JP6053931B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
図1において、この発明の第1の実施形態に基づく、直流電力を交流電力へ変換するための電力変換装置、あるいは交流電力を直流電力へ変換するための電力変換装置を示す。図1に示される例においては、電力変換装置は直流電力を交流電力に変換する。電力変換装置は、直列に接続された直流電源2、4、例えば太陽電池を含み、定電圧Vconを接続点P、Nの間に生成する。
ここでVpcは、接続点P、Cの間の電圧であり、それは直流電源2の両端の電圧と等しい。また、kは、所定の定数である。目標電圧Vtarは図4Aにおいて矢印Vtarによって示される量に相当する。サンプリング周波数が増加すると、VrpはVtarにますます近くなる。
このように、目標電圧Vtarは、所定の電圧(Vpc)によってバイアスされている。そして、このようにバイアスされた目標電圧は、参照電圧Vrefと比例関係にある。従って、目標電圧Vtarは、参照電圧Vrefと関連した関係にある。
ここで、Irnは接続点Rから接続点Nに流れる電流、Ioutは、電流検出部12によって検知され、接続点Rから出力される電流である。Vrpは式(1)によって得られる目標電圧Vtarであり、Vpcは接続点P、Cの間の電圧である。Itarの波形の一例が図6Bに示される。
ここで、Irpは接続点Rから接続点Pに流れる電流であり、Irnは接続点Rから接続点Nに流れる電流であり、Vrnは接続点R、Nの間の電圧であり、Vrpは接続点R、Pの間の電圧である。なお、この式は、理想的な2レベル変換装置、つまり無限大の切り替え周波数で作動する2レベル変換装置、から導出されたものである。
3相変換装置は、理想的な2レベル変換装置を3台組み合わせたもので有り、理想的な三相交流システムから直流システムへの変換、又は逆の変換を提供し、その交流システム側においては歪の無い3相サイン波の電流がもたらされ、その直流システム側においては一定の直流電流がもたらされる。
次式
Iout = Irp + Irn
から
Irn=Iout - Irp = Iout - Irn *(Vrn/Vrp)
が得られる。また、次式
Vrp + Vrn = Vpc + Vcn =2Vpc
から
Vrp=2Vpc - Vrn
が得られる。
従って、
Irn = Iout - Irn {Vrn/(2Vpc - Vrn)}
Irn(1 + {Vrn/(2Vpc - Vrn)} = Iout
Irn {(2Vpc - Vrn) + Vrn}/(2Vpc - Vrn) = Iout
Irn(2Vpc)/(2Vpc - Vrn) = Iout
Irn = Iout(2Vpc - Vrn)/(2Vpc)
が得られる。また、次式
2Vpc - Vrn = Vrp
から
Irn = Iout(Vrp)/(2Vpc)
が得られる。
この場合、接続点Pにおける電圧+3kVは、3つの切り替えモジュールMP1、MP2、MP3における3つのコンデンサCmp1、Cmp2、Cmp3の電圧で減少され(コンデンサCmp1、Cmp2、Cmp3のそれぞれで1kVずつ減少する)、接続点Rでゼロ・ボルトを示す。そして、同様に、接続点Nにおける電圧-3kVは、3つの切り替えモジュールMN1、MN2、MN3における3つのコンデンサCmn1、Cmn2、Cmn3の電圧で増加され(コンデンサCmn1、Cmn2、Cmn3のそれぞれで1kVずつ増加する)、接続点Rでゼロ・ボルトを示す。従って、接続点P、Rの間の電圧(この場合は+3kV)は、接続点R、Nの間の電圧(この場合は+3kV)と平衡する。ここで、平衡するとは、下側区分の切り換えモジュールMN1-MN6において発生された電圧と上側区分の切り換えモジュールMP1-MP6において発生された電圧の合計が直流電源2、4において生成された電圧と常に等しいことを意味する。
この場合、接続点Pにおける電圧+3kVは、接続点Rに直接的に印加される。また、接続点Nにおける電圧-3kVは、6つの切り替えモジュールMN1-MN6における6つのコンデンサCmの電圧で増加され、接続点Rで+3kVを示す。
