JP5842472B2 - 自己位相変調雑音計算装置、自己位相変調雑音除去装置、および光コヒーレント受信器 - Google Patents

Description

本発明は、光通信分野に係わる。

ファイバチャネルの非線形雑音は、主に、同一チャネル内の信号パワーの変動によって生じる自己位相変調（ＳＰＭ）雑音、および隣接チャネルの信号パワーの変動によって生じる相互位相変調（ＸＰＭ）雑音を含む。光ファイバのあるスパンを介して伝送された後の信号により生成される自己位相変調については、その光ファイバのスパンを介して伝送される信号のパワーに基づいて、その数値を算出することができる。また、全伝送リンクの自己位相変調雑音については、その伝送リンクのファイバの分散、および伝送距離に応じて変化する信号のパワーに依存する。よって、全伝送リンクを複数のスパンに分割し、各スパンについて順番に計算していく必要がある。ここで、計算の精度は、スパンの粒度に依存する。すなわち、スパンの粒度を細かくすれば、計算の精度は高くなる。しかし、スパンの粒度を細かくすると、計算が複雑になる。

optical communication systems, 2 August 2010, Vol.18, No.16, OPTICS EXPRESS 17075

上述のように、自己位相変調雑音の計算の正確さを高めようとすると、その計算が複雑になる。

本発明の１つの態様の自己位相変調雑音計算装置は、入力信号を受信する信号受信器と、前記信号受信器に接続され、現在時刻および現在時刻に近いサンプリング時刻における入力信号波形の信号パワーに基づいて、現在時刻における自己位相変調雑音を計算する計算器と、を有する。

本発明の他の態様の自己位相変調雑音除去装置は、ベースバンド電気信号を受信する信号受信器と、受信したベースバンド電気信号をステップ毎に処理して変調雑音を低減するために、各処理ステップにおいて、当該ステップで電気的に分散補償された信号波形の、現在時刻および現在時刻に近いサンプリング時刻における信号パワーに基づいて、現在時刻における自己位相変調雑音を計算し、当該ステップで電気的に分散が低減された信号波形に前記自己位相変調雑音の逆数を乗算することで、当該ステップの自己位相変調雑音を低減する雑音除去部と、前記雑音除去部により処理された信号を送信する信号送信器と、を有する。

上述の態様によれば、自己位相変調雑音の計算の正確さとその計算の複雑さとのトレードオフ関係が改善する。

光ファイバ伝送システムの一例を示す図である。 自己位相変調について説明する図である。 単一偏波光コヒーレント受信器に設けられる従来の自己位相変調雑音除去装置を示す図である。 偏波多重光コヒーレント受信器に設けられる従来の自己位相変調雑音除去装置を示す図である。 実施形態の自己位相変調雑音計算装置の構成を示す図である。 自己位相変調雑音計算装置が備える計算器の構成を示す図である。 自己位相変調雑音計算装置の適用例を示す図である。 自己位相変調雑音計算装置が備える重み値取得部の構成を示す図である。 単一偏波信号を受信したときの重み値の計算を説明する図である。 偏波多重信号を受信したときの重み値の計算を説明する図である。 重み値系列を計算する方法の実施例を示す図（その１）である。 重み値系列を計算する方法の実施例を示す図（その２）である。 重み値系列を計算する方法の実施例を示す図（その３）である。 重み値系列を計算する方法の実施例を示す図（その４）である。 実施形態の雑音計算方法を示すフローチャートである。 図１５のステップ１５０２の実施例を示すフローチャートである。 光ファイバ伝送リンクの自己位相変調雑音を計算する方法を示すフローチャートである。 実施形態の自己位相変調雑音除去装置の構成を示す図である。 単一偏波信号を処理する雑音除去部の構成を示す図である。 偏波多重信号を処理する雑音除去部の構成を示す図である。 単一偏波光コヒーレント受信器の構成を示す図である。 偏波多重光コヒーレント受信器の構成を示す図である。

以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態について詳しく説明する。なお、特許請求の範囲の精神および記載の範囲内で本発明の実施形態に対して様々な変形、置換え、均等物／均等方法が可能であるが、本発明は実施形態に限定されるものではない。

１つの実施形態について記載または示す特徴は、同様または類似の方法で他の１または複数の実施形態においても使用してもよく、また、他の実施形態と組み合わせてもよく、さらに、他の実施形態の特徴と置き換えてもよい。

この明細書において「有する」「含む」という語は、特徴、ステップ、要素等が存在することを意味し、１または複数の他の特徴、ステップ、要素等が存在すること排除するものではなく、また、１または複数の他の特徴、ステップ、要素等の付加を排除するものでもない。

図１は、光ファイバ伝送システムの一例を示す図である。図２は、自己位相変調について説明する図である。
図１に示すように、伝送システムは、Ｓ個のスパンが連結された光ファイバスパンを有している。各スパンは、ファイバ１０２、光増幅器（Ｇ）１０３、分散補償ファイバ（ＤＣＦ）１０４、光増幅器（Ｇ）１０５を有する。ただし、分散補償ファイバ１０４および光増幅器１０５は、必要に応じて設ければよい。また、各スパンのファイバは、互いに同じである必要はない。信号は、ファイバ１０２および分散補償ファイバ１０４を介して伝送されるときに、自己位相変調雑音を生成する。そして、自己位相変調雑音および分散は、信号の伝送中に相互に影響を及ぼす。

伝送リンクのファイバの分散により、伝送されている信号のパワーは、伝送距離に応じて変化する。このため、自己位相変調雑音を計算する際には、各サブスパン内で分散と自己位相変調雑音との間の相互の影響を無視できるように、ファイバ１０２および分散補償ファイバ１０４を伝送方向において複数のサブスパンに分割する必要がある。

図２に示すように、ファイバ１０２および分散補償ファイバ１０４を有するスパンは、伝送方向においてＮ個のサブスパンに分割される。分散による信号波形の変化は、分散係数等に基づいて直接的に計算することができ、図２では、分散計算部２０２、２０４、２０６、２０８により計算される。図２において

