JP5865083B2 - 受信装置及びプログラム - Google Patents

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）信号を受信する受信装置及びプログラムに関するものである。

地上伝送において、同一周波数・同一内容の妨害波の影響を軽減するため、ＯＦＤＭ信号にＧＩ（Guard Interval）を付加することが行われている。マルチパス環境やＳＦＮ（Single Frequency Network）環境において、妨害波の遅延時間がＧＩ長以内となるとき、受信装置においてＧＩを除去することで、受信したＯＦＤＭシンボルのシンボル間干渉を除去できることが知られている。

一方、マルチパス環境やＳＦＮ環境における伝送路歪みについては、パイロット信号から求めた伝送路応答により等化が行われる。しかし、妨害波の遅延時間がＧＩ長以内となる場合でも、伝送路歪みを完全に等化することは困難であり、伝送路特性は劣化する。希望波と妨害波のＤＵ比（Desired to Undesired signal ratio）が大きい場合、伝送路歪みは小さいため、受信特性の劣化も小さい。しかし、ＤＵ比が０ｄＢに近づいてくると、ある特定のキャリアの受信電力が０に近づいていくため、伝送路歪みが大きくなり、伝送特性は極端に劣化する。

そこで、ＯＦＤＭ信号の各キャリアの復調データを等化するための各キャリアに対する伝送路応答の振幅を、予め与えられた閾値と比較し、受信電力が極端に小さいキャリアと大きいキャリアを消失させる（復調データをヌルとする）ことで、受信特性を改善する受信装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。

特許第３７８２２３３号公報

しかし、特許文献１に記載の受信装置では、あるキャリアの復調データをヌルとしたとき、当該キャリアで伝送された情報が完全に捨てられてしまうため、受信特性が劣化するという課題があった。

また、特許文献１ではＳＩＳＯ（Single Input Single Output）伝送のみに言及しており、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）伝送については考慮されていない。ＳＩＳＯ伝送における伝送路応答は１つの複素数であるので、伝送路応答の振幅に基づいて復調データをヌルとする消失キャリアの判定を行っている。送信アンテナ数２、受信アンテナ数２の２×２ＭＩＭＯ伝送の場合を考えると、伝送路応答は２×２の行列となる。例えば、受信信号Ｒｘ_１、Ｒｘ_２のマルチパス妨害波の位相差が０度で、干渉成分（送信アンテナ＃１から受信アンテナ＃２へ伝送される信号成分、及び送信アンテナ＃２から受信アンテナ＃１へ伝送される信号成分）が０である場合には、伝送路応答の振幅は図１４に示すようになり、Ｒｘ_１，Ｒｘ_２の伝送路応答の振幅が小さくなる同位置のキャリアについて消失キャリアとすることが望ましい。

一方、Ｒｘ_１，Ｒｘ_２のマルチパス妨害波の位相差が１８０度で、干渉成分が０である場合には、伝送路応答の振幅は図１５に示すようになる。ＺＦ（Zero-Forcing）やＭＭＳＥ（Minimum Mean Squared Error）などのＭＩＭＯ検出処理は一般にＲｘ_１，Ｒｘ_２の同位置のキャリアを組にして行われるが、Ｒｘ_１の信頼度が高く、Ｒｘ_２の信頼度が低いようなキャリアについて同位置のキャリアを組にしたＭＩＭＯ検出を行うと、信頼度の低いＲｘ_２の影響により、Ｒｘ_１の復調データも劣化してしまう。このため、ＭＩＭＯ伝送の場合には単純に伝送路応答の振幅に基づいて消失キャリアを決定することはできない。

かかる事情に鑑みてなされた本発明の目的は、ＭＩＭＯシステムにおいて特定のキャリアの信頼度が低くなる伝送路を通過したＯＦＤＭ信号を受信した場合でも受信特性の劣化を抑制することが可能な受信装置及びプログラムを提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明に係る受信装置は、ＭＩＭＯシステムにおいて、軟判定復号により復号可能な誤り訂正符号により符号化された複数のＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、複数の受信アンテナから受信したＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して、複数の受信アンテナに対応する複数の複素ベースバンド信号を生成するフーリエ変換部と、前記複素ベースバンド信号に含まれる既知のパイロット信号を抽出し、該抽出したパイロット信号をもとに各キャリアの伝送路応答を算出する伝送路応答算出部と、前記伝送路応答を用いて前記複素ベースバンド信号から送信信号の推定値を生成するＭＩＭＯ検出部と、前記送信信号の推定値を算出する際の除算項となる、前記伝送路応答から導出される第１パラメータと、第１閾値とを比較し、前記第１パラメータが前記第１閾値以下となるキャリアを消失キャリアと判定する消失キャリア判定部と、受信したＯＦＤＭ信号の帯域雑音分散を算出する帯域雑音分散算出部と、前記消失キャリアと判定されたキャリアについて前記帯域雑音分散よりも大きな値となるようにキャリアごとのキャリア雑音分散を前記帯域雑音分散を用いて算出するキャリア雑音分散算出部と、前記キャリア雑音分散及び前記送信信号の推定値を用いて、送信された各ビットの尤度比を算出する尤度比算出部と、前記尤度比を用いて、送信されたビットの推定値を復号する誤り訂正復号部と、を備えることを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記尤度比算出部は、前記消失キャリア判定部により消失キャリアであると判定されたキャリアについては対数尤度比を０とすることを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記キャリア雑音分散算出部は、前記帯域雑音分散に対してキャリアごとに重み係数を乗じ、前記ＭＩＭＯ検出部において前記複素ベースバンド信号に乗算される要素の値が大きいほど大きくなるように前記各キャリアの雑音分散を算出することを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記帯域雑音分散算出部は、前記消失キャリア判定部により消失キャリアではないと判定されたキャリアのみを用いて、前記帯域雑音分散を算出することを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記消失キャリア判定部は、全キャリア数に対する消失キャリア数の比率が所定の値を超えないように、前記第１閾値を調整することを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記消失キャリア判定部は、前記第１パラメータが前記第１閾値以下となるキャリアについて、該キャリアの伝送路応答行列の要素から第２パラメータを決定し、前記第２パラメータが第２閾値以下である場合には前記消失キャリアであると判定することを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記第１パラメータが前記第１閾値以下であり、且つ、前記第２パラメータが前記第２閾値を超えるキャリアについて、伝送路応答行列の要素のうち最も信頼度の高い要素を用いて、複数の複素ベースバンド信号から送信信号の推定値を算出する等化部と、前記ＭＩＭＯ検出部により生成された送信信号の推定値を、前記等化部により生成された送信信号の推定値に切り換える切換部と、を更に備え、前記尤度比算出部は、前記第１パラメータが前記第１閾値以下であり、且つ、前記第２パラメータが前記第２閾値を超える場合には、前記切換部により切換えられた送信信号の推定値を用いて、前記送信された各ビットの尤度比を算出することを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記第２パラメータは、前記伝送路応答行列の要素のうちの最も大きい振幅値であり、前記最も信頼度の高い要素は、前記伝送路応答行列の要素のうち最も振幅の大きい要素であることを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記第２パラメータは、各送信アンテナから送信された伝送信号のＳＮ比（Signal to Noise Ratio）に対応する値の最大値であり、前記最も信頼度の高い要素は、前記伝送信号のＳＮ比が最大となる送信アンテナに関する要素のうち最も振幅の大きい要素であることを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記消失キャリア判定部は、全キャリア数に対する消失キャリア数の比率が所定の値を超えないように、前記第２閾値を調整することを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記尤度比の絶対値が所定の値を超える場合には、該所定の値でクリップする尤度比クリップ部を更に備え、前記誤り訂正復号部は、前記尤度比の絶対値が前記所定の値を超える場合には、前記尤度比クリップ部によりクリップされた尤度比を用いて、送信されたビットの推定値を復号することを特徴とする。

