JP5897719B2 - 磁気抵抗センサ、グラジオメータ - Google Patents

Description

本発明は、磁気抵抗センサおよびこれを用いたグラジオメータに関する。

磁気抵抗（Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ：以後ＭＲと略す）センサは、低価格、小型、高感度であるため、非接触の回転数検出や位置検出などに広く使用されている。ＭＲセンサには、巨大磁気抵抗（Ｇｉａｎｔ Ｍａｇｎｅｔｏｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ：以後ＧＭＲと略す）センサ、トンネル磁気抵抗（Ｔｕｎｎｅｌ Ｍａｇｎｅｔｏｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ：以後ＴＭＲと略す）センサ、異方向性磁気抵抗（Ａｎ−Ｉｓｏｔｒｏｐｉｃ Ｍａｇｎｅｔｏｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ：以後ＡＭＲと略す）センサがある。

近年、携帯電話やＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｓｓｉｓｔａｎｔ）などのモバイル機器が普及しており、かかるモバイル機器にはＭＲセンサを用いた方位センサが内蔵され、ＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）による位置情報を利用したナビゲーションとして用いられている場合がある。しかし、これら工業応用分野におけるＭＲセンサの適応においては、高感度な磁気検出技術は必ずしも必要でない。例えば方位センサは、地磁気を基準として絶対方位を検出するため超高感度の磁気検出は必要なく、回転数検出のエンコード応用や位置検出においても、磁石などを基準信号とするため超高感度の磁気検出は必須でない。

一方、生体の心臓や脳の電気活動から発生する微弱な低周波の磁場（以後生体磁場と呼ぶ）を検出する心磁計や脳磁計といった医療機器が近年医療現場で使用され始めている。これらの生体磁場を検出するため、超高感度な磁気センサとして超電導量子干渉素子（Ｓｕｐｅｒｃｏｎｄｕｃｔｉｎｇ Ｑｕａｎｔｕｍ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｄｅｖｉｃｅ：以後ＳＱＵＩＤと呼ぶ）が使用されている。ＳＱＵＩＤは超電導現象を利用した磁気センサであり、ジョセフソン接合を有する構造をとる。そのためＳＱＵＩＤは、冷媒（液体ヘリウムまたは液体窒素）による冷却が必要であり、冷媒を貯蔵するクライオスタット内部に配置される。さらに、ＳＱＵＩＤ内部のジョセフソン接合に電磁気的な影響が及ばない構成としなければならない。このようにＳＱＵＩＤは超高感度な磁気センサであるが取り扱いが煩雑であり、クライオスタット内部に配置されるために十分に生体に磁気センサを近づけられないなどの課題がある。

生体磁場を測定するためには、生体由来の信号成分を多く含む低周波（１００Ｈｚ以下、特に３０Ｈｚ以下）におけるＭＲセンサの感度が重要である。低周波領域において感度を決めている雑音には白色雑音と１／ｆ雑音の２種類がある。これら２種類の雑音は、ＭＲセンサが発生する雑音のみで決定されているものではなく、プリアンプ雑音やその他の動作回路との組み合わせによってシステム雑音（感度）として決定される。

下記非特許文献２に記載されているＭＲセンサの高感度化に関する報告において、ＭＲセンサに磁束をフィードバックさせる手法が開示されている。同文献には、フィードバック手法によりＭＲセンサ由来の熱的な揺らぎなどの１／ｆ雑音が低減することが記載されている。同文献の技術は、非破壊検査の領域で使われることを想定しており、過酷な環境（高温など）でも動作を安定させることを目的としている。

下記非特許文献１には、ＭＲセンサに対してセット／リセットパルスを印加して磁気抵抗素子の磁化を反転させ、これによって発生する交流信号を検波することにより、ＭＲセンサ由来の１／ｆ雑音が低減することが記載されている。

下記特許文献１には、段落記載のように「出力の零点オフセット電圧を調整後も感度が変動しない磁界検出装置を得ることを目的」として、「磁気抵抗効果素子が並列に接続された素子群が直列に接続された」構成を開示している。特許文献１記載の構成は、感度の変動を抑え、ＭＲセンサ由来の１／ｆ雑音を低減することを図っている。

特許第４８９９８７７号公報

Rev. Sci. Instrum. 82, 094703, 2011 Rev. Sci. Instrum. 80, 036102, 2009

上記各文献に記載されている技術は、全てＭＲセンサのみが発生する雑音に着目した低減手法のみを開示しており、システム雑音の低減に関する記述はない。さらに上記各文献ではＭＲセンサ由来の１／ｆ雑音を低減する手法のみが開示されており、基本的なシステム雑音である白色雑音を低減する手法について明確に記述されておらず、さらに白色雑音と同時に１／ｆ雑音を低減する手法についても記載されていない。