は、分散計算部を表す。ｉは、１〜Ｎであり、各サブスパンを識別する。また、各サブスパン内の自己位相変調は、計算部２０９、２１０、２１１、２１２により、ファイバの非線形係数（γ_NL,fiber、γ_NL,dcf）が乗算された、当該サブスパンの入力における信号波形のパワーから得ることができる。この値は、複素形式に変換される。各サブスパンにおいて得られた複素形式の自己位相変調雑音は、図２に示すように、乗算器２０１、２０３、２０５、２０７に与えられる。自己位相変調雑音は、当該サブスパンの入力における信号波形と乗算された後、分散補償部により次のサブスパンへ導かれる。

計算部２０９、２１０、２１１、２１２により計算される自己位相変調雑音は、下式で表される。

は、ファイバの非線形係数である。s(t)は、ある時刻における信号波形を表す。|s(t)|²は、信号波形s(t)に対して絶対値演算および二乗を行うことで得られる、ある時刻における信号パワーを表す。ｉは、１以上Ｎ以下の正の整数であり、ｉ番目のスパンを表す。

上記の式を利用して自己位相変調雑音を計算するときに、その計算の正確さを保証するためには、各サブスパン内での自己位相変調と分散との間の相互の影響は無視できる程度にサブスパンの粒度を細かくする必要がある。ただし、計算の正確さを高くするためにサブスパンの粒度を細かくすると、計算がより複雑になる。

なお、計算の正確さは、サブスパンの異なる位置における波形（または、その平均値）を利用することにより、または隣接伝送チャネルの情報を利用することにより改善され得る。

図３は、単一偏波光コヒーレント受信器に設けられる従来の自己位相変調雑音除去装置を示す図である。図４は、偏波多重光コヒーレント受信器に設けられる従来の自己位相変調雑音除去装置を示す図である。

いわゆる自己位相変調雑音除去は、伝送中の信号パワーの変動を得るために類推的に逆伝送を実行し、その変動に基づいて自己位相変調雑音を表す数値を計算し、自己位相変調雑音の逆数を信号に乗算する、デジタル信号処理技術を利用して実現される。この場合、この装置の補償性能は、自己位相変調の計算の正確さに直接的に依存する。

図３に示すように、受信したベースバンド電気信号３０１は、カスケード接続されたＮ個の電気分散補償モジュールＣＤＣ＿１〜ＣＤＣ＿Ｎを通過する。電気分散補償モジュールＣＤＣ＿１による補償の後、パワー計算モジュール３０４により現在時刻の信号パワーが計算される。このとき、現在時刻において電気分散補償モジュールＣＤＣ＿１から出力される波形信号s(t)の絶対値が求められ、さらにその二乗が求められる。現在時刻の信号パワーは、複素位相生成器３０５に入力される。複素位相生成器３０５は、信号パワーに非線形係数

を乗算した後にインバートし、現在時刻の自己位相変調雑音の逆数値を取得する。そして、複素位相生成器３０５は、自己位相変調雑音の逆数値を、下式で表される複素形式に変換する。

自己位相変調雑音の除去は、乗算器３０３を利用して、電気分散補償モジュールＣＤＣ＿１の出力信号波形に、複素位相生成器３０５の出力を乗算することにより実現される。

図４に示すように、偏波多重光コヒーレント受信器において自己位相変調雑音を計算および低減するモジュールは、図３に示す単一偏波光コヒーレント受信器に設けられるモジュールと似ている。ただし、偏波多重光コヒーレント受信器においては、信号が同時に２つの偏波で変調されているので、自己位相変調を計算する際に、２つの偏波状態の信号のパワーを同時に計算し、非線形係数

を乗算した後に足し合わせる必要がある。このとき、２つの偏波状態の信号パワーに異なる非線形係数を乗算してもよい。

このような状況において、本件特許出願の出願人は、従来技術の問題点を見出した。すなわち、自己位相変調を計算するときに、ある時刻における自己位相変調は、その時刻における信号波形のみに関連している。一方、各時刻における信号波形は、分散の累積に伴って変化するので、各サブスパンの分散の累積の値が大きく変化する場合には、上述のような自己位相変調の計算技術の精度は低い。もし、計算の正確さを保証するためには、各サブスパンの分散の累積の値の変化を、その変化が自己位相変調に与える影響を無視できる程度にまで低下させなければならない。この場合、すべての伝送リンクを計算のための複数のスパンに論理的に分割する必要があるが、スパン数を増やすと、計算が複雑になってしまう。

自己位相変調雑音を低減する装置の性能は、自己位相変調の計算の正確さに直接的に依存する。従来技術においては、シミュレーションされるスパン数Ｍは、実チャネルのファイバカスケード数ＳのＮ倍（すなわち、Ｍ＝Ｎ×Ｓ）とする必要があった。そして、一般に、Ｎは１以上であり、許容可能な補償性能を得るためには、デジタル信号処理を利用してシミュレーションされる伝送スパンの数は、伝送チャネルにおいて、ファイバカスケードのスパン数以上とする必要がある。通常のケースでは、実際の伝送チャネルにおけるファイバカスケードのスパンの数は、１０〜数１００である。したがって、計算は非常に複雑であり、デジタル信号処理のためのハードウェア構成についての要求は、非常に高くなる。

以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら記載する。実施形態は、説明のためのものであり、発明を限定するものではない。当業者が発明の原理および実施形態を容易に理解できるように、一例として、光通信システムのファイバチャネルの自己位相変調雑音の計算を想定して実施形態を記載する。ただし、本発明は、自己位相変調が存在するすべての通信システムに適用可能であり、光通信システムに限定されるものではない。

図５は、本発明の第１の実施形態の自己位相変調雑音計算装置の構成を示す図である。図５に示すように、自己位相変調雑音計算装置は、信号受信器５０１および計算機５０２を有する。

信号受信器５０１は、入力信号を受信するために使用される。計算器５０２は、信号受信器５０１に接続され、現在時刻および現在時刻に近いいくつかのサンプリング時刻における入力信号波形の信号パワーを利用して、現在時刻における自己位相変調雑音を計算するために使用される。なお、この実施形態では、自己位相変調雑音計算装置は、計算器５０２により計算された自己位相変調雑音を送信する不図示の送信器をさらに備えている。

