JP6387888B2 - Inductive load drive - Google Patents

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Description

本発明は、誘導性負荷を駆動させる駆動装置に関する。   The present invention relates to a drive device that drives an inductive load.

誘導性負荷の駆動を制御するための駆動装置としては、一対のスイッチング素子を用いた装置が知られている。この種の誘導性負荷駆動装置としては、例えば特許文献１に記載の装置がある。特許文献１に記載の駆動装置（ブートストラップ回路）は、上側ＭＯＳＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）と、下側ＭＯＳＦＥＴと、コントローラと、ブートストラップコンデンサとを備えている。   A device using a pair of switching elements is known as a driving device for controlling driving of an inductive load. As this type of inductive load driving apparatus, there is an apparatus described in Patent Document 1, for example. The driving device (bootstrap circuit) described in Patent Document 1 includes an upper MOSFET (field effect transistor), a lower MOSFET, a controller, and a bootstrap capacitor.

上側ＭＯＳＦＥＴ及び下側ＭＯＳＦＥＴはＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴである。上側ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子には所定の入力電圧が印加されている。上側ＭＯＳＦＥＴのソース端子は下側ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に接続されている。下側ＭＯＳＦＥＴのソース端子には接地電位が印加されている。上側ＭＯＳＦＥＴのソース端子と下側ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子との間の接続点にはブートストラップ回路の出力端子が接続されている。   The upper MOSFET and the lower MOSFET are N-channel MOSFETs. A predetermined input voltage is applied to the drain terminal of the upper MOSFET. The source terminal of the upper MOSFET is connected to the drain terminal of the lower MOSFET. A ground potential is applied to the source terminal of the lower MOSFET. An output terminal of the bootstrap circuit is connected to a connection point between the source terminal of the upper MOSFET and the drain terminal of the lower MOSFET.

コントローラは、上側ＭＯＳＦＥＴ及び下側ＭＯＳＦＥＴのそれぞれのゲート電圧を制御することにより、上側ＭＯＳＦＥＴ及び下側ＭＯＳＦＥＴのそれぞれのオン／オフを制御する。これにより、コントローラは、出力端子の出力電圧を制御する。   The controller controls on / off of the upper MOSFET and the lower MOSFET by controlling the gate voltages of the upper MOSFET and the lower MOSFET, respectively. Thereby, the controller controls the output voltage of the output terminal.

ブートストラップコンデンサは上側ＭＯＳＦＥＴのソース端子に接続されている。ブートストラップコンデンサは、上側ＭＯＳＦＥＴをオンさせるために必要なゲート電圧を生成する。具体的には、ブートストラップコンデンサは、電源電圧からの電力供給に基づき充電を行う。これにより、上側ＭＯＳＦＥＴのソース電圧が入力電圧と略等しい場合、ブートストラップコンデンサの充電電圧は、入力電圧に電源電圧を加算した値に略等しくなる。すなわち、ブートストラップコンデンサの充電電圧は、上側ＭＯＳＦＥＴのソース電圧よりも大きくなる。よって、上側ＭＯＳＦＥＴのソース電圧が入力電圧に略等しい場合でも、ブートストラップコンデンサの充電電圧を上側ＭＯＳＦＥＴに印加することにより、上側ＭＯＳＦＥＴをオンさせることができる。   The bootstrap capacitor is connected to the source terminal of the upper MOSFET. The bootstrap capacitor generates a gate voltage necessary to turn on the upper MOSFET. Specifically, the bootstrap capacitor is charged based on power supply from the power supply voltage. As a result, when the source voltage of the upper MOSFET is substantially equal to the input voltage, the charging voltage of the bootstrap capacitor is substantially equal to the value obtained by adding the power supply voltage to the input voltage. That is, the charging voltage of the bootstrap capacitor becomes larger than the source voltage of the upper MOSFET. Therefore, even when the source voltage of the upper MOSFET is substantially equal to the input voltage, the upper MOSFET can be turned on by applying the charging voltage of the bootstrap capacitor to the upper MOSFET.

特開２０１０−１２４０８３号公報JP 2010-124083 A

ところで、特許文献１に記載のブートストラップ回路では、バッテリの経年劣化等により電源電圧が低下すると、ブートストラップコンデンサの充電電圧も低下する。この場合、上側ＭＯＳＦＥＴをオンさせるために必要なゲート電圧をブートストラップコンデンサにより生成することができないおそれがある。   By the way, in the bootstrap circuit described in Patent Document 1, when the power supply voltage is decreased due to deterioration of the battery over time, the charging voltage of the bootstrap capacitor is also decreased. In this case, there is a possibility that the gate voltage necessary for turning on the upper MOSFET cannot be generated by the bootstrap capacitor.

本発明は、こうした実情に鑑みてなされたものであり、その目的は、より確実に上側スイッチング素子をオンさせることの可能な誘導性負荷駆動装置を提供することにある。   The present invention has been made in view of such circumstances, and an object thereof is to provide an inductive load driving device capable of turning on an upper switching element more reliably.

上記課題を解決するために、誘導性負荷（３）の高電位側に接続される上側スイッチング素子（３０）と、誘導性負荷の低電位側に接続される下側スイッチング素子（３１）と、を有し、上側スイッチング素子及び下側スイッチング素子をオン／オフさせることにより誘導性負荷を駆動させる誘導性負荷駆動装置（２０）は、上側スイッチング素子をオンさせるために必要な電圧を電源電圧に基づいて生成するブートストラップコンデンサ（Ｃ１）と、ブートストラップコンデンサの低電位側にバイアス電圧を印加するバイアス電圧生成部（２３）と、を備え、電源電圧の変化に基づいてバイアス電圧を変化させる。   In order to solve the above problem, an upper switching element (30) connected to the high potential side of the inductive load (3), a lower switching element (31) connected to the low potential side of the inductive load, The inductive load driving device (20) that drives the inductive load by turning on / off the upper switching element and the lower switching element has a power supply voltage that is necessary to turn on the upper switching element. A bootstrap capacitor (C1) that is generated based on the bias voltage generation unit (23) that applies a bias voltage to the low potential side of the bootstrap capacitor, and changes the bias voltage based on a change in the power supply voltage.

この構成によれば、電源電圧の変化に基づいてバイアス電圧が変化するため、電源電圧の変化に応じてブートストラップコンデンサの充電電圧を変化させることができる。これにより、電源電圧が変化した場合でも、上側スイッチング素子をオンさせるために必要な電圧をブートストラップコンデンサにより生成することができるため、より確実に上側スイッチング素子をオンさせることができる。   According to this configuration, since the bias voltage changes based on the change in the power supply voltage, the charging voltage of the bootstrap capacitor can be changed in accordance with the change in the power supply voltage. Thereby, even when the power supply voltage changes, the voltage necessary for turning on the upper switching element can be generated by the bootstrap capacitor, so that the upper switching element can be turned on more reliably.

なお、上記手段、及び特許請求の範囲に記載の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示す一例である。   In addition, the code | symbol in the bracket | parenthesis as described in the said means and a claim is an example which shows a corresponding relationship with the specific means as described in embodiment mentioned later.

本発明によれば、より確実に上側スイッチング素子をオンさせることができる。   According to the present invention, the upper switching element can be turned on more reliably.

第１実施形態の誘導性負荷駆動装置が搭載された電子制御装置の概略構成を示すブロック図である。1 is a block diagram illustrating a schematic configuration of an electronic control device on which an inductive load driving device according to a first embodiment is mounted. 第１実施形態の誘導性負荷駆動装置により実行されるバイアス電圧を変化させる処理の手順を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the procedure of the process which changes the bias voltage performed by the inductive load drive device of 1st Embodiment. 第１実施形態の第２変形例の誘導性負荷駆動装置が搭載された電子制御装置の概略構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows schematic structure of the electronic controller with which the inductive load drive device of the 2nd modification of 1st Embodiment is mounted. 第１実施形態の第３変形例の誘導性負荷駆動装置が搭載された電子制御装置の概略構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows schematic structure of the electronic controller by which the inductive load drive device of the 3rd modification of 1st Embodiment is mounted. 第２実施形態の誘導性負荷駆動装置が搭載された電子制御装置の概略構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows schematic structure of the electronic controller by which the inductive load drive device of 2nd Embodiment is mounted. 第３実施形態の誘導性負荷駆動装置により実行されるバイアス電圧を変化させる処理の手順を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the procedure of the process which changes the bias voltage performed by the inductive load drive device of 3rd Embodiment. （Ａ）〜（Ｄ）は、第３実施形態の誘導性負荷駆動装置についてゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ、負荷電流ＩＬ、ブートストラップコンデンサの低電位側の電圧、及びブートストラップコンデンサの充電電圧ＶＣの推移を示すタイミングチャートである。(A) to (D) show the gate-source voltage Vgs, the load current IL, the voltage on the low potential side of the bootstrap capacitor, and the charging voltage VC of the bootstrap capacitor in the inductive load driving device of the third embodiment. It is a timing chart which shows transition.

