JP6085495B2 - 半導体装置 - Google Patents
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Description
以下、第1の実施の形態に係る半導体装置について、添付図面を参照して説明する。
(構成)
第1の実施の形態に係る半導体装置を使用した装置の構成について説明する。図1は、本実施の形態に係る半導体装置を使用した装置の構成例を示すブロック図である。この図は、本実施の形態に係る半導体装置としての電力補償(バイパス)回路140を使用した装置100の構成例を示している。ここでは、装置100として自動車を例にして説明する。
次に、本実施の形態に係る半導体装置としての電力補償(バイパス)回路140を使用した装置100(図1)の動作について説明する。
本実施の形態に係る半導体装置としての電力補償回路140を使用した装置100(図1)は、装置100の使用者が検知できない制御系ブロック130の電源配線の故障を、早期に、確実に使用者に伝えて故障の修理を促すことができる。それにより、装置100で起こり得る隠れた安全上の問題を回避することができる。
(構成)
第1の実施の形態に係る半導体装置の構成について説明する。図2は、本実施の形態に係る半導体装置の構成例を示すブロック図である。この図は、本実施の形態に係る半導体装置としての電力補償(バイパス)回路140の構成例を示している。
次に、本実施の形態に係る半導体装置としての電力補償(バイパス)回路140(図2)の動作について説明する。
本実施の形態に係る半導体装置としての電力補償回路140は、制御系ブロック130の電源配線の故障が発生し、駆動系ブロック120から制御系ブロック130へ電力が供給される場合、それを検出して、検出信号として外部へ出力することができる。その検出信号を利用することで、制御系ブロック130の電源配線の故障を外部に通知することが可能となる。それにより、装置100で起こり得る隠れた安全上の問題を回避することができる。
本実施の形態に係る半導体装置としての電力補償回路140は、様々な形でLSIチップ(半導体チップ)に搭載することができる。図3A〜図3Dは、本実施の形態に係る半導体装置としての電力補償回路140に関するLSIチップ搭載例を示すブロック図である。図3Aは、一つのLSIチップ401に、駆動系ブロック120の駆動回路122と、電力補償回路140と、制御系ブロック130の電源(降圧)回路132および制御回路133とが搭載されている例を示している。一つのLSIチップ401に各回路を統合することで、全体的なチップ面積を削減でき、処理速度が向上でき、部品点数を削減でき、配線作業も容易にすることができる。ここで、駆動系ブロック120では、駆動回路122の信号が外部の駆動装置123へ出力されて、駆動装置123が動作する。電力補償回路140では、整流回路141で電力が供給されたことを検出回路142が検出し、検出信号SEをレベルシフタ143へ出力し、レベルシフタ143が検出信号SEをレベル変換してエラー信号Serrを外部(例示:ユーザーインターフェースブロック150)へ出力する。制御系ブロック130では、駆動系ブロック120から供給された電力を、電源回路132で降圧してロジック電源電圧VLとし、制御回路133や電力補償回路140に供給する。制御回路133と外部のマイクロコンピュータ134とは、双方向通信を行いつつ、駆動系ブロック120(例示:駆動回路122)を制御する。なお、マイクロコンピュータ134は、半導体チップを搭載した回路基板であってもよいし、LSIチップ401に含まれていても良い。
以下、第2の実施の形態に係る半導体装置について、添付図面を参照して説明する。本実施の形態では、第1の実施の形態における電力補償回路(半導体装置)の具体例について説明する。
図4Aは、本実施の形態に係る半導体装置としての電力補償回路の構成例を示す回路図である。電力補償回路140は、整流回路141と、検出回路142と、レベルシフタ143とを備えている。
