JP6102715B2 - Inductive load controller - Google Patents

Inductive load controller Download PDF

Info

Publication number
JP6102715B2
JP6102715B2 JP2013259096A JP2013259096A JP6102715B2 JP 6102715 B2 JP6102715 B2 JP 6102715B2 JP 2013259096 A JP2013259096 A JP 2013259096A JP 2013259096 A JP2013259096 A JP 2013259096A JP 6102715 B2 JP6102715 B2 JP 6102715B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
drive
circuit
inductive load
current detection
current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2013259096A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP2015115923A (en
Inventor
紀康 小塩
紀康 小塩
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Denso Corp
Original Assignee
Denso Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Denso Corp filed Critical Denso Corp
Priority to JP2013259096A priority Critical patent/JP6102715B2/en
Publication of JP2015115923A publication Critical patent/JP2015115923A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP6102715B2 publication Critical patent/JP6102715B2/en
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Landscapes

  • Electronic Switches (AREA)

Description

本発明は、誘導性負荷と直列にスイッチング素子と電流検出抵抗を備えた誘導性負荷制御装置に関する。   The present invention relates to an inductive load control device including a switching element and a current detection resistor in series with an inductive load.

ソレノイドなどの誘導性負荷に流れる電流を制御する制御装置は、誘導性負荷と直列にスイッチング素子と電流検出抵抗を備えている。スイッチング素子がオフしたときに負荷電流を還流させるため、誘導性負荷と電流検出抵抗との直列回路に対し並列にダイオードを備えている。このダイオードの接続形態を採用すると、スイッチング素子のオン期間のみならずオフ期間でも電流検出抵抗に負荷電流が流れる。   A control device that controls a current flowing through an inductive load such as a solenoid includes a switching element and a current detection resistor in series with the inductive load. In order to return the load current when the switching element is turned off, a diode is provided in parallel with the series circuit of the inductive load and the current detection resistor. When this diode connection mode is employed, a load current flows through the current detection resistor not only during the ON period of the switching element but also during the OFF period.

制御装置は、電流検出抵抗の端子間電圧を十分に平均化するフィルタ回路を備えている。マイコンは、スイッチング素子の駆動状態とは無関係に、一定周期で上記平均電圧をサンプルホールドおよびＡ／Ｄ変換することにより入力する。マイコンは、その入力電圧に基づいて負荷電流を求め、負荷電流が目標電流と一致するようにスイッチング素子に与える駆動信号のデューティ比を制御する。   The control device includes a filter circuit that sufficiently averages the voltage between the terminals of the current detection resistor. The microcomputer inputs the average voltage by sample-holding and A / D conversion at a constant period regardless of the driving state of the switching element. The microcomputer obtains the load current based on the input voltage and controls the duty ratio of the drive signal given to the switching element so that the load current matches the target current.

特開２００２−１７６３４６号公報JP 2002-176346 A

上記従来構成では、電流検出抵抗に常に負荷電流が流れるので、負荷電流による電流検出抵抗の損失（＝負荷電流２×電流検出抵抗の抵抗値）が大きくなる。近年、制御装置の小型化が進む一方で、制御装置に収容される素子数が増加しており、制御装置内で発生する総発熱量が増える傾向にある。このため、制御装置の熱設計が難しくなっている。 In the above conventional configuration, since the load current always flows through the current detection resistor, the loss of the current detection resistor due to the load current (= load current 2 × resistance value of the current detection resistor) increases. In recent years, while miniaturization of the control device has progressed, the number of elements accommodated in the control device has increased, and the total amount of heat generated in the control device tends to increase. For this reason, the thermal design of the control device is difficult.

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、負荷電流による電流検出抵抗の損失を低減可能な誘導性負荷制御装置を提供することにある。   The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide an inductive load control device capable of reducing a loss of a current detection resistor due to a load current.

請求項１に記載した誘導性負荷制御装置は、スイッチング素子、検出回路、還流回路、バイパス回路および電流検出手段を備えている。スイッチング素子は、誘導性負荷への通電経路に当該誘導性負荷と直列に設けられている。通電経路には、誘導性負荷と隣接して直列に電流検出抵抗が設けられている。検出回路は、当該電流検出抵抗の電圧に応じた検出信号を出力する。還流回路は、誘導性負荷と電流検出抵抗との直列回路に対し並列に設けられており、誘導性負荷に流れる電流を還流させる。   The inductive load control device according to claim 1 includes a switching element, a detection circuit, a reflux circuit, a bypass circuit, and a current detection means. The switching element is provided in series with the inductive load in the energization path to the inductive load. In the energization path, a current detection resistor is provided in series adjacent to the inductive load. The detection circuit outputs a detection signal corresponding to the voltage of the current detection resistor. The return circuit is provided in parallel to the series circuit of the inductive load and the current detection resistor, and returns the current flowing through the inductive load.

バイパス回路は、電流検出抵抗と並列に設けられており、オン駆動により通電状態となり、オフ駆動により断電状態となる。電流検出手段は、バイパス回路のオン駆動とオフ駆動を繰り返すオンオフ駆動を行い、バイパス回路をオフ駆動している期間に検出回路が出力する検出信号を入力し、当該入力した検出信号に基づいて誘導性負荷に流れる電流を検出する。   The bypass circuit is provided in parallel with the current detection resistor. The bypass circuit is energized by ON driving and is disconnected by OFF driving. The current detection means performs on / off driving that repeats ON driving and OFF driving of the bypass circuit, inputs a detection signal output by the detection circuit during a period of OFF driving of the bypass circuit, and induces based on the input detection signal Detects the current flowing through the load.

この構成によれば、誘導性負荷に流れる負荷電流は、バイパス回路がオフ駆動されている期間では電流検出抵抗に流れ、バイパス回路がオン駆動されている期間ではバイパス回路に流れる。このため、電流検出抵抗に常に負荷電流が流れる従来構成と比べ、負荷電流による電流検出抵抗の損失を低減することができる。電流検出手段は、検出信号の入力を必要とする所望のタイミングに合わせてバイパス回路をオフ駆動することにより、支障なく負荷電流を検出することができる。   According to this configuration, the load current flowing through the inductive load flows through the current detection resistor during the period in which the bypass circuit is driven off, and flows through the bypass circuit during the period during which the bypass circuit is driven on. For this reason, the loss of the current detection resistor due to the load current can be reduced as compared with the conventional configuration in which the load current always flows through the current detection resistor. The current detection means can detect the load current without any trouble by driving the bypass circuit off in accordance with a desired timing that requires the input of the detection signal.

