JP5883402B2

JP5883402B2 - 半導体電力変換装置

Info

Publication number: JP5883402B2
Application number: JP2013006099A
Authority: JP
Inventors: 俊介戸林; 昌彦塚越
Original assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Current assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Priority date: 2013-01-17
Filing date: 2013-01-17
Publication date: 2016-03-15
Anticipated expiration: 2033-01-17
Also published as: JP2014138493A

Description

この発明は、交流電動機駆動用のインバータとインバータに直流電力を供給するコンバータとから成る半導体電力変換装置に関する。

コンバータとインバータを用いて負荷装置を制御する電力変換装置は従来から使用されている。その代表的なものとして、交流電動機を可変速駆動する半導体電力変換装置がある。例えば、電圧制御が可能なコンバータを用いた電力変換装置において、１台のコンバータに複数台のインバータを接続し、コンバータは出力の直流電圧が一定になるように制御を行い、各々のインバータは当該インバータに接続されたモータの速度を速度指令に従って制御する構成も多くの応用例がある。このような応用例において、インバータの負荷が急変したとき、コンバータの出力電圧の時間変化率と直流部に設けられた平滑コンデンサの容量にリンクした補償信号とによってコンバータの電流制御を行って直流電圧の過渡変動を抑制する方法が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。

特開平７−１１５７７０号公報（第３−４頁、図１）

特許文献１に示された手法は、インバータの負荷の急変に応じてコンバータの制御を行う手法であるが、インバータとコンバータ間の物理的距離が大きいための制御遅れがあると適切な制御が行えない場合がある。特にサンプリング周期毎に信号を伝達するデジタル制御において、経済性等の理由でサンプリング周期を短くできない場合には、制御遅れによるオーバーシュートによって直流電圧の過渡変動が拡大してしまう恐れがある。

本発明は上記問題点に鑑みて為されたもので、サンプリング周期の長い場合であっても直流電圧の過渡変動を適切に抑制することが可能な半導体電力変換装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の半導体電力変換装置は、交流電源の交流を直流に変換するコンバータと、このコンバータの直流出力に設けられた平滑コンデンサと、前記コンバータの出力を再び交流に変換して交流電動機を駆動するインバータと、前記コンバータの出力電圧を所望の値に制御するためのコンバータ制御部と、前記インバータの出力電圧を制御して前記交流電動機の速度を所望の値に制御するインバータ制御部とを具備し、前記コンバータ制御部は、直流電圧基準とフィードバック電圧の偏差が小さくなるように電流基準を出力する直流電圧制御器と、前記電流基準とコンバータ入力電流の偏差が小さくなるように電圧指令を出力してコンバータを構成するスイッチング素子をオンオフ制御する電流制御器を有し、前記インバータ制御部は、速度基準と速度フィードバックの偏差が小さくなるようにトルク基準を出力する速度制御器と、前記トルク基準とインバータ出力電流のトルク成分の偏差が小さくなるように電圧指令を出力してインバータを構成するスイッチング素子をオンオフ制御する電流制御器と、前記トルク基準を基にシリアル伝送器を介して前記コンバータ制御部の前記電流基準にパワー補償を加算するパワー補償制御手段とを有し、前記パワー補償制御手段は、前記トルク基準の所定時間の変化量が所定値を超えたとき、この時点の前記シリアル伝送器の伝送遅れ時間を演算で求め、この遅れ時間に従って前記トルク基準に所定の低減率を乗じ、この結果をホールドして前記電流基準にパワー補償として与えることを特徴としている。

この発明によれば、サンプリング周期の長い場合であっても直流電圧の過渡変動を適切に抑制することが可能な半導体電力変換装置を提供することが可能となる。

本発明の一実施例に係る半導体電力変換装置のブロック構成図。本発明の動作を説明するためのタイムチャート。本発明の効果を説明するシミュレーション結果（１）。本発明の効果を説明するシミュレーション結果（２）。本発明の効果を説明するシミュレーション結果（３）。本発明の効果を説明するシミュレーション結果（４）。本発明の効果を説明するシミュレーション結果（５）。

以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する。

図１（ａ）は本発明の一実施例に係る半導体電力変換装置のブロック構成図である。入力トランス１の２次側からコンバータ２に交流が給電され、コンバータ２はこれを直流に変換してコンバータ側の平滑コンデンサ３Ａに給電する。この直流電圧は、イバータ側の平滑コンデンサ３Ｂを介してインバータ４に与えられ、インバータ４はこの直流電圧を交流電圧に変換してモータ５を駆動する。モータ５には速度フィードバック用の速度検出器６が取り付けられている。平滑コンデンサ３Ａに印加される電圧は電圧フィードバック用の直流電圧検出器７によって検出される。