また、上記特許文献１に記載されている磁気抵抗素子を並列接続する手法は、多数の磁気抵抗素子をアレイ状に並列接続するため微細加工が必要となるので、製造設備が複雑となり、歩留まりやコストの観点から課題がある。

本発明は、上記のような課題に鑑みてなされたものであり、ＭＲセンサの雑音と動作回路部の雑音を統合的に低減することにより、１／ｆ雑音と白色雑音を同時に低減することを目的とする。

本発明に係る磁気抵抗センサは、磁気抵抗素子を４つ接続したブリッジ回路を有する複数の磁気抵抗センサ部を備え、各磁気抵抗センサ部の出力は、増幅回路の入力に対して互いに並列に接続されている。

本発明に係る磁気抵抗センサによれば、簡易な構成でＭＲセンサ由来の雑音を低減することができる。

上記した以外の課題、構成、および効果は、以下の実施形態の説明により明らかになるであろう。

従来のＭＲセンサの回路図である。 実施形態１に係るＭＲセンサ１００の回路図である。 実施形態１に係るＭＲセンサ１００について、実際のＡＭＲセンサを用いて測定したシステム雑音の測定結果を示す図である。 磁気抵抗センサ部１０５の配置を例示する図である。 実施形態２に係る磁気抵抗センサ１００の回路図である。 実施形態２に係るＭＲセンサ１００について、実際のＡＭＲセンサを用いて測定したシステム雑音の測定結果を示す図である。 実施形態３に係るＭＲセンサ１００の回路図である。 実施形態３に係るＭＲセンサ１００について、実際のＡＭＲセンサを用いて測定したシステム雑音の測定結果を示す図である。 実施形態４に係るＭＲセンサ１００の回路図である。 実施形態４に係るＭＲセンサ１００について、実際のＡＭＲセンサを用いて測定したシステム雑音の測定結果を示す図である。 実施形態５に係るＭＲセンサ１００の回路図である。 実施形態６に係るＭＲセンサ１００の回路図である。 実施形態７に係るＭＲセンサ１００の回路図である。 実施形態８に係るＭＲセンサ１００の回路図である。 実施形態９に係るグラジオメータ１５００の構成を示す図である。

＜従来のＭＲセンサ＞
図１は、従来のＭＲセンサの回路図である。従来のＭＲセンサは、磁気抵抗素子１０１−１、１０１−２、１０１−３、１０１−４はブリッジ回路（磁気抵抗センサ部１０５）を構成し、変動磁場による微小な抵抗変化によって磁場を検出する。直流電源１０２は、ブリッジ回路１０５の駆動電圧として直流電圧を印加する。プリアンプ１０３は、ブリッジ回路１０５の両端電圧を増幅し、出力端子１０４から出力する。

図１に示す従来のＭＲセンサは、ＭＲセンサが有する抵抗成分による熱雑音（ショット雑音）がシステム全体の大きな雑音となり、磁場を高感度に検出することは困難であると考えられる。

＜実施の形態１＞
図２は、本発明の実施形態１に係るＭＲセンサ１００の回路図である。ＭＲセンサ１００は、図１に示す磁気抵抗センサ部１０５を複数備え、各磁気抵抗センサ部１０５の出力をプリアンプ１０３の入力に対して互いに並列に接続している。図２では４つの磁気抵抗センサ部１０５−１、１０５−２、１０５−３、１０５−４を例示したが、磁気抵抗センサ部１０５の個数はこれに限られるものではない。

並列接続された磁気抵抗センサ部１０５がＮ個である場合、並列接続された磁気抵抗センサ部１０５全体としての実効抵抗は個々の磁気抵抗センサ部１０５の両端抵抗の１／Ｎとなる。

ＭＲセンサ１００の熱雑音Ｖｒは、下記式１で計算される。ｋはボルツマン定数、Ｒは磁気抵抗部１０５の両端抵抗、Ｔは絶対温度を示す。
Ｖｒ＝（４ｋＲＴ）^１／２ ・・・式１

式１によれば、ＭＲセンサ１００の抵抗から発生する熱雑音（ショット雑音）は、磁気抵抗センサ部１０５をＮ個並列接続して実効抵抗を１／Ｎにすることにより、１／Ｎ^１／２になる。すなわち、複数の磁気抵抗センサ部１０５の出力をプリアンプ１０３の入力に対して並列接続することにより、ＭＲセンサ由来の熱雑音を低減し、高感度に磁場を検出することができる。図２では、磁気抵抗センサ部１０５が４個ある場合を例示したが、生体磁場を測定できる感度を発揮するためには、磁気抵抗センサ部１０５を１０個以上並列接続することが望ましい。