上述のように、実施形態の自己位相変調雑音計算装置においては、現在時刻の信号パワーだけでなく、現在時刻の近く（例えば、現在時刻の前および現在時刻の後）の複数のデジタルサンプリング期間における信号パワーも考慮される。よって、実施形態の自己位相変調雑音計算装置を図１に示す伝送システムに適用すれば、スパンの粒度をある程度大きくしても、計算の正確さを保証することができる。これにより、自己位相変調の計算の複雑さを下げることができる。また、実施形態の自己位相変調雑音計算装置を自己位相変調雑音除去装置に適用すれば、その自己位相変調雑音除去装置内の電気分散補償モジュールの段数を少なくすることができ、自己位相変調雑音除去装置のハードウェア構成の複雑さを低くすることができる。

この実施形態では、計算器５０２は、現在時刻および現在時刻に近いいくつかのサンプリング時刻における入力信号波形の信号パワーの重みの平均を利用して、現在時刻の自己位相変調雑音を計算するために使用される。ただし、自己位相変調雑音計算装置は、必ずしも「現在時刻および現在時刻に近いいくつかのサンプリング時刻」における入力信号波形の信号パワーの重みの平均を利用して現在時刻の自己位相変調雑音を計算しなくてもよい。すなわち、自己位相変調雑音計算装置は、所定の時刻およびその所定の時刻に近いいくつかのサンプリング時刻における入力信号波形の信号パワーの重みの平均を利用して、その所定の時刻の自己位相変調雑音を計算することができる。計算器５０２は、所定の時刻およびその所定の時刻に近いいくつかのサンプリング時刻における入力信号波形の信号パワーの重みの平均を重み値取得部５０３に出力する。

図６は、第１の実施形態の計算器５０２の構成を示す図である。図６に示すように、計算器５０２は、パワー計算器６０１、加重平均計算器６０２、雑音計算器６０３を有している。

パワー計算器６０１は、現在時刻および現在時刻に近いいくつかのサンプリング時刻における入力信号波形の信号パワーを計算するために使用される。加重平均計算器６０２は、パワー計算器６０１により計算された、現在時刻および現在時刻に近いいくつかのサンプリング時刻における入力信号波形の信号パワーの加重平均を計算するために使用される。雑音計算器６０３は、加重平均計算器６０２により計算された信号パワーの加重平均に所定の係数を乗算し、さらにそれらを複素形式に変換して、現在時刻における複素形式の自己位相変調雑音を得るために使用される。

この実施形態では、加重平均計算器６０２は、下記の（１）式を使用して信号パワーの加重平均を計算する。

また、雑音計算器６０３は、現在時刻における複素形式の自己位相変調雑音を得るために下記の（２）式を使用する。

ｗ_iは、加重平均のための重み値を表し、現在時刻の自己位相変調雑音と隣接時刻の信号パワーとの相関度を表す実数の集合である。ｔは、現在時刻を表す。ｉは、ｉ番目の隣接時刻を表し、−ｋ≦ｉ≦ｋである。ｋは、正の整数である。Ｔは、信号のデジタルサンプリング期間を表す。p(t−i×T)は、サンプリング時刻(t−i×T)における信号パワーを表す。γ_NLは、光ファイバの非線形係数を表す。

この実施形態では、上述の自己位相変調雑音計算装置を図１に示す光ファイバ伝送システムに適用し、ファイバ１０２および分散補償ファイバ１０４において伝送中に生成される自己位相変調雑音を計算することができる。図１に示すシステムにおいて自己位相変調雑音を計算する方法について、図７を参照しながら説明する。

伝送リンクの光ファイバの分散により、伝送中の信号パワーは、伝送距離に応じて変化する。このため、全伝送リンクを複数のサブスパンに分割し、サブスパン毎に計算を実行する必要がある。

図７に示すように、ファイバ１０２および分散補償ファイバ１０４を有するスパンは、伝送距離に対して複数（たとえば、Ｍ）のサブスパンに分割される。そして、各サブスパンは、乗算器（７０１、７０３、７０５、７０７）、分散計算モジュール（７０２、７０４、７０６、７０８）、および計算器（７０９、７１０、７１１、７１２）を含む。

上述の自己位相変調雑音計算装置は、自己位相変調雑音を計算するための計算器（７０９、７１０、７１１、７１２）として使用することができる。例えば、最初のスパンの自己位相変調雑音を計算するときは、計算器７０９は、送信器（または、送信端）Ｔｘから送信される信号を受信し、現在時刻および現在時刻に近いいくつかのサンプリング時刻における受信信号の波形の信号パワーを計算する。また、計算器７０９は、現在時刻および現在時刻に近いいくつかのサンプリング時刻における信号パワーの加重平均を計算する。さらに、計算器７０９は、加重平均信号パワーに所定の係数を乗算し、さらにそれらを複素形式に変換して、現在時刻における複素形式の最初のスパンの自己位相変調雑音を取得する。そして、計算器７０９は、複素形式の自己位相変調雑音を乗算器７０１に与える。

乗算器７０１は、入力信号波形に自己位相変調雑音を乗算し、その乗算結果を分散計算モジュール７０２に与える。分散計算モジュール７０２は、分散計算を行った後、その計算結果を次のスパンに送信する。

他のスパンの自己位相変調雑音を計算するときは、前段のスパンの分散計算モジュールから送信される信号が入力されるが、その他の処理は最初のスパンでの処理とほぼ同じなので、説明を省略する。そして、計算器７１２により最後のスパンの自己位相変調雑音が計算され、乗算器７０７により乗算が行われ、分散計算モジュール７０８において分散計算が行われると、処理結果の信号が受信器（または、受信端）Ｒｘへ出力される。

このように、実施形態の自己位相変調雑音計算装置を光ファイバ伝送リンクに適用すれば、各サブスパンの隣接時刻における信号パワーは結合され、自己位相変調に対する各サブスパンの累積分散の変化の影響は、重み係数ｗ_iに吸収される。これにより、自己位相変調に対して各サブスパンの累積分散の変化が与える影響を無視できる程度にまでその変化を小さくしなければならない、という従来技術の要求が緩和される。したがって、自己位相変調の計算の正確さを保証しながら、サブスパンの粒度を比較的大きくする、すなわち、サブスパンの数を減らすことができる。たとえば、図２に示す従来技術においては、サブスパン数はＮである。これに対して、本発明の実施形態の自己位相変調雑音計算装置を使用すれば、図７に示すように、同程度の計算の正確さを実現する場合、サブスパン数は、Ｎよりも少ないＭでよく、計算の複雑さを低くすることができる。

