JP6109686B2 - 電気車制御装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、電気車制御装置に関する。

一般に永久磁石同期電動機（ＰＭＳＭ：Permanent Magnet Synchronous Motor）は、誘導電動機と比較して、エネルギを効率的に利用することが可能であり、発熱が少ないことから軽量化することが容易である。そのため、近年、永久磁石同期電動機に対する需要が高まっている。

このような永久磁石同期電動機では、それぞれの永久磁石同期電動機の回転子の回転に合わせてＶＶＶＦインバータから電圧を与えて制御する必要があるため、各永久磁石同期電動機に対応する個別の制御が必要である。そのため、永久磁石同期電動機の各１台に専用のＶＶＶＦインバータが配置されている（例えば、特許文献１参照）。

また、永久磁石同期電動機を駆動する４台のインバータを一台の冷却器に取り付ける構成とすることで装置全体の小型化を可能とする技術が開示されている（例えば、特許文献２参照）。

特開２００５−３２８６１９号公報 特開２０１１−２２９３７２号公報

ところで、インバータが何らかの要因で故障して、インバータの出力電圧が制御できなくなった場合でも、車両内に備えられた他の電動機を駆動することにより車両が走行し、または他の動力車によって牽引されて車両が走行すると、故障したインバータに接続された電動機も車輪の回転と共に回転する。

このときにも電動機から誘起電圧が発生するためインバータの端子間にモータから誘起電圧が印加され、主回路のインバータの直流側に設けられたコンデンサなどの構成要素に誘起電圧、即ちＩＧＢＴモジュール内に備えられたダイオードによって全波整流された電圧が印加される。車両が高速走行し電動機の回転数が高くなると、定格以上の電圧が継続して印加されることで、例えば、フィルタコンデンサの破損、放電抵抗の焼損などが発生する。

このため、従来では電動機の誘起電圧がインバータに加圧されないように、インバータと電動機を電気的に開放する３相の接触器が設けられていた。この３相の接触器はそれぞれの電動機とインバータ間に設ける必要があるため、例えば、４ｉｎ１のＶＶＶＦインバータには４台の３相負荷接触器を設ける必要がある。この３相の接触器の存在が永久磁石同期電動機を駆動するインバータの外形の増大を招き、またコストを増大させる要因となっていた。

本願は、斯かる事情に鑑みてなされたものであって、永久磁石同期電動機を駆動する装置全体の小型化を可能とする電気車制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するための本発明の実施の形態によれば、供給される直流電力から永久磁石同期電動機を駆動するための交流電力を生成するＶＶＶＦインバータと、前記ＶＶＶＦインバータの直流側に設けられるコンデンサと、前記コンデンサの前記ＶＶＶＦインバータと反対側に並列に設けられる他のコンデンサと、前記コンデンサと前記他のコンデンサとの間に設けられて両コンデンサの電気的な接続を断続する接触器と、前記ＶＶＦインバータと前記接触器との動作を制御する統括制御部と、を有し、前記コンデンサは、前記永久磁石同期電動機が最高回転数で回転したときに発生する電動機の誘起電圧がＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードによって全波整流されて加圧される電圧以上の定格電圧を備え、前記統括制御部は、前記ＶＶＶＦインバータが停止時において、前記永久磁石同期電動機で発生する誘起電圧のＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードによる全波整流電圧が前記他のコンデンサに印加されないように前記接触器を開放する、電気車制御装置が提供される。

第１の実施形態の電気車制御装置の構成を示す図。 第１の実施の形態の電気車制御装置の放電抵抗の選定方法を説明するための図。 第２の実施形態の電気車制御装置の構成を示す図。 第２の実施の形態の電気車制御装置のＶＶＶＦインバータ非動作時における動作を説明するためのタイムチャート。

[第１の実施の形態]
図１は、第１の実施形態の電気車制御装置の構成を示す図である。

架線や第３軌条等の電源からの直流電力は、集電装置４を介して電気車制御装置１００に供給される。電気車制御装置１００は、供給された直流電力をインバータユニット１によって３相の交流電力に変換して永久磁石同期電動機２を駆動する。

集電装置４から供給された直流の架線電力は、高速遮断器５に入力される。高速遮断器５の後段において架線電力は２つの電力線に分岐される。一方の電力線は、直列に接続された開放接触器（ＬＢ１）８、充電抵抗器７、及びフィルタリアクトル９を介して次段に供給される。ここで、充電抵抗器７と並列に充電抵抗短絡用接触器（ＬＢ２）６が接続されている。他方の電力線は、架線電圧検知器（ＤＣＰＴ）１９を介して、次段に供給され、また接地端である車輪１２に接続する。

フィルタリアクトル９の後段には、直流側コアが設けられている。直流側コアは、直流電力に含まれるノイズを除去するための回路素子である。なお、この直流側コアは必須の回路素子ではなく、直流電力に含まれるノイズが少ない場合には設けられていなくても良い。