切り替えモジュールの数が増え、単位時間当たりの制御時刻の数が増えると、制御時刻間の時間間隔が短くなり、接続点Rの出力電圧Voutは目標電圧Vtarへ近づく。
図4Aにおいて、接続点R、N間で生成された電圧は、電圧Vrnとして示され、接続点P、R間で生成された電圧は、電圧Vrpとして示される。
従って、
Vrn + Vrp = Vcon
が成立する。言いかえれば、コンデンサCmn1-Cmn6で生成した電圧Vrnは、コンデンサCmp1-Cmp6で生産した電圧Vrpを補完することにより、全コンデンサCmp1-Cmp6およびCmn1-Cmn6で生成された総電圧が、常に6kVである様に、つまり直流電源2、4で生成された電圧Vconと等しく成る様に、制御される。
例えばn=500であり、コンデンサ1個当たりに充電される公称電圧が1kVである場合、Vrp = 200kVを達成するためには、200個の切り換えモジュールがON状態にされる必要がある。しかし、それらのコンデンサについて、コンデンサ1個当たりの充電電圧が公称電圧1kVからズレて、990Vであった場合、それら200個の切り換えモジュールがON状態にされたとしても、合計198kVしか得られない。この場合、予備の2個の追加の切り換えモジュールがON状態に切り替えられ、2kVが198kVに加えるため、全体としてVrp =200kVが達成される。
スイッチ制御装置21は、4個の出力A11、A12、A13、A14を有し、それぞれはトランジスタT11、T12、T13、T14に接続される。トランジスタT11、T12、T13、T14は、表1に示す4つの可能な状況S(1)、S(0)、S(0')、S(-1)のうちのいずれか一つ取り、それに従ってON又はOFFにされる。
図5は、この発明の第2の実施形態による電力変換装置を示す。
図5に示される電力変換装置は、図1に示される電力変換装置と比べ、電流制御部18がインダクタ55および電流検出部57と置き換えられている点、又、下側制御部16は下側制御部16’と置き換えられている点で異なる。図5に示される電力変換装置の他の構成や要素は、図1に示されるものと同じである。
これにより、シングルショット・パルスを受けた切り替えモジュールは直ちにON状態にされ、正方向パルスPPを生成し、インダクタ55を誘導し、そこに流れる現在の電流Irnを増加させる。
図7は、この発明の第3の実施形態による電力変換装置を示す。
図7に示される電力変換装置は、R相変換装置100、S相変換装置102、T相変換装置104を含み、これらは同じ構造を有するが、動作する位相が互いに120度ずつシフトしている。
演算増幅器110の端子1、3は、接続点Pに接続される。計測増幅器110の入力端子は、目標電圧Vtarを表わす信号を受ける一方、その出力端子は、制御された電圧を接続点Rへ出力する。ここで、制御された電圧は、目標電圧Vtarと等しい。
図8は、交流電力を直流電力に変換するための電力変換装置を示す。図8の電力変換装置は、中心接続点C'を有する星形結線で接続される三相交流発電機202、204、206を有する。交流発電機202はインダクタ212に接続され、さらにブレーカ222に接続される。ブレーカ222は、R相変換装置100の特に電流検出部12に接続される。この実施形態では、接続点Rは入力端子として作用する。
位相・電圧検出部270は、交流発電機202と連結され、交流発電機202の位相および電圧を検出する。検出された位相および電圧は、参照電圧発生部6に送られる。ブレーカ制御部260はブレーカ222のON、OFFの制御を行う。ブレーカ制御部260は、参照電圧発生部6に接続される位相シフト回路250へ制御信号を送る。
位相シフトが起こると、接続点Rの電圧は発電機202の電圧と均衡状態から外れ、正弦波電圧がインダクタ212の両端に現われ、正弦波電流がインダクタ212を通って流れる。この電流は電流検出部12によって検知される。このとき、電流計算部14は、接続点Nを流れるべき目標電流を計算する。下側制御部16は、切り替えモジュールMN1-MN6を制御し、その結果、接続点Nを流れる電流は一定の直流電流になる。このようにして、交流電力から直流電力への変換がなされる。位相シフト部250の位相が増加するにつれ、接続点P、Nから出力される直流電流は増加する。
