JP5880239B2 - 電源装置及び電源の制御方法 - Google Patents
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Description
以下、第1実施形態を図1〜図6に従って説明する。
図1に示すように、DC−DCコンバータ1は、1つのインダクタ(コイル)Lで多数の出力電圧を生成する単一インダクタ多出力型DC−DCコンバータである。また、DC−DCコンバータ1は、入力端子Piに供給される入力電圧Vinに基づいて、その入力電圧Vinよりも低い2つの出力電圧Vout1,Vout2を生成する同期整流方式の降圧型DC−DCコンバータである。出力電圧Vout1は、出力端子Po1に接続される負荷2に供給され、出力電圧Vout2は、出力端子Po2に接続される負荷3に供給される。ここで、負荷2,3の例としては、携帯型電子機器(パーソナルコンピュータ、携帯電話、ゲーム機器、デジタルカメラ等)及びその他の電子機器の内部回路や、ノート型のパーソナルコンピュータに内蔵されているリチウム電池等の充電池などが挙げられる。なお、本実施形態では、例えば入力電圧Viが10V、出力電圧Vout1の目標電圧が2V、出力電圧Vout2の目標電圧が1Vに設定されている。このため、出力電圧Vout1と出力電圧Vout2とを足し合わせた合成電圧Vout1+Vout2の目標電圧は3Vになる。以下では、説明の便宜上、上記合成電圧Vout1+Vout2を合成電圧Voutと称して説明する。
第1制御部30は、出力電圧Vout1と出力電圧Vout2とを合成した結果(合成電圧Vout)に基づいて、その合成電圧Voutを目標電圧(第1目標値)に近づけるように、トランジスタT1,T2をオン・オフ制御する。換言すると、第1制御部30は、合成電圧Voutに基づいて、負荷2,3に所望の電力が供給されるように、トランジスタT1のオン時間を調整する。具体的には、第1制御部30は、周波数(周期)が一定で、負荷2及び負荷3へ供給すべき必要な電力に応じてパルス幅が変動する制御信号VH1,VL1をトランジスタT1,T2に供給する。
第1帰還電圧生成回路31は、出力電圧Vout1と出力電圧Vout2とを足し合わせた合成電圧Voutに応じた第1帰還電圧VFB1を生成する。この第1帰還電圧生成回路31は、抵抗R1,R2,R3を有している。具体的には、出力端子Po1が抵抗R1の第1端子に接続され、その抵抗R1の第2端子が抵抗R3の第1端子に接続されている。一方、出力端子Po2が抵抗R2の第1端子に接続され、その抵抗R2の第2端子が抵抗R1の第2端子及び抵抗R3の第1端子に接続されている。また、抵抗R3の第2端子はグランドに接続されている。そして、これら抵抗R1,R2と抵抗R3との間のノードN1が誤差増幅回路32の反転入力端子に接続されている。
PWM制御回路40は、PWM比較回路41と、貫通防止回路(Anti shoot through:AST)42と、ドライバ回路43,44とを有している。
このような第1制御部30では、合成電圧Voutに応じた第1帰還電圧VFB1が基準電圧Vrに近づくように、トランジスタT1,T2を相補的にオン・オフ制御する制御信号VH1,VL1が生成される。これにより、出力電圧Vout1及び出力電圧Vout2の合成電圧Voutが基準電圧Vr及び抵抗R1〜R3の抵抗値に基づく目標電圧に近づくように制御される。
第2帰還電圧生成回路51は、出力電圧Vout1に応じた第2帰還電圧VFB2を生成する。この第2帰還電圧生成回路51は、抵抗R4,R5を有している。具体的には、出力端子Po1が抵抗R4の第1端子に接続され、その抵抗R4の第2端子が抵抗R5の第1端子に接続されている。また、抵抗R5の第2端子がグランドに接続されている。そして、これら抵抗R4,R5間のノードN2が誤差増幅回路52の反転入力端子に接続されている。ここで、抵抗R4,R5は、それぞれの抵抗値に応じて、出力電圧Vout1を分圧した第2帰還電圧VFB2をノードN2に生成する。この第2帰還電圧VFB2の値は、抵抗R4,R5の抵抗値の比と、出力電圧Vout1とグランドとの電位差に対応する。このため、抵抗R4,R5は、出力電圧Vout1に比例した第2帰還電圧VFB2を生成することになる。そして、この第2帰還電圧VFB2が誤差増幅回路52の反転入力端子に供給される。