図３は、本実施形態１に係るＭＲセンサ１００について、実際のＡＭＲセンサを用いて測定したシステム雑音の測定結果を示す図である。符号３０１は図１の構成を用いて測定したシステム雑音、符号３０２は図２の構成を用いて測定したシステム雑音である。符号３０３と３０４は、それぞれの測定結果における白色雑音を示す。白色雑音３０３は３５ｐＴ／Ｈｚ^１／２であり、白色雑音３０４は２０ｐＴ／Ｈｚ^１／２であった。

図３に示す測定結果によれば、白色雑音３０４は白色雑音３０３の約１／２になっていることが分かる。すなわち、上記式１によって計算される理論値から分かるように、磁気抵抗センサ部１０５を４個並列接続することにより、ＭＲセンサ１００の抵抗から発生する熱雑音（電圧雑音）を１／４^１／２＝１／２に低減できていることが分かる。また、熱雑音が減少することによってノイズを全体的に低減する効果が発揮され、低周波数領域において１／ｆ雑音が減少していることが分かる。

図４は、磁気抵抗センサ部１０５の配置を例示する図である。図４（ａ）は上面図、図４（ｂ）は側面図である。磁気抵抗センサ部１０５は、図４に示すように感度方向をそろえて配置する。例えば図４（ａ）に示すように、紙面に垂直な方向に検出感度がある磁気抵抗センサ部１０５を基板４０１上に配置する。基板４０１上にはプリアンプ１０３（図示せず）が配置してあり、プリアンプ１０３の電源供給および信号出力はコネクタ部４０２を通して外部の装置に接続される。プリアンプ１０３は、実装スペースの観点からは基板４０１上に配置することが望ましいが、これに限られるものではない。

図４では２４個の磁気抵抗センサ部１０５−１〜１０５−２４を基板４０１上に配置した例を示した。磁気抵抗センサ部１０５が直方体の形状で感度方向が図４に示すように紙面に対して垂直な場合は、例えば直径１５ｍｍ程度の大きさの基板４０１上に磁気抵抗線サブ１０５をなるべく多く配置できるように磁場の感度方向を一致させて配置する。

図４に示した磁気抵抗センサ部１０５の配置例は以下の実施形態全てにおいて共通であるため以下の実施形態では説明しないが、同様の構成を全ての実施形態において適用することができる。

＜実施の形態２＞
実施形態１において、並列接続する磁気抵抗センサ部１０５の数を増やすと、磁気抵抗センサ部１０５の抵抗から発生する熱雑音Ｖｒは小さくなる。並列接続数の増加に伴って熱雑音Ｖｒが減少していくと、次第にプリアンプ１０３の電圧雑音Ｖａがノイズ全体において支配的になってくる。本発明の実施形態２では、実施形態１で説明した構成を採用することによって顕在化する、プリアンプ１０３の電圧雑音Ｖａを低減させる手法について説明する。

ＭＲセンサ１００のシステム雑音Ｖｎは、下記式２で表すことができる。式２に示すように、システム雑音Ｖｎは磁気抵抗センサ部１０５の抵抗による熱雑音Ｖｒが小さくなると、プリアンプ１０３の電圧雑音Ｖａが支配的になる。本実施形態２では、プリアンプ１０３の電圧雑音Ｖａを低減する方法として、プリアンプ１０３を複数並列接続する構成を採用する。
Ｖｎ＝（Ｖｒ^２＋Ｖａ^２）^１／２ ・・・式２

図５は、本実施形態２に係る磁気抵抗センサ１００の回路図である。本実施形態２において、１個の磁気抵抗センサ部１０５毎に１個のプリアンプ１０３を設け、各磁気抵抗センサ部１０５の出力はそれぞれ対応するプリアンプ１０３に入力される。各プリアンプ１０３の出力は、加算器によって並列接続され、アンプ５０１に入力される。

プリアンプ１０３をＮ個並列に接続すると、プリアンプ１０３の電圧雑音Ｖａ全体としては１／Ｎ^１／２に減少する。図５に示す構成では４個のプリアンプ１０３が並列接続されているため、プリアンプ１０３の電圧雑音は全体として１／４^１／２＝１／２に減少する。以上のように、磁気抵抗センサ部１０５に加えてプリアンプ１０３も並列接続することにより、式２に示すシステム雑音Ｖｎを総合的に低減することができる。

図６は、本実施形態２に係るＭＲセンサ１００について、実際のＡＭＲセンサを用いて測定したシステム雑音の測定結果を示す図である。符号６０１は図１の構成を用いて測定したシステム雑音、符号６０２は図５の構成を用いて測定したシステム雑音である。符号６０３と６０４は、それぞれの測定結果における白色雑音を示す。白色雑音６０３は３５ｐＴ／Ｈｚ^１／２であり、白色雑音６０４は１７ｐＴ／Ｈｚ^１／２であった。