この実施形態では、図５に示すように、自己位相変調雑音計算装置は、重み値系列を取得する重み値取得部５０３を有してもよく、さらに、取得した重み値系列を格納する不図示の格納部を有するようにしてもよい。

重み値取得部５０３は、様々な方法で重み値を取得することができる。例えば、モニタリングに基づいて重み値を取得する方法、試行および計算に基づいて重み値を取得する方法、仮説に基づいて重み値を取得する方法などが考えられる。重み値を取得する方法について、以下にいくつかの実施例を記載するが、本発明はこれらの実施例の方法に限定されるものではない。

＜例１＞
重み値取得部５０３は、時間領域において自己位相変調と隣接時刻の信号との間の相関度をモニタすることにより、重み値系列ｗ_i（或いは、重み値ｗ_iの系列）を取得する。この場合、図８に示すように、重み値取得部５０３は、第１の受信器８０１、第１の判定部８０２、第１の計算器８０３を有する。

第１の受信器８０１は、自己位相変調雑音を含む信号を受信する。この信号は、単一偏波信号または偏波多重信号である。第１の判定部８０２は、第１の受信器８０１により受信された信号に対してデータ判定を行い、自己位相変調雑音が低減された信号を取得する。第１の計算器８０３は、第１の受信器８０１が受信した信号、第１の判定部８０２が取得したデータ判定後の信号、および現在時刻よりも前のｉ番目およびｉ＋Ｎ番目の時刻の信号を利用して、重み値系列を計算する。Ｎは、偏波多重では０以上の所定の整数であり、単一偏波では１以上の所定の整数である。

この実施形態では、図９に示すように、第１の受信器８０１が受信する信号が単一偏波信号Ｒ(t)であるときは、第１の判定部８０２は、受信信号に対してデータ判定を行うことでＳ(t)を取得する。なお、データ判定は、特に限定されるものではないが、公知の任意の技術を利用することができる。そして、第１の計算器８０３は、下記の式（３）を使用して重み値系列ｗ_iを計算する。

Ｒ(t)は、自己位相変調雑音を含む信号（すなわち、受信端における信号に対応する）を表す。Ｓ(t)は、Ｒ(t)についてデータ判定を行うことで得られる信号（すなわち、自己位相変調雑音が低減された受信端における信号に対応する）を表す。Ｓ(t-iT)は、現在時刻よりも前のｉ番目の時刻における信号を表す。Ｓ(t-iT-NT)は、現在時刻よりも前のｉ＋Ｎ番目の時刻における信号を表す。Ｎは、１以上である。２つの信号Ｓ(t-iT)およびＳ(t-iT-NT)は、受信信号を遅延させることで取得することができる。なお、信号の遅延は、公知の技術で実現可能であり、ここでは詳しい記載は省略する。

一方、第１の受信器８０１が受信する信号が偏波多重信号であるときは、図１０に示すように、第１の受信器８０１は、互いに異なる２つの偏波状態の信号Ｒ_h(t)、Ｒ_v(t)をそれぞれ受信する第２の受信器８０１ａおよび第３の受信器８０１ｂを有する。この実施例では、２つの偏波状態は、互いに直交する。また、第１の判定部８０２は、第２の受信器８０１ａおよび第３の受信器８０１ｂにより受信される信号Ｒ_h(t)、Ｒ_v(t)に対してデータ判定を行ってそれぞれＳ_h(t)、Ｓ_v(t)を取得する第２の判定部８０２ａおよび第３の判定部８０２ｂを有する。そして、第１の計算器８０３は、下記の式（４）を使用して重み値系列ｗ_iを計算する。

Ｒ_h(t)、Ｒ_v(t)は、それぞれ自己位相変調雑音を含む互いに異なる偏波状態の信号を表す。Ｓ_h(t)、Ｓ_v(t)は、それぞれＲ_h(t)、Ｒ_v(t)についてデータ判定を行うことで得られる信号を表す。Ｓ_h(t-iT)は、現在時刻よりも前のｉ番目の時刻における信号を表す。Ｓ_v(t-iT-NT)は、現在時刻よりも前のｉ＋Ｎ番目の時刻における信号を表す。Ｎは、０以上の整数である。
なお、式（３）および式（４）において、「Ｅ」は平均化を行う演算子を表す。また、「abs」は絶対値を求める演算子を表す。

上述の例１において、光コヒーレント受信器内の自己位相変調雑音除去装置に実施形態の自己位相変調雑音計算装置を適用するものとすると、Ｒ(t)、Ｒ_h(t)、Ｒ_v(t)は、光コヒーレント受信器のデジタル位相抽出部からの出力信号である。すなわち、自己位相変調雑音計算装置に入力される信号Ｒ(t)、Ｒ_h(t)、Ｒ_v(t)は、それぞれ、時刻ｔにおける位相を表すデジタルデータを含んでいる。

＜例２＞
重み値取得部５０３は、１または複数の重み値ｗ_iを順次仮定し、複数回の判定の後に自己位相変調雑音計算装置内で使用される機器の最適な性能に対応する値を順次決定する処理の中で、重み値系列ｗ_iを取得する。

例えば、光コヒーレント受信器内の自己位相変調雑音除去装置に実施形態の自己位相変調雑音計算装置を適用するときに、現在時刻ｔの前後のｋ（例えば、ｋ＝４）個の時刻を想定すると、各時刻の重み値は、ｗ_-4、ｗ_-3、ｗ_-2、ｗ_-1、ｗ₀、ｗ₁、ｗ₂、ｗ₃、ｗ₄に対応する。

まず、ある１つの値（例えば、ｗ₀）に注目し、他の値をゼロと仮定して、その値ｗ₀を調整する。このとき、受信器の最適な性能に対応する仮定値ｗ₀は、重み値ｗ₀である。続いて、決定された重み値ｗ₀を固定しながら、他の重み値を順番に仮定していく。そして、同様の方法で、他の重み値ｗ_-4、ｗ_-3、ｗ_-2、ｗ_-1、ｗ₁、ｗ₂、ｗ₃、ｗ₄を取得する。

図１１に示すように、すべての重み値を取得した後、決定した重み値に基づいて処理を繰り返す。この処理は、上述した処理と類似しているので、記載は省略する。重み値を決定する処理は、複数回繰り返し実行される。