また、請求項１記載の手段によれば、電流検出手段は、スイッチング素子のオン駆動期間およびオフ駆動期間よりも短いオンオフ駆動周期でバイパス回路をオンオフ駆動する。この構成によれば、電流検出手段は、スイッチング素子のオン駆動期間とオフ駆動期間のそれぞれにおいて、少なくとも１回の検出信号を入力できる。従って、これら入力した検出信号に基づいて、スイッチング素子のオン駆動とオフ駆動に応じて増加と減少を繰り返す負荷電流を精度よく検出できる。 Further, according to the means of claim 1, wherein the current detection means on and off driving the bypass circuit in a short OFF driving period than on driving period and OFF drive period of the switching element. According to this configuration, the current detection unit can input at least one detection signal in each of the on-drive period and the off-drive period of the switching element. Therefore, based on these input detection signals, it is possible to accurately detect a load current that repeatedly increases and decreases according to the on-drive and off-drive of the switching element.

請求項２記載の手段によれば、電流検出手段は、バイパス回路のオンオフ駆動周波数を、スイッチング素子のオンオフ駆動周波数のｎ逓倍（ｎは２以上の整数）の値に設定する。この構成によれば、電流検出手段は、スイッチング素子のオンオフ駆動周期内の定まった位置で検出信号を入力できる。その結果、負荷電流の状態が不変であるにもかかわらず、スイッチング素子のオンオフ駆動周期ごとに負荷電流の検出値が変動することがなくなる。これにより、平均値の算出に用いる検出信号を入力するスイッチング素子のオンオフ駆動周期の数が少ない場合でも、その入力した少ない検出信号に基づいて負荷電流の平均値を精度よく演算できる。また、入力した検出信号を補間して精度のよい検出電流を得られる。 According to the measures of claim 2, wherein the current detection means, the on-off driving frequency of the bypass circuit, n multiplication on-off driving frequency of the switching elements (n is an integer of 2 or more) is set to a value of. According to this configuration, the current detection unit can input the detection signal at a fixed position within the on / off driving cycle of the switching element. As a result, the detection value of the load current does not fluctuate every on / off drive cycle of the switching element, even though the state of the load current is unchanged. As a result, even when the number of on / off drive cycles of the switching element that receives the detection signal used for calculating the average value is small, the average value of the load current can be accurately calculated based on the input small detection signal. In addition, an accurate detection current can be obtained by interpolating the input detection signal.

請求項３記載の手段によれば、電流検出手段は、スイッチング素子のオン駆動期間にバイパス回路をオンオフ駆動し、スイッチング素子のオフ駆動期間にバイパス回路をオフ駆動する。この構成によれば、誘導性負荷とスイッチング素子との間に電流検出抵抗を設ける場合、バイパス回路の駆動用電源（例えばゲート駆動用電源）の電圧を、スイッチング素子の駆動用電源（例えばゲート駆動用電源）の電圧と同程度の電圧値に抑えることができる。その結果、昇圧回路等を新たに設ける必要がなくなる。 According to a third aspect of the present invention , the current detection unit drives the bypass circuit on and off during the on-drive period of the switching element, and off-drives the bypass circuit during the off-drive period of the switching element. According to this configuration, when a current detection resistor is provided between the inductive load and the switching element, the voltage of the power supply for driving the bypass circuit (for example, the power supply for gate drive) is set to the power supply for driving the switching element (for example, gate drive). The voltage value can be suppressed to the same level as the voltage of the power supply. As a result, there is no need to newly provide a booster circuit or the like.

請求項６記載の手段によれば、電流検出手段は、バイパス回路をオンオフ駆動しているとき、バイパス回路のオフ駆動期間をオン駆動期間よりも短く設定する。バイパス回路のオフ駆動期間は、安定した検出信号を入力できる時間幅があれば十分である。本構成によれば、安定した検出信号を入力するのに必要なオフ駆動期間を確保しつつ、負荷電流による電流検出抵抗の損失を一層低減することができる。 According to a sixth aspect of the present invention, when the bypass circuit is on-off driven, the current detection unit sets the off-drive period of the bypass circuit shorter than the on-drive period. It is sufficient for the off-drive period of the bypass circuit to have a time width in which a stable detection signal can be input. According to this configuration, it is possible to further reduce the loss of the current detection resistor due to the load current while securing an off drive period necessary for inputting a stable detection signal.

請求項４記載の手段によれば、電流検出手段は、バイパス回路をオンオフ駆動しているとき、バイパス回路をオフ駆動からオン駆動に切り替える時またはその直前に検出回路が出力する検出信号を入力する。この構成によれば、切り替えに伴うノイズや過渡的な変動のない安定した検出信号を入力することができる。 According to a fourth aspect of the present invention, when the bypass circuit is driven on / off, the current detection means inputs a detection signal output by the detection circuit when the bypass circuit is switched from the off drive to the on drive or just before that. . According to this configuration, it is possible to input a stable detection signal free from noise and transient fluctuations associated with switching.

請求項５記載の手段によれば、電流検出手段は、バイパス回路をオンオフ駆動しているとき、検出回路が出力する検出信号を入力すると直ちにバイパス回路をオン駆動する。この構成によれば、検出信号を入力した後のバイパス回路のオフ駆動期間がなくなるので、負荷電流による電流検出抵抗の損失を一層低減することができる。 According to a fifth aspect of the present invention, when the bypass circuit is being turned on / off, the current detection means immediately turns on the bypass circuit when the detection signal output from the detection circuit is input. According to this configuration, since there is no off-drive period of the bypass circuit after the detection signal is input, the loss of the current detection resistor due to the load current can be further reduced.

第１の実施形態を示す負荷制御装置の構成図The block diagram of the load control apparatus which shows 1st Embodiment 駆動信号、負荷電流および検出信号の波形図Waveform diagram of drive signal, load current and detection signal 第２の実施形態を示す図２相当図FIG. 2 equivalent view showing the second embodiment

（第１の実施形態）
第１の実施形態について図１および図２を参照しながら説明する。負荷制御装置１は、例えば車両のＥＣＵ（Electronic Control Unit）に搭載されており、誘導性負荷２（以下、負荷２と称す）に流れる電流を制御する。負荷２は、例えば自動変速機や油圧コントロールバルブのアクチュエータとして用いられるリニアソレノイドなどである。負荷２は、バッテリ（図示せず）に繋がる電源線３と負荷制御装置１の出力端子４との間に接続されている。 (First embodiment)
A first embodiment will be described with reference to FIGS. 1 and 2. The load control device 1 is mounted on an ECU (Electronic Control Unit) of a vehicle, for example, and controls a current flowing through an inductive load 2 (hereinafter referred to as a load 2). The load 2 is, for example, a linear solenoid used as an actuator for an automatic transmission or a hydraulic control valve. The load 2 is connected between a power supply line 3 connected to a battery (not shown) and an output terminal 4 of the load control device 1.

