択部３５は、選択されたパルスパターンをインバータ１５に出力する。

ここで、パターン選択部３５における評価関数の選択、および、パルスパターンの選択について説明する。
パターン選択部３５には、第１評価関数ｆ１、第２評価関数ｆ２、第３評価関数ｆ３、第４評価関数ｆ４、および、第５評価関数ｆ５が格納されている。パターン選択部３５では、例えばＭＧ１０の回転数やトルク等に応じ、第１評価関数ｆ１、第２評価関数ｆ２、第３評価関数ｆ３、第４評価関数ｆ４および第５評価関数ｆ５のいずれかを、パルスパターンの選択に用いる評価関数として選択する。

第１評価関数ｆ１は、音圧レベルＬが最小となるパルスパターンを選択するものであって、式（１２）で表される。
ｆ１＝ｍｉｎ（Ｌ） ・・・（１２）
第２評価関数ｆ２は、現在のパルスパターンとの騒音差が最小となる候補パルスパターンを選択するものであって、式（１３）で表される。なお、候補パルスパターンの音圧レベルをＬ（ｚ＋１）、インバータ１５の制御に用いられている現在のパルスパターンの音圧レベルをＬ（ｚ）とする。
ｆ２＝ｍｉｎ｜Ｌ（ｚ）−Ｌ（ｚ＋１）｜ ・・・（１３）

第３評価関数ｆ３は、現在のパルスパターンと音圧高調波Ｓ_hの各次数成分が最も類似する候補パルスパターンを選択するものであって、式（１４）で表される。なお、候補パルスパターンの音圧高調波Ｓ_h（ｚ＋１）、インバータ１５の制御に用いられている現在のパルスパターンの音圧高調波をＳ_h（ｚ）とする。

第４評価関数ｆ３は、現在のパルスパターンと電圧高調波Ｖ_hの各次数成分が最も類似する候補パルスパターンを選択するものであって、式（１５）で表される。なお、候補パルスパターンの電圧高調波Ｖ_h（ｚ＋１）、インバータ１５の制御に用いられている現在のパルスパターンの電圧高調波をＶ_h（ｚ）とする。

第５評価関数ｆ５は、現在のパルスパターンと電流高調波Ｉ_hの各次数成分が最も類似するパルスパターンを選択するものであって、式（１６）で表される。なお、候補パルスパターンの電流高調波をＩ_h（ｚ＋１）、インバータ１５の制御に用いられている現在のパルスパターンの電流高調波をＩ_h（ｚ）とする。

パターン選択部３５にて、第１評価関数ｆ１、第２評価関数ｆ２、第３評価関数ｆ３、第４評価関数ｆ４または第５評価関数ｆ５に基づいて候補パルスパターンの中から選択された出力パルスパターンは、インバータ１５に出力され、出力パルスパターンに基づいてインバータ１５を構成するスイッチング素子のオンオフが制御される。

本実施形態では、第１評価関数ｆ１に基づいてパルスパターンを選択することにより、音圧レベルを最小とすることができる。
また、第２評価関数ｆ２に基づいてパルスパターンを選択することにより、パルスパターンの切り替えに伴う音圧レベル差を最小とすることができるので、パルスパターンの切り替えに伴う音の変化を最小限に抑えることができる。同様に、第３評価関数ｆ３に基づいてパルスパターンを選択することにより、パルスパターンの切り替えに伴う音の変化を最小に抑えることができる。
さらにまた、第４評価関数ｆ４または第５評価関数ｆ５に基づいてパルスパターンを選択することにより、パルスパターンの切り替えに伴う振動や騒音等の変化を最小限に抑え、ユーザに与える違和感を最小限に抑えることができる。

ここで、本実施形態の電力変換器制御装置２０の騒音低減効果について図９および図１０に基づいて説明する。図９および図１０では、ＭＧ１０を、変調率１．１、回転数Ｎ＝１８６０［ｒｐｍ］で回転させる。このとき、１８次高調波が約４．５［ｋＨｚ］であり、ＭＧ１０の機械共振周波数が４．５［ｋＨｚ］であるものとする。また、図９および図１０では、６ｘ次の高調波成分を示し、他の次数については省略した。