図６に示す測定結果によれば、白色雑音６０４は、図３に示す白色雑音３０４よりもさらに減少していることが分かる。すなわち、上記式２の理論式に示すように、プリアンプ１０３を並列接続してプリアンプ１０３の電圧雑音Ｖａを低減することにより、システム雑音Ｖｎ全体として約１／２以下に低減できていることが分かる。

＜実施の形態３＞
実施形態１〜２では、磁気抵抗センサ部１０５を並列接続し、さらにプリアンプ１０３を並列接続することにより、システム雑音の白色雑音を低減することができる。しかし図６に示すように、１０Ｈｚ以下の１／ｆ雑音が依然として高いという課題がある。これは、磁気抵抗センサ部１０５を並列接続することによって白色雑音が低減されるため、１／ｆ雑音が顕在化していることによると考えられる。そこで本発明の実施形態３では、セット／リセット信号を利用して１／ｆ雑音を低減する手法について説明する。

図７は、本実施形態３に係るＭＲセンサ１００の回路図である。本実施形態３におけるＭＲセンサ１００は、実施形態１〜２で説明した構成に加えて、磁気抵抗センサ部１０５毎にセット／リセット回路７０１を備える。図７では実施形態１の回路構成に加えてセット／リセット回路７０１を設けた回路構成を例示したが、実施形態２において同様の構成を設けてもよいし、磁気抵抗センサ部１０５の個数も４つに限られるものではない。

図７に示す構成において、４つの磁気抵抗センサ部１０５−１〜１０５−４それぞれに対応させてセット／リセット回路７０１−１〜７０１−４を配置し、各セット／リセット回路７０１−１〜７０１−４は並列接続されている。

交流信号発生器７０３は、交流電流（数ｋＨｚから数１０ｋＨｚ）を各セット／リセット回路７０１−１〜７０１−４に供給する。各セット／リセット回路７０１−１〜７０１−４は、その交流電流を用いて磁界を発生させて磁気抵抗素子１０１に印加するコイルを備えている。磁界が磁気抵抗素子１０１に印加されると、磁気抵抗素子１０１の磁化方向が一方向にそろうように構成されている。したがって、交流電流により磁気抵抗素子１０１の磁化方向がその周波数に応じて切り替わるので、磁化方向の揺らぎによる１／ｆ雑音をキャンセルする効果を発揮することができる。

プリアンプ１０３の出力はロックインアンプ７０２に接続されている。ロックインアンプ７０２は、交流信号発生器７０３が出力する交流電流または同期信号（ＴＴＬ信号）を参照信号７０４としてプリアンプ１０３の出力を検波し、出力端子１０４から検波結果を出力する。

図８は、本実施形態３に係るＭＲセンサ１００について、実際のＡＭＲセンサを用いて測定したシステム雑音の測定結果を示す図である。符号８０１は図１の構成を用いて測定したシステム雑音、符号８０２は図７の構成を用いて測定したシステム雑音である。符号８０３と８０４は、それぞれの測定結果における白色雑音を示す。白色雑音８０３は３５ｐＴ／Ｈｚ^１／２であり、白色雑音８０４は２０ｐＴ／Ｈｚ^１／２であった。すなわち、白色雑音については実施形態１と同等の効果が得られた。

さらに、図３に示す実施形態１の測定結果と比較すると、低周波領域（１０Ｈｚ以下）においてもシステム雑音８０２が低下しており、この領域における１／ｆ雑音が低減していることが分かる。

以上のように、本実施形態３に係るＭＲセンサ１００は、磁気抵抗センサ部１０５を並列接続することによって白色雑音を低減しつつ、これによって顕在化した１／ｆ雑音をセット／リセット回路７０１によって低減し、生体磁場を計測できるレベルまで感度を高めることができる。

＜実施の形態４＞
実施形態３で説明した構成において、プリアンプ１０３の熱雑音Ｖａを低減するため、実施形態２と同様にプリアンプ１０３を並列接続することが考えられる。しかし、プリアンプ１０３を例えば１０個以上程度並列接続すると、電力を多く消費するため熱が多く発生し、これによりプリアンプ１０３が発振しやすくなる。また、プリアンプ電流雑音Ｉｎがプリアンプ１０３の個数分だけ磁気抵抗センサ部１０５に流れるため、磁気抵抗センサ部１０５の抵抗により電圧雑音が発生する。さらには、基板４０１にプリアンプ１０３を実装することを考えると、多数のプリアンプ１０３を設けることは現実的でない。そこで本発明の実施形態４では、磁気抵抗センサ部１０５を複数個並列接続してプリアンプ１０３を１個のみとし、さらにプリアンプ１０３の雑音を低減するための構成を説明する。