負荷制御装置１は、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタ５、６、還流用のダイオード７、ゲート抵抗８、９、検出回路１０およびマイクロコンピュータ１１（以下、マイコン１１と称す）を備えている。負荷制御装置１は、バッテリ電圧ＶＢと、図示しない電源回路により生成される制御用電源電圧ＶDDにより動作する。   The load control device 1 includes N-channel MOS transistors 5 and 6, a free-wheeling diode 7, gate resistors 8 and 9, a detection circuit 10, and a microcomputer 11 (hereinafter referred to as a microcomputer 11). The load control device 1 operates with the battery voltage VB and a control power supply voltage VDD generated by a power supply circuit (not shown).

電源線３から出力端子４を介してグランドに至る負荷２への通電経路１２において、出力端子４とグランドとの間に電流検出抵抗１３とＭＯＳトランジスタ５とが直列に接続されている。電源線３とＭＯＳトランジスタ５のドレインとの間には、負荷２と電流検出抵抗１３との直列回路に対し並列となるように還流用のダイオード７が接続されている。電流検出抵抗１３には、バイパス回路として動作するＭＯＳトランジスタ６が並列に接続されている。マイコン１１の出力ポートとＭＯＳトランジスタ５、６の各ゲートとの間には、それぞれゲート抵抗８、９が設けられている。   In the energization path 12 from the power supply line 3 to the load 2 via the output terminal 4 to the ground, the current detection resistor 13 and the MOS transistor 5 are connected in series between the output terminal 4 and the ground. Between the power supply line 3 and the drain of the MOS transistor 5, a reflux diode 7 is connected so as to be parallel to the series circuit of the load 2 and the current detection resistor 13. A MOS transistor 6 that operates as a bypass circuit is connected in parallel to the current detection resistor 13. Gate resistors 8 and 9 are provided between the output port of the microcomputer 11 and the gates of the MOS transistors 5 and 6, respectively.

検出回路１０は、電流検出抵抗１３と差動増幅回路１４とから構成されている。差動増幅回路１４は、オペアンプ１５と抵抗１６〜１９から構成されており、マイコン１１に対し電流検出抵抗１３の端子間電圧に応じた電圧を持つ検出信号Ｓｃを出力する。マイコン１１は、Ａ／Ｄコンバータ２０を内蔵しており、検出信号Ｓｃをサンプルホールドした後Ａ／Ｄ変換して取り込む。マイコン１１は、本発明でいう電流検出手段として機能する。   The detection circuit 10 includes a current detection resistor 13 and a differential amplifier circuit 14. The differential amplifier circuit 14 includes an operational amplifier 15 and resistors 16 to 19, and outputs a detection signal Sc having a voltage corresponding to the voltage across the current detection resistor 13 to the microcomputer 11. The microcomputer 11 has a built-in A / D converter 20, samples and holds the detection signal Sc, and then performs A / D conversion and takes it in. The microcomputer 11 functions as current detection means in the present invention.

次に、本実施形態の作用について図２を参照しながら説明する。図２に示す波形図は、上から順に、マイコン１１からＭＯＳトランジスタ５のゲートに与える駆動信号Ｇ１、マイコン１１からＭＯＳトランジスタ６のゲートに与える駆動信号Ｇ２、負荷２に流れる電流（負荷電流）、検出回路１０が出力する検出信号Ｓｃを表している。検出信号Ｓｃに示したドットは、マイコン１１が検出信号Ｓｃをサンプリングする位置である。   Next, the operation of this embodiment will be described with reference to FIG. The waveform diagram shown in FIG. 2 is, in order from the top, the drive signal G1 given from the microcomputer 11 to the gate of the MOS transistor 5, the drive signal G2 given from the microcomputer 11 to the gate of the MOS transistor 6, the current flowing through the load 2 (load current), The detection signal Sc output from the detection circuit 10 is shown. The dots shown in the detection signal Sc are positions where the microcomputer 11 samples the detection signal Sc.

マイコン１１は、負荷電流の目標値と検出した負荷電流（検出電流）の平均値が一致するようにフィードバック制御を行う。すなわち、マイコン１１は、目標値から後述する手段により得られた検出電流の平均値を減算して電流偏差を求め、その電流偏差を例えばＰＩ制御器に入力してデューティ比を得る。マイコン１１は、一定のオンオフ駆動周波数（ＰＷＭ周波数）でＰＷＭ制御を行い、上記算出したデューティ比を持つ駆動信号Ｇ１を生成する。図２に示す波形例では、オンオフ駆動周波数が３００Ｈｚ、デューティ比が５０％の場合を示している。   The microcomputer 11 performs feedback control so that the target value of the load current matches the average value of the detected load current (detected current). That is, the microcomputer 11 obtains a current deviation by subtracting an average value of detected currents obtained by means described later from the target value, and inputs the current deviation to, for example, a PI controller to obtain a duty ratio. The microcomputer 11 performs PWM control at a constant on / off drive frequency (PWM frequency), and generates a drive signal G1 having the calculated duty ratio. The waveform example shown in FIG. 2 shows a case where the on / off drive frequency is 300 Hz and the duty ratio is 50%.

マイコン１１は、ＭＯＳトランジスタ６についてオン駆動とオフ駆動を繰り返すオンオフ駆動を行う。このときのＭＯＳトランジスタ６のオンオフ駆動周波数は、ＭＯＳトランジスタ５のオンオフ駆動周波数のｎ逓倍（ｎは２以上の整数）の値に設定されている。図２に示す波形例では６逓倍とされており、そのオンオフ駆動周波数は１．８ｋＨｚである。オンオフ駆動しているときの駆動信号Ｇ２のデューティ比は５０％よりも大きく設定されており、図２に示す波形例では８０％とされている。駆動信号Ｇ１、Ｇ２は、ＬレベルからＨレベルへの立ち上がりタイミングが一致するように同期している。   The microcomputer 11 performs on / off driving that repeats on driving and off driving for the MOS transistor 6. The on / off drive frequency of the MOS transistor 6 at this time is set to a value that is n times the on / off drive frequency of the MOS transistor 5 (n is an integer of 2 or more). In the waveform example shown in FIG. 2, the multiplication is 6 times, and the on / off driving frequency is 1.8 kHz. The duty ratio of the drive signal G2 during the on / off drive is set to be larger than 50%, and is set to 80% in the waveform example shown in FIG. The drive signals G1 and G2 are synchronized so that the rising timings from the L level to the H level coincide.

駆動信号Ｇ１がＨレベル（オン駆動状態）になると、ＭＯＳトランジスタ５がオン（通電状態）となり、電源線３から負荷２、電流検出抵抗１３またはＭＯＳトランジスタ６、ＭＯＳトランジスタ５を通してグランドに至る通電経路１２に流れる負荷電流が増加する。このとき、駆動信号Ｇ１がＨレベルになってからの経過時間をｔ、負荷２や電流検出抵抗１３などの通電経路１２上のインピーダンスで決まる時定数をτ１とすると、負荷電流は１−ｅｘｐ（−ｔ／τ１）の波形に従って増加する。   When the drive signal G1 becomes H level (on drive state), the MOS transistor 5 is turned on (energized state), and the energization path from the power line 3 to the load 2, the current detection resistor 13 or the MOS transistor 6, and the MOS transistor 5 to the ground. The load current flowing through 12 increases. At this time, if the elapsed time after the drive signal G1 becomes H level is t and the time constant determined by the impedance on the energization path 12 such as the load 2 and the current detection resistor 13 is τ1, the load current is 1-exp ( It increases according to the waveform of -t / τ1).