＜例３＞
重み値取得部５０３は、重み値系列ｗ_iが満足する関数を仮定してもよい。そして、重み値取得部５０３は、重み値系列ｗ_iを取得するための関数の係数を交替させることにより、自己位相変調雑音計算装置内で使用される機器の最適な性能に対応する係数を決定する。

例えば、重み値系列ｗ_iの形式が満足する関数が指数関数（ｗ_i＝exp(αiT)）であるものとする。αは、指数関数の係数である。ｉは、ｉ番目の時刻を表す。Ｔは、サンプリング期間を表す。そして、自己位相変調雑音計算装置内で使用される機器の最適な性能をモニタしながら、αの値を変化させる。光コヒーレント受信器内の自己位相変調雑音除去装置に変調器が適用されるときは、受信器の性能が最適なときに、対応する値αが最適になる。これにより、αの最適値に対応する指数関数に応じて、重み値系列が得られる。

例えば、αの最適値が１であるとき、重み値系列はｗ_i＝exp(αiT)を満足する。この場合、重み値の系列は、図１２に示す通りである。
上述の記載では、一例として指数関数を取り上げているが、これは本発明の１つの実施形態である。すなわち、本発明は、指数関数に限定されるものではなく、重み値を決定するために他の関数を使用してもよい。

＜例４＞
重み値取得部５０３は、重み値系列ｗ_iの形式を仮定してもよい。そして、重み値取得部５０３は、仮定した形式に基づいて重み値系列ｗ_iを取得することができる。例えば、重み値取得部５０３は、図１３に示すように、重み値系列の形式を二等辺三角形と仮定する。この場合、二等辺三角形の等しい２辺の間の角度またはその高さを調整することにより、重み値を取得することができる。

また、重み値取得部５０３は、図１４に示すように、重み値系列の形式を矩形と仮定してもよい。この場合、矩形の辺の長さが調整される。なお、重み値系列の形式が矩形であるときは、すべての重み値は互いに同じである。

図１５に示すフローチャートを参照しながら、実施形態の雑音計算方法について説明する。実施形態の装置がファイバのスパンの自己位相変調雑音を計算するために使用されるときは、以下のステップが実行される。

ステップ１５０１において、入力信号を受信する。ステップ１５０２において、現在時刻および現在時刻に近いいくつかのサンプリング時刻における入力信号波形の信号パワーを利用することにより、現在時刻の自己位相変調雑音を計算する。

ステップ１５０２において、現在時刻の自己位相変調雑音は、現在時刻および現在時刻に近いいくつかのサンプリング時刻における入力信号波形の信号パワーの加重平均を利用することにより計算される。ステップ１５０２は、例えば、図１６に示す手順で実現される。

ステップ１６０１において、現在時刻および現在時刻に近いいくつかのサンプリング時刻における入力信号波形の信号パワーを計算する。信号パワーを計算する方法は、たとえば、入力信号波形に対して絶対値演算を行い、さらに二乗を行う手順により実現される。

ステップ１６０２において、現在時刻および現在時刻に近いいくつかのサンプリング時刻における信号パワーについて、加重平均を計算する。信号パワーの加重平均を計算する際には、上述した式（１）を使用してもよい。

ステップ１６０３において、加重平均信号パワーに所定の係数を乗算し、さらにそれを複素形式に変換して、現在時刻における複素形式の自己位相変調雑音を得る。ここで、自己位相変調雑音の計算において、式（２）を使用してもよい。

さらに、実施形態の方法は、重み値系列を取得するステップを含むようにしてもよい。この場合、重み値系列を取得する計算は、信号パワーの加重平均において重み値系列を利用することにより実行される。重み値系列を取得する方法は、上述したので、ここでは説明を省略する。

上述の自己位相変調雑音計算装置が図７に示す光ファイバ伝送リンクに適用されるときは、光ファイバはＭ個のスパンに分割され、スパン毎に自己位相変調雑音が計算される。光ファイバを介して伝送されてくる入力信号に対して自己位相変調雑音を計算する方法について、図７および図１７を参照しながら説明する。

自己位相変調雑音を計算する方法は、図１７に示すように、ステップ１７０１〜１７０２を有する。
ステップ１７０１において、送信器（または、送信端）Ｔｘから送信される信号を受信する。ステップ１７０２において、スパン毎に受信信号を処理して光ファイバリンク上の送信器Ｔｘから送信される信号の自己位相変調雑音を取得する。各スパンの自己位相変調雑音を計算するときには、現在時刻および現在時刻に近いいくつかのサンプリング時刻における各スパンの入力信号の波形の信号パワーを利用することにより、現在時刻の当該スパンにおける自己位相変調雑音が計算される。そして、乗算器を利用して、当該スパンの入力信号の波形に自己位相変調雑音が乗算され、その乗算結果は、分散計算部を介して次のスパンへ送信される。

ステップ１７０２において、各スパンの自己位相変調雑音を計算する方法は、図１６に示す手順と類似しているので、さらなる説明は省略する。なお、最初のスパンの自己位相変調雑音を計算するときは、受信信号は、送信器Ｔｘから送信された信号である。また、ｉ番目のスパンの自己位相変調雑音を計算するときは、受信信号は、分散計算された後の前段のスパンの出力信号である。

各スパンにおいて、図１６に示す方法で当該スパンの複素形式の自己位相変調雑音が得られると、その複素形式の自己位相変調雑音は入力信号波形に乗算される。この乗算結果は、分散計算の後、次のスパンに送信される。すなわち、最初のスパン以外の各スパンの入力信号は、分散計算された後の前段のスパンの出力信号である。最後のスパンにおいて自己位相変調雑音を計算し、入力信号の波形に対してその自己位相変調雑音を乗算し、さらに分散を計算した後、信号が受信器（または、受信端）Ｒｘへ出力される。

このように、ある時刻の自己位相変調雑音を計算するときは、その時刻の信号パワーに加えてその時刻の前後の時刻の複数のデジタルサンプリング期間の信号パワーも考慮される。このため、自己位相変調雑音計算装置が図１に示すシステムに適用されるときは、一定の計算の正確さを保証しながら、サブスパンの粒度を比較的大きくすることができるので、自己位相変調の計算の複雑さを低くできる。なお、重み値を取得する方法は、特に限定されるものではなく、上述した実施例を含む任意の方法を採用することができる。