直流側コアの後段（フィルタリアクトル９が設けられる側と反対側）には、過電圧抑制回路１４が設けられている。過電圧抑制回路１４には、過電圧抑制抵抗器１０と過電圧抑制用スイッチング素子１１が直列に接続されている。これらは、それぞれ過電圧を放電して抑制するための抵抗器およびサイリスタである。

過電圧抑制回路１４の後段には、直流フィルタコンデンサ１３とフィルタコンデンサ電圧検知器（ＤＣＰＴ）２０が設けられている。直流フィルタコンデンサ１３は、架線電圧に対応する定格１８００Ｖのメインのフィルタコンデンサであり、そのキャパシタンスは５０００μＦ程度である。

直流フィルタコンデンサ１３の後段には、電力線に直列にフィルタコンデンサ開放接触器（ＬＢ３）１５が設けられている。フィルタコンデンサ開放接触器（ＬＢ３）１５は、インバータの保護動作時に、主回路を架線側とインバータユニット側とを電気的に切断する。

フィルタコンデンサ開放接触器（ＬＢ３）１５の後段（インバータユニット側）には、直流電圧検知器（ＤＣＰＴ）２１が接続される。更にその後段には、放電抵抗１７と放電抵抗投入スイッチ１８が直列に接続して設けられている。放電抵抗投入スイッチ１８は、ノーマルクローズ接点（非通電時に閉となり、通電時に開となる接点）で構成され、フィルタコンデンサ開放接触器（ＬＢ３）１５が開放されたとき、制御電源がオフになったときに放電抵抗１７を回路に接続する。

そして放電抵抗１７と放電抵抗投入スイッチ１８の後段に、ＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６とインバータユニット１とが設けられている。ＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６は、定格２５００Ｖのコンデンサであり、そのキャパシタンスは１０００μＦ程度である。

インバータユニット１は、４ｉｎ１のインバータであり、４台のＶＶＶＦインバータ２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄが並列に接続されて設けられている。それぞれのＶＶＶＦインバータ２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄの交流側には永久磁石同期電動機２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄが接続されている。なお、それぞれのＶＶＶＦインバータ２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄの３相線上には電流センサ３４ａ、３４ｂ、３４ｃ、３４ｄ、３４ｅ、３４ｆ、３４ｇ、３４ｈが設けられている。

なお、図１に示すように電気車制御装置１００は、統括制御部１１０を備えている。統括制御部１１０は、上述の主回路の動作を統括して制御する。

次に、第１の実施の形態の電気車制御装置１００における従来の電気車制御装置と異なる構成について説明する。

第１の実施の形態の電気車制御装置１００では、インバータと電動機を電気的に開放する４台の３相の接触器が設けられていない。この接触器は、上述のように、電動機の誘起電圧がインバータに加圧されないように装置を保護するためのものである。４台の３相の接触器を設けないことに伴い、インバータの保護、作業者の安全を図るなどのため、第１の実施の形態の電気車制御装置１００は、次のように構成されている。

（１）従来の電気車制御装置では、フィルタコンデンサを１系統備えていたが、第１の実施の形態では、直流フィルタ回路用の直流フィルタコンデンサ１３とＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６の２系統を備えている。

（２）第１の実施の形態では、主回路中にフィルタコンデンサ開放接触器１５を備え、インバータの保護動作発生時に開閉するように動作させる。

（３）放電抵抗１７と放電抵抗投入スイッチ１８とを備え、所定のタイミングで放電抵抗投入スイッチ１８を動作させてコンデンサに蓄積した電荷を放電して、作業者の安全を確保する。

[起動時の動作]
続いて、第１の実施の形態の電気車制御装置１００の起動時の動作について説明する。

電気車制御装置１００の起動動作が開始されると、高速遮断器５、開放接触器（ＬＢ１）８が接続され、集電装置４から直流電力が高速遮断器５、開放接触器（ＬＢ１）８、充電抵抗器７を介して供給される。このとき、フィルタコンデンサ開放接触器１５は接続されているため、直流フィルタコンデンサ１３とＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６には直流電流が流れ充電が行われる。なお、このとき過電圧抑制用スイッチング素子１１、放電抵抗投入スイッチ１８は開放されているため直流電力が両コンデンサから放電されることはない。

直流フィルタコンデンサ１３、及びＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６に十分な電荷が蓄積されたことが、フィルタコンデンサ電圧検知器（ＤＣＰＴ）２０、及び直流電圧検知器（ＤＣＰＴ）２１によって検知されたときは、充電抵抗短絡用接触器６が投入される。集電装置４からの直流電力は、高速遮断器５、充電抵抗短絡用接触器６、開放接触器８、フィルタリアクトル９とフィルタコンデンサ開放接触器１５を通って、インバータユニット１に供給される。