一方、駆動信号Ｇ１がＬレベル（オフ駆動状態）になると、ＭＯＳトランジスタ５がオフ（断電状態）となり、電源線３から負荷２、電流検出抵抗１３またはＭＯＳトランジスタ６、ダイオード７を通して負荷電流が還流しながら減少する。このとき、駆動信号Ｇ１がＬレベルになってからの経過時間をｔ、負荷２、電流検出抵抗１３、ダイオード７などの還流経路上のインピーダンスで決まる時定数をτ２とすると、負荷電流はｅｘｐ（−ｔ／τ２）の波形に従って減少する。   On the other hand, when the drive signal G1 becomes L level (off drive state), the MOS transistor 5 is turned off (disconnected state), and the load current is supplied from the power line 3 through the load 2, the current detection resistor 13 or the MOS transistor 6, and the diode 7. Decrease with reflux. At this time, if the elapsed time after the drive signal G1 becomes L level is t, and the time constant determined by the impedance on the return path such as the load 2, the current detection resistor 13 and the diode 7 is τ2, the load current is exp ( It decreases according to the waveform of -t / τ2).

ＭＯＳトランジスタ６がオフ駆動されている期間では、負荷電流は電流検出抵抗１３を通して流れるので、検出信号Ｓｃは負荷電流に応じた電圧を持つ。このとき、電流検出抵抗１３で損失が発生して発熱する。これに対し、ＭＯＳトランジスタ６がオン駆動されている期間では、負荷電流は電流検出抵抗１３をバイパスしてＭＯＳトランジスタ６を通して流れるので、検出信号Ｓｃはほぼ０Ｖとなる。このとき、電流検出抵抗１３での損失はほぼゼロとなる。   Since the load current flows through the current detection resistor 13 during the period in which the MOS transistor 6 is driven off, the detection signal Sc has a voltage corresponding to the load current. At this time, the current detection resistor 13 generates a loss and generates heat. On the other hand, since the load current bypasses the current detection resistor 13 and flows through the MOS transistor 6 during the period in which the MOS transistor 6 is turned on, the detection signal Sc is almost 0V. At this time, the loss in the current detection resistor 13 is almost zero.

マイコン１１は、ＭＯＳトランジスタ６がオフ駆動されている期間に検出信号Ｓｃをサンプルホールドし、Ａ／Ｄ変換を実行して負荷電流を検出する。図２に示す波形例では、ＭＯＳトランジスタ６のオフ駆動期間ごとに、各期間の中央位置において検出信号Ｓｃをサンプリングしている。マイコン１１は、ＭＯＳトランジスタ５のオンオフ駆動周期（ＰＷＭ周期）のｍ周期分（ｍ＝１、２、…）である６ｍ個のＡ／Ｄ変換値から平均値を算出して負荷電流の平均値を求める。   The microcomputer 11 samples and holds the detection signal Sc during the period in which the MOS transistor 6 is driven off, and executes A / D conversion to detect the load current. In the waveform example shown in FIG. 2, the detection signal Sc is sampled at the center position of each period for each off drive period of the MOS transistor 6. The microcomputer 11 calculates an average value from 6 m A / D conversion values corresponding to m cycles (m = 1, 2,...) Of the on / off drive cycle (PWM cycle) of the MOS transistor 5 and calculates the average value of the load current. Ask for.

本実施形態によれば、負荷電流は、ＭＯＳトランジスタ６がオフ駆動されている期間に電流検出抵抗１３に流れ、ＭＯＳトランジスタ６がオン駆動されている期間には電流検出抵抗１３に流れない。このため、電流検出抵抗１３に常に負荷電流が流れる従来構成と比べ、負荷電流による電流検出抵抗１３における損失（発熱）を低減することができる。その結果、小型化や集積化が進むＥＣＵに負荷制御装置１を搭載すれば、ＥＣＵ内での発熱量を抑制することができ、ＥＣＵの熱設計を容易に行えるようになる。本実施形態ではＭＯＳトランジスタ６のオフ駆動期間をオン駆動期間よりも短く設定したので、負荷電流による電流検出抵抗１３の損失が一層低減される。   According to the present embodiment, the load current flows to the current detection resistor 13 while the MOS transistor 6 is driven off, and does not flow to the current detection resistor 13 while the MOS transistor 6 is driven to turn on. For this reason, the loss (heat generation) in the current detection resistor 13 due to the load current can be reduced as compared with the conventional configuration in which the load current always flows in the current detection resistor 13. As a result, if the load control device 1 is installed in an ECU that is becoming smaller and more integrated, the amount of heat generated in the ECU can be suppressed, and the thermal design of the ECU can be easily performed. In the present embodiment, since the off drive period of the MOS transistor 6 is set shorter than the on drive period, the loss of the current detection resistor 13 due to the load current is further reduced.

マイコン１１は、ＭＯＳトランジスタ６のオン駆動とオフ駆動を繰り返し行うので、ＭＯＳトランジスタ６をオフ駆動している期間に検出信号Ｓｃを入力することにより、負荷電流を継続的に検出することができる。ＭＯＳトランジスタ６をオン駆動からオフ駆動に切り替えた時、検出信号Ｓｃにノイズやリンギングが重畳する場合も考えられる。そこで、マイコン１１は、ＭＯＳトランジスタ６がオフ駆動された時点から検出信号Ｓｃが安定する時間を待って検出信号Ｓｃを入力することが好ましい。   Since the microcomputer 11 repeatedly drives the MOS transistor 6 on and off, the load current can be continuously detected by inputting the detection signal Sc while the MOS transistor 6 is being driven off. When the MOS transistor 6 is switched from on driving to off driving, noise or ringing may be superimposed on the detection signal Sc. Therefore, it is preferable that the microcomputer 11 inputs the detection signal Sc after waiting for a time for the detection signal Sc to stabilize from when the MOS transistor 6 is turned off.