また、上記課題を解決するため、本発明に係る受信プログラムは、コンピュータを、上記受信装置として機能させることを特徴とする。

本発明によれば、ＭＩＭＯシステムにおいて特定のキャリアの信頼度が低くなる伝送路を通過したＯＦＤＭ信号を受信した場合でも受信特性の劣化を抑制することができる。

本発明の実施例１に係る受信装置の第１の構成例を示すブロック図である。 本発明の実施例１に係る受信装置における尤度比算出部により算出される尤度比について説明する図である。 本発明の実施例１に係る受信装置における消失キャリア判定部の構成例を示すブロック図である。 本発明の実施例１に係る受信装置における閾値調整部の動作例を示すフローチャートである。 本発明の実施例１に係る受信装置における消失キャリア判定部の処理を説明する図である。 本発明の実施例１に係る受信装置における雑音分散算出部の構成例を示すブロック図である。 本発明の実施例１に係る受信装置の第２の構成例を示すブロック図である。 本発明の実施例１に係る受信装置の第３の構成例を示すブロック図である。 本発明の実施例２に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。 本発明の実施例２に係る受信装置における消失キャリア判定部の構成例を示すブロック図である。 本発明の実施例２に係る受信装置における消失キャリア判定部の判定フラグの決定動作を示すフローチャートである。 本発明の実施例２に係る受信装置における雑音分散算出部の構成例を示すブロック図である。 本発明に係る受信装置のシミュレーションによるＢＥＲ特性を示すグラフである。 マルチパス妨害波の位相差が０度の場合の伝送路応答特性を示すグラフである。 マルチパス妨害波の位相差が１８０度の場合の伝送路応答特性を示すグラフである。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。以下の説明において、添え字のｉはＯＦＤＭ信号のキャリア番号を意味する。添え字のｉは、適宜省略するものとする。また、本実施形態では、送信アンテナ数２、受信アンテナ数２の２×２ＭＩＭＯシステムにおける受信装置を例に説明する。

図１は、本発明に係る実施例１の受信装置の構成例を示すブロック図である。図１に示すように、受信装置１は、フーリエ変換部１１−１，１１−２と、伝送路応答算出部１２と、ＭＩＭＩＯ検出部１３と、消失キャリア判定部１４と、雑音分散算出部１５−１，１５−２と、尤度比算出部１６と、誤り訂正復号部１７と、を備える。

受信装置１は、送信側から送信される、軟判定復号により復号可能な誤り訂正符号により符号化されたＯＦＤＭ信号を複数の受信アンテナにより受信する。軟判定復号により復号可能な誤り訂正符号とは、ＬＤＰＣ符号やターボ符号などである。ＬＤＰＣ符号やターボ符号の復号は、軟入力軟出力の繰り返し復号となる。受信装置１は、伝送路の雑音分散σ^２を算出する必要がある。送信されたビットが０であったのか１であったのかについて、雑音分散σ^２とＩＱ平面上のユークリッド距離から尤度比Ｓを算出し、誤り訂正復号を行う。

フーリエ変換部１１は、複数の受信アンテナから受信したＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換して、複数の受信アンテナに対応する周波数領域の複素ベースバンド信号を生成する。つまり、フーリエ変換部１１−１は、受信アンテナ＃１から受信したＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換して周波数領域の複素ベースバンド信号ｙ_ｉ１を生成し、伝送路応答算出部１２、ＭＩＭＯ検出部１３及び雑音分散算出部１５−１に出力する。フーリエ変換部１１−２は、受信アンテナ＃２から受信したＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換して周波数領域の複素ベースバンド信号ｙ_ｉ２を生成し、伝送路応答算出部１２、ＭＩＭＯ検出部１３及び雑音分散算出部１５−２に出力する。

伝送路応答算出部１２は、フーリエ変換部１１により生成された複素ベースバンド信号ｙ_ｉ１，ｙ_ｉ２に含まれる既知のパイロット信号を抽出し、抽出したパイロット信号をもとに各キャリアの伝送路応答Ｈ_ｉを算出（推定）する。２×２ＭＩＭＯ伝送の伝送路応答Ｈは

と表すことができる。

伝送路応答Ｈの各要素ｈ_１１，ｈ_１２，ｈ_２１，ｈ_２２は複素数である。ｈ_１１は送信アンテナ＃１から受信アンテナ＃１への伝送路の状態を表し、ｈ_１２は送信アンテナ＃２から受信アンテナ＃１への伝送路の状態を表し、ｈ_２１は送信アンテナ＃１から受信アンテナ＃２への伝送路の状態を表し、ｈ_２２は送信アンテナ＃２から受信アンテナ＃２への伝送路の状態を表す。

ＭＩＭＯ検出部１３は、ＺＦやＭＭＳＥなどの既知の手法により、フーリエ変換部１１により生成された複素ベースバンド信号ｙ_ｉ１，ｙ_ｉ２にウェイト行列Ｗ_ｉを乗算することにより送信信号の推定値

を生成し、尤度比算出部１６に出力する。

消失キャリア判定部１４は、送信信号の推定値を算出する際に用いる除算項となる、伝送路応答算出部１２により算出された伝送路応答Ｈ_ｉから導出されるパラメータＫ_ｉと閾値Ｐを比較して、パラメータＫ_ｉが閾値Ｐ以下となるキャリアを消失キャリアと判定し、キャリアごとに判定結果を示す判定フラグＴ_ｉを生成する。詳細については後述する。

雑音分散算出部１５は、消失キャリア判定部１４により消失キャリアであると判定されたキャリアについて、ＯＦＤＭ信号の帯域雑音分散よりも大きな値となるように、キャリアごとの雑音分散であるキャリア雑音分散

を算出し、尤度比算出部１６に出力する。詳細については後述する。

尤度比算出部１６は、ＭＩＭＯ検出部１３から入力される送信信号の推定値ｘ＾_ｉ１，ｘ＾_ｉ２、及び雑音分散算出部１５により算出されたキャリア雑音分散σ＾_ｉ１ ^２，σ＾_ｉ２ ^２を用いて、送信された各ビットの尤度比Ｓを算出し、誤り訂正復号部１７に出力する。

図２は、尤度比算出部１６により算出される尤度比について説明する図である。ここでは変調方式がＱＰＳＫである場合を例にとって説明する。図２（ａ）はＱＰＳＫの２ビット（ｂ_１ｂ_０）の信号点配置と送信信号の推定値ｘ＾を示している。尤度比としては、一般的に対数尤度比（ＬＬＲ：Log-Likelihood Ratio）が用いられる。対数尤度比Ｓは、ｂ＝０となる尤度関数とｂ＝１となる尤度関数の比の対数で表される。つまり、対数尤度比Ｓは、送信信号の推定値ｘ＾、雑音分散σ^２として、式（１）により求められる。ｄ_１ ^２，ｄ_０ ^２は理想シンボル点と送信信号の推定値ｘ＾との間の２乗ユークリッド距離である。