本発明の実施形態においては、光コヒーレント受信器の自己位相変調雑音除去装置に実施形態の自己位相変調雑音計算装置を適用してもよい。自己位相変調に対する分散の変化の影響は、重み値に吸収されるので、自己位相変調の計算を比較的大きな粒度で実行することができ、従来技術と比較して、自己位相変調雑音除去装置内の電気分散補償モジュールのカスケード数が大幅に少なくなる。

次に、本発明の第２の実施形態の自己位相変調雑音除去装置について、図面を参照しながら説明する。
図１８は、本発明の第２の実施形態の自己位相変調雑音除去装置の構成を示す図である。図１８に示すように、自己位相変調雑音除去装置は、信号受信器１８０１、雑音除去部１８０２、信号送信器１８０３を有する。なお、「除去」は、雑音を完全に除去することだけを意味するものではなく、雑音を低減することを含む。

信号受信器１８０１は、ベースバンド電気信号を受信するために使用される。雑音除去部１８０２は、受信したベースバンド電気信号をステップ毎に処理して変調雑音を除去または低減するために使用される。ここで、雑音除去部１８０２は、各処理ステップにおいて、現在ステップで電気的に分散補償された信号波形の、現在時刻および現在時刻に近いいくつかのサンプリング時刻における信号パワーを利用して、現在時刻における自己位相変調雑音を計算し、自己位相変調雑音の逆数を取得する。そして、自己位相変調雑音の逆数は、複素形式に変換され、現在ステップで電気分散補償された信号波形に乗算され、これにより現在ステップで自己位相変調雑音が除去または低減される。信号送信器１８０３は、雑音除去部１８０２により処理された信号を送信する。

この実施形態では、雑音除去部１８０２は、多段にカスケード接続された信号プロセッサを有してもよい。この場合、各信号プロセッサは、電気分散補償器、パワー計算器、加重平均計算器、複素位相生成器、乗算器を有する。なお、多段にカスケード接続された信号プロセッサは、例えば、複数のプロセッサを用いて実現してもよい。この場合、各プロセッサは、それぞれ電気分散補償器、パワー計算器、加重平均計算器、複素位相生成器、乗算器を有する。また、多段にカスケード接続された信号プロセッサは、１つのプロセッサが電気分散補償器、パワー計算器、加重平均計算器、複素位相生成器、乗算器の処理を繰り返し実行することで実現してもよい。

電気分散補償器は、受信信号の分散を電気的に補償する。パワー計算器は、電気分散補償器によって電気的に分散が補償された信号の波形に基づいて、現在時刻および現在時刻に近いいくつかのサンプリング時刻における信号パワーを計算する。加重平均計算器は、パワー計算器によって計算された現在時刻および現在時刻に近いいくつかのサンプリング時刻における信号パワーの加重平均を計算する。

複素位相生成器は、加重平均計算器によって取得された信号パワーの加重平均に所定の係数を乗算し、その乗算結果をインバートして自己位相変調雑音の逆数を取得し、自己位相変調雑音の逆数に対して複素変換を実行して現在時刻における複素形式の自己位相変調雑音の逆数を取得する。乗算器は、電気分散補償器によって補償された信号波形に、複素位相生成器によって生成された複素形式の自己位相変調雑音の逆数を乗算して、当該段階の自己位相変調雑音を除去または低減する。

図１９は、第２の実施形態において単一偏波信号を処理する雑音除去部１８０２の構成を示す図である。図１９に示すように、雑音除去部１８０２は、多段にカスケード接続された信号プロセッサを有する。各信号プロセッサは、電気分散補償器、パワー計算器、加重平均計算器、複素位相生成器、乗算器を有する。

電気分散補償器１９０１、１９０６、１９１１は、それぞれ、受信信号の分散を電気的に補償する。パワー計算器１９０２、１９０７、１９１２は、それぞれ、電気分散補償器１９０１、１９０６、１９１１により電気的に分散が補償された信号の波形に基づいて、現在時刻および現在時刻に近いいくつかのサンプリング時刻における信号パワーを計算する。加重平均計算器１９０３、１９０８、１９１３は、それぞれ、パワー計算器１９０２、１９０７、１９１２により計算された現在時刻および現在時刻に近いいくつかのサンプリング時刻における信号パワーの加重平均を計算し、現在時刻の自己位相変調雑音を計算する。

複素位相生成器１９０４、１９０９、１９１４は、それぞれ、加重平均計算器１９０３、１９０８、１９１３により取得された信号パワーの加重平均に所定の係数を乗算し、その乗算結果をインバートして自己位相変調雑音の逆数を取得し、自己位相変調雑音の逆数に対して複素変換を実行して現在時刻における複素形式の自己位相変調雑音の逆数を取得する。所定の係数は、光ファイバの非線形係数である。乗算器１９０５、１９１０、１９１５は、それぞれ、電気分散補償器１９０１、１９０６、１９１１により分散が補償された信号波形に、複素位相生成器１９０４、１９０９、１９１４により生成された複素形式の自己位相変調雑音の逆数を乗算して、当該段階の自己位相変調雑音を除去または低減する。

図２０は、第２の実施形態において偏波多重信号を処理する雑音除去部１８０２の構成を示す図である。偏波多重信号を処理する雑音除去部の構成および動作は、単一偏波信号を処理する雑音除去部と類似している。ただし、偏波多重信号を処理する雑音除去部１８０２においては、加重平均計算器２００６、２０１５、２０２４は、それぞれ、一方の偏波の信号パワーと他方の偏波の信号パワーの和について加重平均を計算する。また、複素位相生成器２００７、２０１６、２０２５は、それぞれ、加重平均が行われた信号を処理し、その処理結果を、偏波多重信号の各信号に対応する乗算器２００８、２００９、乗算器２０１７、２０１８、乗算器２０２６、２０２７へ送信する。

図１９および図２０に示すパワー計算器は、電気分散補償器によって分散が補償された現段階の信号の波形に基づいて、現在時刻およびいくつかのサンプリング時刻における信号パワーを計算する。このとき、たとえば、絶対値演算および二乗演算が行われる。すなわち、|s(t-iT)|²が計算される。

図１９および図２０に示す加重平均計算器は、上述した式（１）を使用して信号パワーの加重平均を計算してもよい。また、図１９および図２０に示す複素位相生成器は、加重平均計算器により取得された信号パワーの加重平均に所定の係数を乗算し、その乗算結果をインバートして自己位相変調雑音の逆数を取得し、自己位相変調雑音の逆数に対して複素変換を実行して現在時刻における複素形式の自己位相変調雑音の逆数を取得する際に、下式を利用してもよい。