図９は、本実施形態４に係るＭＲセンサ１００の回路図である。本実施形態４におけるＭＲセンサ１００は、磁気抵抗センサ部１０５とプリアンプ１０３の間に昇圧トランス９０１を備える。昇圧トランス９０１の１次側は各磁気抵抗センサ部１０５の出力が並列接続され、２次側はプリアンプ１０３に入力されている。その他の構成は実施形態３と同様である。

セット／リセット回路７０１の作用により、磁気抵抗センサ部１０５の磁化方向が交流信号発生器７０３の周波数に応じて反転するので、磁気抵抗センサ部１０５の出力は交流信号となる。昇圧トランス９０１はこれを利用して、磁気抵抗センサ部１０５の出力を昇圧することができる。

昇圧トランス９０１は例えば、１次側は１００ターン巻き、２次側は１０００ターン巻きのものを用いて１０倍増幅の昇圧回路を構成し、これによりプリアンプ１０３の雑音を実効的に無視できるようにする。昇圧トランス９０１の１次側巻線の抵抗値は磁気抵抗センサ部１０５の両端抵抗よりも十分小さくし、１次側巻線抵抗による白色雑音の影響を抑える必要がある。さらに、各磁気抵抗センサ部１０５の出力が交流信号として短絡しないように１次側巻線のインダクタンスは十分に高く設定し交流信号のインピーダンスを高くする必要がある。そのため、昇圧トランス９０１のコアとしてはフェライトなどの高透磁率の部材を用いることが望ましい。

図１０は、本実施形態４に係るＭＲセンサ１００について、実際のＡＭＲセンサを用いて測定したシステム雑音の測定結果を示す図である。符号１００１は図１の構成を用いて測定したシステム雑音、符号１００２は図９の構成を用いて測定したシステム雑音である。符号１００３と１００４は、それぞれの測定結果における白色雑音を示す。白色雑音１００３は３５ｐＴ／Ｈｚ^１／２であり、白色雑音１００４は１７ｐＴ／Ｈｚ^１／２であった。

図８に示す測定結果と比較すると、１／ｆ雑音については実施形態３と同等の効果が得られ、さらに白色雑音については実施形態３よりも低減できていることが分かる。これは昇圧トランス９０１によってプリアンプ１０３の電圧雑音が低減された効果であると考えられる。

以上のように、セット／リセット回路７０１を用いることによって発生する交流信号を利用して昇圧トランス９０１によりプリアンプ１０３に対する入力をあらかじめ増幅することにより、プリアンプ１０３の雑音を相対的に低減し、プリアンプ１０３が１個であってもその雑音の影響を実効的に抑えることができる。これにより、プリアンプ１０３の構成が簡易になり、発振を抑制するとともに電力消費を抑えることができる。

昇圧トランス９０１による増幅は、昇圧トランス９０１に対する入力が交流信号であれば可能であるので、セット／リセット回路７０１に代えて、直流電源１０２を交流電源に置き換えることも考えられる。ただしこの構成では、昇圧トランス９０１の効果によってプリアンプ１０３の雑音は抑えることができるが、磁気抵抗素子１０１の磁化方向は固定されたままとなるので、その揺らぎに起因する１／ｆ雑音を低減する効果は発揮することができない点に留意する必要がある。

＜実施の形態５＞
実施形態１〜４では、白色雑音と１／ｆ雑音を低減するための構成を説明した。しかし実際の測定対象は、例えば生体のように温度があるもの、非破壊検査用の金属材料（熱伝導の良いもの）である場合がある。そうすると、磁気抵抗センサ部１０５の温度が配置場所毎に異なり、それぞれの磁気抵抗センサ部１０５の感度が温度揺らぎによって変動するため、１／ｆ雑音や白色雑音が増加する場合がある。このセンサ感度の揺らぎは、回路構成自体に起因するものとは異なる温度外乱によって生じるので、これを抑えるための構成を別途設ける必要があると考えられる。そこで本発明の実施形態5では、上述のセンサ感度の揺らぎを抑える構成について説明する。

図１１は、本実施形態５に係るＭＲセンサ１００の回路図である。本実施形態５におけるＭＲセンサ１００は、実施形態１〜４で説明した構成に加え、フィードバック回路を備える。図１１では実施形態４で説明した回路構成に加えてフィードバック回路を設けた構成を例示したが、その他の実施形態の回路構成においてフィードバック回路を設けることもできる。