図９では（ａ）〜（ｃ）が過変調ＰＷＭ制御を行った場合を示し、（ｄ）〜（ｆ）がパルスパターン制御を行った場合を示す。（ｄ）〜（ｆ）のパルスパターン制御では、第１評価関数ｆ１により、音圧レベルＬが最小となるパルスパターンを選択する。また、図９（ａ）、（ｄ）は音圧レベルＬを示し、（ｂ）、（ｅ）は電流高調波Ｉ_hのｄ軸成分Ｉ_dhを示し、（ｃ）、（ｆ）は電流高調波Ｉｈのｑ軸成分Ｉ_qhを示す。
図９（ａ）〜（ｆ）において、各次数に対応する棒グラフは、左から順にスイッチング回数ｋ＝５、７、９のときを示している。

また、図１０では、（ａ）がスイッチング回数ｋ＝５のときの音圧レベルＬであり、（ｂ）がスイッチング回数ｋ＝７のときの音圧レベルＬ、（ｃ）がスイッチング回数ｋ＝９のときの音圧レベルＬを示しており、図１０（ａ）〜（ｃ）において左側が過変調ＰＷＭ制御を行った場合を示し、右側がパルスパターン制御を行った場合を示している。図１０の音圧レベルＬは、６ｘ次成分のみで演算した結果である。

図９に示すように、本実施形態のパルスパターン制御を行うことにより、過変調ＰＷＭ制御を行う場合と比較し、６ｘ次の電流高調波Ｉ_hのｄ軸成分Ｉ_dhおよびｑ軸成分Ｉ_qhが同等または低減される。また、図９および図１０に示すように、各次数の高調波成分に起因する音圧レベルＬも同等または低減される。特に、機械共振周波数と近い１８次の電流高調波Ｉ_hのｄ軸成分Ｉ_dhおよびｑ軸成分Ｉ_qhが抑制されるので、共振によるＭＧ１０の振動および騒音を低減することができる。

以上詳述したように、電力変換器制御装置２０は、ＭＧ１０に供給される電力を変換するインバータ１５を制御するものであって、パルスパターン演算部３２と、高調波演算部３３と、パターン選択部３５と、を備える。
パルスパターン演算部３２は、ＭＧ１０の要求に応じたパルスパターンを演算する。

高調波演算部３３は、パルスパターンにてインバータ１５を制御したときにＭＧ１０に印加される電圧の高調波成分である電圧高調波Ｖ_h、および、ＭＧ１０に通電される電流の高調波成分である電流高調波Ｉ_hの少なくとも一方を、それぞれのパルスパターンについて次数毎に演算する。
パターン選択部３５は、電圧高調波Ｖ_hおよび電流高調波Ｉ_hの少なくとも一方に基づき、評価関数ｆ１〜ｆ５を用いてインバータ１５の制御に用いるパルスパターンである出力パルスパターンを選択する。

本実施形態では、電圧高調波Ｖ_hおよび電流高調波Ｉ_hの少なくとも一方に基づき、評価関数ｆ１〜ｆ５を用いてパルスパターンを選択するので、他の制御方法と比較し、高調波成分に起因する振動や騒音を低減することができる。また、振動や騒音に影響を与える高調波成分の次数が多い場合であっても、適切に振動や騒音を低減することができる。

電力変換器制御装置２０は、音演算部３４をさらに備える。音演算部３４は、音圧高調波推定部３４２、および、音圧レベル演算部３４３を有する。音圧高調波推定部３４２は、パルスパターンにてインバータ１５を制御したときに発生する音の高調波成分である音圧高調波Ｓ_hを電圧高調波Ｖ_hまたは電流高調波Ｉ_hに基づいて次数毎に推定する。音圧レベル演算部３４３は、パルスパターンにてインバータ１５を制御したときに発生する音圧レベルＬを音圧高調波Ｓ_hに基づいて演算する。
これにより、高調波成分に起因して発生する騒音を適切に推定することができる。

電力変換器制御装置２０は、電圧高調波Ｖ_hまたは電流高調波Ｉ_hと音圧高調波Ｓ_hとが関連づけられたマップ、または、数式モデルを導出するゲイン特性導出部４０をさらに備える。
音圧高調波推定部３４２は、ゲイン特性導出部４０にて導出されたマップまたは数式モデルに基づき、音圧高調波Ｓ_hを推定する。
これにより、音圧高調波Ｓ_hを適切に推定することができる。