PWM制御回路60は、PWM比較回路61と、AST62と、ドライバ回路63,64とを有している。
このような第2制御部50では、出力電圧Vout1に応じた第2帰還電圧VFB2が基準電圧Vrに近づくように、トランジスタT3,T4を相補的にオン・オフ制御する制御信号VH2,VL2が生成される。これにより、出力電圧Vout1が基準電圧Vr及び抵抗R4,R5の抵抗値に基づく目標電圧に近づくように制御される。
図2に示すように、時刻t1において、周期信号CKが一定の周期Tで基準値にリセットされると、その周期信号CKのレベルが誤差信号S1,S2よりも低くなる。すると、PWM比較回路41からHレベルのPWM信号SG1が出力され、PWM比較回路61からHレベルのPWM信号SG2が出力される。HレベルのPWM信号SG1に応答して、Hレベルの制御信号VH1及びLレベルの制御信号VL1が生成され、HレベルのPWM信号SG2に応答して、Hレベルの制御信号VH2及びLレベルの制御信号VL2が生成される。これにより、トランジスタT1がオンされトランジスタT2がオフされるとともに、トランジスタT3がオンされトランジスタT4がオフされる。すると、図3(a)に示すように、入力端子PiがトランジスタT1を通じてコイルLの第1端子LXに接続され、そのコイルLの第2端子LYがトランジスタT3を通じて出力端子Po1に接続される。このため、入力端子PiからコイルLを通じて出力端子Po1に至る電流経路が形成される。この接続状態の間、具体的には図2に示した時刻t1から時刻t2までの第1の期間P1では、入力電圧Vinに応じたコイル電流ILがコイルLに流れ、コイルLにエネルギーが蓄積される。この第1の期間P1では、コイル電流ILが時間の経過とともに所定の傾きで増加する。具体的には、第1の期間P1におけるコイル電流ILの増加傾きm1は、入力電圧Vin及び出力電圧Vout1の電圧値をそれぞれVin,Vout1とし、コイルLのインダクタンス値をLとすると、
上述した各周期Tにおける一連の動作において、出力電圧Vout1及び出力電圧Vout2の合成電圧Voutが目標電圧よりも高くなると、つまり第1帰還電圧VFB1が基準電圧Vrよりも高くなると、誤差増幅回路32から出力される誤差信号S1が低下する。すると、制御信号VH1のHレベルのパルス幅が短くなり、トランジスタT1のオン時間、つまりコイルLにエネルギーを蓄積する第1の期間P1が短くなる。これにより、第1の期間P1においてコイルLに流れるコイル電流ILの電流量が減少し、コイルLに蓄積されるエネルギーが減少する。これに伴って、第2の期間P2及び第3の期間P3においてコイルLから出力端子Po1,Po2に向けて放出されるエネルギーが減少する。したがって、コンデンサC1及びコンデンサC2に供給されるコイル電流ILの電流量の総量が減少するため、合成電圧Voutが低くなる。
上記一連の動作において、出力電圧Vout1が目標電圧よりも高くなると、つまり第2帰還電圧VFB2が基準電圧Vrよりも高くなると、誤差増幅回路52から出力される誤差信号S2が低下する。すると、制御信号VH2のHレベルのパルス幅が短くなり、トランジスタT3のオン時間、つまりコイルLの第2端子LYが出力端子Po1に接続される時間(第1の期間P1及び第2の期間P2)が短くなる。したがって、コイル電流ILがコンデンサC1に供給される時間が短くなるため、出力電圧Vout1が低くなる。その一方で、出力電圧Vout1及び出力電圧Vout2の合成電圧Voutが一定と仮定した場合には、出力電圧Vout1が目標電圧よりも高くなると、出力電圧Vout2が目標電圧よりも低くなる。このとき、上述したように誤差増幅回路52から出力される誤差信号S2が低下すると、制御信号VL2のHレベルのパルス幅が長くなり、トランジスタT4のオン時間、つまりコイル電流ILがコンデンサC2に供給される第3の期間P3が長くなる。これにより、出力電圧Vout2が高くなる。