図5は、本実施の形態に係る半導体装置としての電力補償回路の信号電圧を示す波形図である。以下では、図4Aの構成の動作について説明するが、図4Bの構成の場合も同様である。ここで、(a)の信号「駆動系電源(SH)」は、駆動系電源線121の電圧値であり、高電圧端子に対応する信号SHと同じである。(b)の信号「制御系電源」は、制御系電源線131の電圧値である。(c)の信号「検出信号(ISE)」は、検出回路142の出力である検出信号SEの電流波形である。(d)の信号CMPp(Vin)は、コンパレータCMPの正転入力端子の入力信号Vinである。(e)の信号CMPn(Vref)は、コンパレータCMPの反転入力端子の入力信号Vrefである。(f)の信号「エラー信号(Serr)」は、レベルシフタ143の出力であり、電力補償回路140の出力であるエラー信号Serrである。
また、本実施の形態では、低電圧端子に対応する信号SLとして、PchMOSトランジスタMP21のドレインとゲートの接続点の電圧を使用している。そのため、制御系電源線131が正しく接続されているときにはダイオードD21がオフして、検出回路142が制御系電源線131と分離されている。そのため、駆動系電源線121や制御系電源線131に瞬間的に大きな電源ノイズが乗ったときに、検出回路142が誤動作する可能性をより小さくすることができる。
レベルシフタ143は、他の構成を有していても良い。図6は、レベルシフタのバリエーションの構成例を示す回路図である。このレベルシフタ143bとレベルシフタ143(図4A)との相違は、コンパレータCMPの入力信号Vinおよび基準電圧信号Vrefを生成するダイオード接続のNchMOSトランジスタの段数である。このレベルシフタ143bは、ダイオード接続のNchMOSトランジスタを2段直列の構成にしている。もちろん、直列接続の段数は2段に限るものではなく、3段以上のn(nは3以上の自然数)段であってもよい。
レベルシフタ143は、さらに他の構成を有していても良い。図7は、レベルシフタの他のバリエーションの構成例を示す回路図である。このレベルシフタ143cとレベルシフタ143b(図6)との相違は、直列接続されたダイオード接続のNchMOSトランジスタのうち、上のトランジスタの基板電位を、そのトランジスタのソースから取る点である。もちろん、直列接続の段数は2段に限るものではなく、3段以上のn段であってもよい。
レベルシフタ143は、さらに他の構成を有していても良い。図8は、レベルシフタのさらに他のバリエーションの構成例を示す回路図である。このレベルシフタ143dとレベルシフタ143c(図7)との相違は、抵抗R12の代わりにダイオード接続のNchMOSトランジスタMN25を使用している点である。この例では、ダイオード接続のNchMOSトランジスタMN25を1段で示しているが、もちろん、2段以上の直列接続にしてもよい。
以下、第3の実施の形態に係る半導体装置について、添付図面を参照して説明する。本実施の形態では、電力補償回路のレベルシフタの構成が第2の実施の形態の構成と相違している。以下、主に相違点について説明する。
図9Aは、本実施の形態に係る半導体装置としての電力補償回路の構成例を示す回路図である。電力補償回路140bは、整流回路141と、検出回路142と、レベルシフタ243とを備えている。このうち、整流回路141は、第2の実施の形態(図4A、図4B)での整流回路141と同じである。また、検出回路142も、第2の実施の形態(図4A、図4B)での検出回路142と同じである。
整流回路141がオフしているときは、ダイオードD21はオフしていて、カレントミラー回路入力段のPchMOSトランジスタMP21に流れる電流は0である。そのため、カレントミラー回路出力段のPchMOSトランジスタMP22に流れる電流も0であり、オフしている。検出信号SEは、電流ISEが0になり、抵抗R32に流れる電流も0になるため、抵抗R32の両端も同電位(基準電源GND)になる。ヒステリシスバッファHB31は入力端子の電位が基準電源GNDになるため、出力はローレベルになる。これにより、電力補償回路340は、エラー信号Serrとして、ローレベル(エラーなし)を出力する。