＜第１実施形態＞
以下、誘導性負荷駆動装置の第１実施形態について説明する。図１に示されるように、本実施形態の誘導性負荷駆動装置２０は電子制御装置１に搭載されている。以下では、便宜上、誘導性負荷駆動装置２０を「駆動装置２０」と略記する。はじめに、電子制御装置１の概要について説明する。 <First Embodiment>
Hereinafter, a first embodiment of the inductive load driving device will be described. As shown in FIG. 1, the inductive load driving device 20 of this embodiment is mounted on the electronic control device 1. Hereinafter, for convenience, the inductive load driving device 20 is abbreviated as “driving device 20”. First, an outline of the electronic control device 1 will be described.

電子制御装置１は、車両に搭載された誘導性負荷３の駆動を制御する。誘導性負荷３は、車両のインジェクタや燃料ポンプ等、コイルＬを内蔵している機器である。電子制御装置１は、マイクロコンピュータ１０と、駆動装置２０と、上側ＭＯＳＦＥＴ３０と、下側ＭＯＳＦＥＴ３１とを備えている。以下では、便宜上、マイクロコンピュータ１０を「マイコン１０」と略記する。上側ＭＯＳＦＥＴ３０及び下側ＭＯＳＦＥＴ３１はＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴである。上側ＭＯＳＦＥＴ３０は上側スイッチング素子に相当する。下側ＭＯＳＦＥＴ３１は下側スイッチング素子に相当する。   The electronic control unit 1 controls driving of the inductive load 3 mounted on the vehicle. The inductive load 3 is a device incorporating a coil L, such as a vehicle injector or a fuel pump. The electronic control device 1 includes a microcomputer 10, a driving device 20, an upper MOSFET 30, and a lower MOSFET 31. Hereinafter, for convenience, the microcomputer 10 is abbreviated as “microcomputer 10”. The upper MOSFET 30 and the lower MOSFET 31 are N-channel MOSFETs. The upper MOSFET 30 corresponds to an upper switching element. The lower MOSFET 31 corresponds to a lower switching element.

上側ＭＯＳＦＥＴ３０のドレイン端子には電源電圧ＶＢが印加されている。電源電圧ＶＢは、例えば車両のバッテリから供給されるバッテリ電圧が用いられる。上側ＭＯＳＦＥＴ３０のソース端子は電子制御装置１の出力端子Ｔ１を介してコイルＬの高電位側に接続されている。   A power supply voltage VB is applied to the drain terminal of the upper MOSFET 30. For example, a battery voltage supplied from a vehicle battery is used as the power supply voltage VB. The source terminal of the upper MOSFET 30 is connected to the high potential side of the coil L via the output terminal T 1 of the electronic control device 1.

下側ＭＯＳＦＥＴ３１のドレイン端子は電子制御装置１の出力端子Ｔ２を介してコイルＬの低電位側に接続されている。下側ＭＯＳＦＥＴ３１のソース端子には接地電圧（接地電位）が印加されている。   The drain terminal of the lower MOSFET 31 is connected to the low potential side of the coil L via the output terminal T <b> 2 of the electronic control device 1. A ground voltage (ground potential) is applied to the source terminal of the lower MOSFET 31.

マイコン１０は、駆動装置２０に制御信号Ｓ１０，Ｓ２０を出力することにより、上側ＭＯＳＦＥＴ３０及び下側ＭＯＳＦＥＴ３１のそれぞれのオン／オフを制御する。これにより、マイコン１０は、コイルＬを流れる電流を制御し、誘導性負荷３を駆動させる。   The microcomputer 10 controls the on / off of the upper MOSFET 30 and the lower MOSFET 31 by outputting control signals S10 and S20 to the driving device 20. Thereby, the microcomputer 10 controls the current flowing through the coil L and drives the inductive load 3.

次に、駆動装置２０の構成について詳しく説明する。
駆動装置２０は、上側プリドライバ２１と、下側プリドライバ２２と、バイアス電圧生成部２３と、異常検出部２４と、ブートストラップコンデンサＣ１とを備えている。 Next, the configuration of the drive device 20 will be described in detail.
The driving device 20 includes an upper pre-driver 21, a lower pre-driver 22, a bias voltage generation unit 23, an abnormality detection unit 24, and a bootstrap capacitor C1.

ブートストラップコンデンサＣ１の高電位側にはダイオードＤ１を介して電源電圧ＶＢが印加されている。すなわち、ブートストラップコンデンサＣ１は、ダイオードＤ１を介して印加される電源電圧ＶＢに基づいて充電を行う。ブートストラップコンデンサＣ１の低電位側にはプルダウン抵抗Ｒ１を介して接地電圧が印加されている。上側ＭＯＳＦＥＴ３０のソース端子及び出力端子Ｔ１にもプルダウン抵抗Ｒ１を介して接地電圧が印加されている。   A power supply voltage VB is applied to the high potential side of the bootstrap capacitor C1 via a diode D1. That is, the bootstrap capacitor C1 is charged based on the power supply voltage VB applied via the diode D1. A ground voltage is applied to the low potential side of the bootstrap capacitor C1 via a pull-down resistor R1. The ground voltage is also applied to the source terminal and the output terminal T1 of the upper MOSFET 30 via the pull-down resistor R1.

上側プリドライバ２１は、マイコン１０から送信される制御信号Ｓ１０に基づいて、上側ＭＯＳＦＥＴ３０をオン／オフさせるためのゲート電圧Ｇ１０を生成する。上側プリドライバ２１は、ゲート電圧Ｇ１０を上側ＭＯＳＦＥＴ３０のゲート端子に印加することにより上側ＭＯＳＦＥＴ３０をオン／オフさせる。上側プリドライバ２１は、ブートストラップコンデンサＣ１の充電電圧ＶＣに基づいて上側ＭＯＳＦＥＴ３０をオンさせるために必要なゲート電圧Ｇ１０を生成する。   The upper pre-driver 21 generates a gate voltage G10 for turning on / off the upper MOSFET 30 based on the control signal S10 transmitted from the microcomputer 10. The upper pre-driver 21 turns on / off the upper MOSFET 30 by applying the gate voltage G10 to the gate terminal of the upper MOSFET 30. The upper pre-driver 21 generates a gate voltage G10 necessary for turning on the upper MOSFET 30 based on the charging voltage VC of the bootstrap capacitor C1.

下側プリドライバ２２は、マイコン１０から送信される制御信号Ｓ２０に基づいて、下側ＭＯＳＦＥＴ３１をオン／オフさせるためのゲート電圧Ｇ２０を生成する。下側プリドライバ２２は、ゲート電圧Ｇ２０を下側ＭＯＳＦＥＴ３１のゲート端子に印加することにより下側ＭＯＳＦＥＴ３１をオン／オフさせる。   The lower predriver 22 generates a gate voltage G20 for turning on / off the lower MOSFET 31 based on the control signal S20 transmitted from the microcomputer 10. The lower pre-driver 22 turns on / off the lower MOSFET 31 by applying the gate voltage G20 to the gate terminal of the lower MOSFET 31.