(1)2つの出力電圧Vout1,Vout2に基づいて所定の周期Tにおけるコイル電流ILの電流量の総量を決定し、一方の出力電圧Vout1のみに基づいてコイル電流ILを各コンデンサC1,C2に振り分ける期間の割合を上記周期T内で決定している。このように、本実施形態のDC−DCコンバータ1では、コイル電流ILを各出力端子Po1,Po2に振り分ける期間の割合を、複数の出力電圧のうちの1つの出力電圧Vout2を除いた出力電圧Vout1に応じて決定するようにした。これにより、1つの出力電圧Vout2を除いた残りの出力電圧Vout1の電圧精度を高くすることができる。
次に、上述のように従来のDC−DCコンバータに利用される制御回路を利用して上記DC−DCコンバータ1の回路構成を実現する方法について図7及び図8に従って説明する。なお、説明の便宜上、図7及び図8において、先の図1に示した部材と同一の部材にはそれぞれ同一の符号を付し、それら各要素についての詳細な説明は省略する。
図8に示すように、DC−DCコンバータ5は、各出力電圧Vout11,Vout12用にそれぞれコイルL1,L2を有する2出力型のDC−DCコンバータである。また、DC−DCコンバータ5は、入力電圧Vinよりも低い出力電圧Vout11,Vout12を生成する同期整流方式の降圧型DC−DCコンバータである。このDC−DCコンバータ5は、1チップの半導体集積回路装置上に形成された制御回路80Bを有している。
図7に示すように、制御回路80Aは、第1制御回路81Aと第2制御回路82Aと発振器70とを有している。第1制御回路81A及び第2制御回路82Aは、上記第1制御回路81B及び第2制御回路82Bと同一の構成を有している。すなわち、第1制御回路81Aは、誤差増幅回路32及びPWM制御回路40を有し、第2制御回路82Aは、誤差増幅回路52及びPWM制御回路60を有している。但し、第1制御回路81Aと第1制御回路81Bとは機能的に異なり、第2制御回路82Aと第2制御回路82Bとは機能的に異なるため、それぞれ異なる符号を付している。ここでは、制御回路80Aの有する各種接続端子、及びそれら接続端子と内部の回路素子との接続関係を中心に説明する。
以下、第2実施形態を図9〜図13に従って説明する。この実施形態のDC−DCコンバータ1Aは、第1帰還電圧生成回路の内部構成、及び検出回路90を追加した点が上記第1実施形態と異なっている。以下、第1実施形態との相違点を中心に説明する。なお、先の図1〜図8に示した部材と同一の部材にはそれぞれ同一の符号を付して示し、それら各要素についての詳細な説明は省略する。
抵抗R1は、その第1端子が出力端子Po1に接続され、第2端子がスイッチSW1の第1端子に接続されている。このスイッチSW1の第2端子はノードN1に接続されている。また、抵抗R2は、その第1端子が出力端子Po2に接続され、第2端子がスイッチSW2の第1端子に接続されている。このスイッチSW2の第2端子はノードN1に接続されている。スイッチSW1の制御端子には検出回路90から検出信号VS1が供給され、スイッチSW2の制御端子には検出回路90から検出信号VS2が供給される。このスイッチSW1は検出信号VS1に応答してオン・オフ制御され、スイッチSW2は検出信号VS2に応答してオン・オフ制御される。これらスイッチSW1,SW2は、複数の出力電圧Vout1,Vout2を合成する合成回路として機能するノードN1と、複数の出力端子Po1,Po2とをそれぞれ接離するスイッチである。なお、これらスイッチSW1,SW2は、例えばNチャネルMOSトランジスタである。
図10に示すように、検出回路90は、遅延回路91と、インバータ回路92と、D−フリップフリップ回路(D−FF回路)93,94と、インバータ回路95と、D−FF回路96,97と、インバータ回路98とを有している。
図11に示す期間Tcのように、制御信号VH1の一つの周期T内に遅延信号VH2aのHレベルのパルスが発生する場合には、そのHレベルの遅延信号VH2aによってD−FF回路93がリセットされて出力信号Q1がLレベルになる。すると、次の周期Tの制御信号VH1の立ち上がり時に、D−FF回路93の出力信号Q1がLレベルになる。このため、D−FF回路94からはLレベルの出力信号が出力され、インバータ回路95からはHレベルの検出信号VS1が出力される。そして、このHレベルの検出信号VS1に応答してスイッチSW1,SW3がオンされる。