4 ...パワー源
6、60...参照電圧発生部
7、70...電圧側制御部
8、80...電圧計算部
9、90...電流側制御部
10 ...上側制御部
12 ...電流検出部
14 ...電流計算部
16 ...下側制御部
18 ...電流制御部
19、57...電流検出部
21 ...スイッチ制御装置
MP1-MP6、MN1-MN6...切り替えモジュール
VP1-VP6、VN1-VN6、32...電圧検出部
40、42、44...負荷
100 ...R相変換装置
102 ...S相変換装置
104 ...T相変換装置
L1、55...インダクタ
Claims (3)
- 第1端子(P)と第2端子(N)との間に加わる直流電力を交流電力に変換し、出力端子(R)から正弦波の交流電圧および正弦波の交流電流を生成する電力変換装置であって、
前記電力変換装置は、
直流電力から変換されて出力されるであろう交流電圧を表わす参照信号を生成する参照電圧発生部(6,60)、
第1端子(P)と出力端子(R)との間で出力されるべき目標電圧を、参照信号に基づいて計算する電圧計算部(8,80)、ここで電圧計算部は次式を計算する
Vtar = Vpc − k*Vref (1)
なお、Vtarは第1端子(P)と出力端子(R)との間の目標電圧、Vpcは第1端子(P)と、第1端子、第2端子間の中央にある中央端子との間の電圧、Vrefは参照信号の電圧、kは所定の定数である、
目標電圧と等しいか大略等しい電圧に成るように、第1端子(P)と出力端子(R)との間の電圧を制御する電圧側制御部(7,70)、ここで、出力端子(R)から生成した電圧は正弦波の交流電圧である、
出力端子(R)を流れる現時点の電流を検出する電流検出部(12,120)、
第2端子(N)から出力端子(R)に流れる目標電流を、目標電圧および現時点の電流に基づいて計算する電流計算部(14,140)、
第2端子(N)から出力端子(R)に流れる電流が目標電流と等しいか大略等しく成るように制御する、電流側制御部(9,90)、
前記第2端子(N)と出力端子(R)との間に接続された複数の第2切り替えモジュール(MN1−MN6)、ここで、各切り替えモジュールは、所定の電圧に充電されるコンデンサを有し、前記複数の第2切り替えモジュールからは、直列接続されたコンデンサから得られる電圧を生成する、
前記複数の第2切り替えモジュールに対して設けられた複数の第2電圧検出器(VN1-VN6)、ここで複数の第2電圧検出器のそれぞれは、対応するコンデンサの充電電圧を検出する、
直列接続されたコンデンサから得られる電圧と、目標電圧とを比較し、上記切り換えモジュールの制御により直列接続されたコンデンサから得られる電圧を調整する下側制御部(16)、
を含み、
前記電流側制御部(9)は、
インダクタ(L1, 55)を備え、前記第2端子(N)における電流を制御する電流制御部(T11-T14; MN1-MN6; 170)、
前記第2端子(N)に流れる電流を検出する電流検出部(19,57;180)、
現在の電流と目標電流とを比較し、電流制御部を制御して、前記第2端子(N)における電流が目標電流と等しいか大略等しくなるように制御するスイッチ制御装置(21;16’;180)、
を有することを特徴とする電力変換装置。 - 前記電流制御部は、ブリッジ回路に接続された4つのトランジスタ(T11-T14)を有することを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
- 前記電流制御部は、前記複数の第2切り替えモジュール(MN1−MN6)で構成され、前記スイッチ制御装置は前記下側制御部で構成されることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
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