バイアス電圧生成部２３は、高抵抗出力の電圧出力回路であり、電源電圧ＶＢに基づいてバイアス電圧ＶＢＩを生成する。バイアス電圧ＶＢＩは、通常、基準電圧値Ｖ０に設定されている。バイアス電圧生成部２３は、バイアス電圧ＶＢＩを基準電圧値Ｖ０よりも小さい低電圧値Ｖ１に変更することもできる。バイアス電圧生成部２３は、当該バイアス電圧ＶＢＩをブートストラップコンデンサＣ１の低電位側、上側ＭＯＳＦＥＴ３０のソース端子、及び出力端子Ｔ１に印加している。   The bias voltage generation unit 23 is a voltage output circuit with a high resistance output, and generates a bias voltage VBI based on the power supply voltage VB. The bias voltage VBI is normally set to the reference voltage value V0. The bias voltage generation unit 23 can also change the bias voltage VBI to a low voltage value V1 that is smaller than the reference voltage value V0. The bias voltage generation unit 23 applies the bias voltage VBI to the low potential side of the bootstrap capacitor C1, the source terminal of the upper MOSFET 30, and the output terminal T1.

異常検出部２４はバイアス電圧生成部２３に並列に接続されている。すなわち、上側ＭＯＳＦＥＴ３０及び下側ＭＯＳＦＥＴ３１が共にオフ状態である場合、異常検出部２４にはバイアス電圧ＶＢＩが入力されている。しかしながら、出力端子Ｔ１から出力端子Ｔ２までの間が電源電圧ＶＢ側に短絡した場合、すなわち誘導性負荷３が電源電圧ＶＢ側に短絡した場合、異常検出部２４には電源電圧ＶＢが入力される。また、出力端子Ｔ１から出力端子Ｔ２までの間が接地電圧側に短絡すると、すなわち誘導性負荷３が接地電圧側に短絡すると、異常検出部２４には接地電圧が入力される。異常検出部２４は、これらの短絡に伴う入力電圧Ｖｉｎの変化に基づいて、誘導性負荷３の電源電圧ＶＢ側の短絡及び接地電圧側の短絡を検出する。   The abnormality detection unit 24 is connected to the bias voltage generation unit 23 in parallel. That is, when both the upper MOSFET 30 and the lower MOSFET 31 are in the off state, the bias voltage VBI is input to the abnormality detection unit 24. However, when the output terminal T1 to the output terminal T2 are short-circuited to the power supply voltage VB side, that is, when the inductive load 3 is short-circuited to the power supply voltage VB side, the power supply voltage VB is input to the abnormality detection unit 24. . When the output terminal T1 to the output terminal T2 are short-circuited to the ground voltage side, that is, when the inductive load 3 is short-circuited to the ground voltage side, the ground voltage is input to the abnormality detection unit 24. The abnormality detection unit 24 detects a short circuit on the power supply voltage VB side and a short circuit on the ground voltage side of the inductive load 3 based on the change in the input voltage Vin accompanying these short circuits.

詳しくは、異常検出部２４は比較器２４０及び比較器２４１を有している。
比較器２４０は、異常検出部２４の入力電圧Ｖｉｎと上側電圧閾値Ｖｔｈ１０との比較結果に応じた信号を出力する。上側電圧閾値Ｖｔｈ１０は、バイアス電圧ＶＢＩの基準電圧値Ｖ０よりも大きい値であって、入力電圧Ｖｉｎが電源電圧ＶＢまで上昇したか否かを検出することができるように予め実験等により設定されている。比較器２４０は、入力電圧Ｖｉｎが上側電圧閾値Ｖｔｈ１０未満である場合には、論理ローレベルの信号を出力する。比較器２４０は、入力電圧Ｖｉｎが上側電圧閾値Ｖｔｈ１０以上である場合には、論理ハイレベルの信号を出力する。これにより、入力電圧Ｖｉｎがバイアス電圧ＶＢＩである場合には、すなわち誘導性負荷３に電源電圧ＶＢ側の短絡が生じていない場合には、比較器２４０は論理ローレベルの信号を出力する。これに対し、入力電圧Ｖｉｎが電源電圧ＶＢまで増加した場合には、すなわち誘導性負荷３に電源電圧ＶＢ側の短絡が生じた場合には、比較器２４０は論理ハイレベルの信号を出力する。よって、比較器２４０の出力信号が論理ハイレベルを示しているか否かを判定することにより、誘導性負荷３の電源電圧ＶＢ側の短絡を検出することができる。 Specifically, the abnormality detection unit 24 includes a comparator 240 and a comparator 241.
The comparator 240 outputs a signal corresponding to the comparison result between the input voltage Vin of the abnormality detection unit 24 and the upper voltage threshold value Vth10. The upper voltage threshold Vth10 is a value larger than the reference voltage value V0 of the bias voltage VBI, and is set in advance by experiments or the like so that it can be detected whether or not the input voltage Vin has increased to the power supply voltage VB. Yes. The comparator 240 outputs a logic low level signal when the input voltage Vin is less than the upper voltage threshold Vth10. The comparator 240 outputs a logic high level signal when the input voltage Vin is equal to or higher than the upper voltage threshold Vth10. Thus, when the input voltage Vin is the bias voltage VBI, that is, when the inductive load 3 is not short-circuited on the side of the power supply voltage VB, the comparator 240 outputs a logic low level signal. On the other hand, when the input voltage Vin increases to the power supply voltage VB, that is, when a short circuit on the power supply voltage VB side occurs in the inductive load 3, the comparator 240 outputs a logic high level signal. Therefore, it is possible to detect a short circuit on the power supply voltage VB side of the inductive load 3 by determining whether or not the output signal of the comparator 240 indicates a logic high level.

比較器２４１は、異常検出部２４の入力電圧Ｖｉｎと下側電圧閾値Ｖｔｈ１１との比較結果に応じた信号を出力する。下側電圧閾値Ｖｔｈ１１は、バイアス電圧ＶＢＩの基準電圧値Ｖ０よりも小さい値であって、入力電圧Ｖｉｎが接地電圧まで低下したか否かを検出することができるように予め実験等により設定されている。比較器２４１は、入力電圧Ｖｉｎが下側電圧閾値Ｖｔｈ１１未満である場合には、論理ローレベルの信号を出力する。比較器２４１は、入力電圧Ｖｉｎが下側電圧閾値Ｖｔｈ１１以上である場合には、論理ハイレベルの信号を出力する。これにより、入力電圧Ｖｉｎがバイアス電圧ＶＢＩである場合には、すなわち誘導性負荷３に接地電圧側の短絡が生じていない場合には、比較器２４１は論理ハイレベルの信号を出力する。これに対し、入力電圧Ｖｉｎが接地電圧まで低下した場合には、すなわち誘導性負荷３に接地電圧側の短絡が生じた場合には、比較器２４０は論理ローレベルの信号を出力する。よって、比較器２４１の出力信号が論理ローレベルを示しているか否かを判定することにより、誘導性負荷３の接地電圧側の短絡を検出することができる。   The comparator 241 outputs a signal corresponding to the comparison result between the input voltage Vin of the abnormality detection unit 24 and the lower voltage threshold value Vth11. The lower voltage threshold Vth11 is a value smaller than the reference voltage value V0 of the bias voltage VBI, and is set in advance by experiments or the like so that it can be detected whether or not the input voltage Vin has decreased to the ground voltage. Yes. The comparator 241 outputs a logic low level signal when the input voltage Vin is less than the lower voltage threshold Vth11. The comparator 241 outputs a logic high level signal when the input voltage Vin is equal to or higher than the lower voltage threshold Vth11. Thereby, when the input voltage Vin is the bias voltage VBI, that is, when the inductive load 3 is not short-circuited on the ground voltage side, the comparator 241 outputs a logic high level signal. On the other hand, when the input voltage Vin drops to the ground voltage, that is, when a short circuit on the ground voltage side occurs in the inductive load 3, the comparator 240 outputs a logic low level signal. Therefore, it is possible to detect a short circuit on the ground voltage side of the inductive load 3 by determining whether or not the output signal of the comparator 241 indicates a logic low level.