フィードバック回路は、プリアンプ１０３の出力を、磁気抵抗素子１０１に印加する磁界として磁気抵抗素子１０１にフィードバックする回路であり、フィードバック抵抗１１０１とフィードバックコイル１１０２を有する。

フィードバックコイル１１０２は、磁気抵抗センサ部１０５毎に設けられ（図１１におけるフィードバックコイル１１０２−１〜１１０２−４）、プリアンプ１０３の出力とロックインアンプ７０２の入力の間の信号を受け取り、これを用いて磁界を発生させて磁気抵抗素子１０１にフィードバックする。フィードバック抵抗１１０１はプリアンプ１０３の出力とフィードバックコイル１１０２の間に配置されている。図１１では各フィードバックコイル１１０１は並列接続しているが、直列接続でもかまわない。

昇圧トランス９０１のインダクタンスにより、セット／リセット回路７０１が出力する信号の位相がずれる場合は、フィードバック回路１１０２の後段、プリアンプ１０３の後段、あるいは昇圧トランス９０１自身に位相調整回路を挿入してこれを調整するようにしてもよい。

フィードバック回路を設けてプリアンプ１０３の出力を磁気抵抗素子１０１にフィードバックすることにより、磁気抵抗センサ部１０５の位置による温度の違いや測定対象物の温度による感度揺らぎの影響を抑えることができる。例えば、磁気抵抗センサ部１０５を平面的（空間的）に配置することによって磁気抵抗センサ部１０５毎に温度差が生じる場合において、有効である。

＜実施の形態６＞
実施形態４〜５で説明した昇圧トランス９０１は、実施形態４で説明したように巻線インピーダンスを高くする必要がある。そのため昇圧トランス９０１のコアとして数ｃｍ以上の比較的大きな高透磁率の部材を使用する必要がある。コアが大きい昇圧トランス９０１に２次巻線を１０００ターン以上巻きつけることは、図４に示した基板４０１へ取り付けることを考えると困難である。そこで本発明の実施形態６では、昇圧トランス９０１のサイズを抑えつつ増幅率を高める構成を説明する。

図１２は、本実施形態６に係るＭＲセンサ１００の回路図である。本実施形態６において、昇圧トランス９０１の２次側に、２次側コイルとともに共振回路を形勢するコンデンサ１２０１を設けた。昇圧トランス９０１の２次側インダクタンスとコンデンサ１２０１により、交流信号発生器７０３の周波数（または磁気抵抗センサ部１０５を駆動するための交流電源の周波数）において共振を生じさせる。これにより、昇圧トランス９０１の巻線比（１次巻線と２次巻線の巻数比）以上に増幅率を高めることができる。

＜実施の形態７＞
実施形態４〜６で説明した昇圧トランス９０１は、プリアンプ１０３の雑音を低減するために有効であるが、昇圧トランス９０１のサイズ（数ｃｍ）が比較的大きいこと、位相調整が煩雑になること、プリアンプ１０３が発振し易くなること、などの課題が生じる可能性がある。そこで本発明の実施形態７では、昇圧トランス９０１を用いずにプリアンプ１０３の雑音を低減する構成を説明する。

図１３は、本実施形態７に係るＭＲセンサ１００の回路図である。本実施形態７におけるＭＲセンサ１００は、実施形態３で説明した構成に加えて、付加的正帰還（Ａｄｄｉｔｉｏｎａｌ Ｐｏｓｉｔｉｖｅ Ｆｅｅｄｂａｃｋ：以後ＡＰＦと略す）回路を備える。ＡＰＦ回路は、ＡＰＦ抵抗１３０１とＡＰＦコイル１３０２を有する。ＡＰＦコイル１３０２は、各磁気抵抗センサ部１０５それぞれに１つずつ設けられている（図１３のＡＰＦコイル１３０２−１〜１３０２−４）。ＡＰＦコイル１３０２は、磁気抵抗素子１０１に印加する磁界を発生させる。ＡＰＦ抵抗１３０１はＡＰＦコイル１３０２毎に設けられ、各ＡＰＦコイル１３０２と直列に接続されている。

ＡＰＦコイル１３０２は磁気抵抗センサ部１０５と磁気的に結合しており、磁気抵抗センサ部１０５の出力を、磁気抵抗素子１０１に印加する磁界として、ＡＰＦ抵抗１３０１を介して磁気抵抗素子１０１にフィードバックする。ＡＰＦ回路を設けることにより、磁気抵抗センサ部１０５の磁場−電圧の変換効率を上昇させ、これによりプリアンプ１０３の雑音を実効的に低減させることができる。ＡＰＦ抵抗１３０１は各ＡＰＦコイル１３０２に共通の１個のみ設けてもよい。