インバータユニット１に直流電力が供給されると、ＶＶＶＦインバータ２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄに送られた直流電力は、ＩＧＢＴ半導体素子のスイッチング動作によって交流電力に変換される。変換された交流電力は、永久磁石同期電動機２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄに供給され、永久磁石同期電動機２の駆動が開始される。

[インバータ非動作時の動作：重故障、無加圧回送時など]
次に、第１の実施の形態の電気車制御装置１００のＶＶＶＦインバータが非動作時における動作について説明する。なお、非動作状態にあるＶＶＶＦインバータは、インバータユニット１内の少なくとも１台のＶＶＶＦインバータである。従って、以下ではＶＶＶＦインバータを特定せずに説明する。

電気車が走行していてＶＶＶＦインバータが非動作状態にある場合としては、例えば、ＶＶＶＦインバータが故障して動作できないとき（例えば、重故障時）、あるいはＶＶＶＦインバータに供給する制御電源がオフされているため動作できない場合（例えば、牽引による無加圧回送時）である。このＶＶＶＦインバータが非動作状態にあることは、例えば、統括制御部１１０が判断することができる。

ＶＶＶＦインバータが非動作状態にあると判断したときは、統括制御部１１０は、フィルタコンデンサ開放接触器１５を開放（オフ）する。またフィルタコンデンサ開放接触器１５は制御電源がオフされているときは開放（オフ）されている。従って、他の車両によって車両が牽引されて走行することで、ＶＶＶＦインバータに接続されている永久磁石同期電動機２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄが回転したときには、ＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６には、永久磁石同期電動機から発生する誘起電圧がＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードにより全波整流されて加圧される。一方、フィルタコンデンサ開放接触器１５がオフ状態にあるため直流フィルタコンデンサ１３には全波整流された電圧は加圧されない。

ここで、上述のように従来の電気車制御装置では、フィルタコンデンサを１系統備えていたが、第１の実施の形態では、直流フィルタ回路用の直流フィルタコンデンサ１３とＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６の２系統を備えている。そして、従来のフィルタコンデンサは定格１８００Ｖであり、そのキャパシタンスは６０００μＦ程度である。第１の実施の形態では、直流フィルタコンデンサ１３は、架線電圧に対応する定格１８００Ｖのメインのフィルタコンデンサであり、そのキャパシタンスは５０００μＦである。ＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６は、定格２５００Ｖのコンデンサであり、そのキャパシタンスは１０００μＦである。これらのコンデンサの設定方法について説明する。

第１の実施の形態では、フィルタコンデンサ開放接触器１５を設けることで、直流フィルタコンデンサ１３には、主として架線電圧が加圧されるように構成している。従って、直流フィルタコンデンサ１３の定格電圧は架線で発生するサージ電圧などに耐えられる電圧である１８００Ｖに設定する。ここで、定格電圧とは、両端に連続して印加することができる電圧の最大許容値のことである。

また、フィルタコンデンサ開放接触器１５を設けることで、主として永久磁石同期電動機２からの全波整流電圧はＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６にのみ作用する。従って、ＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６には、永久磁石同期電動機２が最高回転で回転したときに発生する電動機端子間電圧を全波整流したときに発生する電圧に耐えられる定格電圧２５００Ｖを使用する。

なお、ＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６のコンデンサ容量は、ＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージを吸収するためのコンデンサ（相コン）容量として経験値的に使用されている１０００μＦとした。そして、直流フィルタコンデンサ１３の容量は、従来のフィルタコンデンサ容量６０００μＦから１０００μＦを除いた５０００μＦと設定した。

ここで、従来のフィルタコンデンサ（６０００μＦ）の定格を１８００Ｖ→２５００Ｖと増加する場合と、第１の実施の形態のように直流フィルタコンデンサ１３（５０００μＦ、定格１８００Ｖ）とＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６（１０００μＦ、定格２５００Ｖ）の２つに分割する場合とのサイズの増減について述べる。

一般に容量の小さいコンデンサの定格電圧は高く、容量の大きいコンデンサの定格電圧は低い。そのため、容量が６０００μＦと大きく、従ってサイズも大きいフィルタコンデンサの定格を１８００→２５００Ｖに増加するよりも、容量が１０００μＦと小さく、従ってサイズも小さいＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６の定格を２５００Ｖとすることが、サイズの増加を抑制することができるため有利である。

さらに、４台の３相負荷接触器を省略することによるサイズ低下が実現可能であるため、全体として電気車制御装置１００のサイズを大きく低減することができる。

図１において、ＶＶＶＦインバータが非動作状態にあると判断したときは、さらに放電抵抗投入スイッチ１８は閉じられて、ＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６の両端に放電抵抗１７が接続される。また制御電源がオフしているときは、放電抵抗投入スイッチ１８は、ノーマルクローズの接触器を用いるため閉じている。そのため、無加圧回送時には放電抵抗投入スイッチ１８は閉じた状態となる。車両が走行中はＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６には充電と放電の両方の現象が発生するが、車両が停止した際には放電抵抗１７を通してＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６に蓄積された電荷が放電される。従って、作業者の安全を図ることができる。