図11に示す期間Teのように、制御信号VH1の一つの周期T内に遅延信号VH2aのLレベルのパルスが発生する場合には、そのLレベルの遅延信号VH2aによってD−FF回路96がリセットされる(時刻t7参照)。このD−FF回路96がリセットされているときに、制御信号VH1が立ち上がっても(時刻t8参照)、D−FF回路96の出力信号Q2はLレベルに保持される。このため、次の周期Tの制御信号VH1の立ち上がり時には、D−FF回路96の出力信号Q2がLレベルになる(時刻t9参照)。したがって、D−FF回路97からはLレベルの出力信号が出力され、インバータ回路98からはHレベルの検出信号VS2が出力される。そして、このHレベルの検出信号VS2に応答してスイッチSW2,SW4がオンされる。
図12は、出力電流Io1を急変させたときのDC−DCコンバータ1Aの動作についてシミュレーションした結果を示したものである。また、図13は、出力電流Io1を急変させたときの上記第1実施形態のDC−DCコンバータ1の動作についてシミュレーションした結果を示したものである。なお、図12及び図13のシミュレーション条件は、入力電圧Vinが5.0[V]、出力電圧Vout1の目標電圧が1.5[V]、出力電圧Vout2の目標電圧が1.2[V]である。また、上記シミュレーション条件は、出力電流Io2が200[mA]、コイルLのインダクタンス値が3.3[μH]、コンデンサC1,C2の容量値が10[μF]、周期信号CKの周波数が1.5[MHz]である。そして、図12及び図13は、出力電流Io1を200[mA]から0[mA]に変化させたときのシミュレーション結果を示している。
図13に示すように、負荷2が軽負荷に急変して出力電流Io1が急激に減少すると(200[mA]→0[mA])、出力電圧Vout1が急激に増加し、出力電圧Vout1が目標電圧(ここでは、1.5V)よりも高くなる(オーバーシュートする)。すると、出力電圧Vout1に応じた第2帰還電圧VFB2と周期信号CKとの誤差信号S2が周期信号CKの基準値よりも低くなり、周期信号CKの各周期Tにおいて制御信号VH2が常にLレベルとなる(時刻t12参照)。すなわち、制御信号VH2のデューティが0%となり、周期信号CKの各周期においてトランジスタT3が常にオフ状態、トランジスタT4が常にオン状態となる。このとき、第1制御部30には、オーバーシュートした出力電圧Vout1と出力電圧Vout2とを足し合わせた合成電圧Voutがフィードバックされる。このため、出力電圧Vout1のオーバーシュートに合わせて出力電圧Vout2がアンダーシュートした状態で安定してしまう。
(8)制御信号VH1の一周期内でトランジスタT3がオンしないことを検出したときにLレベルの検出信号VS1を生成し、そのオンしないトランジスタT3に接続された出力端子Po1をノードN1(合成回路)から切り離すようにした。また、制御信号VH1の一周期内でトランジスタT3が常にオフしていることを検出したときにLレベルの検出信号VS2を生成し、その常にオフしているトランジスタT3以外のトランジスタT4に接続された出力端子Po2をノードN1(合成回路)から切り離すようにした。これらにより、負荷急変などに起因して一方の出力電圧がオーバーシュートやアンダーシュートした場合であっても、それに合わせて他方の出力電圧がアンダーシュートやオーバーシュートすることを抑制することができる。すなわち、負荷急変時の出力電圧Vout1,Vout2の電圧変動を改善することができる。
なお、上記実施形態は、これを適宜変更した以下の態様にて実施することもできる。
・上記各実施形態では、1つのコイルLで、入力電圧Vinよりも低い2つの出力電圧Vout1,Vout2を生成する降圧型のDC−DCコンバータ1に具体化した。これに限らず、例えば図14に示すように、1つのコイルLaで、入力電圧Vinよりも高い2つの出力電圧Vout1,Vout2を生成する昇圧型のDC−DCコンバータに具体化してもよい。ここでは、上記第1実施形態との相違点を中心に説明する。なお、本例における入出力電圧の大小関係は、Vin<Vout1<Vout2とする。