また、本実施の形態では、検出信号SEを抵抗R32で電流−電圧変換しているため、検出信号SEが0(オフ)になれば、すぐにコンパレータの入力電圧を0Vにすることができる。つまり、より短い時間でエラー信号Serrをローレベル(エラーなし)にすることができる。また、コンパレータより回路規模が小さいヒステリシスバッファでレベルシフタを構成することができるため、コストダウンになる。
ただし、上記電力補償回路140bは、次のように変形しても良い。図9Bは、本実施の形態に係る半導体装置としての電力補償回路の構成の変形例を示す回路図である。電力補償回路140cは、整流回路141と、検出回路142aと、レベルシフタ243aとを備えている。このうち、整流回路141は、図9Aの整流回路141と同じである。
整流回路141がオフしているときは、ダイオードD21はオフしている。そのため、PchMOSトランジスタMP21は、ソースとゲートが抵抗R31により同電位になり、オフする。PchMOSトランジスタMP22もソースとゲートが抵抗R31に接続しており、同電位になるため、オフする。検出信号SEは、電流ISEが0になり、抵抗R32に流れる電流も0になるため、抵抗R32の両端も同電位(基準電源GND)になる。ヒステリシスバッファHB31は入力端子の電位が基準電源GNDになるため、出力はローレベルになる。これにより、電力補償回路340は、エラー信号Serrとして、ローレベル(エラーなし)を出力する。
つまり、駆動系電源線121の電圧より、制御系電源線131の電圧が順方向電圧降下VF以上に低下すると、整流回路141はオンしはじめてしまう。そして、電流Idが増加するとその電圧差が大きくなるが、適切な設計をすれば、最終的に図9Aと同じ|VTP|+VFの電圧差に収まることになる。
また、本変形例では、抵抗R31により、整流回路141がオフしているときの整流回路141の出力信号SH、SLを安定してオフ(同電位)にすることができる。また、整流回路141がオンからオフに変化するときは、より短い時間で整流回路241の出力信号SH、SLをオフにすることができる。
以下、第4の実施の形態に係る半導体装置について、添付図面を参照して説明する。本実施の形態では、電力補償回路の整流回路と検出回路の構成が第2の実施の形態と相違している。以下、主に相違点について説明する。
図10Aは、本実施の形態に係る半導体装置としての電力補償回路の構成例を示す回路図である。電力補償回路140dは、整流回路141aと、検出回路142bと、レベルシフタ143とを備えている。
図11は、本実施の形態に係る半導体装置としての電力補償回路の信号電圧を示す波形図である。以下では、図10Aの構成の動作について説明するが、図10Bの構成の場合も同じである。ここで、(a)〜(f)の信号については、第2の実施の形態の図5の場合と同様である。ただし、(c)の信号「検出信号(SE)」は、検出回路142bの出力である検出信号SEであり、電圧波形であらわしている。
ここで、特許文献3は、対象のコントローラの基準電圧からの電源電圧値を、他のコントローラの基準電圧から測定した電源電圧値と比較している。そもそも、特許文献3は、他のコントローラの電源供給路が断線していれば、対象のコントローラの電源電圧値が適正かどうか判断できないが、他のコントローラの電源供給路が正常であるときでも、誤差によって誤報を起こす場合がある。
つまり、特許文献3では、検出対象の電源電圧値と比較対象の電源電圧値との差電圧(検出閾値)を小さくすると、異なるコントローラ間の基準電圧の誤差や、電源電圧測定回路の誤差によって、実際に整流回路がオンしていなくても、整流回路がオンしたという誤報を起こす可能性が高くなる。その誤報を避けるために、差電圧のマージンを大きくすると、整流回路がオンしていても正しく報告をすることができなくなる。そのため、検出閾値となる差電圧の設計が非常に困難になる。
これに対して、本実施の形態では、整流回路の電圧降下そのものを測定している。これにより、異なるブロック間の基準電圧の誤差の影響を受けることがなくなるとともに、コントローラの電圧値に対して値が小さい差電圧そのものを測定すればよいため、その精度を格段にあげることができる。そのため、整流回路が電流を流していれば(オンしていれば)、必ずそれを検出できるようにすることができる。