比較器２４０，２４１の出力信号は、異常検出部２４の出力信号としてマイコン１０に取り込まれている。マイコン１０は、異常検出部２４の出力信号に基づいて誘導性負荷３の電源電圧ＶＢ側の短絡及び接地電圧側の短絡を検出する。具体的には、マイコン１０は、比較器２４０の出力信号が論理ハイレベルになることをもって、誘導性負荷３の電源電圧ＶＢ側の短絡を検出する。また、マイコン１０は、比較器２４１の出力信号が論理ローレベルになることをもって、誘導性負荷３の接地電圧側の短絡を検出する。   Output signals of the comparators 240 and 241 are taken into the microcomputer 10 as output signals of the abnormality detection unit 24. The microcomputer 10 detects a short circuit on the power supply voltage VB side and a short circuit on the ground voltage side of the inductive load 3 based on the output signal of the abnormality detection unit 24. Specifically, the microcomputer 10 detects a short circuit on the power supply voltage VB side of the inductive load 3 when the output signal of the comparator 240 becomes a logic high level. Further, the microcomputer 10 detects a short circuit on the ground voltage side of the inductive load 3 when the output signal of the comparator 241 becomes a logic low level.

マイコン１０は、車両に搭載されたセンサ２により各種車両状態量を検出し、当該車両状態量に基づいて誘導性負荷３の駆動を制御する。具体的には、マイコン１０は、センサ２により検出される各種車両状態量に基づいて制御信号Ｓ１０，Ｓ２０を生成し、当該制御信号Ｓ１０，Ｓ２０を駆動装置２０に出力することにより誘導性負荷３の駆動を制御する。   The microcomputer 10 detects various vehicle state quantities using the sensor 2 mounted on the vehicle, and controls the driving of the inductive load 3 based on the vehicle state quantities. Specifically, the microcomputer 10 generates control signals S10 and S20 based on various vehicle state quantities detected by the sensor 2, and outputs the control signals S10 and S20 to the driving device 20 to thereby generate the inductive load 3. Control the drive.

マイコン１０は、駆動装置２０のバイアス電圧生成部２３に指令信号を送信することによりバイアス電圧ＶＢＩの大きさを設定する。具体的には、マイコン１０は、通常、バイアス電圧ＶＢＩの大きさを基準電圧値Ｖ０に設定している。基準電圧値Ｖ０は、誘導性負荷３の電源電圧ＶＢ側の短絡及び接地電圧側の短絡を検出することができるように予め実験等により設定されている。   The microcomputer 10 sets the magnitude of the bias voltage VBI by transmitting a command signal to the bias voltage generation unit 23 of the drive device 20. Specifically, the microcomputer 10 normally sets the magnitude of the bias voltage VBI to the reference voltage value V0. The reference voltage value V0 is set in advance by experiments or the like so that a short circuit on the power supply voltage VB side and a short circuit on the ground voltage side of the inductive load 3 can be detected.

ところで、このような電子制御装置１では、ダイオードＤ１の順電圧を「ＶＦ」とすると、ブートストラップコンデンサＣ１の充電電圧ＶＣは、ダイオードＤ１の順電圧ＶＦ、電源電圧ＶＢ、及びバイアス電圧ＶＢＩを用いて以下の式（ｆ１）で表すことができる。
ＶＣ＝ＶＢ−ＶＦ−ＶＢＩ （ｆ１） By the way, in such an electronic control device 1, assuming that the forward voltage of the diode D1 is “VF”, the charging voltage VC of the bootstrap capacitor C1 uses the forward voltage VF, power supply voltage VB, and bias voltage VBI of the diode D1. Can be expressed by the following formula (f1).
VC = VB−VF−VBI (f1)

式（ｆ１）から明らかなように、車載バッテリの経年劣化等により電源電圧ＶＢが低下すると、ブートストラップコンデンサＣ１の充電電圧ＶＣも低下する。そのため、上側ＭＯＳＦＥＴ３０をオンさせるために必要なゲート電圧Ｇ１０をブートストラップコンデンサＣ１により生成することができないおそれがある。   As is clear from the equation (f1), when the power supply voltage VB is reduced due to the aging deterioration of the vehicle-mounted battery, the charging voltage VC of the bootstrap capacitor C1 is also reduced. Therefore, the gate voltage G10 necessary for turning on the upper MOSFET 30 may not be generated by the bootstrap capacitor C1.

そこで、本実施形態の電子制御装置１では、電源電圧ＶＢの変化に基づいてバイアス電圧ＶＢＩを変化させる。具体的には、マイコン１０は電源電圧ＶＢを常時監視しており、電源電圧ＶＢに基づいて図２に示される処理を実行することによりバイアス電圧ＶＢＩを変化させる。   Therefore, in the electronic control device 1 of the present embodiment, the bias voltage VBI is changed based on the change in the power supply voltage VB. Specifically, the microcomputer 10 constantly monitors the power supply voltage VB, and changes the bias voltage VBI by executing the processing shown in FIG. 2 based on the power supply voltage VB.

次に、図２を参照して、バイアス電圧ＶＢＩを変化させる処理の手順について説明する。なお、図２に示される処理は、マイコン１０により所定の周期で繰り返し実行される。   Next, with reference to FIG. 2, a procedure for changing the bias voltage VBI will be described. The process shown in FIG. 2 is repeatedly executed by the microcomputer 10 at a predetermined cycle.

図２に示されるように、マイコン１０は、電源電圧ＶＢが所定の電圧閾値Ｖｔｈ２以下であるか否かを判断する（ステップＳ１）。電圧閾値Ｖｔｈ２は、上側ＭＯＳＦＥＴ３０をオンさせるために必要なゲート電圧Ｇ１０を得ることができない範囲まで電源電圧ＶＢが低下したか否かを判断することができるように予め実験等により設定されている。マイコン１０は、電源電圧ＶＢが電圧閾値Ｖｔｈ２以下でない場合には（ステップＳ１：ＮＯ）、バイアス電圧生成部２３に指令信号を送信することにより、バイアス電圧ＶＢＩを基準電圧値Ｖ０に設定する（ステップＳ２）。マイコン１０は、電源電圧ＶＢが電圧閾値Ｖｔｈ２以下である場合には（ステップＳ１：ＹＥＳ）、バイアス電圧生成部２３に指令信号を送信することにより、バイアス電圧ＶＢＩを低電圧値Ｖ１に設定する（ステップＳ３）。本実施形態では、低電圧値Ｖ１は、「０≦Ｖ１＜Ｖ０」の範囲の値に設定されている。   As shown in FIG. 2, the microcomputer 10 determines whether or not the power supply voltage VB is equal to or lower than a predetermined voltage threshold Vth2 (step S1). The voltage threshold Vth2 is set in advance by experiments or the like so that it can be determined whether or not the power supply voltage VB has decreased to a range where the gate voltage G10 necessary for turning on the upper MOSFET 30 cannot be obtained. If the power supply voltage VB is not equal to or lower than the voltage threshold Vth2 (step S1: NO), the microcomputer 10 transmits a command signal to the bias voltage generator 23 to set the bias voltage VBI to the reference voltage value V0 (step S1). S2). When the power supply voltage VB is equal to or lower than the voltage threshold value Vth2 (step S1: YES), the microcomputer 10 transmits a command signal to the bias voltage generation unit 23 to set the bias voltage VBI to the low voltage value V1 ( Step S3). In the present embodiment, the low voltage value V1 is set to a value in the range of “0 ≦ V1 <V0”.

次に、本実施形態の電子制御装置１の作用及び効果について説明する。
車載バッテリの経年劣化等により電源電圧ＶＢが低下し、電源電圧ＶＢが電圧閾値Ｖｔｈ２以下になると、バイアス電圧ＶＢＩが低電圧値Ｖ１に設定される。これにより、基準電圧値Ｖ０と低電圧値Ｖ１との差分値「Ｖ０−Ｖ１」の分だけブートストラップコンデンサＣ１の充電電圧ＶＣが増加する。例えば低電圧値Ｖ１が「０[Ｖ]」に設定されている場合には、ブートストラップコンデンサＣ１の充電電圧ＶＣは基準電圧値Ｖ０の分だけ増加する。その結果、上側ＭＯＳＦＥＴ３０をオンさせるために必要なゲート電圧Ｇ１０を得ることができるため、より確実に上側ＭＯＳＦＥＴ３０をオンさせることができる。 Next, the operation and effect of the electronic control device 1 of the present embodiment will be described.
When the power supply voltage VB decreases due to aging deterioration of the in-vehicle battery and the power supply voltage VB becomes equal to or lower than the voltage threshold Vth2, the bias voltage VBI is set to the low voltage value V1. As a result, the charging voltage VC of the bootstrap capacitor C1 increases by the difference value “V0−V1” between the reference voltage value V0 and the low voltage value V1. For example, when the low voltage value V1 is set to “0 [V]”, the charging voltage VC of the bootstrap capacitor C1 increases by the reference voltage value V0. As a result, the gate voltage G10 necessary for turning on the upper MOSFET 30 can be obtained, so that the upper MOSFET 30 can be turned on more reliably.