図２（ｂ）は雑音分散σ^２が大きい場合のｂ_１の尤度関数Ｐを示しており、図２（ｃ）は雑音分散σ^２が小さい場合のｂ_１の尤度関数Ｐを示している。雑音分散σ^２が小さいほど式（１）により求まる対数尤度比の値は大きくなり、対数尤度比の信頼度が高くなる。尤度比算出部１６は、雑音分散算出部１５により算出されたキャリア雑音分散σ＾_ｉ１ ^２,σ＾_ｉ２ ^２を用いて、式（２）により送信された各ビットの尤度比Ｓ_ｉ１，Ｓ_ｉ２を算出する。ｄ_１１ ^２，ｄ_０１ ^２は理想シンボル点“１０”，“００”と送信信号の推定値ｘ^_ｉ１との間の２乗ユークリッド距離であり、ｄ_１２ ^２，ｄ_０２ ^２は理想シンボル点“１０”，“００”と送信信号の推定値ｘ^_ｉ２との間の２乗ユークリッド距離である。

誤り訂正復号部１７は、尤度比算出部１６により算出された尤度比Ｓ_ｉ１，Ｓ_ｉ２を用いて、誤り訂正符号（ＬＤＰＣ符号やターボ符号）の復号を行う。例えば、ＬＤＰＣ符号の復号には、既知のsum-product復号法を用いる。

［消失キャリア判定部］
次に、消失キャリア判定部１４について詳細に説明する。特許文献１では閾値Ｐの決め方については言及されていないが、閾値Ｐを大きくしすぎると、復調データがヌルになるキャリアの数が多くなりすぎてしまい、受信特性が劣化するおそれがある。また、閾値を小さくしすぎると、受信電力が小さいキャリアの復調データがヌルにならないため、受信特性の改善が得られなくなる。そこで、消失キャリア判定部１４では、復調データをヌルとする（消失キャリアと判定する）閾値Ｐを、伝送路の状態に応じて調整する。閾値Ｐには上限値Ｐ_ｍａｘを設定し、閾値Ｐが大きくなりすぎて受信特性が劣化することを防止する。図３は、消失キャリア判定部１４の構成例を示すブロック図である。図３に示すように、消失キャリア判定部１４は、閾値比較部１４１と、閾値調整部１４２と、を備える。

閾値比較部１４１は、パラメータＫ_ｉ（送信信号の推定値ｘ＾_ｉを算出する際に用いる除算項）と閾値調整部１４２により生成された閾値Ｐとの比較によりキャリアの消失判定を行う。ＺＦによりＭＩＭＯ検出を行う場合、パラメータＫ_ｉは式（３）で表される。ここで、ｄｅｔ（・）は行列式を表し、上付きのＨはエルミート転置を表す。

受信信号ベクトルｙ_ｉは、伝送路応答行列Ｈ_ｉ、送信信号ベクトルｘ_ｉ、雑音ベクトルｚを用いて、式（４）により表される。式（４）の両辺に、式（５）で表されるウェイト行列Ｗ_ｉを乗じると、式（６）が導かれる。式（６）の右辺第２項を０と近似すると、式（７）が得られる。送信信号の推定値ｘ＾_ｉの分母の項がパラメータＫ_ｉであり、パラメータＫ_ｉが非常に小さいとき、検出結果である送信信号の推定値ｘ＾_ｉに含まれる誤差が大きいことが予想できる。このためパラメータＫ_ｉが閾値Ｐ以下である場合には、当該キャリアを消失キャリアであると判定する。

ＭＭＳＥによりＭＩＭＯ検出を行う場合は、送信信号ベクトルｘ_ｉの分母に相当するパラメータＫ_ｉは式（８）で表される。ここで、Ｉは受信アンテナ数をＮｒとするとＮｒ×Ｎｒの単位行列である。γはＳＮ比であり、Ｎｔは送信アンテナ数である。

閾値比較部１４１は、判定結果である判定フラグＴ_ｉを、雑音分散算出部１５−１及び１５−２に出力する。本実施例では、パラメータＫ_ｉが閾値Ｐを超える場合には、判定フラグＴ_ｉ＝０とし、パラメータＫ_ｉが閾値Ｐ以下である場合には、判定フラグＴ_ｉ＝１とする。

閾値調整部１４２は、閾値Ｐの値の調整を行い、調整後の閾値Ｐの値を閾値比較部１４１に出力する。図４は、閾値調整部１４２の動作例を示すフローチャートである。図４を参照して閾値調整部１４２の動作を説明する。閾値調整部１４２は、最初に閾値Ｐの初期値Ｐ_ｍａｘを設定する（ステップＳ１０１）。Ｐ_ｍａｘは閾値Ｐの上限値である。そして、全キャリアについてパラメータＫ_ｉと閾値Ｐとを比較し、パラメータＫ_ｉが閾値Ｐ以下となるキャリア、すなわち消失キャリアの数をカウントする（ステップＳ１０２）。

次に、全キャリア数に対する消失キャリア数の比率（以下、「消失キャリア比率Ｒ」という）を算出する（ステップＳ１０３）。そして、消失キャリア比率Ｒと消失限度比率Ｘとを比較判定する（ステップＳ１０４）。ステップＳ１０４にて消失キャリア比率Ｒ≦消失限度比率Ｘであると判定した場合には（ステップＳ１０４−Ｙｅｓ）、閾値Ｐの値を出力する（ステップＳ１０６）。

一方、ステップＳ１０４にて消失キャリア比率Ｒ＞消失限度比率Ｘと判定した場合には（ステップＳ１０４−Ｎｏ）、閾値Ｐが大きすぎると考えられる。消失キャリア数が多くなりすぎると伝送特性は劣化するため、閾値Ｐの値を所定値Ｑだけ小さくする（ステップＳ１０５）。そして、処理をステップＳ１０２に戻し、消失キャリア比率Ｒ≦消失限度比率Ｘとなるまで、同様の処理を繰り返し行う。

図５は、消失キャリア判定部１４の処理を説明する図である。図５（ａ）は、マルチパス妨害波のＤＵ比を０ｄＢ、マルチパス妨害波の位相差を１８０度としたときの伝送路応答Ｈを示す図である。ここでは、干渉成分ｈ_１２，ｈ_２１を０としている。図５（ｂ）は、図５（ａ）に示す伝送路応答のパラメータＫ_ｉ（ｄｅｔ（Ｈ_ｉ ^ＨＨ_ｉ））を示す図である。ｈ_１１，ｈ_２２のいずれか一方が小さいキャリアについて同位置のキャリアを組にしたＭＩＭＯ検出を行うと受信特性が劣化するが、この図から分かるように、ｈ_１１，ｈ_２２のいずれか一方が小さくなると、パラメータＫ_ｉも小さくなるので、パラメータＫ_ｉは消失キャリアの判定基準とすることができる。

閾値調整部１４２により、閾値Ｐの値は消失限度比率Ｘを超えないように調整される。そして、閾値比較部１４１により、閾値ＰとパラメータＫ_ｉとの比較により判定フラグＴ_ｉを決定する。このような処理を行うことにより、伝送路の状態に応じて閾値Ｐを調整し、消失キャリア比率Ｒが消失限度比率Ｘを超えないように適切な閾値Ｐを決定することができる。消失限度比率Ｘをある程度小さくしておくことで、消失キャリア数が多くなりすぎてしまうことを防止することができる。例えば、消失限度比率Ｘを０．０５としたとき、消失キャリア比率Ｒは最大でも５％となる。

［雑音分散算出部］
図６は、雑音分散算出部１５の構成例を示すブロック図である。図６に示すように、雑音分散算出部１５は、帯域雑音分散算出部１５１と、キャリア雑音分散算出部１５２と、を備える。雑音分散算出部１５−１及び１５−２の構成は同一である。