なお、車両が走行し、永久磁石同期電動機２が回転している間は永久磁石同期電動機２の端子間に発生する誘起電圧がＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードを通して全波整流され、その直流電圧がＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６及び放電抵抗１７に加圧され続ける。この電動機で発生する誘起電圧によって放電抵抗１７に電流が流れるため、電動機にとっては電力回生ブレーキモードとなりブレーキ力が発生する。

しかし、放電抵抗１７は１００ｋΩ程度の比較的高抵抗を用いている。従って、放電抵抗１７に流れる電流は小さく、この放電抵抗１７で発生する損失も小さい。例えば、永久磁石同期電動機２で発生する誘起電圧のＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードによる全波整流電圧が２５００Ｖ程度であったとすると、放電抵抗１７で発生する損失は、２５００Ｖ＾２／１００ｋΩ＝６２．５Ｗである。永久磁石同期電動機２の最大定格が１００ｋＷ以上であるため、放電抵抗１７で発生する損失は、永久磁石同期電動機２の最大定格に対して１／１０００以下である。従って、この電流によって永久磁石同期電動機２で発生するブレーキ力は問題にならないほど小さい。

ここで、放電抵抗１７で発生する損失は、上述の例に限られず、永久磁石同期電動機２の最大定格に対して１／１００以下であれば問題ないと判断できるが、抵抗の選定に際しては、損失のみではなく、抵抗の外形、放電時間も考慮することが必要である。

図２は、第１の実施の形態の電気車制御装置の放電抵抗の選定方法を説明するための図である。

図２に示す座標系の横軸は放電抵抗１７の抵抗値を示し、縦軸は放電抵抗１７の外形サイズ、及び放電時間を示している。

曲線Ａは抵抗値と外形サイズとの関係を表している。抵抗値が大きくなるほど外形サイズは小さくなる。外形サイズが小さいほうが望ましいため、例えば閾値ＴＨＡ以下の外形サイズが望ましい。ここで、閾値ＴＨＡとしては、例えば、従来の過電圧抑制抵抗器（ＯＶＲｅ）のサイズの１／２と設定することができる。

曲線Ｂは抵抗値と放電時間との関係を表している。抵抗値が小さくなるほど放電時間は短くなる。放電時間が短いほうが望ましいため、例えば閾値ＴＨＢ以下の放電時間が望ましい。ここで、閾値ＴＨＢとしては、例えば、放電時間＝５分と設定することができる。

図２では、これら２つの条件を満足する抵抗値としてＲ１〜Ｒ２の範囲を示している。上述の放電抵抗１７の抵抗値＝１００ＫΩは、図２に示す関係から求めたＲ１〜Ｒ２の区間に存在する値である。

[ＶＶＶＦインバータ一時停止時の動作：軽故障]
次に、第１の実施の形態の電気車制御装置１００のＶＶＶＦインバータの一時停止時における動作について説明する。なお、一時停止状態にあるＶＶＶＦインバータは、インバータユニット１内の少なくとも１台のＶＶＶＦインバータである。従って、以下ではＶＶＶＦインバータを特定せずに説明する。

電気車が走行中にＶＶＶＦインバータが一時停止状態となる場合としては、例えば、主回路の過電圧発生、永久磁石同期電動機２の空転などの原因によるインバータ制御動作異常などが該当する。これらの異常が発生した場合であっても、再起動することにより復旧することができるため、一時的な異常（軽故障）として把握する。なお、これらの異常が発生したことは、統括制御部１１０で検知することができる。

軽故障が発生して一時的にＶＶＶＦインバータが動作を停止するときの動きについて説明する。

例えば、直流フィルタコンデンサ１３の電圧値が過電圧検知レベル以上となった場合、統括制御部１１０は、フィルタコンデンサ電圧検知器（ＤＣＰＴ）２０を介して当該異常の発生を検知する。統括制御部１１０は、ＶＶＶＦインバータのＩＧＢＴ動作のためのゲート信号をオフしてＶＶＶＦインバータを停止する。そして統括制御部１１０は、フィルタコンデンサ開放接触器１５を開放して、直流フィルタコンデンサ１３を電気的にＶＶＶＦインバータから切り離す。この結果、永久磁石同期電動機２からの誘起電圧の全波整流値が直流フィルタコンデンサ１３に加圧されることがない。

なお、このとき放電抵抗投入スイッチ１８は開放状態を維持する。放電抵抗投入スイッチ１８を接続状態として放電抵抗１７を回路と接続させるのは、継続的に故障したＶＶＶＦインバータを車両のシステムから電気的に開放する場合、及び車両の制御電源をオフしてＶＶＶＦインバータを継続的に動作させない場合に限られる。放電抵抗１７を回路と接続する目的は、ＶＶＶＦインバータが動作しない状態で車両が他の動力車の駆動によって走行し、永久磁石同期電動機２の誘起電圧がＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６に加圧されてしまったのち、車両が停止したときにその電荷を放電させて作業者の安全を確保するためである。