（第１変形例）
次に、第１実施形態の駆動装置２０の第１変形例について説明する。
本変形例の電子制御装置１では、図２に示される処理をバイアス電圧生成部２３が実行する。すなわち、図２示される処理を駆動装置２０が実行する。このような構成であっても、第１実施形態の電子制御装置１と同様の作用及び効果を得ることができる。 (First modification)
Next, a first modification of the drive device 20 of the first embodiment will be described.
In the electronic control device 1 of this modification, the bias voltage generation unit 23 executes the process shown in FIG. That is, the drive device 20 executes the process shown in FIG. Even if it is such a structure, the effect | action and effect similar to the electronic control apparatus 1 of 1st Embodiment can be acquired.

（第２変形例）
次に、第１実施形態の駆動装置２０の第２変形例について説明する。
図３に示されるように、本変形例の電子制御装置１では、ブートストラップコンデンサＣ１の高電位側に、ダイオードＤ１を介して昇圧回路２５が電気的に接続されている。昇圧回路２５は、電源電圧ＶＢを昇圧するとともに、当該昇圧電圧をダイオードＤ１を介してブートストラップコンデンサＣ１に印加する。すなわち、本変形例の電子制御装置１では、ブートストラップコンデンサＣ１に印加される電圧として、昇圧回路２５により昇圧された電圧が用いられている。このような構成であっても、第１実施形態の電子制御装置１と同様の作用及び効果を得ることができる。 (Second modification)
Next, a second modification of the drive device 20 of the first embodiment will be described.
As shown in FIG. 3, in the electronic control device 1 of this modification, a booster circuit 25 is electrically connected to the high potential side of the bootstrap capacitor C1 via a diode D1. The booster circuit 25 boosts the power supply voltage VB and applies the boosted voltage to the bootstrap capacitor C1 via the diode D1. That is, in the electronic control device 1 of this modification, a voltage boosted by the booster circuit 25 is used as the voltage applied to the bootstrap capacitor C1. Even if it is such a structure, the effect | action and effect similar to the electronic control apparatus 1 of 1st Embodiment can be acquired.

（第３変形例）
次に、第１実施形態の駆動装置２０の第３変形例について説明する。
図４に示されるように、本変形例の電子制御装置１には、ブートストラップコンデンサＣ１の高電位側に電圧を印加する電源回路として、並列接続される第１電源回路２６及び第２電源回路２７が設けられている。第１電源回路２６は、電源電圧ＶＢをダイオードＤ１を介してブートストラップコンデンサＣ１に印加する回路である。第２電源回路２７は、電源電圧ＶＢを昇圧する昇圧回路２８を備えている。第２電源回路２７は、昇圧回路２８により昇圧された電圧をダイオードＤ２を介してブートストラップコンデンサＣ１に印加する。すなわち、本変形例の電子制御装置１では、ブートストラップコンデンサＣ１に印加される電圧として、電源電圧ＶＢ、もしくは昇圧回路２８の昇圧電圧が用いられている。このような構成であっても、第１実施形態の電子制御装置１と同様の作用及び効果を得ることができる。 (Third Modification)
Next, the 3rd modification of the drive device 20 of 1st Embodiment is demonstrated.
As shown in FIG. 4, the electronic control device 1 according to the present modification includes a first power supply circuit 26 and a second power supply circuit connected in parallel as power supply circuits for applying a voltage to the high potential side of the bootstrap capacitor C1. 27 is provided. The first power supply circuit 26 is a circuit that applies the power supply voltage VB to the bootstrap capacitor C1 via the diode D1. The second power supply circuit 27 includes a booster circuit 28 that boosts the power supply voltage VB. The second power supply circuit 27 applies the voltage boosted by the booster circuit 28 to the bootstrap capacitor C1 via the diode D2. That is, in the electronic control device 1 of this modification, the power supply voltage VB or the boosted voltage of the booster circuit 28 is used as the voltage applied to the bootstrap capacitor C1. Even if it is such a structure, the effect | action and effect similar to the electronic control apparatus 1 of 1st Embodiment can be acquired.

＜第２実施形態＞
次に、駆動装置２０の第２実施形態について説明する。以下、第１実施形態の駆動装置２０との相違点を中心に説明する。 Second Embodiment
Next, a second embodiment of the drive device 20 will be described. Hereinafter, the description will focus on the differences from the drive device 20 of the first embodiment.

図５に示されるように、本実施形態の駆動装置２０は第１上側ＭＯＳＦＥＴ３０ａと、第２上側ＭＯＳＦＥＴ３０ｂとを備えている。第１上側ＭＯＳＦＥＴ３０ａ及び第２上側ＭＯＳＦＥＴ３０ｂはＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴである。第１上側ＭＯＳＦＥＴ３０ａは第１上側スイッチング素子に相当する。第２上側ＭＯＳＦＥＴ３０ｂは第２上側スイッチング素子に相当する。第１上側ＭＯＳＦＥＴ３０ａ及び第２上側ＭＯＳＦＥＴ３０ｂは、それぞれのソース端子側で並列接続されている。   As shown in FIG. 5, the driving device 20 of the present embodiment includes a first upper MOSFET 30a and a second upper MOSFET 30b. The first upper MOSFET 30a and the second upper MOSFET 30b are N-channel MOSFETs. The first upper MOSFET 30a corresponds to a first upper switching element. The second upper MOSFET 30b corresponds to a second upper switching element. The first upper MOSFET 30a and the second upper MOSFET 30b are connected in parallel on the respective source terminal sides.

第１上側ＭＯＳＦＥＴ３０ａのドレイン端子には電源電圧ＶＢが印加されている。すなわち、第１上側ＭＯＳＦＥＴ３０ａがオン状態になることにより、電源電圧ＶＢが誘導性負荷３のコイルＬに印加される。   A power supply voltage VB is applied to the drain terminal of the first upper MOSFET 30a. That is, the power supply voltage VB is applied to the coil L of the inductive load 3 by turning on the first upper MOSFET 30a.

第２上側ＭＯＳＦＥＴ３０ｂのドレイン端子には昇圧回路３３が接続されている。昇圧回路３３は電源電圧ＶＢを昇圧して第２上側ＭＯＳＦＥＴ３０ｂのドレイン端子に印加している。すなわち、第２上側ＭＯＳＦＥＴ３０ｂがオン状態になることにより、昇圧回路３３により昇圧された電圧が誘導性負荷３のコイルＬに印加される。   A booster circuit 33 is connected to the drain terminal of the second upper MOSFET 30b. The booster circuit 33 boosts the power supply voltage VB and applies it to the drain terminal of the second upper MOSFET 30b. That is, when the second upper MOSFET 30 b is turned on, the voltage boosted by the booster circuit 33 is applied to the coil L of the inductive load 3.

第１上側ＭＯＳＦＥＴ３０ａの下流側であって、且つ第１上側ＭＯＳＦＥＴ３０ａと第２上側ＭＯＳＦＥＴ３０ｂとの接続点Ｐ１よりも上流側にはダイオードＤ３が配置されている。ダイオードＤ３は、第１上側ＭＯＳＦＥＴ３０ａがオンされているときに、接続点Ｐ１から第１上側ＭＯＳＦＥＴ３０ａ及び駆動装置２０側への電流の逆流を防止する機能を有している。   A diode D3 is disposed downstream of the first upper MOSFET 30a and upstream of the connection point P1 between the first upper MOSFET 30a and the second upper MOSFET 30b. The diode D3 has a function of preventing a backflow of current from the connection point P1 to the first upper MOSFET 30a and the driving device 20 when the first upper MOSFET 30a is turned on.