具体的には、図２に示すようにオフ駆動期間が比較的長い場合には、オフ駆動期間の中央位置付近またはそれ以降に検出信号Ｓｃを入力すればよい。オフ駆動期間が比較的短い場合には、ＭＯＳトランジスタ６をオフ駆動からオン駆動に切り替える時、すなわち駆動信号Ｇ２をＬレベルからＨレベルに変化させた時、またはその直前に検出信号Ｓｃを入力すればよい。駆動信号Ｇ２がＬレベルからＨレベルに変化しても、ＭＯＳトランジスタ６が実際にターンオン動作を開始するまでの間、電流検出抵抗１３に負荷電流が流れ続けるからである。その結果、スイッチングノイズやリンギング等の変動がない安定した検出信号Ｓｃを入力することができる。   Specifically, as shown in FIG. 2, when the off-drive period is relatively long, the detection signal Sc may be input near or near the center position of the off-drive period. When the off drive period is relatively short, the detection signal Sc is input when the MOS transistor 6 is switched from the off drive to the on drive, that is, when the drive signal G2 is changed from the L level to the H level. That's fine. This is because even if the drive signal G2 changes from the L level to the H level, the load current continues to flow through the current detection resistor 13 until the MOS transistor 6 actually starts the turn-on operation. As a result, it is possible to input a stable detection signal Sc free from fluctuations such as switching noise and ringing.

ＭＯＳトランジスタ６のオンオフ駆動周波数は、ＭＯＳトランジスタ５のオンオフ駆動周波数（ＰＷＭ周波数）のｎ逓倍に設定されているので、マイコン１１は、ＰＷＭ周期内の定まった位置で検出信号Ｓｃを入力できる。これにより、駆動信号Ｇ１のデューティ比が一定に制御されて負荷電流の状態も変化していない場合、ＰＷＭ周期ごとに負荷電流の検出値が変動することがなくなる。従って、平均値の算出に用いる検出信号Ｓｃを入力するＰＷＭ周期数が少ない場合、すなわち平均値の算出に用いる検出信号Ｓｃのサンプル数が少ない場合でも、負荷電流の平均値を精度よく演算できる。また、入力した検出信号Ｓｃを補間して検出電流を得る場合でも、ＰＷＭ周期ごとの変動がない精度のよい補間処理を行うことができる。   Since the on / off drive frequency of the MOS transistor 6 is set to n times the on / off drive frequency (PWM frequency) of the MOS transistor 5, the microcomputer 11 can input the detection signal Sc at a fixed position within the PWM cycle. Thereby, when the duty ratio of the drive signal G1 is controlled to be constant and the state of the load current is not changed, the detected value of the load current does not fluctuate every PWM cycle. Therefore, even when the number of PWM cycles for inputting the detection signal Sc used for calculating the average value is small, that is, when the number of samples of the detection signal Sc used for calculating the average value is small, the average value of the load current can be calculated with high accuracy. In addition, even when the detection current Sc is obtained by interpolating the input detection signal Sc, it is possible to perform an accurate interpolation process with no fluctuation for each PWM cycle.

負荷電流は、ＭＯＳトランジスタ５のオン駆動期間に増加し、オフ駆動期間に減少する。このため、ＭＯＳトランジスタ６のオンオフ駆動周期は、ＭＯＳトランジスタ５のオン駆動期間とオフ駆動期間よりも短いことが好ましい。例えば、マイコン１１は、駆動信号Ｇ１のデューティ比を算出するとともに、ＭＯＳトランジスタ６のオンオフ駆動周期を、駆動信号Ｇ１のＨレベル期間とＬレベル期間のうち短い方の期間よりも短く設定する。或いは、駆動信号Ｇ１のＨレベル期間とＬレベル期間の最小期間を予め予測し、ＭＯＳトランジスタ６のオンオフ駆動周期をその最小期間よりも短く設定すればよい。この設定により、マイコン１１は、負荷電流の増加期間と減少期間のそれぞれにおいて少なくとも１つの検出信号Ｓｃを入力できる。従って、この入力した検出信号Ｓｃに基づいて、負荷電流の平均値または補間値を高精度に得ることができる。   The load current increases during the ON drive period of the MOS transistor 5 and decreases during the OFF drive period. For this reason, the on / off drive cycle of the MOS transistor 6 is preferably shorter than the on drive period and the off drive period of the MOS transistor 5. For example, the microcomputer 11 calculates the duty ratio of the drive signal G1, and sets the on / off drive cycle of the MOS transistor 6 to be shorter than the shorter of the H level period and the L level period of the drive signal G1. Alternatively, the minimum period of the H level period and the L level period of the drive signal G1 may be predicted in advance, and the on / off drive cycle of the MOS transistor 6 may be set shorter than the minimum period. With this setting, the microcomputer 11 can input at least one detection signal Sc in each of the increase period and the decrease period of the load current. Therefore, the average value or the interpolation value of the load current can be obtained with high accuracy based on the input detection signal Sc.

（第２の実施形態）
第２の実施形態について図３を参照しながら説明する。本実施形態の回路構成は、図１に示した負荷制御装置１と同じである。マイコン１１は、ＭＯＳトランジスタ５のオン駆動期間にＭＯＳトランジスタ６をオンオフ駆動し、ＭＯＳトランジスタ５のオフ駆動期間にＭＯＳトランジスタ６をオフ駆動状態に維持する。図３は、ＭＯＳトランジスタ５のオンオフ駆動周波数が３００Ｈｚ、デューティ比が５０％、ＭＯＳトランジスタ６のオンオフ駆動周波数が１．８ｋＨｚ、デューティ比が８０％の場合を示している。 (Second Embodiment)
A second embodiment will be described with reference to FIG. The circuit configuration of this embodiment is the same as that of the load control device 1 shown in FIG. The microcomputer 11 drives the MOS transistor 6 on and off while the MOS transistor 5 is on, and maintains the MOS transistor 6 off when the MOS transistor 5 is off. FIG. 3 shows a case where the on / off driving frequency of the MOS transistor 5 is 300 Hz, the duty ratio is 50%, the on / off driving frequency of the MOS transistor 6 is 1.8 kHz, and the duty ratio is 80%.

マイコン１１は、ＭＯＳトランジスタ５のオン駆動期間では、ＭＯＳトランジスタ６のオフ駆動期間の中央位置において検出信号Ｓｃをサンプリングする。ＭＯＳトランジスタ５のオフ駆動期間でも、ＭＯＳトランジスタ５のオン駆動期間でのサンプリング時点を基点として、ＭＯＳトランジスタ６のオンオフ駆動周期（０．５５ｍｓｅｃ）ごとに検出信号Ｓｃをサンプリングする。   The microcomputer 11 samples the detection signal Sc at the center position of the MOS transistor 6 during the on-drive period of the MOS transistor 5. Even in the off-drive period of the MOS transistor 5, the detection signal Sc is sampled every on-off drive period (0.55 msec) of the MOS transistor 6 with the sampling point in the on-drive period of the MOS transistor 5 as a base point.