帯域雑音分散算出部１５１は、受信したＯＦＤＭ信号の帯域雑音分散（ＯＦＤＭ信号の帯域全体における平均雑音分散）

を算出（推定）し、キャリア雑音分散算出部１５２に出力する。

帯域雑音分散の算出方法としては、ＭＥＲ（Modulation Error Ratio）の値から算出する方法などが知られている。変調多値数が大きいキャリアのＭＥＲの値は、低ＣＮ比（Carrier to Noise Ratio）領域において信頼できる値が得られず、ＭＥＲの値から算出した雑音分散も信頼できる値とはならない。そのため、送信信号が地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式のように６４ＱＡＭ、ＱＰＳＫ、ＢＰＳＫなどで変調されているキャリアが混在するＯＦＤＭ信号の場合には、変調多値数の小さいキャリア（この場合ＢＰＳＫ）のＭＥＲの値から雑音分散を算出するほうが良い精度を得られる。例えば、地上デジタル放送ＩＳＤＢ−Ｔの場合、ＡＣ（Auxiliary Channel）、ＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）と呼ばれるキャリアはＢＰＳＫ変調されるため、これらのキャリアのそれぞれに雑音分散を求め、消失キャリアではないキャリアの平均を求めるなどして帯域雑音分散を算出するのが好適である。

また、帯域雑音分散算出部１５１は、消失キャリア判定部１４から入力される判定フラグＴ_ｉを参照して、フーリエ変換部１１により生成された複素ベースバンド信号ｙ_ｉのうち、消失キャリアではないと判定された（判定フラグＴ_ｉ＝０）複素ベースバンド信号ｙ_ｉのみを用いて、ＯＦＤＭ信号帯域の帯域雑音分散σ−^２を算出するようにしてもよい。消失キャリアを除いて信頼度の高いキャリアだけを用いて帯域雑音分散を算出することにより、帯域雑音分散の精度を向上させることができる。なお、複素ベースバンド信号ｙ_ｉではなくＭＩＭＯ検出部１３により生成された送信信号の推定値ｘ＾_ｉを用い、消失キャリアではないと判定された（判定フラグＴ_ｉ＝０）キャリアの推定値ｘ＾_ｉのみから、ＯＦＤＭ信号帯域の帯域雑音分散σ−^２を算出するようにしてもよい。

キャリア雑音分散算出部１５２は、帯域雑音分散算出部１５１により算出された帯域雑音分散σ−^２に対して、ウェイト行列Ｗ_ｉから導出される重み係数Ｃ_ｉを乗じ、キャリアごとの雑音分散（以下、「キャリア雑音分散」という）σ＾_ｉ ^２を算出（推定）する。キャリア雑音分散σ＾_ｉ ^２は、ＭＩＭＯ検出部１３において複素ベースバンド信号ｙ_ｉに乗算される要素、つまりウェイト行列Ｗ_ｉの要素の値が大きいほど大きくなるように算出される。具体的には、雑音分散算出部１５−１のキャリア雑音分散算出部１５２は、帯域雑音分散算出部１５１により算出された帯域雑音分散σ−_１ ^２に対して、式（１０）に示すようにキャリアごとに重み係数Ｃ_ｉ１を乗じ、キャリア雑音分散σ＾_ｉ１ ^２を算出する。ＭＩＭＯ検出をＺＦにより行う場合、ウェイト行列は式（９）で表される。重み係数Ｃ_ｉ１は式（１１）に示すα_ｉと式（１２）に示すα−との比で求まる。ここで、Ｅ［・］は消失キャリアではない判定フラグＴ_ｉ＝０のキャリアの組についての相加平均を表す。α_ｉの逆数はキャリアの信頼度を表すため、信頼度が大きいキャリアほどキャリア雑音分散が小さくなる。

同様に雑音分散算出部１５−２のキャリア雑音分散算出部１５２は、帯域雑音分散算出部１５１により算出された帯域雑音分散σ−_２ ^２に対して、式（１３）に示すようにキャリアごとに重み係数Ｃ_ｉ２を乗じ、キャリア雑音分散σ＾_ｉ２ ^２を算出する。重み係数Ｃ_ｉ２は式（１４）に示すβ_ｉと式（１５）に示すβ−との比で求まる。

ＭＭＳＥによりＭＩＭＯ検出を行う場合、ウェイト行列Ｗ_ｉは式（１６）で表されるが、キャリア雑音分散σ＾_ｉ１ ^２，σ＾_ｉ２ ^２の算出手順は上記のＺＦの場合と同じである。

さらに、キャリア雑音分散算出部１５２は、式（１７）（１８）に示すように、消失キャリア判定部１４により消失キャリアであると判定された判定フラグＴ_ｉ＝１のキャリアについてはキャリア雑音分散σ＾_ｉ ^２＝∞としてもよい。

なお、受信装置１との間で伝送を行う送信装置においてインターリーブ処理を行っていた場合には、図７に示すように、受信装置１は、尤度比算出部１６の前にデインターリーブ部１８を備える。デインターリーブ部１８は、ＭＩＭＯ検出部１３により生成された送信信号の推定値ｘ＾_ｉ、及び雑音分散算出部１５により算出されたキャリア雑音分散σ＾_ｉ ^２のそれぞれについてデインターリーブ処理を行う。これにより、送信装置側のインターリーブ処理により並べ替えられたデータを、元の順序に戻す。そして、尤度比算出部１６は、デインターリーブ処理後の送信信号の推定値ｘ＾_ｉ、及びキャリア雑音分散σ＾_ｉ ^２を用いて、送信された各ビットの尤度比Ｓを算出し、誤り訂正復号部１７に出力する。

また、受信装置１は、２５６ＱＡＭや１０２４ＱＡＭといった変調多値数が大きい変調方式により変調された信号を受信する場合には、図８に示すように、尤度比算出部１６の後に尤度比クリップ部１９を備えるのが好適である。尤度比クリップ部１９は、尤度比算出部１６により算出された尤度比Ｓ_ｉの絶対値が所定の値を超える場合には、所定の値でクリップする。例えば対数尤度比Ｓ_ｉが−１０以下となる場合は最小値−１０にクリップし、１０以上となるときは最大値１０にクリップする。誤り訂正復号部１７は、尤度比算出部１６により算出された尤度比Ｓ_ｉの絶対値が所定の値を超える場合には、尤度比クリップ部１９によりクリップされた尤度比を用いて、送信されたビットの推定値を復号する。

一般に、変調多値数が大きいほど伝送するために必要なＣＮ比は大きくなり、ＣＮ比が大きい伝送路の雑音分散は小さくなる。そのため、上述した式（１）において、分子の値は変調多値数が大きい場合でもほとんど変わらないのに対し、分母の値は変調多値数が大きくなると小さくなり、その結果、対数尤度比Ｓ_ｉの絶対値は大きくなる。誤り訂正復号部１７は、ＬＤＰＣ符号の例ではSum-Product復号によって送信ビットの復号を行うが、マルチパス環境やＳＦＮ環境において、信頼度の低いキャリアにより伝送された尤度比Ｓ_ｉが、誤っているにも関わらず非常に大きい絶対値となり誤り訂正しきれない状態が発生してしまうことがある。そこで、尤度比クリップ部１９によりクリップ処理を行うことで、変調多値数が大きく、信頼度の低いキャリアの信号を受信した場合において、受信特性の劣化を防ぐことができる。