駆動装置２０は第１上側駆動部４０と第２上側駆動部５０とを備えている。第１上側駆動部４０は、電源電圧ＶＢを動作電源とし、第１上側ＭＯＳＦＥＴ３０ａをオン／オフさせる。第２上側駆動部５０は、電源電圧ＶＢを昇圧した昇圧電圧を動作電源とし、第２上側ＭＯＳＦＥＴ３０ｂをオン／オフさせる。   The drive device 20 includes a first upper drive unit 40 and a second upper drive unit 50. The first upper drive unit 40 uses the power supply voltage VB as an operating power supply to turn on / off the first upper MOSFET 30a. The second upper driver 50 uses the boosted voltage obtained by boosting the power supply voltage VB as an operation power supply, and turns on / off the second upper MOSFET 30b.

詳しくは、第１上側駆動部４０は、上側プリドライバ４１と、ブートストラップコンデンサＣ４０とを備えている。   Specifically, the first upper drive unit 40 includes an upper pre-driver 41 and a bootstrap capacitor C40.

ブートストラップコンデンサＣ４０の高電位側にはダイオードＤ４０を介して電源電圧ＶＢが印加されている。すなわち、ブートストラップコンデンサＣ４０は、ダイオードＤ４０を介して印加される電源電圧ＶＢに基づいて充電を行う。ブートストラップコンデンサＣ４０の低電位側にはプルダウン抵抗Ｒ４０を介して接地電圧が印加されている。第１上側ＭＯＳＦＥＴ３０ａのソース端子にもプルダウン抵抗Ｒ４０を介して接地電圧が印加されている。   A power supply voltage VB is applied to the high potential side of the bootstrap capacitor C40 via a diode D40. That is, the bootstrap capacitor C40 performs charging based on the power supply voltage VB applied through the diode D40. A ground voltage is applied to the low potential side of the bootstrap capacitor C40 via a pull-down resistor R40. The ground voltage is also applied to the source terminal of the first upper MOSFET 30a via the pull-down resistor R40.

上側プリドライバ４１は、マイコン１０から送信される制御信号Ｓ１１に基づいて、第１上側ＭＯＳＦＥＴ３０ａをオン／オフさせるためのゲート電圧Ｇ１１を生成する。上側プリドライバ４１は、ブートストラップコンデンサＣ４０の充電電圧に基づいて、第１上側ＭＯＳＦＥＴ３０ａをオンさせるために必要なゲート電圧Ｇ１１を生成する。   The upper pre-driver 41 generates a gate voltage G11 for turning on / off the first upper MOSFET 30a based on the control signal S11 transmitted from the microcomputer 10. The upper pre-driver 41 generates a gate voltage G11 necessary for turning on the first upper MOSFET 30a based on the charging voltage of the bootstrap capacitor C40.

第２上側駆動部５０は、上側プリドライバ５１と、ブートストラップコンデンサＣ５０と、バイアス電圧生成部２３と、異常検出部２４とを備えている。ブートストラップコンデンサＣ５０の高電位側にはダイオードＤ５０を介して昇圧回路５２が接続されている。昇圧回路５２は、電源電圧ＶＢを昇圧するとともに、当該昇圧電圧をダイオードＤ５０を介してブートストラップコンデンサＣ５０に印加する。すなわち、ブートストラップコンデンサＣ５０は、昇圧回路５２により昇圧された電圧に基づいて充電を行う。ブートストラップコンデンサＣ５０の低電位側にはプルダウン抵抗Ｒ５０を介して接地電圧が印加されている。第２上側ＭＯＳＦＥＴ３０ｂのソース端子にもプルダウン抵抗Ｒ５０を介して接地電圧が印加されている。   The second upper drive unit 50 includes an upper pre-driver 51, a bootstrap capacitor C50, a bias voltage generation unit 23, and an abnormality detection unit 24. A booster circuit 52 is connected to the high potential side of the bootstrap capacitor C50 via a diode D50. The booster circuit 52 boosts the power supply voltage VB and applies the boosted voltage to the bootstrap capacitor C50 via the diode D50. That is, the bootstrap capacitor C50 is charged based on the voltage boosted by the booster circuit 52. A ground voltage is applied to the low potential side of the bootstrap capacitor C50 via a pull-down resistor R50. The ground voltage is also applied to the source terminal of the second upper MOSFET 30b via the pull-down resistor R50.

上側プリドライバ５１は、マイコン１０から送信される制御信号Ｓ１２に基づいて、第２上側ＭＯＳＦＥＴ３０ｂをオン／オフさせるためのゲート電圧Ｇ１２を生成する。上側プリドライバ５１は、ブートストラップコンデンサＣ５０の充電電圧に基づいて、第２上側ＭＯＳＦＥＴ３０ｂをオンさせるために必要なゲート電圧Ｇ１２を生成する。   The upper pre-driver 51 generates a gate voltage G12 for turning on / off the second upper MOSFET 30b based on the control signal S12 transmitted from the microcomputer 10. The upper pre-driver 51 generates a gate voltage G12 necessary for turning on the second upper MOSFET 30b based on the charging voltage of the bootstrap capacitor C50.

次に、本実施形態の電子制御装置１の作用及び効果について説明する。
本実施形態の電子制御装置１では、誘導性負荷３のコイルＬへの給電経路として、電源電圧ＶＢから第１上側ＭＯＳＦＥＴ３０ａを介した給電経路、及び昇圧回路３３から第２上側ＭＯＳＦＥＴ３０ｂを介した給電経路の２つの給電経路を利用することが可能となっている。これにより、例えば誘導性負荷３が車両エンジンのインジェクタの場合には、第１上側ＭＯＳＦＥＴ３０ａをオフさせた状態で、第２上側ＭＯＳＦＥＴ３０ｂ及び下側ＭＯＳＦＥＴ３１を共にオンさせれば、昇圧回路３３に昇圧された電圧がインジェクタに印加されるため、インジェクタを開弁させることができる。インジェクタが開弁した後、第２上側ＭＯＳＦＥＴ３０ｂをオフさせ、第１上側ＭＯＳＦＥＴ３０ａ及び下側ＭＯＳＦＥＴ３１を共にオンさせれば、電源電圧ＶＢがインジェクタに印加されるため、インジェクタを開弁状態に維持することができる。 Next, the operation and effect of the electronic control device 1 of the present embodiment will be described.
In the electronic control device 1 of the present embodiment, as a power supply path to the coil L of the inductive load 3, a power supply path from the power supply voltage VB through the first upper MOSFET 30a, and a power supply from the booster circuit 33 through the second upper MOSFET 30b. It is possible to use two power supply paths. Thus, for example, when the inductive load 3 is an injector of a vehicle engine, if both the second upper MOSFET 30b and the lower MOSFET 31 are turned on while the first upper MOSFET 30a is turned off, the booster circuit 33 boosts the voltage. Since the applied voltage is applied to the injector, the injector can be opened. If the second upper MOSFET 30b is turned off and both the first upper MOSFET 30a and the lower MOSFET 31 are turned on after the injector is opened, the power supply voltage VB is applied to the injector, so that the injector is maintained in the valve opened state. Can do.

また、本実施形態の電子制御装置１にも、バイアス電圧生成部２３と、異常検出部２４とが設けられているため、誘導性負荷３の電源電圧ＶＢ側の短絡や接地電圧側の短絡を検出することができる。   Moreover, since the bias voltage generation unit 23 and the abnormality detection unit 24 are also provided in the electronic control device 1 of the present embodiment, a short circuit on the power supply voltage VB side or a short circuit on the ground voltage side of the inductive load 3 is prevented. Can be detected.