ＭＯＳトランジスタ５のオフ駆動期間では、負荷電流がダイオード７を通して還流するため、ＭＯＳトランジスタ６のソース電位はＶＢ＋Ｖｆ（Ｖｆ：ダイオードの順方向電圧）まで上昇する。この期間にＭＯＳトランジスタ６をオン駆動するには、上昇したソース電位よりも更にＭＯＳトランジスタのしきい値電圧Ｖth以上高い駆動信号Ｇ２が必要となる。このため、チャージポンプ回路などの昇圧回路が必要となる。また、ＭＯＳトランジスタ６に、当該昇圧電圧以上のゲート耐圧が必要となる。   In the off drive period of the MOS transistor 5, the load current circulates through the diode 7, so that the source potential of the MOS transistor 6 rises to VB + Vf (Vf: forward voltage of the diode). In order to drive the MOS transistor 6 on during this period, a drive signal G2 higher than the raised source potential by at least the threshold voltage Vth of the MOS transistor is required. For this reason, a booster circuit such as a charge pump circuit is required. Further, the MOS transistor 6 needs to have a gate breakdown voltage higher than the boosted voltage.

本実施形態の負荷制御装置は、ＭＯＳトランジスタ５のオフ駆動期間にＭＯＳトランジスタ６をオフ駆動し、ＭＯＳトランジスタ５のオン駆動期間に限りＭＯＳトランジスタ６をオンオフ駆動する。従って、昇圧回路を新たに設ける必要がなくなる。また、ＭＯＳトランジスタ６に必要なゲート耐圧を、ＭＯＳトランジスタ５のゲート耐圧と同程度に下げることができ、素子選定の自由度が高まる。その他、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。また、第１の実施形態で説明した検出信号Ｓｃの入力タイミング、ＭＯＳトランジスタ６のオンオフ駆動周波数（オンオフ駆動周期）についても同様に適用できる。   The load control device of this embodiment drives the MOS transistor 6 off during the off-drive period of the MOS transistor 5 and drives the MOS transistor 6 on / off only during the on-drive period of the MOS transistor 5. Therefore, it is not necessary to newly provide a booster circuit. Further, the gate breakdown voltage required for the MOS transistor 6 can be lowered to the same level as the gate breakdown voltage of the MOS transistor 5, and the degree of freedom in element selection is increased. In addition, the same effects as those of the first embodiment can be obtained. The same applies to the input timing of the detection signal Sc and the on / off drive frequency (on / off drive cycle) of the MOS transistor 6 described in the first embodiment.

（その他の実施形態）
以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変形、拡張を行うことができる。 (Other embodiments)
As mentioned above, although preferred embodiment of this invention was described, this invention is not limited to embodiment mentioned above, A various deformation | transformation and expansion | extension can be performed within the range which does not deviate from the summary of invention.

電源線３とグランドとの間にＭＯＳトランジスタ５、負荷２および電流検出抵抗１３が順に直列接続された構成、または電源線３とグランドとの間にＭＯＳトランジスタ５、電流検出抵抗１３および負荷２が順に直列接続された構成としてもよい。これらの構成でも、負荷２と電流検出抵抗１３との直列回路に対しダイオード７が並列に設けられる。この場合、Ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタ５を用いてもよい。スイッチング素子およびバイパス回路はＭＯＳトランジスタに限られない。   A configuration in which the MOS transistor 5, the load 2 and the current detection resistor 13 are connected in series between the power supply line 3 and the ground, or the MOS transistor 5, the current detection resistor 13 and the load 2 are connected in series between the power supply line 3 and the ground. It is good also as a structure connected in series in order. Even in these configurations, the diode 7 is provided in parallel to the series circuit of the load 2 and the current detection resistor 13. In this case, a P-channel type MOS transistor 5 may be used. Switching elements and bypass circuits are not limited to MOS transistors.

ＭＯＳトランジスタ６のオンオフ駆動周期に下限を設けてもよい。これにより、ＭＯＳトランジスタ６のスイッチング損失の増大を抑えることができる。
ＭＯＳトランジスタ６のオンオフ駆動周波数は、必ずしもＭＯＳトランジスタ５のオンオフ駆動周波数と逓倍関係になくてもよい。 A lower limit may be provided for the on / off drive cycle of the MOS transistor 6. Thereby, an increase in switching loss of the MOS transistor 6 can be suppressed.
The on / off drive frequency of the MOS transistor 6 does not necessarily have to be multiplied by the on / off drive frequency of the MOS transistor 5.

ＭＯＳトランジスタ６のオフ駆動期間をオン駆動期間よりも長く設定してもよい。ただし、ＭＯＳトランジスタ６のオフ駆動期間を短く設定するほど、電流検出抵抗１３での損失低減効果が大きくなる。   The off drive period of the MOS transistor 6 may be set longer than the on drive period. However, the shorter the OFF drive period of the MOS transistor 6, the greater the loss reduction effect at the current detection resistor 13.

マイコン１１は、ＭＯＳトランジスタ６をオンオフ駆動しているとき、検出信号Ｓｃを入力すると直ちにＭＯＳトランジスタ６をオン駆動する構成としてもよい。この構成によれば、検出信号Ｓｃを入力した後のＭＯＳトランジスタ６のオフ駆動期間がなくなるので、負荷電流による電流検出抵抗１３の損失を一層低減することができる。   The microcomputer 11 may be configured to immediately turn on the MOS transistor 6 when the detection signal Sc is input while the MOS transistor 6 is driven on and off. According to this configuration, there is no off drive period of the MOS transistor 6 after the detection signal Sc is input, so that the loss of the current detection resistor 13 due to the load current can be further reduced.

マイコン１１による検出信号Ｓｃのサンプリングタイミングにおける信号電圧に影響を及ぼさない限りにおいて、検出回路とマイコン１１との間にフィルタ回路を備えてもよい。これにより、スイッチングに伴い生じるサージ電圧を除去することができる。   A filter circuit may be provided between the detection circuit and the microcomputer 11 as long as the signal voltage at the sampling timing of the detection signal Sc by the microcomputer 11 is not affected. Thereby, it is possible to remove a surge voltage generated due to switching.

図面中、１は負荷制御装置（誘導性負荷制御装置）、２は誘導性負荷、５はＭＯＳトランジスタ（スイッチング素子）、６はＭＯＳトランジスタ（バイパス回路）、７はダイオード（還流回路）、１０は検出回路、１１はマイクロコンピュータ（電流検出手段）、１２は通電経路、１３は電流検出抵抗である。   In the drawings, 1 is a load control device (inductive load control device), 2 is an inductive load, 5 is a MOS transistor (switching element), 6 is a MOS transistor (bypass circuit), 7 is a diode (reflux circuit), 10 is A detection circuit, 11 is a microcomputer (current detection means), 12 is an energization path, and 13 is a current detection resistor.