コンバータ２は例えばスイッチング素子をブリッジ接続して構成した所謂アクティブコンバータであり、直流出力電圧が一定となるようにコンバータ制御部８から制御されている。インバータ４もコンバータ２と同様の構成であり、この例ではモータ５の速度が所定の値となるようにインバータ制御部９から制御されている。そしてこの例では、コンバータ２、平滑コンデンサ３Ａ及びコンバータ制御部８はコンバータ盤に収納され、インバータ４、平滑コンデンサ３Ｂ及びインバータ制御部９はインバータ盤に収納されている。以下、コンバータ制御部８及びインバータ制御部９の内部構成について説明する。

直流電圧検出器７によって検出された電圧フィードバック信号は、通常は一定の値である直流電圧基準から減算器８１によって減算されその偏差は直流電圧制御器８２に与えられる。直流電圧制御器８２はこの偏差に対してＰＩ制御を行い、偏差が小さくなるような電流基準を出力し、これを加算器８３の一方の入力に与える。加算器８３の他方には後述するインバータ制御部９からのパワー補償信号をシリアル伝送器８４で受信し、復元したものが与えられる。そして加算器８２の出力信号、すなわち補償された電流基準は、電流制御器８５に与えられる。電流制御器８５においては、この電流基準と図示しないコンバータ電流フィードバックとの偏差が小さくなるように電圧基準を出力し、コンバータ２の出力電圧がこの電圧基準となるように例えばＰＷＭ制御を行ってコンバータ２を構成するスイッチング素子をオンオフ制御する。

インバータ制御部９において、速度検出器６で検出された速度フィードバック信号は、速度基準から減算器９１によって減算され、その偏差は速度制御器９２に与えられる。速度制御器９２はこの偏差に対してＰＩ制御を行い、偏差が小さくなるようなトルク基準を出力して電流制御器９３に与える。尚、ここでのトルク基準とは、図示を省略しているが、インバータ制御部９がベクトル制御を行う場合を想定しており、トルク軸の電流基準に相当する。電流制御器９３においては、このトルク基準と図示しないインバータ出力電流フィードバックとの偏差が小さくなるように電圧基準を出力し、インバータ４の出力電圧がこの電圧基準となるように例えばＰＷＭ制御を行ってインバータ４を構成するスイッチング素子をオンオフ制御する。

上述したトルク基準は、乗算器９６及び信号保持回路９７を介して送信側のシリアル伝送器９８に与えられる。このトルク基準は立上り立下り検出回路９４にも並列に与えられる。立上り立下り検出回路９はトルク基準の所定時間の変化が所定値を超えたとき、パワー補償変更指令をパワー補償制御器９５に出力する。パワー補償制御器９５は、このパワー補償変更指令が得られたタイミングとシリアル伝送器９８から与えられる信号伝送のタイミングとを比較することによって、信号の遅れ時間を求め、この遅れ時間から決まるパワー補償の乗算率を乗算器９６に与えると共に、信号保持回路９７に再保持指令を与える。

インバータ制御部９内の送信側のシリアル伝送器９８から出力されるシリアル信号は、例えば光ケーブル等によってコンバータ制御部８内の受信側のシリアル伝送器８４に伝達されたあと信号復元が為され、前述した加算器８３にコンバータパワー補償信号として与えられる。

図１（ｂ）に、パワー補償制御器９５の内部回路構成を示す。立上り立下り検出回路９４からのパワー補償変更指令とシリアル伝送器９８から与えられる信号伝送のタイミングは、タイミング検出回路９５１に与えられ、タイミング検出回路９５１で検出された両信号のタイミングから、遅れ時間演算器９５２が伝送遅れ時間Ｔ0を求める。そしてここで求められた伝送遅れ時間Ｔ0を低減率テーブル９５３に与えることにより、低減率を求めてこれを乗算器９６に与える。遅れ時間演算器９５２が伝送遅れ時間Ｔ0を低減率テーブル９５３に与えるタイミングでワンショット回路９５４を介して信号保持回路９７に再保持指令を与える。信号保持回路９７はこのワンショット信号により保持をリセット後短時間後に再度保持を行う。このようにすれば、乗算器９６の出力が確実に変更されたあと信号保持回路９７が再度変更された値を保持することが可能となる。ここで、立上り立下り検出回路９４、パワー補償制御器９５、乗算器９６及び、信号保持回路９７はパワー補償制御手段を構成する。