上述したように、実施例１の受信装置１は、フーリエ変換部１１により、複数の受信アンテナから受信したＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して、複数の受信アンテナに対応する複数の複素ベースバンド信号ｙ_ｉを生成し、伝送路応答算出部１２により、複素ベースバンド信号ｙ_ｉに含まれる既知のパイロット信号を抽出し、該抽出したパイロット信号をもとに各キャリアの伝送路応答Ｈ_ｉを算出し、ＭＩＭＯ検出部１３により、伝送路応答Ｈ_ｉを用いて複素ベースバンド信号ｙ_ｉから送信信号の推定値ｘ＾_ｉを生成し、消失キャリア判定部１４により、送信信号の推定値ｘ＾_ｉを算出する際の除算項となる、伝送路応答Ｈ_ｉから導出されるパラメータＫ_ｉと、閾値Ｐとを比較し、パラメータＫ_ｉが閾値Ｐ以下となるキャリアを消失キャリアと判定し、帯域雑音分散算出部１５１により、受信したＯＦＤＭ信号の帯域雑音分散σ−^２を算出し、キャリア雑音分散算出部１５２により、消失キャリアと判定されたキャリアについて帯域雑音分散σ−^２よりも大きな値となるようにキャリアごとのキャリア雑音分散σ＾_ｉ ^２を算出し、尤度比算出部１６により、キャリア雑音分散σ＾_ｉ ^２及び送信信号の推定値ｘ＾_ｉを用いて、送信された各ビットの尤度比Ｓ_ｉを算出し、誤り訂正復号部１７により、尤度比Ｓ_ｉを用いて誤り訂正復号を行い、送信されたビットの推定値を得る。

消失キャリア判定部１４は、伝送路応答Ｈ_ｉではなく、送信信号の推定値ｘ＾_ｉを算出する際の除算項（ＺＦによりＭＩＭＯ検出をした場合にはｄｅｔ（Ｈ_ｉ ^ＨＨ_ｉ））を基準に消失キャリアを判定するため、ＭＩＭＯシステムにおいて適切に消失キャリアを決定することができる。

また、消失キャリア判定部１４は、全キャリア数に対する消失キャリア数の比率が所定の値を超えないように閾値Ｐを調整するようにしてもよい。これにより、閾値Ｐが大きくなりすぎて受信特性が劣化することを防止することができる。

キャリア雑音分散算出部１５２は、消失キャリアと判定されたキャリアについて帯域雑音分散σ−^２よりも大きな値となるようにキャリアごとのキャリア雑音分散σ＾_ｉ ^２を算出するため、信頼度の高い（ウェイト行列Ｗ_ｉの要素の値が小さい）キャリアについては雑音分散が小さく、信頼度の低いキャリア（ウェイト行列Ｗ_ｉの要素の値が大きい）は雑音分散が大きいとして、尤度算出を行うことができる。雑音分散を非常に大きな値とすれば、対数尤度比は０となり、復調データはヌル扱いとなる。このように、信頼度を考慮しながら復調データをできる限り復号に使用することができるため、受信特性の劣化を抑制することができる。

また、帯域雑音分散算出部１５１は、消失キャリア判定部１４により消失キャリアではないと判定されたキャリアのみを用いて、帯域雑音分散σ−^２を算出するようにしてもよい。これにより、信頼度の高いキャリアのみを用いて帯域雑音分散σ−^２を算出することができるため、マルチパスによる雑音強調などを抑制でき、帯域雑音分散σ−^２の精度を向上させることができる。

なお、上述した受信装置１として機能させるためにコンピュータを好適に用いることができ、そのようなコンピュータは、受信装置１の各機能を実現する処理内容を記述したプログラムを、当該コンピュータの記憶部に格納しておき、当該コンピュータのＣＰＵによってこのプログラムを読み出して実行させることで実現することができる。

次に、本発明に係る実施例２の受信装置について説明する。図９は、本発明に係る実施例２の受信装置２の構成例を示すブロック図である。図９に示すように、受信装置２は、フーリエ変換部１１−１，１１−２と、伝送路応答算出部１２と、ＭＩＭＩＯ検出部１３と、消失キャリア判定部１４’と、雑音分散算出部１５’−１，１５’−２と、尤度比算出部１６と、誤り訂正復号部１７と、等化部２０と、切換部２１と、を備える。実施例２の受信装置２は、実施例１の受信装置１（図１参照）と比較して、さらに等化部２０、及び切換部２１を備える点で相違する。また、消失キャリア判定部１４’、雑音分散算出部１５’−１、及び雑音分散算出部１５’−２の処理が、実施例１の受信装置１における消失キャリア判定部１４、雑音分散算出部１５−１、及び雑音分散算出部１５−２と相違する。その他の構成要素は実施例１の受信装置１と同一であるため、説明を省略する。

消失キャリア判定部１４’は、２段階の判定を行う。１段目の判定は、受信装置１の消失キャリア判定部１４と同様に、キャリア番号が同一となる複数のキャリアを組として消失キャリアの判定を行う。複数のキャリアとは２×２ＭＩＭＯ伝送の場合、送信アンテナ＃１，２からそれぞれ伝送されるＯＦＤＭ信号についてキャリア番号が同一である２本のキャリアのことをいう。１段目で消失キャリアと判定されなかった場合は、通常通りＭＩＭＯ検出部１３においてＺＦやＭＭＳＥなどによるＭＩＭＯ検出を行う。一方、１段目で消失キャリアと判定された場合は、２段目の判定を行う。２段目の判定では、キャリア番号が同一の複数のキャリアの組のなかで、各キャリアの信頼度を判定する。２段目の判定で信頼度が低いと判定されたキャリアは、復調データをヌルとしてキャリアを消失させ、信頼度が高いと判定されたキャリアは、ＳＩＳＯ伝送における等化を行う。

図１０は、受信装置２の消失キャリア判定部１４’の構成例を示すブロック図である。図１０に示すように、消失キャリア判定部１４’は、第１閾値比較部１４１と、第１閾値調整部１４２と、第２閾値比較部１４３と、第２閾値調整部１４４と、を備える。

第１閾値比較部１４１は、実施例１の受信装置１における閾値比較部１４１と同じ処理を行う。つまり、第１閾値比較部１４１は、第１パラメータＫ_ｉ１と第１閾値Ｐ_１値の比較により消失キャリアの判定を行う。実施例１で説明したように、ＭＩＭＯ検出をＺＦにより行う場合、第１パラメータＫ_ｉ１は式（１９）で表され、ＭＩＭＯ検出をＭＭＳＥにより行う場合は、第１パラメータＫ_ｉ１は式（２０）で表される。

第１閾値比較部１４１は、パラメータＫ_ｉ1が第１閾値Ｐ_１以下となるキャリアｉを消失キャリアと判定する。本実施例では、パラメータＫ_ｉ1が第１閾値Ｐ_１を超えるとき、判定フラグ（Ｔ_ｉ１，Ｔ_ｉ２）＝（０，０）とし、パラメータＫ_ｉ1が閾値Ｐ₁以下であるとき、判定フラグ（Ｔ_ｉ１，Ｔ_ｉ２）＝（１，１）とする。

図１１は、消失キャリア判定部１４’の判定フラグ（Ｔ_ｉ１，Ｔ_ｉ２）の決定動作を示すフローチャートである。第１パラメータＫ_ｉ１が第１閾値Ｐ_１を越える場合には（ステップＳ２０１−Ｙｅｓ）、判定フラグ（Ｔ_ｉ１，Ｔ_ｉ２）＝（０，０）と決定する（ステップＳ２０５）。第１パラメータＫ_ｉ１が第１閾値Ｐ_１以下である場合には（ステップＳ２０１−Ｎｏ）、さらに第２閾値比較部１４３により比較処理を行う。