ＡＰＦ抵抗１３０１は熱雑音を発生するため、磁気抵抗センサ部１０５の両端抵抗より十分低い値にする必要がある。ＡＰＦ抵抗１３０１の抵抗値が小さくなると（例えば１０Ω程度）、ＡＰＦコイル１３０２のインダクタンスを大きくして磁気抵抗センサ部１０５の出力が短絡されないような構成にしなければならず、したがって交流信号発生器７０３の周波数におけるＡＰＦコイル１３０２のインピーダンスが高くなるように構成する必要がある。少なくとも、ＡＰＦコイル１３０２のインピーダンスは磁気抵抗センサ部１０５の両端抵抗よりも大きくする必要がある。

以上のように、磁気抵抗センサ部１０５の出力を、磁気抵抗素子１０１に印加する磁界として磁気抵抗素子１０１にフィードバックするＡＰＦ回路を設けることにより、昇圧トランス９０１を設けなくとも、プリアンプ１０３の雑音を実質的に低減させることができる。これにより、簡易かつ小サイズの回路構成で昇圧コイル９０１と同等の効果を発揮することができる。

＜実施の形態８＞
図１４は、本発明の実施形態８に係るＭＲセンサ１００の回路図である。本実施形態８におけるＭＲセンサ１００は、実施形態５〜６で説明したフィードバック回路と実施形態７で説明したＡＰＦ回路を兼用した構成を備える。図１４に示すように、ＡＰＦコイル１３０２をフィードバックコイル１１０２と兼用し、ＡＰＦ抵抗１３０１をフィードバック抵抗１１０１と兼用することにより、これを実現できる。ただし、フィードバック回路の接続先は、磁気抵抗センサ部１０５の出力とプリアンプ１０３の出力の双方とする必要がある。

なお、回路の実装面積などの観点から許容されるのであれば、ＡＰＦコイル１３０２をフィードバックコイル１１０２と兼用せずに、これらコイルを個別に設けてもよい。ＡＰＦ抵抗１３０１とフィードバック抵抗１１０１についても同様である。

ＡＰＦ回路とフィードバック回路を同一の駆動回路内に設けることにより、システム雑音をより簡易な回路構成で低減し、さらに磁気抵抗センサ部１０５の位置によって異なる温度差や測定対象物の温度による影響を抑制することができる。

＜実施の形態９＞
実施形態１〜８で説明したＭＲセンサ１００の構成を用いることによりシステム雑音が低減され、生体磁場が計測できる程度の感度を得ることができる。一方で、ＭＲセンサ１００が高感度になると、自動車や電車などから発生する外来の妨害磁場を検出しやすくなるため、生体磁場成分のみを検出することが困難になる可能性がある。そこで本発明の実施形態９では、実施形態１〜８で説明したＭＲセンサ１００を採用しつつ、妨害磁場を効率的に低減し、かつ高感度に生体磁場を計測することができるグラジオメータの構成について説明する。

図１５は、本実施形態９に係るグラジオメータ１５００の構成を示す図である。グラジオメータ１５００は、センサユニット１５０１および１５０２、プリアンプ１５０３を備える。センサユニット１５０１および１５０２は、それぞれ実施形態１〜８いずれかで説明したＭＲセンサ１００を複数並列接続したものである。ここではそれぞれＭＲセンサ１００−１〜１００−４と１００−５〜１００−８を並列接続した構成を例示したが、ＭＲセンサ１００の個数はこれに限られない。プリアンプ１５０３は、センサユニット１５０１と１５０２それぞれの出力の差分を増幅し、出力端子１５０４から出力する。

センサユニット１５０１と１５０２は、空間的に異なる場所に配置される。２箇所のセンサユニットそれぞれの出力をプリアンプ１５０３で増幅することにより、磁気抵抗センサ部１０５が２倍の数となるため、磁気抵抗センサ部１０５の抵抗から発生するシステム雑音を１／２^１／２に低減することができる。

センサユニット１５０１に含まれる直流電源１０２−１とセンサユニット１５０２に含まれる直流電源１０２−２は、極性が互いに反対になるように構成する。これにより、各センサユニットの測定磁場方向が反対になるので、差分磁場を計測する磁気センサ、すなわちグラジオメータを構成することができる。

図１５ではセンサユニットが２つある構成を例示したが、センサユニットの個数はこれに限られるものではない。例えば、１つのセンサユニットを測定対象から遠方に配置し、生体磁場検出用の複数のセンサユニットにその測定結果をフィードバックして妨害磁場をキャンセルするアクティブシールドを構成することができる。

本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。上記実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることもできる。また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることもできる。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成を追加・削除・置換することもできる。