Claims (6)

誘導性負荷（２）への通電経路（１２）に当該誘導性負荷と直列に設けられたスイッチング素子（５）と、
前記通電経路に前記誘導性負荷と隣接して直列に電流検出抵抗（１３）を有し、当該電流検出抵抗の電圧に応じた検出信号を出力する検出回路（１０）と、
前記誘導性負荷と前記電流検出抵抗との直列回路に対し並列に設けられ、前記誘導性負荷に流れる電流を還流させる還流回路（７）と、
前記電流検出抵抗と並列に設けられ、オン駆動により通電状態となり、オフ駆動により断電状態となるバイパス回路（６）と、
前記バイパス回路のオン駆動とオフ駆動を繰り返すオンオフ駆動を行い、前記バイパス回路をオフ駆動している期間に前記検出回路が出力する検出信号を入力し、当該入力した検出信号に基づいて前記誘導性負荷に流れる電流を検出する電流検出手段（１１）とを備え、
前記電流検出手段は、前記スイッチング素子のオン駆動期間およびオフ駆動期間よりも短いオンオフ駆動周期で前記バイパス回路をオンオフ駆動することを特徴とする誘導性負荷制御装置。 A switching element (5) provided in series with the inductive load in the energization path (12) to the inductive load (2);
A detection circuit (10) having a current detection resistor (13) in series in the energization path adjacent to the inductive load and outputting a detection signal corresponding to the voltage of the current detection resistor;
A reflux circuit (7) that is provided in parallel to a series circuit of the inductive load and the current detection resistor and recirculates a current flowing through the inductive load;
A bypass circuit (6) provided in parallel with the current detection resistor, which is energized by on-drive and is de-energized by off-drive;
On-off driving that repeats on-drive and off-drive of the bypass circuit is performed, and a detection signal output from the detection circuit is input during a period of off-drive of the bypass circuit, and the inductivity is based on the input detection signal Current detection means (11) for detecting the current flowing through the load ,
The inductive load control device characterized in that the current detection means drives the bypass circuit on and off at an on / off drive cycle shorter than an on drive period and an off drive period of the switching element . 誘導性負荷（２）への通電経路（１２）に当該誘導性負荷と直列に設けられたスイッチング素子（５）と、
前記通電経路に前記誘導性負荷と隣接して直列に電流検出抵抗（１３）を有し、当該電流検出抵抗の電圧に応じた検出信号を出力する検出回路（１０）と、
前記誘導性負荷と前記電流検出抵抗との直列回路に対し並列に設けられ、前記誘導性負荷に流れる電流を還流させる還流回路（７）と、
前記電流検出抵抗と並列に設けられ、オン駆動により通電状態となり、オフ駆動により断電状態となるバイパス回路（６）と、
前記バイパス回路のオン駆動とオフ駆動を繰り返すオンオフ駆動を行い、前記バイパス回路をオフ駆動している期間に前記検出回路が出力する検出信号を入力し、当該入力した検出信号に基づいて前記誘導性負荷に流れる電流を検出する電流検出手段（１１）とを備え、
前記電流検出手段は、前記バイパス回路のオンオフ駆動周波数を、前記スイッチング素子のオンオフ駆動周波数のｎ逓倍（ｎは２以上の整数）の値に設定することを特徴とする誘導性負荷制御装置。 A switching element (5) provided in series with the inductive load in the energization path (12) to the inductive load (2);
A detection circuit (10) having a current detection resistor (13) in series in the energization path adjacent to the inductive load and outputting a detection signal corresponding to the voltage of the current detection resistor;
A reflux circuit (7) that is provided in parallel to a series circuit of the inductive load and the current detection resistor and recirculates a current flowing through the inductive load;
A bypass circuit (6) provided in parallel with the current detection resistor, which is energized by on-drive and is de-energized by off-drive;
On-off driving that repeats on-drive and off-drive of the bypass circuit is performed, and a detection signal output from the detection circuit is input during a period of off-drive of the bypass circuit, and the inductivity is based on the input detection signal Current detection means (11) for detecting the current flowing through the load ,
The inductive load control device , wherein the current detection means sets the on / off drive frequency of the bypass circuit to a value of n times (n is an integer of 2 or more) the on / off drive frequency of the switching element . 誘導性負荷（２）への通電経路（１２）に当該誘導性負荷と直列に設けられたスイッチング素子（５）と、
前記通電経路に前記誘導性負荷と隣接して直列に電流検出抵抗（１３）を有し、当該電流検出抵抗の電圧に応じた検出信号を出力する検出回路（１０）と、
前記誘導性負荷と前記電流検出抵抗との直列回路に対し並列に設けられ、前記誘導性負荷に流れる電流を還流させる還流回路（７）と、
前記電流検出抵抗と並列に設けられ、オン駆動により通電状態となり、オフ駆動により断電状態となるバイパス回路（６）と、
前記バイパス回路のオン駆動とオフ駆動を繰り返すオンオフ駆動を行い、前記バイパス回路をオフ駆動している期間に前記検出回路が出力する検出信号を入力し、当該入力した検出信号に基づいて前記誘導性負荷に流れる電流を検出する電流検出手段（１１）とを備え、
前記電流検出手段は、前記スイッチング素子のオン駆動期間に前記バイパス回路をオンオフ駆動し、前記スイッチング素子のオフ駆動期間に前記バイパス回路をオフ駆動することを特徴とする誘導性負荷制御装置。 A switching element (5) provided in series with the inductive load in the energization path (12) to the inductive load (2);
A detection circuit (10) having a current detection resistor (13) in series in the energization path adjacent to the inductive load and outputting a detection signal corresponding to the voltage of the current detection resistor;
A reflux circuit (7) that is provided in parallel to a series circuit of the inductive load and the current detection resistor and recirculates a current flowing through the inductive load;
A bypass circuit (6) provided in parallel with the current detection resistor, which is energized by on-drive and is de-energized by off-drive;
On-off driving that repeats on-drive and off-drive of the bypass circuit is performed, and a detection signal output from the detection circuit is input during a period of off-drive of the bypass circuit, and the inductivity is based on the input detection signal Current detection means (11) for detecting the current flowing through the load ,
The inductive load control device , wherein the current detection means drives the bypass circuit on and off during an on-drive period of the switching element, and off-drives the bypass circuit during an off-drive period of the switching element . 誘導性負荷（２）への通電経路（１２）に当該誘導性負荷と直列に設けられたスイッチング素子（５）と、
前記通電経路に前記誘導性負荷と隣接して直列に電流検出抵抗（１３）を有し、当該電流検出抵抗の電圧に応じた検出信号を出力する検出回路（１０）と、
前記誘導性負荷と前記電流検出抵抗との直列回路に対し並列に設けられ、前記誘導性負荷に流れる電流を還流させる還流回路（７）と、
前記電流検出抵抗と並列に設けられ、オン駆動により通電状態となり、オフ駆動により断電状態となるバイパス回路（６）と、
前記バイパス回路のオン駆動とオフ駆動を繰り返すオンオフ駆動を行い、前記バイパス回路をオフ駆動している期間に前記検出回路が出力する検出信号を入力し、当該入力した検出信号に基づいて前記誘導性負荷に流れる電流を検出する電流検出手段（１１）とを備え、
前記電流検出手段は、前記バイパス回路をオンオフ駆動しているとき、前記バイパス回路をオフ駆動からオン駆動に切り替える時またはその直前に前記検出回路が出力する検出信号を入力することを特徴とする誘導性負荷制御装置。 A switching element (5) provided in series with the inductive load in the energization path (12) to the inductive load (2);
A detection circuit (10) having a current detection resistor (13) in series in the energization path adjacent to the inductive load and outputting a detection signal corresponding to the voltage of the current detection resistor;
A reflux circuit (7) that is provided in parallel to a series circuit of the inductive load and the current detection resistor and recirculates a current flowing through the inductive load;
A bypass circuit (6) provided in parallel with the current detection resistor, which is energized by on-drive and is de-energized by off-drive;
On-off driving that repeats on-drive and off-drive of the bypass circuit is performed, and a detection signal output from the detection circuit is input during a period of off-drive of the bypass circuit, and the inductivity is based on the input detection signal Current detection means (11) for detecting the current flowing through the load ,
The current detection means inputs a detection signal output by the detection circuit when the bypass circuit is driven on / off, or when the bypass circuit is switched from off-drive to on-drive or just before that. Load control device. 誘導性負荷（２）への通電経路（１２）に当該誘導性負荷と直列に設けられたスイッチング素子（５）と、
前記通電経路に前記誘導性負荷と隣接して直列に電流検出抵抗（１３）を有し、当該電流検出抵抗の電圧に応じた検出信号を出力する検出回路（１０）と、
前記誘導性負荷と前記電流検出抵抗との直列回路に対し並列に設けられ、前記誘導性負荷に流れる電流を還流させる還流回路（７）と、
前記電流検出抵抗と並列に設けられ、オン駆動により通電状態となり、オフ駆動により断電状態となるバイパス回路（６）と、
前記バイパス回路のオン駆動とオフ駆動を繰り返すオンオフ駆動を行い、前記バイパス回路をオフ駆動している期間に前記検出回路が出力する検出信号を入力し、当該入力した検出信号に基づいて前記誘導性負荷に流れる電流を検出する電流検出手段（１１）とを備え、
前記電流検出手段は、前記バイパス回路をオンオフ駆動しているとき、前記検出回路が出力する検出信号を入力すると直ちに前記バイパス回路をオン駆動することを特徴とする誘導性負荷制御装置。 A switching element (5) provided in series with the inductive load in the energization path (12) to the inductive load (2);
A detection circuit (10) having a current detection resistor (13) in series in the energization path adjacent to the inductive load and outputting a detection signal corresponding to the voltage of the current detection resistor;
A reflux circuit (7) that is provided in parallel to a series circuit of the inductive load and the current detection resistor and recirculates a current flowing through the inductive load;
A bypass circuit (6) provided in parallel with the current detection resistor, which is energized by on-drive and is de-energized by off-drive;
On-off driving that repeats on-drive and off-drive of the bypass circuit is performed, and a detection signal output from the detection circuit is input during a period of off-drive of the bypass circuit, and the inductivity is based on the input detection signal Current detection means (11) for detecting the current flowing through the load ,
The inductive load control device according to claim 1 , wherein when the bypass circuit is driven on and off, the current detection unit drives the bypass circuit on immediately upon receiving a detection signal output from the detection circuit . 前記電流検出手段は、前記バイパス回路をオンオフ駆動しているとき、前記バイパス回路のオフ駆動期間をオン駆動期間よりも短く設定することを特徴とする請求項１から５の何れか一項に記載の誘導性負荷制御装置。 The said current detection means sets the OFF drive period of the said bypass circuit shorter than an ON drive period, when the said bypass circuit is driven on-off, The any one of Claim 1 to 5 characterized by the above-mentioned. Inductive load control device.
JP2013259096A 2013-12-16 2013-12-16 Inductive load controller Active JP6102715B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013259096A JP6102715B2 (en) 2013-12-16 2013-12-16 Inductive load controller