続いて、統括制御部１１０は、過電圧抑制回路１４の過電圧抑制用スイッチング素子１１をオン（導通）する。これによって、過電圧抑制抵抗器１０が直流フィルタコンデンサ１３に接続される。さらに統括制御部１１０は、開放接触器（ＬＢ１）８と充電抵抗短絡用接触器（ＬＢ２）６とを開放する。この結果、直流フィルタコンデンサ１３は架線から電気的に切り離され、直流フィルタコンデンサ１３に蓄積した電荷は過電圧抑制抵抗器１０を介して放電される。なお、この放電動作は、過電圧が検知されたときに行い、常に軽故障時に行われる動作ではない。

なお、車両が走行中の場合、電動機の誘起電圧はＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードを通して全波整流され、この電圧がＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６に加圧されるが、このＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６は、永久磁石同期電動機２が最高回転数で回転したときに発生する電動機の誘起電圧がＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードによって全波整流され加圧される電圧以上の定格電圧をもっているため問題ない。

続いて、ＶＶＶＦインバータが動作を再開するときの動作について説明する。

ＶＶＶＦインバータの動作開始が指示されると、開放接触器（ＬＢ１）８が接続され、集電装置４から直流電力が高速遮断器５、開放接触器（ＬＢ１）８、充電抵抗器７を介して供給される。これによって直流フィルタコンデンサ１３の充電が行われる。

直流フィルタコンデンサ１３の充電が完了したことがフィルタコンデンサ電圧検知器（ＤＣＰＴ）２０によって検知されたときは、充電抵抗短絡用接触器６が投入される。集電装置４からの直流電力は、高速遮断器５、充電抵抗短絡用接触器６、開放接触器８、フィルタリアクトル９を通って供給される。このときフィルタコンデンサ開放接触器１５は開放されているため、架線からの電力はＶＶＶＦインバータには供給されていない。

一方、統括制御部１１０は、ＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６の電圧を直流電圧検知器（ＤＣＰＴ）２１によって検知する。そして、統括制御部１１０は、検出した電圧に合わせてＶＶＶＦインバータの動作を制御する。即ち、統括制御部１１０は、永久磁石同期電動機２の誘起電圧を下げる方向に弱め磁束電流を流して誘起電圧を下げる。誘起電圧が下がると、その全波整流電圧も下がるためＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６の電圧を下げることができる。

統括制御部１１０は、ＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６の電圧を直流フィルタコンデンサ１３の電圧に合わせるようにＶＶＶＦインバータの動作を制御する。そして、両コンデンサの電圧が一致した際、統括制御部１１０は、フィルタコンデンサ開放接触器１５を動作させて回路を接続する。その後は、通常の電動機制御状態へ移行する。

以上説明した第１の実施の形態によれば、ＶＶＶＦインバータの交流側に永久磁石同期電動機の１台について１台ずつ設けられた３相負荷接触器は不要となるため電気車制御装置１００の小型化、低コスト化を行うことが出来る。但し、３相負荷接触器に代えて主回路の直流側にフィルタコンデンサ開放接触器１５、ＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６、その放電抵抗１７、及び放電抵抗投入スイッチ１８を増設することとなるが、それらは４台の３相負荷接触器に比較して小さいスペースで済むためトータルとしては電気車制御装置１００を小型化することが可能となる。

[第２の実施の形態]
第２の実施の形態では、主回路の構成が第１の実施の形態と異なっている。第１の実施の形態と同一の部位には同一の符号を付してその詳細の説明は省略する。

図３は、第２の実施形態の電気車制御装置の構成を示す図である。

第２の実施の形態の電気車制御装置１００の回路構成は、第１の実施の形態に比較して直流フィルタコンデンサ１３をインバータユニット１の直近に設け、ＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６と兼用した点が異なっている。また、第２の実施の形態では、フィルタコンデンサ開放接触器１５、直流電圧検知器（ＤＣＰＴ）２１は設けていない。

なお、サージ吸収用のコンデンサと共用された直流フィルタコンデンサ１３の容量は、従来の直流フィルタコンデンサと同様の６０００μＦである。この直流フィルタコンデンサ１３はＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ電圧を吸収するためにＶＶＶＦインバータの直近に設置される。また、この直流フィルタコンデンサ１３の定格は２５００Ｖである。これは、直流フィルタコンデンサ１３の直流電圧定格が、永久磁石同期電動機２の誘起電圧がＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードを通して全波整流された電圧値以上を必要としているためである。