１００：ＭＲセンサ、１０１：磁気抵抗素子、１０２：直流電源、１０３：プリアンプ、１０４：出力端子、１０５：磁気抵抗センサ部、４０１：基板、４０２：コネクタ部、５０１：アンプ、７０１：セット／リセット回路、７０２：ロックインアンプ、７０３：交流信号発生器、７０４：参照信号、９０１：昇圧トランス、１１０１：フィードバック抵抗、１１０２：フィードバックコイル、１２０１：コンデンサ、１３０１：ＡＰＦ抵抗、１３０２：ＡＰＦコイル、１５００：グラジオメータ、１５０１〜１５０２：センサユニット、１５０３：プリアンプ、１５０４：出力端子。

Claims (8)

1. 磁気抵抗素子を４つ接続したブリッジ回路を有する複数の磁気抵抗センサ部と、
   前記磁気抵抗センサ部の出力を増幅する増幅回路と、
   前記磁気抵抗素子の磁化を反転させるセットパルスおよびリセットパルスを発生させるセット／リセット回路と、
   前記セット／リセット回路が発生させる前記セットパルスおよびリセットパルスによって前記磁気抵抗センサ部が出力する交流信号を検波する検波回路と、
   前記磁気抵抗センサ部の出力と前記増幅回路の間に配置され、前記磁気抵抗センサ部の出力電圧を昇圧する昇圧トランスと、
   を備え、
   各前記磁気抵抗センサ部の出力は、前記昇圧トランスに対して互いに並列に接続されている
   ことを特徴とする磁気抵抗センサ。
2. 磁気抵抗素子を４つ接続したブリッジ回路を有する複数の磁気抵抗センサ部と、
   前記磁気抵抗センサ部の出力を増幅する増幅回路と、
   前記磁気抵抗素子の磁化を反転させるセットパルスおよびリセットパルスを発生させるセット／リセット回路と、
   前記セット／リセット回路が発生させる前記セットパルスおよびリセットパルスによって前記磁気抵抗センサ部が出力する交流信号を検波する検波回路と、
   前記磁気抵抗センサ部の出力を、前記磁気抵抗素子へ印加する磁界として前記磁気抵抗素子へフィードバックする付加的正帰還回路と、
   を備え、
   前記付加的正帰還回路は、前記磁界を発生させるコイルを有し、
   前記コイルのインピーダンスは、前記磁気抵抗センサ部の両端抵抗よりも大きい
   ことを特徴とする磁気抵抗センサ。
3. 前記磁気抵抗センサは、前記増幅回路と各前記磁気抵抗センサ部それぞれの出力の間に、各前記磁気抵抗センサ部の出力を増幅する第２増幅回路をそれぞれ備える
   ことを特徴とする請求項１または２記載の磁気抵抗センサ。
4. 前記磁気抵抗センサは、前記増幅回路の出力を、前記磁気抵抗素子へ印加する磁界として前記磁気抵抗素子へフィードバックするフィードバック回路を備える
   ことを特徴とする請求項１記載の磁気抵抗センサ。
5. 前記磁気抵抗センサは、前記昇圧トランスの２次側コイルのインダクタンスと共振回路を形成するコンデンサを備える
   ことを特徴とする請求項１記載の磁気抵抗センサ。
6. 前記磁気抵抗センサは、前記増幅回路の出力を、前記磁気抵抗素子へ印加する磁界として前記磁気抵抗素子へフィードバックするフィードバック回路を備える
   ことを特徴とする請求項２記載の磁気抵抗センサ。
7. 請求項１または２記載の第１および第２磁気抵抗センサと、
   各前記磁気抵抗センサの出力間の差分を増幅する第３増幅回路と、
   を備えることを特徴とするグラジオメータ。
8. 第１および第２磁気抵抗センサと、
   各前記磁気抵抗センサの出力間の差分を増幅する第３増幅回路と、
   前記第１磁気抵抗センサに直流電圧を印加する第１直流電源と、
   前記第２磁気抵抗センサに直流電圧を印加する第２直流電源と、
   を備え、
   前記第１および第２磁気抵抗センサはそれぞれ、
   磁気抵抗素子を４つ接続したブリッジ回路を有する複数の磁気抵抗センサ部と、
   前記磁気抵抗センサ部の出力を増幅する増幅回路と、
   を備え、各前記磁気抵抗センサ部の出力は、前記増幅回路の入力に対して互いに並列に接続されており、
   前記第１直流電源の極性と前記第２直流電源の極性は反対に設定されており、
   前記第１磁気抵抗センサの出力と前記第２磁気抵抗センサの出力がそれぞれ前記第３増幅回路に入力される
   ことを特徴とするグラジオメータ。

Images