NOR回路100には、第1制御部30Aから制御信号VH1が供給されるとともに、PWM制御回路60内のドライバ回路63から制御信号VH2が供給される。NOR回路100の出力端子はトランジスタT4のゲートに接続されている。NOR回路100は、制御信号VH1,VH2を否定論理和演算した結果を持つ制御信号VL3を生成し、その制御信号VL3をトランジスタT4のゲートに供給する。
図15に示すように、時刻t14において、周期信号CKが一定の周期Tで基準値にリセットされると、その周期信号CKのレベルが誤差信号S1,S2よりも低くなる。すると、PWM比較回路41からHレベルのPWM信号SG1が出力され、PWM比較回路61からHレベルのPWM信号SG2が出力される。HレベルのPWM信号SG1に応答して、Hレベルの制御信号VH1が生成され、HレベルのPWM信号SG2に応答して、Hレベルの制御信号VH2及びLレベルの制御信号VL2が生成される。これら制御信号VH1,VH2,VL2に応答して、Lレベルの制御信号VH3及びLレベルの制御信号VL3が生成される。これにより、トランジスタT5がオンされるとともに、トランジスタT3及びトランジスタT4がオフされる。すると、コイルLaの第2端子LXaがトランジスタT5を通じてグランドに接続される。このため、入力端子PiからコイルLaを通じてグランドに至る電流経路が形成される。この接続状態の間、具体的には時刻t14から時刻t15までの第1の期間P1では、入力電圧Vinに応じたコイル電流ILaがコイルLaに流れ、コイルLaにエネルギーが蓄積される。この第1の期間P1では、コイル電流ILaが時間の経過とともに所定の傾きで増加する。具体的には、第1の期間P1におけるコイル電流ILaの増加傾きm11は、コイルLaのインダクタンス値をLaとすると、
・あるいは、1つのコイルLで、入力電圧Vinを反転させた2つの出力電圧を生成する反転型のDC−DCコンバータに具体化してもよい。さらに、上述したような降圧型、昇圧型及び反転型を組み合わせた単一インダクタ多出力型のDC−DCコンバータに具体化してもよい。例えば1つのコイルLで、入力電圧Vinよりも高い出力電圧と、入力電圧Vinを反転させた出力電圧とを生成する昇圧型と反転型とを組み合わせたDC−DCコンバータに具体化してもよい。
第1帰還電圧生成回路31Bは、出力電圧Vout1と出力電圧Vout2と出力電圧Vout3とを足し合わせた合成電圧Voutに応じた第1帰還電圧VFB1を生成する。この第1帰還電圧生成回路31Bは、抵抗R1,R2,R3,R6を有している。具体的には、出力端子Po1が抵抗R1及び抵抗R3を介してグランドに接続され、出力端子Po2が抵抗R2及び抵抗R3を介してグランドに接続され、出力端子Po3が抵抗R6及び抵抗R3を介してグランドに接続されている。そして、これら抵抗R1,R2,R6と抵抗R3との間のノードN1が誤差増幅回路32の反転入力端子に接続されている。このような第1帰還電圧生成回路31Bでは、出力電圧Vout1の分圧電圧と、出力電圧Vout2の分圧電圧と、出力電圧Vout3の分圧電圧とを足し合わせた第1帰還電圧VFB1がノードN1に生成される。そして、この第1帰還電圧VFB1が誤差増幅回路32の反転入力端子に供給される。
PWM制御回路60Aは、図1に示したPWM制御回路60と略同様の構成を有しているため、ここでは詳細な説明を省略する。このPWM制御回路60Aは、誤差信号S3と周期信号CKに基づいて、第3帰還電圧VFB3が基準電圧Vrに近づくように、トランジスタT4,T6をオン・オフ制御するための制御信号VH4,VL4を生成する。この制御信号VH4はNOR回路65に供給され、制御信号VH5はNOR回路66に供給される。
・上記各実施形態及び上記各変形例におけるボディダイオード(寄生ダイオード)D1,D1a,D2,D2a,D3の代わりに、トランジスタT3,T3a,T4,T4a,T6に上記ボディダイオードに相当するダイオードを並列に接続するようにしてもよい。