第２閾値比較部１４３は、第１閾値比較部１４１で判定した判定フラグが（Ｔ_ｉ１，Ｔ_ｉ２）＝（０，０）の場合は、判定フラグを変更せずに、そのまま判定フラグ（Ｔ_ｉ１，Ｔ_ｉ２）＝（０，０）を雑音分散算出部１５’−１，１５’−２に出力する。第１閾値比較部１４１で判定した判定フラグが（Ｔ_ｉ１，Ｔ_ｉ２）＝（１，１）の場合は、第２パラメータＫ_i２を用いて消失判定を行う。第２パラメータＫ_i２は第１の例では、伝送路応答行列Ｈ_ｉを構成する要素の振幅の最大値とする。２×２ＭＩＭＯ伝送では、第２パラメータＫ_i２は式（２１）で表される

第２パラメータＫ_ｉ２が第２閾値Ｐ_２以下であるとき、伝送路応答行列Ｈ_ｉを構成する４つの要素ｈ_ｉ１１，ｈ_ｉ１２，ｈ_ｉ２１，ｈ_ｉ２２が全て小さいことが分かり、受信した複素ベースバンド信号ｙ_ｉ１，ｙ_ｉ２の信頼度が低いことが予想できる。このため、第２閾値比較部１４３は、第２パラメータＫ_ｉ２が第２閾値Ｐ_２以下である場合には（ステップＳ２０２−Ｎｏ）、判定フラグ（Ｔ_ｉ１，Ｔ_ｉ２）＝（１，１）と決定する（ステップＳ２０６）。

一方、第２パラメータＫ_ｉ２が第２閾値Ｐ_２を超えるとき、受信した複素ベースバンド信号ｙ_ｉ１，ｙ_ｉ２のどちらか一方の信頼度が低く、もう一方の信頼度が高い可能性がある。このとき、ＭＩＭＯ検出処理を行う代わりに、信頼度の高い複素ベースバンド信号を用いてＳＩＳＯの等化処理を行う。

Ｋ_ｉ２が｜ｈ_ｉ１１｜又は｜ｈ_ｉ２１｜である場合には、送信アンテナ＃１からの伝送路の状態が良いことが予想できるため（ステップＳ２０３−Ｙｅｓ）、第２閾値比較部１４３は、判定フラグ（Ｔ_ｉ１，Ｔ_ｉ２）＝（０，１）と決定する（ステップＳ２０４）。このとき、等化部２０で使用する伝送路応答の要素ｈ_ｉｋとしてｈ_ｉ１１又はｈ_ｉ２１のうち大きいほうを等化部２０に出力する。Ｋ_ｉ２が｜ｈ_ｉ１２｜又は｜ｈ_ｉ２２｜である場合には、送信アンテナ＃２からの伝送路の状態が良いことが予想できるため（ステップＳ２０３−Ｎｏ）、判定フラグ（Ｔ_ｉ１，Ｔ_ｉ２）＝（１，０）と決定し（ステップＳ２０７）、伝送路応答の要素ｈ_ｉｋとしてｈ_ｉ１２又はｈ_ｉ２２のうち大きいほうを等化部２０に出力する。

第２パラメータＫ_ｉ２は各送信アンテナから送信された信号のＳＮ比に対応する値の最大値としてもよい。第２パラメータＫ_ｉ２の第２の例では、２×２ＭＩＭＯ伝送では、例えば第２パラメータＫ_i２は式（２３）、（２４）で表されるＥ_ｉ１，Ｅ_ｉ２を用いて、式（２２）で表される。

第２パラメータＫ_ｉ２の第３の例では、２×２ＭＩＭＯ伝送では、第２パラメータＫ_ｉ２は、式（２３）、（２４）で表されるＥ_ｉ１，Ｅ_ｉ２を用いて、式（２５）で表される。

第２パラメータＫ_ｉ２が第２、第３の例において第２閾値Ｐ_２以下であるとき、送信アンテナ＃１から送信された信号のＳＮ比と送信アンテナ＃２から送信された信号のＳＮ比に差がなく、受信した複素ベースバンド信号ｙ_ｉ１，ｙ_ｉ２の信頼度が低いことが予想される。このため、第２パラメータＫ_ｉ２が第２閾値Ｐ_２以下であるとき（ステップＳ２０２−Ｎｏ）、判定フラグ（Ｔ_ｉ１，Ｔ_ｉ２）＝（１，１）と決定する（ステップＳ２０６）。一方、第２パラメータＫ_ｉ２が第２閾値Ｐ_２を超えるとき、受信した複素ベースバンド信号ｙ_ｉ１，ｙ_ｉ２のいずれか一方の信頼度が低く、他方の信頼度が高いと考えられる。例えば、第２の例でＫ_ｉ２＝Ｅ_ｉ１、第３の例でＫ_ｉ２＝Ｅ_ｉ１／Ｅ_ｉ２のとき、送信アンテナ＃１からの伝送路の状態が良いことが予測できるため（ステップＳ２０３−Ｙｅｓ）、判定フラグ（Ｔ_ｉ１，Ｔ_ｉ２）＝（０，１）と決定し（ステップＳ２０４）伝送路応答の要素ｈ_ｉｋとしてｈ_ｉ１１又はｈ_ｉ２１のうち大きいほう（つまり、伝送信号のＳＮ比が最大となる送信アンテナに関する要素のうち最も振幅の大きい要素）を等化部２０に出力する。

第１閾値調整部１４２は、実施例１の受信装置１における閾値調整部１４２と同様に、第１閾値Ｐ_１の値の調整を行い、調整後の第１閾値Ｐ_１の値を第１閾値比較部１４１に出力する。第１閾値調整部１４２の動作例は、図４に示したフローチャートに従う。つまり、第１閾値調整部１４２は、最初に第１閾値Ｐ_１の初期値Ｐ_ｍａｘ１を設定する（ステップＳ１０１）。Ｐ_ｍａｘ１は第１閾値Ｐ_１の上限値である。そして、全キャリアについて第１パラメータＫ_ｉ１と第１閾値Ｐ_１とを比較し、第１パラメータＫ_ｉ１が第１閾値Ｐ_１以下となるキャリア、すなわち消失キャリアの数をカウントする（ステップＳ１０２）。

次に、全キャリア数に対する消失キャリア数の比率（「消失キャリア比率Ｒ_１」）を算出する（ステップＳ１０３）。そして、消失キャリア比率Ｒ_１と消失限度比率Ｘ_１とを比較判定する（ステップＳ１０４）。ステップＳ１０４にて消失キャリア比率Ｒ_１≦消失限度比率Ｘ_１であると判定した場合には（ステップＳ１０４−Ｙｅｓ）、第１閾値Ｐ_１の値を出力する（ステップＳ１０６）。

一方、ステップＳ１０４にて消失キャリア比率Ｒ_１＞消失限度比率Ｘ_１と判定した場合には（ステップＳ１０４−Ｎｏ）、第１閾値Ｐ_１が大きすぎることが予想できる。消失キャリア数が多くなりすぎると伝送特性は劣化するため、第１閾値Ｐ_１の値を所定値Ｑ_１だけ小さくする（ステップＳ１０５）。そして、処理をステップＳ１０２に戻し、消失キャリア比率Ｒ_１≦消失限度比率Ｘ_１となるまで、同様の処理を繰り返し行う。

第２閾値調整部１４４は、第２閾値Ｐ_２の値の調整を行い、調整後の第２閾値Ｐ_２の値を第２閾値比較部１４３に出力する。第２閾値調整部１４４の動作例は、図４に示したフローチャートに従う。つまり、第２閾値調整部１４４は、最初に第２閾値Ｐ_２の初期値Ｐ_ｍａｘ２を設定する（ステップＳ１０１）。Ｐ_ｍａｘ２は第２閾値Ｐ_２の上限値である。そして、全キャリアについて第２パラメータＫ_ｉ２と第２閾値Ｐ_２とを比較し、第２パラメータＫ_ｉ２が第２閾値Ｐ_２以下となるキャリア、すなわち消失キャリアの数をカウントする（ステップＳ１０２）。