パターン選択部３５は、例えばＭＧ１０の回転数やトルク等に応じた評価関数を選択することで、出力パルスパターンを以下のように選択することができる。
評価関数ｆ１は、音圧レベルＬが最も小さいパルスパターンを出力パルスパターンとして選択するものである。これにより、ＭＧ１０にて発生する騒音を低減することができる。

評価関数ｆ２は、出力パルスパターンを切り替えるとき、ＭＧ１０における現在の音圧レベルＬとの差が最も小さいパルスパターンを出力パルスパターンとして選択するものである。
評価関数ｆ３は、出力パルスパターンを切り替えるとき、ＭＧ１０における現在の音圧高調波Ｓ_hと各次数成分が最も類似するパルスパターンを出力パルスパターンとして選択するものである。
これにより、パルスパターンの切り替えに伴う音の変化を最低限に抑えることができ、ユーザに与える違和感を低減することができる。

なお、音圧高調波Ｓ_hおよび音圧レベルＬは、電圧高調波Ｖ_hまたは電流高調波Ｉ_hに基づいて演算されているため、音圧高調波Ｓ_hまたは音圧レベルＬに基づいて出力パルスパターンを選択することは、「電圧高調波Ｖ_hまたは電流高調波Ｉ_hに基づいて出力パルスパターンを選択する」という概念に含まれるものとする。

評価関数ｆ４は、出力パルスパターンを切り替えるとき、ＭＧ１０における現在の電圧高調波Ｖ_hと各次数成分が最も類似するパルスパターンを出力パルスパターンとして選択するものである。
評価関数ｆ５は、出力パルスパターンを切り替えるとき、ＭＧ１０における現在の電流高調波Ｉ_hと各次数成分が最も類似するパルスパターンを出力パルスパターンとして選択するものである。
これにより、パルスパターンの切り替えに伴う音や振動の変化を最低限に抑えることができ、ユーザに与える違和感を低減することができる。

ここで、「出力パルスパターンを切り替える」とは、ＭＧ１０の現在の制御に用いられているパルスパターンとは異なるパルスパターンに変更することを意味し、ＰＷＭ制御またはＳＶＭ制御からパルスパターン制御へ切り替える場合であってもよいし（図７中のＳ１０５：ＹＥＳ）、パルスパターン制御が継続されている中でパルスパターンを切り替える場合であってもよい（Ｓ１０６：ＹＥＳ、または、Ｓ１０７：ＹＥＳ）。

高調波演算部３３の電圧高調波演算部３３１は、フーリエ級数展開により、電圧高調波Ｖ_hを演算する。これにより、電圧高調波Ｖ_hを適切に演算することができる。
また、高調波演算部３３の電流高調波演算部３３２は、電圧高調波Ｖ_hおよび電圧方程式に基づき、電流高調波Ｉ_hを演算する。これにより、電流高調波Ｉ_hを適切に演算することができる。

パルスパターン演算部３２の第２演算部３２２は、指令変調率ｍ_refおよびスイッチング回数ｋに応じたパルス位置であるオフ期間の中心位相θ_nおよびオフ期間の幅δ_n+1の初期値を設定し、中心位相θ_nおよびオフ期間の幅δ_n+1を所定間隔で変化させることにより、パルスパターンを演算する。詳細には、オフ期間の中心位相θ_nを位相シフト量Δθだけシフトし、オフ期間の幅δ_n+1をパルス幅シフト量Δδだけシフトする。これにより、指令変調率ｍ_refおよびスイッチング回数ｋを満足するパルスパターンを適切に演算することができる。

また、パルスパターン演算部３２は、第１演算部３２１と、第２演算部３２２とを有する。
第１演算部３２１は、指令変調率ｍ_refが判定閾値Ｍｔｈ未満である場合、ＰＷＭ制御またはＳＶＷ制御により１つのパルスパターンを演算する。
第２演算部３２２は、指令変調率ｍ_refが判定閾値Ｍｔｈ以上である場合、指令変調率ｍ_refおよびスイッチング回数ｋに応じた複数のパルスパターンを演算する。