・上記各実施形態及び図16に示した変形例のスイッチ回路群20,20Bにおいて、最も目標電圧の高い出力電圧Vout1が出力される出力端子Po1に接続されるトランジスタT1の代わりに、コイルLから出力端子Po1に向かう方向が順方向となるダイオードを設けるようにしてもよい。すなわち、コイルLと出力端子Po1との間に、アノードがコイルLの第2端子LYに接続され、カソードが出力端子Po1に接続されたダイオードを設けるようにしてもよい。
・上記各実施形態及び上記各変形例における発振器70は、鋸歯状波信号である周期信号CKを生成するようにした。これに限らず、発振器70が三角波信号を生成するようにしてもよい。
・上記各実施形態及び上記各変形例では、PWM制御方式のDC−DCコンバータに具体化したが、PFM(Pulse Frequency Modulation)制御方式のDC−DCコンバータやPSM(Pulse Skipping Modulation)制御方式のDC−DCコンバータに具体化してもよい。但し、この場合であっても、メイン側のトランジスタT1,T5をオン・オフ制御する制御信号VH1と、出力側のトランジスタT3,T4,T6をオン・オフ制御する制御信号とは同一周期の信号であることが好ましい。
2,3,4 負荷
10,10A コンバータ部
20,20A,20B スイッチ回路群
30,30A,30B 第1制御部
31,31A,31B 第1帰還電圧生成回路
40 PWM制御回路
43 ドライバ回路(第1ドライバ回路)
50,50A,50B 第2制御部
51,51A 第2帰還電圧生成回路
60,60A PWM制御回路
63 ドライバ回路(第2ドライバ回路)
70 発振器
80A 制御回路
81A 第1制御回路
82A 第2制御回路
T1,T5 トランジスタ(第1スイッチ回路、第1のスイッチ回路)
T3,T3a トランジスタ(第2スイッチ回路、第2のスイッチ回路)
T4,T4a トランジスタ(第2スイッチ回路、第3のスイッチ回路)
T6 トランジスタ(第2スイッチ回路)
L,La コイル
C1 コンデンサ(第1コンデンサ)
C2 コンデンサ(第2コンデンサ)
C11 コンデンサ(第3コンデンサ)
D1 ボディダイオード(第1ダイオード、寄生ダイオード)
D2 ボディダイオード(第2ダイオード、寄生ダイオード)
D11 ダイオード
Pi 入力端子
Po1 出力端子(第1の出力端子)
Po2 出力端子(第2の出力端子)
Vin 入力電圧
Vout1 出力電圧(第1の出力電圧)
Vout2 出力電圧(第2の出力電圧)
VS1 検出信号(第1検出信号)
VS2 検出信号(第2検出信号)
Claims (10)
- コイルと、
前記コイルにエネルギーを蓄えるための第1スイッチ回路と、
前記コイルと複数の出力端子とをそれぞれ接続する複数の第2スイッチ回路と、
前記複数の出力端子にそれぞれ生成される複数の出力電圧を合成した結果に基づいて、前記結果を第1目標値に近づけるように、前記第1スイッチ回路をオン・オフ制御する第1制御信号を生成する第1制御部と、
前記複数の出力電圧のうち1つの第1出力電圧を除いた残りの1又は複数の第2出力電圧に基づいて、前記各第2出力電圧を対応する第2目標値に近づけるように、前記第1制御信号と同一の周期で前記第2スイッチ回路をオン・オフ制御する第2制御信号を生成する第2制御部と、
を有することを特徴とする電源装置。 - 前記複数の出力電圧の中で最も高い出力電圧が生成される第1出力端子と前記コイルとの間には、アノードが前記コイルに接続され、カソードが前記第1出力端子に接続された第1ダイオードが形成されていることを特徴とする請求項1に記載の電源装置。
- 前記複数の出力端子のうち前記第1出力端子以外の第2出力端子と前記コイルとの間には、アノードが前記第2出力端子に接続され、カソードが前記コイルに接続された第2ダイオードが形成されていることを特徴とする請求項2に記載の電源装置。
- 前記第2スイッチ回路はトランジスタであり、
前記第1ダイオード及び前記第2ダイオードは、前記トランジスタの寄生ダイオードであることを特徴とする請求項3に記載の電源装置。 - 前記各出力電圧は入力電圧よりも低い電圧であって、