本発明の実施形態の自己位相変調雑音除去装置を採用することにより、分散補償モジュールの段数を約７０パーセント削減でき、自己位相変調雑音除去装置のハードウェア構成の複雑さを大幅に低下できることを実験で確認した。例えば、1200kmの光ファイバ伝送リンクにおいて、図３または図４に示す従来技術では２０段の分散補償モジュールが必要である場合、本実施形態の技術を採用すると、６段の分散補償モジュールで同等の効果が得られる。

なお、自己位相変調雑音除去装置は、図１８に示すように、重み値取得部１８０４を有していてもよい。重み値取得部１８０４が重み値を取得する方法については、上述した通りである。

図２１は、本発明の第３の実施形態の単一偏波光コヒーレント受信器の構成を示す図である。図２１に示す自己位相変調雑音除去部２１０９として、第２の実施形態に対応する装置を使用することができる。なお、図２１に示す受信器の他の要素については、例えば公知の技術で実現してもよいが、以下に簡単に記載する。なお、図２１に示すように、第３の実施形態の単一偏波光コヒーレント受信器は、フロントエンド回路、自己位相変調雑音除去部２１０９、適応等化部２１１０、デジタル位相再生部２１１１、データ再生部２１１２を有する。

フロントエンド回路は、入力光信号２１０１をベースバンド信号２１０８に変換する。ベースバンド信号２１０８は、Ｉ＋ｊＱで表すことができる。ベースバンド信号２１０８の偏角は、データ情報φ_dだけでなく、キャリアと局部発振との間の位相シフトφ_oおよび位相雑音の影響φ_n含んでいる。入力光信号２１０１をベースバンド信号２１０８に変換する方法は、特に限定されるものではなく、任意の方法を採用することができる。この実施形態では、フロントエンド回路は、光９０度ハイブリッド回路２１０２、局発レーザ２１０７、受光器２１０３、２１０５、Ａ／Ｄ変換器２１０４、２１０６を有する。この構成の回路の動作は、公知の技術なので、説明を省略する。

自己位相変調雑音除去部２１０９は、フロントエンド回路から出力される信号（ベースバンド信号２１０８）を受信する。自己位相変調雑音除去部２１０９の動作は、第２の実施形態において自己位相変調雑音除去装置として説明した通りである。

適応等化部２１１０は、自己位相変調雑音除去部２１０９の出力側に設けられ、伝送リンクの線形ダメージを適応的に補償する。デジタル位相再生部２１１１は、適応等化部２１１０の出力側に設けられ、適応等化部２１１０の出力信号から位相シフトφ_oを除去または小さくする。データ再生部２１１２は、デジタル位相再生部２１１１の出力側に設けられ、デジタル位相再生部２１１１の出力信号に基づいてデータ情報φ_dを判定し、その判定により得られるデータ情報を出力する。

自己位相変調雑音除去部２１０９を使用するとき、上述したモニタリングに基づいて重み値を取得する方法を採用する場合には、適応等化部２１１０から出力される信号が、上述した式（３）の信号Ｒ_tに相当する。

図２２は、本発明の第４の実施形態の偏波多重光コヒーレント受信器の構成を示す図である。図２２に示す自己位相変調雑音除去部２２１４として、第２の実施形態の自己位相変調雑音除去装置を使用することができる。図２２に示す受信器の他の要素は、特に限定されるものではないが、例えば、“Transmission of 42.8Gbit/s Polarization Multiplexed NRZ-QPSK over 6400km of Standard Fiber with no Optical Dispersion Compensation”, S. J. Savory et. al., OFC2007, paper OTuA1に記載の技術を採用することができる。なお、この文献に記載の内容は、参照により、本出願に取り込まれるものとする。

図２２に示す偏波多重光コヒーレント受信器の構成は、図２１に示す単一偏波光コヒーレント受信器の構成と類似している。ただし、偏波多重光コヒーレント受信器は、受信光の２つの偏波の信号を受信することができる。すなわち、フロントエンド回路は、入力光信号２２０１を２つの偏波状態に対応するベースバンド信号２２１２、２２１３に変換する機能を有する。２つの偏波状態は、この実施形態では、互いに直交するＶ偏波（垂直方向偏波状態）およびＨ偏波（水平方向偏波状態）である。

図２２に示すように、入力光信号は、光９０度ハイブリッド回路２２０２、受光器２２０３、２２０５、Ａ／Ｄ変換器２２０４、２２０６を通過することにより、一方の偏波状態のベースバンド信号２２１２に変換され、光９０度ハイブリッド回路２２０２、受光器２２０7、２２０９、Ａ／Ｄ変換器２２０８、２２１０を通過することにより、他方の偏波状態のベースバンド信号２２１３に変換される。

また、偏波多重光コヒーレント受信器は、自己位相変調雑音除去部２２１４、等化および偏波分離器２２１５、デジタル位相再生器２２１６、２２１７、データ再生器２２１８、２２１９をさらに有する。これらの動作は、単一偏波光コヒーレント受信器と実質的に同じなので、説明を省略する。

このように、実施形態の自己位相変調雑音計算装置は、ある時刻の自己位相変調雑音を計算するときは、その時刻の信号パワーに加えてその時刻の前後の時刻の複数のデジタルサンプリング期間の信号パワーも考慮する。すなわち、異なる複数の時刻における信号パワーに基づいて、所定の時刻の自己位相変調雑音が計算される。したがって、計算の正確さを保証しながら、サブスパンの粒度を比較的大きくすることができ、自己位相変調の計算の複雑さを低くできる。

また、光コヒーレント受信器の自己位相変調雑音除去装置に上述の方法を適用すれば、自己位相変調に対する分散の変化の影響は、重み値に吸収されるので、自己位相変調の計算を比較的大きな粒度で実行することができる。したがって、実施形態の構成または方法によれば、従来技術と比較して、自己位相変調雑音除去装置内の電気分散補償モジュールのカスケード数が大幅に少なくなり、自己位相変調雑音除去装置のハードウェア構成の複雑さが低くなる。