パターン選択部３５は、指令変調率ｍ_refが判定閾値Ｍｔｈ未満である場合、第１演算部３２１にて演算されたパルスパターンを出力パルスパターンとして選択する。また、指令変調率ｍ_refが判定閾値Ｍｔｈ以上である場合、第２演算部３２２にて演算されたパルスパターンの中から、評価関数ｆ１〜ｆ５を用いて出力パルスパターンを選択する。
これにより、指令変調率ｍ_refに応じて適切なパルスパターンを選択することができる。本実施形態では、判定閾値Ｍｔｈを１とし、過変調領域にてパルスパターン制御とすることで、特に過変調領域における振動や騒音を低減することができる。

（他の実施形態）
（ア）パルスパターン演算部
上記実施形態では、判定閾値を１とし、過変調領域にてパルスパターン制御とした。他の実施形態では、判定閾値は１に限らず、どのような値としてもよい。また、判定閾値を設けず、変調率によらず、パルスパターン制御としてもよい。
（イ）高調波演算部
上記実施形態では、高調波演算部は、電圧高調波および電流高調波を演算する。他の実施形態では、電圧高調波または電流高調波の演算を省略してもよい。例えば、電流高調波の演算を省略することで、電圧方程式の逆行列を解く演算が省略可能であるので、演算負荷を低減することができる。

また、上記実施形態では、電圧高調波をフーリエ級数展開により演算し、電流高調波を電圧高調波および電圧方程式に基づいて演算する。他の実施形態では、電圧高調波および電流高調波は、どのような方法で演算してもよい。
上記実施形態では、主に６ｘ次の高調波成分を演算する例を説明したが、他の実施形態では、６ｘ次に限らず、少なくとも１つの次数の高調波成分が演算されればよく、所定次数以下の全ての次数の高調波成分を演算してもよいし、６ｘ次とは異なる特定の次数の高調波成分を演算としてもよい。

（ウ）音圧高調波の推定
上記実施形態では、マップまたは数式モデルに基づいて音圧高調波を推定する。他の実施形態では、ゲイン特性導出部は、負荷の運転領域毎に音圧高調波の推定に係るマップまたは数式モデルを導出してもよい。また、音演算部では、負荷の運転領域に応じたマップまたは数式モデルを用いて、音圧高調波を推定してもよい。

（エ）パターン選択部
上記実施形態では、第１評価関数ｆ１、第２評価関数ｆ２、第３評価関数ｆ３、第４評価関数ｆ４および第５評価関数ｆ５を有する。他の実施形態では、一部の評価関数を省略してもよい。なお、パターン選択部が１つの評価関数を有し、当該評価関数に基づいて出力パルスパターンを選択するように構成してもよい。

上記実施形態の第３評価関数ｆ３は、負荷における現在の音圧高調波の各次数成分とパルスパターンの各次数成分との偏差の２乗和が最小のパルスパターンを、負荷における現在の音圧高調波と各次数成分が最も類似するパルスパターンとする。他の実施形態では、音圧高調波が最も類似するパルスパターンの選択に係る評価関数は、偏差の２乗和最小に限らず、どのような関数としてもよい。電圧高調波および電流高調波についても同様である。

また、評価関数は、電圧高調波または電流高調波の各次数成分の２乗和が最小となるパルスパターンを選択する評価関数としてもよい。これにより、高調波成分に起因する損失を低減することができる。さらにまた、評価関数は、これに限らず、どのようなものであってもよい。

（オ）電力変換器制御装置
他の実施形態では、パルスパターン演算部、高調波演算部、音演算部、および、ゲイン特性導出部における演算の少なくとも一部を、オフラインにて予め演算しておき、演算結果を記憶部等に記憶させておくようにしてもよい。
上記実施形態では、車両主機であるＭＧを駆動するＭＧシステムに適用される。例えば車両補機等、車両主機以外に適用してもよい。また、発電機または電動機としての機能を持たないものであってもよい。また、上記実施形態では、負荷は、永久磁石式同期型の三相交流電動機であったが、他の実施形態では、誘導電動機やその他の同期電動機であってもよい。また、四相以上の多相回転機としてもよい。さらにまた、負荷は、ＭＧに限らず、どのようなものであってもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

１・・・駆動システム
１０・・・モータジェネレータ（負荷）
１５・・・インバータ
２０・・・電力変換器制御装置
３２・・・パルスパターン演算部
３３・・・高調波演算部
３４・・・音演算部
３５・・・パターン選択部
４０・・・ゲイン特性導出部

Claims (11)