以上説明したパワー補償制御手段の動作を図２のタイミングチャートに基づいて説明する。図２（ａ）は上述の伝送遅れ時間Ｔ0が極端に短い場合のタイミングチャートの一例であり、上段からインバータトルク基準、シリアル伝送タイミングカウンタ、シリアル伝送タイミング、インバータパワー補償出力、コンバータパワー補償入力が示されている。図示のようなシリアル伝送タイミングをタイミング検出回路９５１に与えると、タイミング検出回路９５１内に設けられたタイミングカウンタがカウントダウンを開始し、伝送周期Ｔ毎にこれを繰り返す。そして、図の下向きの矢印のタイミングで立上り立下り検出回路９が立上りを検出してパワー補償変更指令が与えられたとすると、遅れ時間演算器９５２が伝送遅れ時間Ｔ0を演算によって求める。そして、この伝送遅れ時間Ｔ0に基づいて低減率テーブル９５３を参照し、低減率を求める。この図２（ａ）の場合は伝送遅れ時間Ｔ0が極端に短い場合であるので低減率は１に近い値となる。従って、乗算器９６の出力であるインバータパワー補償出力は図示するようにインバータトルク基準と同等の大きさとなり、コンバータパワー補償入力はこれに伝送遅れ時間Ｔ0だけ遅れた波形となる。

次に図２（ｂ）は伝送遅れ時間Ｔ0が極端に長い場合のタイミングチャートの一例である。

この場合の低減率は１より小さい値となるので、図示するようにインバータパワー補償出力の波高値はインバータトルク基準より小さくなる。

以上の説明はトルク基準が急増する場合について行ったが、トルク基準が急減する場合については、パワー補償信号の極性が反転するだけであり基本的に同一の制御となる。

次に、本発明の効果について、図３乃至図７のシミュレーション結果に基づいて以下に説明する。

図３及び図４は、本発明におけるパワー補償制御手段を設けない場合の各部の時間推移のシミュレーション結果の一例である。すなわち、トルク基準がそのままの値で伝送され、パワー補償を行う場合である。図３（ａ）のＡＶＲ＿Ｒは直流電圧基準、ＡＶＲ＿Ｆは電圧フィードバック信号であり、図３（ｂ）のＡＶＲ＿ＯＵＴは直流電圧制御器８２の出力、図３（Ｃ）のＡＶＲ＿ＬＯＡＤはトルク基準、ＡＶＲ＿ＣＭＰは伝送後のトルク基準すなわちパワー補償である。横軸は時間（ｍｓ）、縦軸は定格値に対する％比率である。

図３（ｃ）に示すように、約４００ｍｓの時点でＡＶＲ＿ＬＯＡＤが急速に立上り、これに対して１０ｍｓの伝送遅れでＡＶＲ＿ＣＭＰに基づく補償を行ったときには、図３（ａ）に示すようにＡＶＲ＿Ｆが短時間低下し、その結果図３（ｂ）に示すようにＡＶＲ＿ＯＵＴが短時間発生している。図４は、上記１０ｍｓの伝送遅れを更に増やしたときのＡＶＲ＿Ｒに対するＡＶＲ＿Ｆがどのように変化するのかを示したものであり、図４（ａ）が５０ｍｓ、図４（ｂ）が１００ｍｓ、図４（ｃ）が１５０ｍｓの場合である。図示したように、パワー補償の大きさが一定であれば、伝送遅れの増加と共に直流電圧が大きく変動し、１００％を超えてしまうようになることが分かる。これは、直流電圧制御器８２のＰＩ制御における積分値が１００％を超え所謂過積分となるために生じているが、このように過電圧となることは避ける必要がある。

図５乃至図７は図１の構成による本発明の場合のシミュレーション結果である。まず、図５（ｃ）に示すように伝送遅れが無い場合は、図５（ａ）、（ｂ）に示すように直流電圧の変化は生じない。そして図６は伝送遅れが５０ｍｓの場合であるが、図６（ｃ）に示すようにこの遅れ時間に応じてパワー補償ＡＶＲ＿ＣＭＰの値を低減するので、図６（ａ）に示すようにＡＶＲ＿Ｆのオーバーシュートは生じない。すなわち、図４（ａ）では同じ遅れ時間でオーバーシュートが生じていたのに対し、パワー補償制御手段の効果によってこの部分が改善されている。図７は伝送遅れが２５ｍｓの場合である。この場合は図６の場合に比べて遅れ時間が半分になるので、図７（ｃ）に示すようにパワー補償ＡＶＲ＿ＣＭＰの値が増加する。しかしながらパワー補償制御手段の効果によって図７（ａ）に示すようなＡＶＲ＿Ｆのオーバーシュートは生じない。