[ＶＶＶＦインバータ非動作時の停止動作：軽故障、重故障、無加圧回送時など]
次に、第２の実施の形態の電気車制御装置１００のＶＶＶＦインバータの非動作時における停止動作について説明する。なお、非動作状態にあるＶＶＶＦインバータは、インバータユニット１内の少なくとも１台のＶＶＶＦインバータである。従って、以下ではＶＶＶＦインバータを特定せずに説明する。

電気車が走行していてＶＶＶＦインバータが非動作状態にある場合としては、例えば、主回路の過電圧発生、永久磁石同期電動機２の空転などの原因によるインバータ制御動作異常（軽故障）のとき、ＶＶＶＦインバータが故障して動作できないとき（例えば、重故障時）、あるいはＶＶＶＦインバータに供給する制御電源がオフされているため動作できない場合（例えば、牽引による無加圧回送時）などが該当する。このＶＶＶＦインバータが非動作状態にあることは、例えば、統括制御部１１０が判断することができる。

図４は、第２の実施の形態の電気車制御装置のＶＶＶＦインバータ非動作時における動作を説明するためのタイムチャートである。

例えば、時刻Ｔ１において正常な電圧値ＶＮＲにあった直流フィルタコンデンサ１３の電圧値が、時刻Ｔ２においてある一定値以上の値、例えば架線に加圧してはならない電圧値ＶＵＬになった場合、統括制御部１１０は、フィルタコンデンサ電圧検知器（ＤＣＰＴ）２０を介して当該異常の発生を検知する。統括制御部１１０は、ＶＶＶＦインバータのＩＧＢＴ動作のためのゲート信号をオフしてＶＶＶＦインバータを停止する。そして統括制御部１１０は、過電圧抑制回路１４の過電圧抑制用スイッチング素子１１をオン（導通）し、さらに統括制御部１１０は、開放接触器（ＬＢ１）８と充電抵抗短絡用接触器（ＬＢ２）６とを開放する。

統括制御部１１０が過電圧抑制用スイッチング素子１１をオン（導通）させるのは、開放接触器（ＬＢ１）８と充電抵抗短絡用接触器（ＬＢ２）６よりも応答が速いため架線への影響を極力排除するためである。この動作によって、過電圧抑制抵抗器１０を介して直流フィルタコンデンサ１３に蓄積された電圧が放電される。そして、統括制御部１１０は、時刻Ｔ３において開放接触器（ＬＢ１）８と充電抵抗短絡用接触器（ＬＢ２）６とが開放された後に過電圧抑制用スイッチング素子１１をオフ（開放）する。

車両が走行中の場合、永久磁石同期電動機２の誘起電圧はＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードを通して、全波整流された電圧が直流フィルタコンデンサ１３に加圧され、直流フィルタコンデンサ１３に並列に接続されている過電圧抑制回路にも加圧されて、過電圧抑制抵抗器１０で永久磁石同期電動機２からの誘起電圧による電力が消費されることになる。従って、このまま過電圧抑制抵抗器１０で永久磁石同期電動機２からの電力を消費続けると、過電圧抑制抵抗器１０は焼損してしまう。

そのため、開放接触器（ＬＢ１）８が開放されて、直流フィルタコンデンサ１３が架線から電気的に切り離された後は、過電圧抑制回路１４中の過電圧抑制用スイッチング素子１１はオフ（開放）し、過電圧抑制抵抗器１０にて永久磁石同期電動機２からの誘起電圧によるエネルギが消費され続けることを防止する。このように、過電圧抑制回路１４は開放接触器８が開放されるまでの間、直流フィルタコンデンサ１３の電圧を下げて、架線に過電圧が印加されることを防止する役割を担うことになる。

そのため、時刻Ｔ３において、過電圧抑制用スイッチング素子１１がオフすると、過電圧抑制機能がなくなるため、直流フィルタコンデンサ１３の電圧は電動機からの誘起電圧の全波整流電圧まで再び上昇する。しかし、直流フィルタコンデンサ１３の定格はこの電圧に対応できる値に設定されているため、素子を破損することはない。

[ＶＶＶＦインバータ非動作時の再起動動作：軽故障]
軽故障から復旧するため、ＶＶＶＦインバータの動作開始が指示されると、時刻Ｔ３〜Ｔ４の期間において、再起動のための電圧制御動作が行われる。図４の曲線Ｘが制御される電圧の推移を示している。

統括制御部１１０は、直流フィルタコンデンサ１３の電圧をフィルタコンデンサ電圧検知器（ＤＣＰＴ）２０によって検知する。そして、統括制御部１１０は、検出した電圧に合わせてＶＶＶＦインバータの動作を制御する。即ち、統括制御部１１０は、永久磁石同期電動機２の誘起電圧を下げる方向に弱め磁束電流を流して誘起電圧を下げる。誘起電圧が下がると、その全波整流電圧も下がるため直流フィルタコンデンサ１３の電圧を下げることができる。