1. 負荷（１０）に供給される電力を変換する電力変換器（１５）を制御する電力変換器制御装置（２０）であって、
   前記負荷の要求に応じたパルスパターンを演算するパルスパターン演算部（３２）と、
   前記パルスパターンにて前記電力変換器を制御したときに前記負荷に印加される電圧の高調波成分である電圧高調波、および、前記負荷に通電される電流の高調波成分である電流高調波の少なくとも一方を、それぞれの前記パルスパターンについて次数毎に演算する高調波演算部（３３）と、
   前記パルスパターンにて前記電力変換器を制御したときに発生する音の高調波成分である音圧高調波を前記電圧高調波または前記電流高調波に基づいて次数毎に推定する音圧高調波推定部（３４３）、および、前記パルスパターンにて前記電力変換器を制御したときに発生する音圧レベルを前記音圧高調波に基づいて演算する音圧レベル演算部（３４４）を有する音演算部（３４）と、
   前記電圧高調波および前記電流高調波の少なくとも一方に基づき、評価関数を用いて前記電力変換器の制御に用いる前記パルスパターンである出力パルスパターンを選択するパターン選択部（３５）と、
   を備えることを特徴とする電力変換器制御装置。
2. 前記電圧高調波または前記電流高調波と前記音圧高調波とが関連づけられたマップ、または、数式モデルを導出するゲイン特性導出部（４０）をさらに備え、
   前記音圧高調波推定部は、前記ゲイン特性導出部にて導出された前記マップまたは前記数式モデルに基づき、前記音圧高調波を推定することを特徴とする請求項１に記載の電力変換器制御装置。
3. 前記評価関数は、前記音圧レベルが最も小さい前記パルスパターンを前記出力パルスパターンとして選択するものであることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換器制御装置。
4. 前記評価関数は、前記出力パルスパターンを切り替えるとき、前記負荷における現在の前記音圧レベルとの差が最も小さい前記パルスパターンを前記出力パルスパターンとして選択するものであることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換器制御装置。
5. 前記評価関数は、前記出力パルスパターンを切り替えるとき、前記負荷における現在の前記音圧高調波と各次数成分が最も類似する前記パルスパターンを前記出力パルスパターンとして選択するものであることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換器制御装置。
6. 前記評価関数は、前記出力パルスパターンを切り替えるとき、前記負荷における現在の前記電圧高調波と各次数成分が最も類似する前記パルスパターンを前記出力パルスパターンとして選択するものであることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換器制御装置。
7. 前記評価関数は、前記出力パルスパターンを切り替えるとき、前記負荷における現在の前記電流高調波と各次数成分が最も類似する前記パルスパターンを前記出力パルスパターンとして選択するものであることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換器制御装置。
8. 前記高調波演算部は、フーリエ級数展開により、前記電圧高調波を演算することを特徴とする請求項１〜７のいずれか一項に記載の電力変換器制御装置。
9. 前記高調波演算部は、前記電圧高調波および電圧方程式に基づき、前記電流高調波を演算することを特徴とする請求項１〜８のいずれか一項に記載の電力変換器制御装置。
10. 前記パルスパターン演算部は、指令変調率およびスイッチング回数に応じたパルス位置およびパルス幅の初期値を設定し、前記パルス位置および前記パルス幅を所定間隔で変化させることにより、複数の前記パルスパターンを演算することを特徴とする請求項１〜９のいずれか一項に記載の電力変換器制御装置。
11. 前記パルスパターン演算部は、
    指令変調率が判定閾値未満である場合、パルス幅変調制御または空間ベクトル変調制御により１つの前記パルスパターンを演算する第１演算部（３２１）と、
    前記指令変調率が前記判定閾値以上である場合、前記指令変調率およびスイッチング回数に応じた複数の前記パルスパターンを演算する第２演算部（３２２）と、
    を有し、
    前記パターン選択部は、
    前記指令変調率が前記判定閾値未満である場合、前記第１演算部にて演算された前記パルスパターンを前記出力パルスパターンとして選択し、
    前記指令変調率が前記判定閾値以上である場合、前記第２演算部にて演算された複数の前記パルスパターンの中から、前記評価関数を用いて前記出力パルスパターンを選択することを特徴とする請求項１〜１０のいずれか一項に記載の電力変換器制御装置。

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