本実施の形態では、基準電圧に依存しない、所定の差電圧そのものを最大値とする電圧測定を行う構成にしたことで、整流回路が電流を流している(オンしている)ことを高精度に検出して、誤報がない出力を可能にしている。
111 バッテリー
112 電源端子盤(Fuse Box)
113 コネクタ
114、114a、114b ハーネス
120 駆動系ブロック
121 駆動系電源線
130 制御系ブロック
131 制御系電源線
132 電源回路(降圧回路)
140、140a、140b、140c、140d、140e 電力補償回路
141、141a 整流回路
142a、142b 検出回路
143、143a、143b、143c、143d、243、243 レベルシフタ
144 フィルタ回路
150 ユーザーインターフェース(U.I.)ブロック
Claims (11)
- 第1電源線と第2電源線との間に接続されたとき、前記第2電源線の電圧が、前記第1電源線の電圧より所定値以上低下した場合、前記第1電源線から前記第2電源線へ電力を供給する整流回路と、
前記整流回路に電流が流れたとき、検出信号を出力する検出回路と、
前記検出信号を、第3電源線の電圧にレベル変換したレベル変換信号を出力するレベル変換回路
とを具備し、
前記検出回路の入力が電圧信号であり、
前記検出信号は、電流信号であり、
前記レベル変換回路は、
前記電流信号を供給される、直列に接続された第1抵抗と第2抵抗とダイオード接続の第1MOSトランジスタと、
直列に接続された第3抵抗とダイオード接続の第2MOSトランジスタと、
前記第1抵抗と前記第2抵抗との第1接続点の電圧を入力信号とし、前記第3抵抗と前記第2MOSトランジスタとの第2接続点の電圧を基準信号として比較し、比較結果を前記レベル変換信号として出力する比較回路と
を備える
自動車用半導体装置。 - 前記レベル変換回路は、前記第2接続点と前記第2MOSトランジスタとの間に接続された第4抵抗をさらに備える
請求項1に記載の自動車用半導体装置。 - 前記整流回路は、前記整流回路の電流を電流−電圧変換回路で変換して前記検出回路へ出力する
請求項1に記載の自動車用半導体装置。 - 前記第1MOSトランジスタが、複数のダイオード接続のMOSトランジスタのn段直列接続を含み、
前記第2MOSトランジスタが、複数のダイオード接続のMOSトランジスタのn段直列接続を含む
請求項1に記載の自動車用半導体装置。 - 前記第1MOSトランジスタの基板電位が、基準電源電圧である
請求項4に記載の自動車用半導体装置。 - 前記第1MOSトランジスタの基板電位が、ソース電圧である
請求項4に記載の自動車用半導体装置。 - 前記第2抵抗が、ダイオード接続した第3MOSトランジスタを含む
請求項1に記載の自動車用半導体装置。 - 前記電流−電圧変換回路は、カレントミラー回路の入力段を含み、
前記検出回路は、前記カレントミラー回路の出力段を含む
請求項3に記載の自動車用半導体装置。 - 前記カレントミラー回路は、前記入力段のMOSトランジスタのソースとゲートとの間に接続された抵抗を含む
請求項8に記載の自動車用半導体装置。 - 第1電源線と第2電源線との間に接続されたとき、前記第2電源線の電圧が、前記第1電源線の電圧より所定値以上低下した場合、前記第1電源線から前記第2電源線へ電力を供給する整流回路と、
前記整流回路に電流が流れたとき、検出信号を出力する検出回路と、
前記検出信号を、第3電源線の電圧にレベル変換したレベル変換信号を出力するレベル変換回路と、
前記レベル変換信号のうち、所定時間以上連続するものを前記レベル変換信号として出力するフィルタ回路と
を具備し、
前記第1電源線は、主電源からの電力を駆動系ブロックに供給する駆動系電源線であり、
前記第2電源線は、前記主電源からの電力を制御系ブロックに供給する制御系電源線である
自動車用半導体装置。 - 前記フィルタ回路は、前記所定時間以上連続するものを、タイマーを使って検出して前記レベル変換信号として出力する
請求項10に記載の自動車用半導体装置。
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