以上本発明の実施例を説明したが、この実施例は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。この新規な実施例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

例えば、図１（ｂ）において、低減率は予めプロットした低減率テーブル９５３によって求めるとしたが、これを簡易演算によって求めても良い。例えば、遅れ時間の最大値は伝送周期Ｔであるので、このときの低減率をＡ（０＜Ａ＜１）とすれば、低減率Ｒを、Ｒ＝１−（１−Ａ）Ｔ0／Ｔのように簡易演算を行うことができる。

また、図１においては、トルク基準が急変したとき、乗算器９６の出力をホールドするようにしたが、信号保持回路９７を省き、乗算器９６に与える低減率テーブル９５３の出力をホールドするようにしても良い。このようにすれば、緩やかなトルク基準の変動があったときパワー補償が緩やかに変動するが、直流電圧制御器８２が追従することができるので実質的な問題はない。

１入力変圧器
２コンバータ
３Ａ、３Ｂ平滑コンデンサ
４インバータ
５モータ
６速度検出器
７電流検出器
８コンバータ制御部
９インバータ制御部
８１減算器
８２直流電圧制御器
８３加算器
８４シリアル伝送器
８５電流制御器
９１減算器
９２速度制御器
９３電流制御器
９４立上がり、立下り検出器
９５パワー補償制御器
９６乗算器
９７信号保持器
９８シリアル伝送器
９５１タイミング検出回路
９５２遅れ時間演算器
９５３低減率テーブル
９５４ワンショット回路

Claims

交流電源の交流を直流に変換するコンバータと、
このコンバータの直流出力に設けられた平滑コンデンサと、
前記コンバータの出力を再び交流に変換して交流電動機を駆動するインバータと、
前記コンバータの出力電圧を所望の値に制御するためのコンバータ制御部と、
前記インバータの出力電圧を制御して前記交流電動機の速度を所望の値に制御するインバータ制御部と
を具備し、
前記コンバータ制御部は、
直流電圧基準とフィードバック電圧の偏差が小さくなるように電流基準を出力する直流電圧制御器と、
前記電流基準とコンバータ入力電流の偏差が小さくなるように電圧指令を出力してコンバータを構成するスイッチング素子をオンオフ制御する電流制御器を有し、
前記インバータ制御部は、
速度基準と速度フィードバックの偏差が小さくなるようにトルク基準を出力する速度制御器と、
前記トルク基準とインバータ出力電流のトルク成分の偏差が小さくなるように電圧指令を出力してインバータを構成するスイッチング素子をオンオフ制御する電流制御器と、
前記トルク基準を基にシリアル伝送器を介して前記コンバータ制御部の前記電流基準に
パワー補償を加算するパワー補償制御手段と
を有し、
前記パワー補償制御手段は、
前記トルク基準の所定時間の変化量が所定値を超えたとき、この時点の前記シリアル伝送器の伝送遅れ時間を演算で求め、この遅れ時間に従って前記トルク基準に所定の低減率を乗じ、この結果をホールドして前記電流基準にパワー補償として与えることを特徴とする半導体電力変換装置。
前記遅れ時間に対応した低減率テーブルを予め用意し、この低減率テーブルを参照して前記所定の低減率を求めるようにしたことを特徴とする請求項１に記載の半導体電力変換装置。
前記所定の低減率Ｒは、前記伝送遅れをＴ0、伝送周期をＴ、Ｔ0＝Ｔのときの低減率をＡ（０＜Ａ＜１）としたとき、Ｒ＝１−（１−Ａ）Ｔ0／Ｔの演算によって求めるようにしたことを特徴とする請求項１に記載の半導体電力変換装置。
前記コンバータ及び前記コンバータ制御部はコンバータ盤に収納され、前記インバータ及び前記インバータ制御部はインバータ盤に収納され、前記平滑コンデンサは前記コンバータ盤及び前記インバータ盤に分割配置されていることを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の半導体電力変換装置。