前記第2制御部は、前記第1スイッチ回路をオンさせるための前記第1制御信号が出力されてから、前記複数の出力電圧のうち前記第2スイッチ回路のオン制御により選択される出力電圧と前記入力電圧との電位差が徐々に大きくなる順番で前記第2スイッチ回路をオンすることを特徴とする請求項1〜4のいずれか1つに記載の電源装置。 - 前記第1制御信号の一周期内で前記第2スイッチ回路がオンしないことを検出したときに第1検出信号を生成する第1検出回路を有し、
前記第1制御部は、前記複数の出力電圧を合成する合成回路を有し、前記第1検出信号に応答して、前記複数の出力端子のうち前記オンしない第2スイッチ回路と接続される出力端子を前記合成回路から切り離すことを特徴とする請求項1〜5のいずれか1つに記載の電源装置。 - 前記第1制御信号の一周期内で前記第2スイッチ回路がオフしないことを検出したときに第2検出信号を生成する第2検出回路を有し、
前記第1制御部は、前記第2検出信号に応答して、前記複数の出力端子のうち前記オフしない第2スイッチ回路以外の第2スイッチ回路と接続される出力端子を前記合成回路から切り離すことを特徴とする請求項6に記載の電源装置。 - 第1制御回路と第2制御回路とを有し、前記第1制御回路の入力端子に接続された第1帰還端子と、前記第1制御回路の出力端子に接続された第1駆動出力端子と、前記第2制御回路の入力端子に接続された第2帰還端子と、前記第2制御回路の出力端子に接続された第2及び第3駆動出力端子とを有する制御回路と、
前記第1駆動出力端子に制御端子が接続され、第1端子が入力電圧の供給される入力端子に接続され、第2端子がコイルの第1端子に接続された第1のスイッチ回路と、
前記第2駆動出力端子に制御端子が接続され、第1端子が前記コイルの第2端子に接続され、第2端子が第1コンデンサ及び第1の出力端子に接続された第2のスイッチ回路と、
前記第3駆動出力端子に制御端子が接続され、第1端子が前記コイルの第2端子に接続され、第2端子が第2コンデンサ及び第2の出力端子に接続された第3のスイッチ回路と、
前記第1の出力端子に生成される第1の出力電圧と前記第2の出力端子に生成される第2の出力電圧とを合成した電圧に応じた第1帰還電圧を前記第1帰還端子に出力する第1帰還電圧生成回路と、
前記第1の出力電圧に応じた第2帰還電圧を前記第2帰還端子に出力する第2帰還電圧生成回路と、
を有することを特徴とする電源装置。 - 前記第1制御回路は、出力端子が前記第1駆動出力端子に接続された第1ドライバ回路を有し、
前記第2制御回路は、出力端子が前記第2駆動出力端子に接続された第2ドライバ回路を有し、
前記制御回路は、前記第1及び第2ドライバ回路の高電位側電源端子にそれぞれ接続された第1及び第2電源端子と、前記第1及び第2ドライバ回路の低電位側電源端子にそれぞれ接続された第1及び第2コイル接続端子とを有し、
前記第1電源端子にカソードが接続され、アノードが高電位電源電圧の供給される電源線に接続されたダイオードと、
前記第1電源端子に第1端子が接続され、第2端子が前記第1コイル接続端子及び前記コイルの前記第1端子に接続された第3コンデンサと、を有し、
前記第2電源端子が前記電源線に接続され、前記第2コイル接続端子が前記コイルの前記第2端子に接続されていることを特徴とする請求項8に記載の電源装置。 - コイルと、前記コイルにエネルギーを蓄えるための第1スイッチ回路と、前記コイルと複数の出力端子とを接続する複数の第2スイッチ回路とを有する電源の制御方法であって、
前記複数の出力端子にそれぞれ生成される複数の出力電圧を合成した結果に基づいて、前記結果を第1目標値に近づけるように、前記第1スイッチ回路をオン・オフ制御し、
前記複数の出力電圧のうち1つの第1出力電圧を除いた残りの1又は複数の第2出力電圧に基づいて、前記各第2出力電圧を対応する第2目標値に近づけるように、前記第1スイッチ回路のスイッチング周波数と同一の周波数で前記第2スイッチ回路をオン・オフ制御することを特徴とする電源の制御方法。
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