統括制御部１１０は、直流フィルタコンデンサ１３の電圧を架線電圧検知器（ＤＣＰＴ）１９の電圧に合わせるようにＶＶＶＦインバータの動作を制御する。そして、時刻Ｔ５において、両コンデンサの電圧が一致した際、統括制御部１１０は、開放接触器８と充電抵抗短絡用接触器６を投入し、架線と直流フィルタコンデンサ１３を電気的に接続する。その後は、通常の電動機制御状態へ移行する。

[ＶＶＶＦインバータ非動作時の放電動作：重故障、無加圧回送時など]
ＶＶＶＦインバータが継続的に停止している場合（重故障、無加圧回送時など）は、再起動動作は行われない。作業者の安全を図るため、直流フィルタコンデンサ１３に蓄積した電荷を放電する動作が行われる。図４の曲線Ｙが制御される電圧の推移を示している。

開放接触器８と充電抵抗短絡用接触器６とが開放された後、時刻Ｔ４において、統括制御部１１０は、放電抵抗投入スイッチ１８を閉じて、直流フィルタコンデンサ１３に放電抵抗１７を接続する。また制御電源がオフしているときは、放電抵抗投入スイッチ１８は、ノーマルクローズの接触器を用いるため閉じている。そのため、無加圧回送時には放電抵抗投入スイッチ１８は閉じた状態となる。車両が走行中は直流フィルタコンデンサ１３には充電と放電の両方の現象が発生するが、車両が停止した際には放電抵抗１７を通して直流フィルタコンデンサ１３に蓄積された電荷が放電される。従って、作業者の安全を図ることができる。

なお、車両が走行し、永久磁石同期電動機２が回転している間は永久磁石同期電動機２の端子間に発生する誘起電圧がＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードを通して全波整流され、その直流電圧が、直流フィルタコンデンサ１３及び放電抵抗１７に加圧され続ける。この電動機で発生する誘起電圧によって放電抵抗１７に電流が流れるため、電動機としては電力回生ブレーキモードとなりブレーキ力が発生する。

しかし、放電抵抗１７は１００ｋΩ程度の比較的高抵抗を用いる。従って、放電抵抗１７に流れる電流は小さく、この放電抵抗１７で発生する損失も小さい。例えば、永久磁石同期電動機２で発生する誘起電圧のＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードによる全波整流電圧が２５００Ｖ程度であったとすると、放電抵抗１７で発生する損失は、２５００Ｖ＾２／１００ｋΩ＝６２．５Ｗである。永久磁石同期電動機２の最大定格が１００ｋＷ以上であるため、放電抵抗１７で発生する損失は、永久磁石同期電動機２の最大定格に対して１／１０００以下である。従って、この電流によって永久磁石同期電動機２で発生するブレーキ力は問題にならないほど小さい。

以上説明した第２の実施の形態によれば、ＶＶＶＦインバータの交流側に永久磁石同期電動機の１台について１台ずつ設けられた３相負荷接触器は不要となるため電気車制御装置１００の小型化、低コスト化を行うことが出来る。但し、３相負荷接触器に代えて主回路の直流側に電圧定格をアップした直流フィルタコンデンサ１３、その放電抵抗１７、及び放電抵抗投入スイッチ１８を設けることとなるが、それらは４台の３相負荷接触器に比較して小さいスペースで済むためトータルとしては電気車制御装置を小型化することが可能となる。

[まとめ]
以上説明した各実施の形態の電気車制御装置の主たる内容と効果について列挙する。

（１）本願の電気車制御装置は、ＶＶＶＦインバータ直流側のＩＧＢＴ半導体素子直近に素子をスイッチングさせるときに発生するサージ電圧を吸収するためのごく小さなコンデンサを設け、ＶＶＶＦインバータの架線電圧側に接触器を設け、架線電圧と新たに設けた接触器の間に直流フィルタコンデンサを設ける。

（２）さらに、ＩＧＢＴ半導体素子直近に設けたＩＧＢＴ半導体素子のスイッチングサージ吸収用のコンデンサは、永久磁石同期電動機２が最高回転数で回転したときに発生する永久磁石同期電動機２の誘起電圧が全波整流されて発生する電圧に耐えられる定格のものを使用する。さらに、このサージ電圧吸収用のコンデンサにたまった電荷を放電するための放電抵抗と放電抵抗を接続するスイッチを設ける。

（３）ＶＶＶＦインバータが故障した際には、ＶＶＶＦインバータの直流側に新たに設けられた接触器を開放する。車両が走行して永久磁石同期電動機２の誘起電圧がＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードを通して全波整流されても、接触器の架線電圧側には電圧は加圧されずに、直流フィルタコンデンサへ定格電圧以上の電圧が印加されることを防止することが出来る。

（４）なお、従来はＶＶＶＦインバータの電動機側に３相接触器を設けておりこの３相負荷接触器は永久磁石同期電動機の１台について一台ずつ設ける必要があったため４ｉｎ１のＶＶＶＦインバータについては４台の３相負荷接触器を設ける必要があったが、本願では４ｉｎ１のＶＶＶＦインバータの直流側に一台の接触器を設けることから、接触器の数を１／４とすることが出来、電気車制御装置を小型化することが出来る。