さらに、マイコン１０が、図２に示される処理を実行することにより、すなわちバイアス電圧生成部２３において生成されるバイアス電圧ＶＢＩを電源電圧ＶＢの大きさに基づいて変化させることにより、電源電圧ＶＢが低下した場合でも、上側ＭＯＳＦＥＴ３０をオンさせるために必要なゲート電圧Ｇ１２を得ることができる。よって、より確実に上側ＭＯＳＦＥＴ３０をオンさせることができる。   Further, when the microcomputer 10 executes the processing shown in FIG. 2, that is, by changing the bias voltage VBI generated in the bias voltage generator 23 based on the magnitude of the power supply voltage VB, the power supply voltage VB is changed. Even when the voltage drops, the gate voltage G12 required to turn on the upper MOSFET 30 can be obtained. Therefore, the upper MOSFET 30 can be turned on more reliably.

＜第３実施形態＞
次に、駆動装置２０の第３実施形態について説明する。以下、第１実施形態の駆動装置２０との相違点を中心に説明する。 <Third Embodiment>
Next, a third embodiment of the drive device 20 will be described. Hereinafter, the description will focus on the differences from the drive device 20 of the first embodiment.

本実施形態のマイコン１０は、図２に示される処理に代えて、図６に示される処理を実行する。すなわち、マイコン１０は、電源電圧ＶＢが電圧閾値Ｖｔｈ２以下である場合には（ステップＳ１：ＹＥＳ）、上側ＭＯＳＦＥＴ３０がオンされる時点から所定時間Ｔ前か否かを判断する（ステップＳ４）。マイコン１０は、上側ＭＯＳＦＥＴ３０がオンされる時点から所定時間Ｔ前でない場合には（ステップＳ４：ＮＯ）、バイアス電圧ＶＢＩを基準電圧値Ｖ０に設定する（ステップＳ２）。マイコン１０は、上側ＭＯＳＦＥＴ３０がオンされる時点から所定時間Ｔ前である場合には（ステップＳ４：ＹＥＳ）、バイアス電圧ＶＢＩを所定時間Ｔだけ低電圧値Ｖ１に設定する（ステップＳ５）。   The microcomputer 10 according to the present embodiment executes the process shown in FIG. 6 instead of the process shown in FIG. That is, when the power supply voltage VB is equal to or lower than the voltage threshold Vth2 (step S1: YES), the microcomputer 10 determines whether or not a predetermined time T before the time when the upper MOSFET 30 is turned on (step S4). The microcomputer 10 sets the bias voltage VBI to the reference voltage value V0 when it is not a predetermined time T before the time when the upper MOSFET 30 is turned on (step S4: NO) (step S2). If the predetermined time T is before the time point when the upper MOSFET 30 is turned on (step S4: YES), the microcomputer 10 sets the bias voltage VBI to the low voltage value V1 for the predetermined time T (step S5).

次に、本実施形態の電子制御装置１の作用及び効果について説明する。
図７に示されるように、時刻ｔ２で上側ＭＯＳＦＥＴ３０がオフ状態からオン状態に切り替わるとする。この場合、時刻ｔ２から所定時間Ｔだけ前の時刻ｔ１の時点でバイアス電圧ＶＢＩが基準電圧値Ｖ０から低電圧値Ｖ１に低下する。これにより、図７（Ｃ）に示されるように、時刻ｔ１でブートストラップコンデンサＣ１の低電位側の電圧が基準電圧値Ｖ０から低電圧値Ｖ１に低下する。その結果、図７（Ｄ）に示されるように、ブートストラップコンデンサＣ１の充電電圧ＶＣが「ＶＢ−ＶＦ−Ｖ０」から「ＶＢ−ＶＦ−Ｖ１」まで増加する。例えば低電圧値Ｖ１が「０[Ｖ]」であれば、ブートストラップコンデンサＣ１の充電電圧ＶＣは「ＶＢ−ＶＦ」まで増加する。 Next, the operation and effect of the electronic control device 1 of the present embodiment will be described.
As shown in FIG. 7, it is assumed that the upper MOSFET 30 switches from the off state to the on state at time t2. In this case, the bias voltage VBI drops from the reference voltage value V0 to the low voltage value V1 at a time t1 that is a predetermined time T before the time t2. As a result, as shown in FIG. 7C, the voltage on the low potential side of the bootstrap capacitor C1 drops from the reference voltage value V0 to the low voltage value V1 at time t1. As a result, as shown in FIG. 7D, the charging voltage VC of the bootstrap capacitor C1 increases from “VB−VF−V0” to “VB−VF−V1”. For example, when the low voltage value V1 is “0 [V]”, the charging voltage VC of the bootstrap capacitor C1 increases to “VB−VF”.

図７（Ａ）に示されるように、時刻ｔ２で上側ＭＯＳＦＥＴ３０がオンされると、上側ＭＯＳＦＥＴ３０のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが「ＶＢ−ＶＦ」まで増加する。また、時刻ｔ２以降、電源電圧ＶＢが誘導性負荷３のコイルＬに印加されることにより、図７（Ｂ）に示されるように、誘導性負荷３のコイルＬに流れる負荷電流ＩＬが徐々に増加する。さらに、上側ＭＯＳＦＥＴ３０のソース−ドレイン間電圧を「Ｖｓｄ」とすると、図７（Ｃ）に示されるように、時刻ｔ２でブートストラップコンデンサＣ１の低電位側の電圧は「ＶＢ−Ｖｓｄ」まで増加する。また、図７（Ｄ）に示されるように、時刻ｔ２以降、ブートストラップコンデンサＣ１の充電電圧ＶＣは「ＶＢ−ＶＦ−Ｖ１」から徐々に減少する。   As shown in FIG. 7A, when the upper MOSFET 30 is turned on at time t2, the gate-source voltage Vgs of the upper MOSFET 30 increases to “VB−VF”. Further, after time t2, the power supply voltage VB is applied to the coil L of the inductive load 3, so that the load current IL flowing through the coil L of the inductive load 3 gradually increases as shown in FIG. To increase. Furthermore, when the source-drain voltage of the upper MOSFET 30 is “Vsd”, the voltage on the low potential side of the bootstrap capacitor C1 increases to “VB−Vsd” at time t2, as shown in FIG. 7C. . Further, as shown in FIG. 7D, after time t2, the charging voltage VC of the bootstrap capacitor C1 gradually decreases from “VB−VF−V1”.

時刻ｔ３で上側ＭＯＳＦＥＴ３０がオフされると、図７（Ａ）に示されるように、上側ＭＯＳＦＥＴ３０のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが「０」まで低下する。また、図７（Ｂ）に示されるように、時刻ｔ３以降、誘導性負荷３のコイルＬに流れる負荷電流ＩＬが徐々に減少する。さらに、図７（Ｃ）に示されるように、時刻ｔ３でブートストラップコンデンサＣ１の低電位側の電圧は基準電圧値Ｖ０に戻る。また、図７（Ｄ）に示されるように、時刻ｔ３でブートストラップコンデンサＣ１の充電電圧ＶＣは「ＶＢ−ＶＦ−Ｖ０」に戻る。   When the upper MOSFET 30 is turned off at time t3, as shown in FIG. 7A, the gate-source voltage Vgs of the upper MOSFET 30 decreases to “0”. Further, as shown in FIG. 7B, the load current IL flowing through the coil L of the inductive load 3 gradually decreases after time t3. Further, as shown in FIG. 7C, the voltage on the low potential side of the bootstrap capacitor C1 returns to the reference voltage value V0 at time t3. Also, as shown in FIG. 7D, the charging voltage VC of the bootstrap capacitor C1 returns to “VB−VF−V0” at time t3.

次に、本実施形態の駆動装置２０の作用及び効果について説明する。
本実施形態では、上側ＭＯＳＦＥＴ３０がオンされる時刻ｔ２の時点ではバイアス電圧ＶＢＩが「ＶＢ−ＶＦ−Ｖ０」から「ＶＢ−ＶＦ−Ｖ１」に増加している。したがって、時刻ｔ２の時点で上側ＭＯＳＦＥＴ３０をオンさせるために必要なゲート電圧Ｇ１０を得ることができる。また、時刻ｔ１以前は、基準電圧値Ｖ０に設定されたバイアス電圧ＶＢＩがブートストラップコンデンサＣ１の低電位側に印加されているため、異常検出部２４による異常検出が可能となる。 Next, the operation and effect of the drive device 20 of this embodiment will be described.
In the present embodiment, the bias voltage VBI increases from “VB−VF−V0” to “VB−VF−V1” at time t2 when the upper MOSFET 30 is turned on. Accordingly, the gate voltage G10 necessary for turning on the upper MOSFET 30 at the time t2 can be obtained. Further, before time t1, since the bias voltage VBI set to the reference voltage value V0 is applied to the low potential side of the bootstrap capacitor C1, abnormality detection by the abnormality detection unit 24 becomes possible.