次に、全キャリア数に対する消失キャリア数の比率（「消失キャリア比率Ｒ_２」）を算出する（ステップＳ１０３）。そして、消失キャリア比率Ｒ_２と消失限度比率Ｘ_２とを比較判定する（ステップＳ１０４）。ステップＳ１０４にて消失キャリア比率Ｒ_２≦消失限度比率Ｘ_２であると判定した場合には（ステップＳ１０４−Ｙｅｓ）、第２閾値Ｐ_２の値を出力する（ステップＳ１０６）。

一方、ステップＳ１０４にて消失キャリア比率Ｒ_２＞消失限度比率Ｘ_２と判定した場合には（ステップＳ１０４−Ｎｏ）、第２閾値Ｐ_２が大きすぎることが予想できる。消失キャリア数が多くなりすぎると伝送特性は劣化するため、第２閾値Ｐ_２の値を所定値Ｑ_２だけ小さくする（ステップＳ１０５）。そして、処理をステップＳ１０２に戻し、消失キャリア比率Ｒ_２≦消失限度比率Ｘ_２となるまで、同様の処理を繰り返し行う。

［雑音分散算出部］
図１２は、雑音分散算出部１５’の構成例を示すブロック図である。図１２に示すように、雑音分散算出部１５’は、帯域雑音分散算出部１５１と、キャリア雑音分散算出部１５２と、を備える。雑音分散算出部１５’−１及び１５’−２の構成は同一である。また、帯域雑音分散算出部１５１は、実施例１の受信装置１における帯域雑音分散算出部１５１と同じである。キャリア雑音分散算出部１５２は、実施例１におけるキャリア雑音分散算出部１５２と比較して、判定フラグＴ_ｉではなく、判定フラグ（Ｔ_ｉ１，Ｔ_ｉ２）を用いる点が相違する。

実施例１で説明したように、帯域雑音分散算出部１５１は帯域雑音分散σ−^２を算出してキャリア雑音分散算出部１５２に出力する。また、実施例１で説明したように、キャリア雑音分散算出部１５２は、式（１０）,（１３）によりキャリア雑音分散σ＾_ｉ ^２を算出する。あるいは、キャリア雑音分散算出部１５２は、式（１７）,（１８）と同様に、式（２６），（２７）によりキャリア雑音分散σ＾_ｉ ^２を算出してもよい。

等化部２０は、消失キャリア判定部１４’から入力される判定フラグが（Ｔ_ｉ１，Ｔ_ｉ２）＝（０，１）又は（１，０）のときのみ、消失キャリア判定部１４’により生成されたｈ_ｉ（伝送路応答行列Ｈ_ｉの要素のうちの最も信頼度の高い要素）を用いて、フーリエ変換部１１により生成された複素ベースバンド信号に対しＳＩＳＯの等化処理を行い、送信信号の推定値

送信信号の推定値ｘ＾’_ｉ１，ｘ＾’_ｉ２は、式（２８）で表される。判定フラグＴ_ｉ＝１となる系統は消失キャリアであるため送信信号の推定値として０を出力する。

切換部２１は、等化部２０からの入力がある場合のみ、ＭＩＭＯ検出部１３により生成された送信信号の推定値ｘ＾_ｉ１，ｘ＾_ｉ２を、等化部２０により生成されたｘ＾^’ _ｉ１，ｘ＾^’ _ｉ２に切り換え、尤度比算出部１６に出力する。

尤度比算出部１６は、切換部２１から入力される送信信号の推定値ｘ＾_ｉ１，ｘ＾_ｉ２、又はｘ＾^’ _ｉ１，ｘ＾^’ _ｉ２、及び雑音分散算出部１５’により算出されたキャリア雑音分散σ＾_ｉ１ ^２，σ＾_ｉ１ ^２を用いて、送信された各ビットの尤度比Ｓ_ｉ１，Ｓ_ｉ２を算出し、誤り訂正復号部１７に出力する。

なお、受信装置２との間で伝送を行う送信装置においてインターリーブ処理を行っていた場合には、実施例１にて説明した図７と同様に、尤度比算出部１６の前にデインターリーブ部１８を備える。また、受信装置２は、２５６ＱＡＭや１０２４ＱＡＭといった変調多値数が大きい変調方式により変調された信号を受信する場合には、実施例１にて説明した図８と同様に、尤度比算出部１６の後に尤度比クリップ部１９を備えるのが好適である。

図１３は、シミュレーションによるＢＥＲ特性を示すグラフである。図１３（ａ）はマルチパス妨害波の位相差が０度の場合のＢＥＲ特性を示すグラフであり、図１３（ｂ）はマルチパス妨害波の位相差が１８０度の場合のＢＥＲ特性を示すグラフである。本図では、キャリア雑音分散σ＾_ｉ ^２について、＜条件１＞式（１０），（１３）に示すように重み付けのみ行った場合、＜条件２＞重み付けを行わずに判定フラグＴ_ｉ＝１のキャリアについてキャリア雑音分散σ＾_ｉ ^２を∞とした場合、＜条件３＞式（１７）,（１８）に示すように重み付けを行い、且つ判定フラグＴ_ｉ＝１のキャリアについてキャリア雑音分散σ＾_ｉ ^２を∞とした場合、＜条件４＞式（２６）,（２７）に示すように重み付けを行い、且つ判定フラグ（Ｔ_ｉ１，Ｔ_ｉ２）＝（１，０）又は（０，１）のキャリアについて等化部２０による等化処理を行った場合、についてそれぞれのＢＥＲ特性を示している。

シミュレーション条件は、マルチパス妨害波のＤＵ比が０ｄＢ、マルチパスの遅延時間が０．３７μｓ、第１閾値Ｐ_１＝０．０１、第２閾値は第３の例でＰ_２＝１０、キャリア変調方式を１０２４ＱＡＭ、ＭＩＭＯ検出はＺＦ、ＬＤＰＣ符号長を６４８００、sum-product復号法による反復回数を５０回とし、その他のパラメータはＩＳＤＢ−Ｔのモード３に準拠した水平偏波・垂直偏波を用いた偏波ＭＩＭＯ伝送である。図３（ａ）から、水平偏波・垂直偏波のマルチパス妨害波に位相差が生じない場合には、条件３及び条件４において同程度に良好なＢＥＲ特性であることが分かる。また、図３（ｂ）から、水平偏波・垂直偏波のマルチパス妨害波に位相差が生じ、第１閾値Ｐ_１＝０．０１の場合には、条件１、条件２、条件３、条件４の順にＢＥＲ特性が良くなることが分かる。なお、第１閾値Ｐ_１を小さくすると、例えばＰ_１＝０．００１とすると、＜条件１＞の特性は改善される場合がある。

上述したように、実施例２の受信装置２の消失キャリア判定部１４’は、第１パラメータＫ_ｉ１が第１閾値Ｐ_１以下となるキャリアについて、該キャリアの伝送路応答行列Ｈ_ｉの要素から第２パラメータＫ_ｉ２を決定し、第２パラメータＫ_ｉ２が第２閾値Ｐ_２以下である場合には消失キャリアであると判定する。このため、キャリア番号が同一の複数の送信信号の推定値の組のなかで、さらに各送信信号の推定値の信頼度を判定することができる。