（５）本願では、ＶＶＶＦインバータのＩＧＢＴ半導体素子直近にＩＧＢＴ半導体素子のスイッチングサージを吸収するためのコンデンサを設ける必要あり、さらにこのコンデンサを放電するための放電抵抗と放電抵抗接続用のスイッチを設ける必要があるが、これらは、サージ電圧吸収用のコンデンサは１０００μＦ程度と直流フィルタコンデンサ容量の十分の一の大きさのものであるため非常に小型のものでよく、これらを追加することを考慮しても、従来の３相負荷接触器を４台設ける構成よりも小型化することが可能である。

尚、本発明は、上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。
上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合せにより種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、異なる実施形態に亘る構成要素を適宜組み合せてもよい。

１…インバータユニット、２…永久磁石同期電動機、４…集電装置、５…高速遮断器、 ６…充電抵抗短絡用接触器、７…充電抵抗器、８…開放接触器、９…フィルタリアクトル、１０…過電圧抑制抵抗器、１１…過電圧抑制用スイッチング素子、１３…直流フィルタコンデンサ、１４…過電圧抑制回路、１５…フィルタコンデンサ開放接触器、１６…ＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ、１７…放電抵抗、１８…放電抵抗投入スイッチ、１９…架線電圧検知器、２０…フィルタコンデンサ電圧検知器、２１…直流電圧検知器、２１…ＶＶＶＦインバータ、１００…電気車制御装置、１１０…統括制御部。

Claims (6)

1. 供給される直流電力から永久磁石同期電動機を駆動するための交流電力を生成するＶＶＶＦインバータと、
   前記ＶＶＶＦインバータの直流側に設けられるコンデンサと、
   前記コンデンサの前記ＶＶＶＦインバータと反対側に並列に設けられる他のコンデンサと、
   前記コンデンサと前記他のコンデンサとの間に設けられて両コンデンサの電気的な接続を断続する接触器と、
   前記ＶＶＦインバータと前記接触器との動作を制御する統括制御部と、を有し、
   前記コンデンサは、前記永久磁石同期電動機が最高回転数で回転したときに発生する電動機の誘起電圧がＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードによって全波整流されて加圧される電圧以上の定格電圧を備え、
   前記統括制御部は、前記ＶＶＶＦインバータが停止時において、前記永久磁石同期電動機で発生する誘起電圧のＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードによる全波整流電圧が前記他のコンデンサに印加されないように前記接触器を開放する、電気車制御装置。
2. 前記コンデンサと並列に設けられる、放電抵抗と該放電抵抗を前記ＶＶＶＦインバータの直流側の回路に接続しまたは切り離すスイッチを更に有し、
   前記統括制御部は、前記ＶＶＶＦインバータが重故障または無加圧回送によって継続して停止しているときは前記スイッチを操作して前記放電抵抗を前記ＶＶＶＦインバータの直流側の回路に接続する、請求項１に記載の電気車制御装置。
3. 前記永久磁石同期電動機で発生する誘起電圧のＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードによる全波整流電圧が印加されたときに前記放電抵抗で発生する損失が、前記永久磁石同期電動機の最大定格の１／１００以下である、請求項２に記載の電気車制御装置。
4. 供給される直流電力から永久磁石同期電動機を駆動するための交流電力を生成するＶＶＶＦインバータと、
   前記ＶＶＶＦインバータの直流側に設けられるコンデンサと、
   前記コンデンサと並列に設けられる、放電抵抗と該放電抵抗を前記ＶＶＶＦインバータの直流側の回路に接続しまたは切り離すスイッチと、
   前記ＶＶＦインバータと前記スイッチとの動作を制御する統括制御部と、を有し、
   前記コンデンサは、前記永久磁石同期電動機が最高回転数で回転したときに発生する電動機の誘起電圧がＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードによって全波整流されて加圧される電圧以上の定格電圧を備え、
   前記統括制御部は、前記ＶＶＶＦインバータが重故障または無加圧回送によって継続して停止しているときは前記スイッチを操作して前記放電抵抗を前記ＶＶＶＦインバータの直流側の回路に接続する、電気車制御装置。
5. 前記永久磁石同期電動機で発生する誘起電圧のＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードによる全波整流電圧が印加されたときに前記放電抵抗で発生する損失が、前記永久磁石同期電動機の最大定格の１／１００以下である、請求項４に記載の電気車制御装置。
6. 前記放電抵抗を前記ＶＶＶＦインバータの直流側回路に接続しまたは切り離す前記スイッチは、前記ＶＶＶＦインバータを制御するための電源が供給されなくなったときは前記直流側回路に接続する、ノーマルクローズのスイッチである、請求項３または５に記載の電気車制御装置。

Images