＜他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下の形態にて実施することもできる。
・異常検出部２４の構成は適宜変更可能である。例えば、異常検出部２４は、誘導性負荷３の電源電圧ＶＢ側の短絡及び接地側の短絡のいずれか一方を検出するものであってもよい。 <Other embodiments>
In addition, each said embodiment can also be implemented with the following forms.
-The structure of the abnormality detection part 24 can be changed suitably. For example, the abnormality detection unit 24 may detect one of the short circuit on the power supply voltage VB side and the short circuit on the ground side of the inductive load 3.

・誘導性負荷３は、車両に搭載されているものに限らず、任意の機器に搭載されたものであってもよい。   The inductive load 3 is not limited to being mounted on the vehicle, but may be mounted on an arbitrary device.

・本発明は上記の具体例に限定されるものではない。すなわち、上記の具体例に、当業者が適宜設計変更を加えたものも、本発明の特徴を備えている限り、本発明の範囲に包含される。例えば、前述した各具体例が備える各要素及びその配置や条件等は、例示したものに限定されるわけではなく適宜変更することができる。また、前述した実施形態が備える各要素は、技術的に可能な限りにおいて組み合わせることができ、これらを組み合わせたものも本発明の特徴を含む限り本発明の範囲に包含される。   -This invention is not limited to said specific example. That is, the above-described specific examples that are appropriately modified by those skilled in the art are also included in the scope of the present invention as long as they have the characteristics of the present invention. For example, the elements included in each of the specific examples described above, their arrangement, conditions, and the like are not limited to those illustrated, and can be changed as appropriate. Moreover, each element with which embodiment mentioned above is provided can be combined as long as it is technically possible, and the combination of these is also included in the scope of the present invention as long as it includes the features of the present invention.

Ｃ１：ブートストラップコンデンサ
Ｄ３：ダイオード
３：誘導性負荷
２０：駆動装置（誘導性負荷駆動装置）
２３：バイアス電圧生成部
２４：異常検出部
２５，２８：昇圧回路
３０：上側ＭＯＳＦＥＴ（上側スイッチング素子）
３０ａ：第１上側ＭＯＳＦＥＴ（第１上側スイッチング素子）
３０ｂ：第２上側ＭＯＳＦＥＴ（第２上側スイッチング素子）
３１：下側ＭＯＳＦＥＴ（下側スイッチング素子）
４０：第１上側駆動部
５０：第２上側駆動部 C1: Bootstrap capacitor D3: Diode 3: Inductive load 20: Drive device (inductive load drive device)
23: Bias voltage generator 24: Abnormality detector 25, 28: Booster circuit 30: Upper MOSFET (upper switching element)
30a: first upper MOSFET (first upper switching element)
30b: second upper MOSFET (second upper switching element)
31: Lower MOSFET (lower switching element)
40: 1st upper side drive part 50: 2nd upper side drive part

Claims (6)

誘導性負荷（３）の高電位側に接続される上側スイッチング素子（３０）と、前記誘導性負荷の低電位側に接続される下側スイッチング素子（３１）と、を有し、前記上側スイッチング素子及び前記下側スイッチング素子をオン／オフさせることにより前記誘導性負荷を駆動させる誘導性負荷駆動装置（２０）であって、
前記上側スイッチング素子をオンさせるために必要な電圧を電源電圧に基づいて生成するブートストラップコンデンサ（Ｃ１）と、
前記ブートストラップコンデンサの低電位側にバイアス電圧を印加するバイアス電圧生成部（２３）と、を備え、
前記電源電圧の変化に基づいて前記バイアス電圧を変化させることを特徴とする誘導性負荷駆動装置。 An upper switching element (30) connected to the high potential side of the inductive load (3), and a lower switching element (31) connected to the low potential side of the inductive load; An inductive load driving device (20) for driving the inductive load by turning on and off an element and the lower switching element,
A bootstrap capacitor (C1) that generates a voltage necessary to turn on the upper switching element based on a power supply voltage;
A bias voltage generator (23) for applying a bias voltage to the low potential side of the bootstrap capacitor,
An inductive load driving device that changes the bias voltage based on a change in the power supply voltage. 請求項１に記載の誘導性負荷駆動装置において、
前記電源電圧が所定の電圧閾値以下になることに基づいて前記バイアス電圧を低下させることを特徴とする誘導性負荷駆動装置。 The inductive load driving device according to claim 1,
The inductive load driving device characterized in that the bias voltage is reduced based on the power supply voltage being equal to or lower than a predetermined voltage threshold. 請求項１又は２に記載の誘導性負荷駆動装置において、
前記誘導性負荷の短絡を検出する異常検出部（２４）を更に備え、
前記異常検出部は、前記バイアス電圧に基づいて前記誘導性負荷の異常を検出することを特徴とする誘導性負荷駆動装置。 In the inductive load driving device according to claim 1 or 2,
An anomaly detector (24) for detecting a short circuit of the inductive load;
The abnormality detecting unit detects an abnormality of the inductive load based on the bias voltage. 請求項１〜３のいずれか一項に記載の誘導性負荷駆動装置において、
前記上側スイッチング素子がオフ状態からオン状態に切り替わる時点から所定時間前に前記バイアス電圧を変更することを特徴とする誘導性負荷駆動装置。 In the inductive load driving device according to any one of claims 1 to 3,
The inductive load driving device characterized in that the bias voltage is changed a predetermined time before the time when the upper switching element switches from the off state to the on state. 請求項１〜４のいずれか一項に記載の誘導性負荷駆動装置において、
前記上側スイッチング素子は、並列接続された第１上側スイッチング素子（３０ａ）と第２上側スイッチング素子（３０ｂ）とにより構成され、
前記第１上側スイッチング素子には、前記電源電圧が印加され、
前記第２上側スイッチング素子には、前記電源電圧を昇圧した昇圧電圧が印加され、
前記電源電圧を動作電源とし、前記第１上側スイッチング素子を駆動させる第１上側駆動部（４０）と、
前記昇圧電圧を動作電源とし、前記第２上側スイッチング素子を駆動させる第２上側駆動部（５０）と、
前記第１上側スイッチング素子の下流側であって、且つ前記第１上側スイッチング素子と前記第２上側スイッチング素子との接続点よりも上流側に配置されるダイオード（Ｄ３）と、を備えることを特徴とする誘導性負荷駆動装置。 In the inductive load driving device according to any one of claims 1 to 4,
The upper switching element includes a first upper switching element (30a) and a second upper switching element (30b) connected in parallel,
The power supply voltage is applied to the first upper switching element,
A boosted voltage obtained by boosting the power supply voltage is applied to the second upper switching element,
A first upper drive unit (40) for driving the first upper switching element using the power supply voltage as an operating power supply;
A second upper drive unit (50) for driving the second upper switching element using the boosted voltage as an operation power supply;
A diode (D3) disposed downstream of the first upper switching element and upstream of a connection point between the first upper switching element and the second upper switching element. Inductive load driving device. 請求項１〜４のいずれか一項に記載の誘導性負荷駆動装置において、
前記電源電圧を昇圧する昇圧回路（２５，２８）を更に備え、
前記ブートストラップコンデンサに印加される電圧として、前記電源電圧、及び前記昇圧回路により昇圧された電圧の少なくとも一方が用いられていることを特徴とする誘導性負荷駆動装置。 In the inductive load driving device according to any one of claims 1 to 4,
A booster circuit (25, 28) for boosting the power supply voltage;
An inductive load driving device characterized in that at least one of the power supply voltage and a voltage boosted by the boosting circuit is used as a voltage applied to the bootstrap capacitor.
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