また、等化部２０により、第２パラメータＫ_ｉ２が第２閾値Ｐ_２を超える場合には、消失キャリアであると判定されたキャリアについて、伝送路応答行列Ｈ_ｉの要素のうち最も信頼度の高い要素を用いて、複数の複素ベースバンド信号ｙ_ｉから送信信号の推定値を算出し、切換部２１により、ＭＩＭＯ検出部１３により生成された送信信号の推定値ｘ＾_ｉを、等化部２０により生成された送信信号の推定値ｘ＾_ｉに切り換え、尤度比算出部１６は、切換部２１により出力された送信信号の推定値ｘ＾_ｉを用いて、送信された各ビットの尤度比Ｓ_ｉを算出する。このため、送信信号の推定値ｘ^_ｉ１，ｘ^_ｉ２のうち、一方のみが信頼度が高い場合に、両方消失させるのではなく、信頼度の高い送信信号の推定値のみを用いて復号することができるようになる。

上述の各実施例は、個々に代表的な例として説明したが、本発明の趣旨及び範囲内で、多くの変更及び置換ができることは当業者に明らかである。したがって、本発明は、上述の実施形態によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。例えば、上述の実施例では受信装置１，２は、送信アンテナ数２、受信アンテナ数２の２×２ＭＩＭＯシステムにおける受信装置である場合を例に説明したが、送信アンテナ数、受信アンテナ数はこれに限られるものではない。

また、受信装置２において、等化部２０及び切換部２１を備えない構成とすることもできる。その場合、雑音分散算出部１５’−１のキャリア雑音分散算出部１５２が生成するキャリア雑音分散σ＾_ｉ１ ^２は式（２９）で表され、雑音分散算出部１５’−２のキャリア雑音分散算出部１５２が生成するキャリア雑音分散σ＾_ｉ２ ^２は式（３０）で表される。

このように、本発明によれば、受信特性の劣化を抑制することができるので、ＯＦＤＭ信号を受信する任意の用途に有用である。

１，２ 受信装置
１１−１，１１−２ フーリエ変換部
１２ 伝送路応答算出部
１３ ＭＩＭＩＯ検出部
１４，１４’ 消失キャリア判定部
１５−１，１５−２，１５’−１，１５’−２ 雑音分散算出部
１６ 尤度比算出部
１７ 誤り訂正復号部
１８ デインターリーブ部
１９ 尤度比クリップ部
２０ 等化部
２１ 切換部
１４１ 閾値比較部（第１閾値比較部）
１４２ 閾値調整部（第１閾値調整部）
１４３ 第２閾値比較部
１４４ 第２閾値調整部
１５１ 帯域雑音分散算出部
１５２ キャリア雑音分散算出部

Claims (12)

1. ＭＩＭＯシステムにおいて、軟判定復号により復号可能な誤り訂正符号により符号化された複数のＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、
   複数の受信アンテナから受信したＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して、複数の受信アンテナに対応する複数の複素ベースバンド信号を生成するフーリエ変換部と、
   前記複素ベースバンド信号に含まれる既知のパイロット信号を抽出し、該抽出したパイロット信号をもとに各キャリアの伝送路応答を算出する伝送路応答算出部と、
   前記伝送路応答を用いて前記複素ベースバンド信号から送信信号の推定値を生成するＭＩＭＯ検出部と、
   前記送信信号の推定値を算出する際の除算項となる、前記伝送路応答から導出される第１パラメータと、第１閾値とを比較し、前記第１パラメータが前記第１閾値以下となるキャリアを消失キャリアと判定する消失キャリア判定部と、
   受信したＯＦＤＭ信号の帯域雑音分散を算出する帯域雑音分散算出部と、
   前記消失キャリアと判定されたキャリアについて前記帯域雑音分散よりも大きな値となるようにキャリアごとのキャリア雑音分散を前記帯域雑音分散を用いて算出するキャリア雑音分散算出部と、
   前記キャリア雑音分散及び前記送信信号の推定値を用いて、送信された各ビットの尤度比を算出する尤度比算出部と、
   前記尤度比を用いて、送信されたビットの推定値を復号する誤り訂正復号部と、を備えることを特徴とする受信装置。
2. 前記尤度比算出部は、前記消失キャリア判定部により消失キャリアであると判定されたキャリアについては対数尤度比を０とすることを特徴とする、請求項１に記載の受信装置。
3. 前記キャリア雑音分散算出部は、前記帯域雑音分散に対してキャリアごとに重み係数を乗じ、前記ＭＩＭＯ検出部において前記複素ベースバンド信号に乗算される要素の値が大きいほど大きくなるように前記各キャリアの雑音分散を算出することを特徴とする、請求項１又は２に記載の受信装置。
4. 前記帯域雑音分散算出部は、前記消失キャリア判定部により消失キャリアではないと判定されたキャリアのみを用いて、前記帯域雑音分散を算出することを特徴とする、請求項１から３のいずれか一項に記載の受信装置。
5. 前記消失キャリア判定部は、全キャリア数に対する消失キャリア数の比率が所定の値を超えないように、前記第１閾値を調整することを特徴とする、請求項１から４のいずれか一項に記載の受信装置。
6. 前記消失キャリア判定部は、前記第１パラメータが前記第１閾値以下となるキャリアについて、該キャリアの伝送路応答行列の要素から第２パラメータを決定し、前記第２パラメータが第２閾値以下である場合には前記消失キャリアであると判定することを特徴とする、請求項１から５のいずれか一項に記載の受信装置。
7. 前記第１パラメータが前記第１閾値以下であり、且つ、前記第２パラメータが前記第２閾値を超えるキャリアについて、伝送路応答行列の要素のうち最も信頼度の高い要素を用いて、複数の複素ベースバンド信号から送信信号の推定値を算出する等化部と、
   前記ＭＩＭＯ検出部により生成された送信信号の推定値を、前記等化部により生成された送信信号の推定値に切り換える切換部と、を更に備え、
   前記尤度比算出部は、前記第１パラメータが前記第１閾値以下であり、且つ、前記第２パラメータが前記第２閾値を超える場合には、前記切換部により切換えられた送信信号の推定値を用いて、前記送信された各ビットの尤度比を算出することを特徴とする、請求項６に記載の受信装置。
8. 前記第２パラメータは、前記伝送路応答行列の要素のうちの最も大きい振幅値であり、前記最も信頼度の高い要素は、前記伝送路応答行列の要素のうち最も振幅の大きい要素であることを特徴とする、請求項７に記載の受信装置。
9. 前記第２パラメータは、各送信アンテナから送信された伝送信号のＳＮ比に対応する値の最大値であり、前記最も信頼度の高い要素は、前記伝送信号のＳＮ比が最大となる送信アンテナに関する要素のうち最も振幅の大きい要素であることを特徴とする、請求項７に記載の受信装置。
10. 前記消失キャリア判定部は、全キャリア数に対する消失キャリア数の比率が所定の値を超えないように、前記第２閾値を調整することを特徴とする、請求項６から９のいずれか一項に記載の受信装置。
11. 前記尤度比の絶対値が所定の値を超える場合には、該所定の値でクリップする尤度比クリップ部を更に備え、
    前記誤り訂正復号部は、前記尤度比の絶対値が前記所定の値を超える場合には、前記尤度比クリップ部によりクリップされた尤度比を用いて、送信されたビットの推定値を復号することを特徴とする、請求項１から１０のいずれか一項に記載の受信装置。
12. コンピュータを、請求項１から１１のいずれか一項に記載の受信装置として機能させるためのプログラム。

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