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013259096A JP6102715B2 (en) 2013-12-16 2013-12-16 Inductive load controller

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2015115923A JP2015115923A (en) 2015-06-22
JP6102715B2 true JP6102715B2 (en) 2017-03-29

Family

ID=53529308

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2013259096A Active JP6102715B2 (en) 2013-12-16 2013-12-16 Inductive load controller

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP6102715B2 (en)

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5516350B2 (en) * 2010-11-15 2014-06-11 株式会社デンソー Load drive circuit
JP5691883B2 (en) * 2011-06-29 2015-04-01 株式会社デンソー Load drive circuit
KR101255965B1 (en) * 2012-01-25 2013-04-23 숭실대학교산학협력단 Power saving current sensing apparatus and converter using the apparatus
TWI561951B (en) * 2012-01-30 2016-12-11 Semiconductor Energy Lab Co Ltd Power supply circuit

Also Published As

Publication number Publication date
JP2015115923A (en) 2015-06-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7138786B2 (en) Power supply driver circuit
JP5119894B2 (en) Driver circuit
KR20080009156A (en) Bi-directional mos current sense circuit
JP6978952B2 (en) Semiconductor device, load drive system and inductor current detection method
JP5506281B2 (en) Power supply circuit and electronic equipment
JP2014049975A (en) Current detection circuit and current control device using the same
US20130152910A1 (en) Internal combustion engine ignition device
JP2010074972A (en) Converter control circuit
JP2013044668A (en) Load driving device
US10491119B2 (en) Combined high side and low side current sensing
CN107769554B (en) Control circuit of switching power supply device and switching power supply device
JP2009075957A (en) Power circuit and semiconductor device
TWI509968B (en) Voltage converter circuit and voltage converter controller and parameter setting method therefor
JP6387888B2 (en) Inductive load drive
JP6102715B2 (en) Inductive load controller
JP2017532945A (en) Adaptive controller for voltage converter
US7148741B2 (en) Current supply circuit and method for supplying current to a load
JP5626175B2 (en) Overvoltage protection circuit
US7777426B2 (en) Circuit arrangement and method for controlling a pulsed power supply
EP1657726A1 (en) Control circuit and method for a proportional solenoid valve, particularly for use on motor vehicles
JP6213381B2 (en) Switching power supply
JP6919920B2 (en) Adaptive controller for voltage converter
JP6610522B2 (en) Switching regulator
US7498794B1 (en) Method and system for sensing current independently of variations in operating conditions
JP6699426B2 (en) Load drive

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20160229

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20161118

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20161206

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20170111

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20170131

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20170213

R151 Written notification of patent or utility model registration

Ref document number: 6102715

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250