上述の実施形態に係る装置および方法は、ハードウェアで実現してもよいし、ハードウェアおよびソフトウェアの組合せで実現してもよい。本発明は、論理コンポーネントにより実行されたときにその論理コンポーネントを上述の装置またはその構成要素として動作させる、或いは論理コンポーネントに上述の方法またはそのステップを実現させる、コンピュータが実行可能なプログラムに係わる。また、本発明は、そのようなプログラムを格納する記録媒体、たとえば、ハードディスク、フレキシブルディスク、コンパクトディスク、ＤＶＤ、フラッシュメモリ等にも係わる。

本発明は、実施形態に関連付けて記載したが、そのような記載は、説明のためのものであって本発明の範囲を限定するものではない。当業者であれば、本発明の精神および原理から離れることなく、様々な変形および変更を創造することができ、それらも本発明の範囲に属するものである。

５０１ 信号受信器
５０２ 計算器
５０３ 重み値取得部
６０１ パワー計算器
６０２ 加重平均計算器
６０３ 雑音計算器
８０１ 第１の受信器
８０２ 第１の判定部
８０３ 第１の計算器
１８０１ 信号受信器
１８０２ 雑音除去部
１８０３ 信号送信器
１９０１、１９０６、１９１１ 電気分散補償器
１９０２、１９０７、１９１２ パワー計算器
１９０３、１９０８、１９１３ 加重平均計算器
１９０４、１９０９、１９１４ 複素位相生成器
１９０５、１９１０、１９１５ 乗算器

Claims (10)

1. 入力信号を受信する信号受信器と、
   前記信号受信器に接続され、現在時刻および現在時刻に近いサンプリング時刻における入力信号波形の信号パワーに基づいて、現在時刻における自己位相変調雑音を計算する計算器と、を有し、
   前記計算器は、
   現在時刻および現在時刻に近いサンプリング時刻における入力信号波形の信号パワーを計算するパワー計算器と、
   前記現在時刻および現在時刻に近いサンプリング時刻における入力信号波形の信号パワーの加重平均を計算する加重平均計算器と、
   前記加重平均計算器により計算された信号パワーの加重平均に所定の係数を乗算し、さらにその乗算結果を複素形式に変換して、現在時刻における複素形式の自己位相変調雑音を得る雑音計算器、を有する
   ことを特徴とする自己位相変調雑音計算装置。
2. 前記加重平均計算器は、下式を利用して前記信号パワーの加重平均を計算し、
   

   

   前記雑音計算器は、下式を利用して現在時刻における複素形式の自己位相変調雑音を得るものであり、
   

   

   ｗ_iは、実数であって、現在時刻の自己位相変調雑音と隣接時刻の信号パワーとの相関度を表す加重平均のための重み値を表し、ｔは、現在時刻を表し、ｉは、現在時刻に対するｉ番目の隣接時刻を表し、−ｋ≦ｉ≦ｋであり、ｋは、正の整数であり、Ｔは、信号のデジタルサンプリング期間を表し、p(t−i×T)は、サンプリング時刻(t−i×T)における信号パワーを表し、γ_NLは、光ファイバの非線形係数を表す
   ことを特徴とする請求項１に記載の自己位相変調雑音計算装置。
3. 時間領域において自己位相変調と隣接時刻の信号との間の相関度をモニタすることにより、重み値系列を取得する、または、
   １または複数の重み値を仮定し、複数回の判定の後に前記自己位相変調雑音計算装置内で使用される機器の最適な性能に対応する値を決定する処理により、重み値系列を取得する、または、
   重み値系列が満足する関数を仮定し、重み値系列を取得するための関数の係数を交替させて、前記自己位相変調雑音計算装置内で使用される機器の最適な性能に対応する係数を決定することにより、重み値系列を取得する、または、
   重み値系列の形式を仮定し、仮定した形式に基づいて重み値系列を取得する、重み値取得部をさらに備える
   ことを特徴とする請求項２に記載の自己位相変調雑音計算装置。
4. 前記重み値取得部は、時間領域において自己位相変調と隣接時刻の信号との間の相関度をモニタすることにより重み値系列を取得するために使用されるときは、
   単一偏波信号または偏波多重信号である、自己位相変調雑音を含む信号を受信する第１の受信器と、
   前記第１の受信器により受信された信号のデータを判定して自己位相変調雑音が低減された信号を取得する第１の判定部と、
   前記第１の受信器により受信された信号、前記第１の判定部によるデータ判定において取得された信号、および現在時刻よりも前のｉ番目およびｉ＋Ｎ番目の時刻の信号を利用して、重み値系列を計算する第１の計算器、を有し、
   Ｎは、０以上の所定の整数、または１以上の所定の整数である
   ことを特徴とする請求項３に記載の自己位相変調雑音計算装置。
5. 前記第１の受信器により受信される信号が単一偏波信号であるときは、前記第１の計算器は、下式を利用して重み値系列ｗ_iを計算し、
   

   

   Ｒ(t)は、自己位相変調雑音を含む信号を表し、Ｓ(t)は、Ｒ(t)についてデータ判定を行うことで得られる信号を表し、Ｓ(t-iT)は、現在時刻よりも前のｉ番目の時刻における信号を表し、Ｓ(t-iT-NT)は、現在時刻よりも前のｉ＋Ｎ番目の時刻における信号を表し、Ｎは、１以上であり、
   前記第１の受信器により受信される信号が偏波多重信号であるときは、前記第１の計算器は、下式を利用して重み値系列ｗ_iを計算し、
   

   

   Ｒ_h(t)、Ｒ_v(t)は、それぞれ自己位相変調雑音を含む互いに異なる偏波状態の信号を表し、Ｓ_h(t)、Ｓ_v(t)は、それぞれＲ_h(t)、Ｒ_v(t)についてデータ判定を行うことで得られる信号を表し、Ｓ_h(t-iT)は、現在時刻よりも前のｉ番目の時刻における信号を表し、Ｓ_v(t-iT-NT)は、現在時刻よりも前のｉ＋Ｎ番目の時刻における信号を表し、Ｎは、０以上である
   ことを特徴とする請求項４に記載の自己位相変調雑音計算装置。
6. ベースバンド電気信号を受信する信号受信器と、
   受信したベースバンド電気信号をステップ毎に処理して変調雑音を低減するために、各処理ステップにおいて、当該ステップで電気的に分散補償された信号波形の、現在時刻および現在時刻に近いサンプリング時刻における信号パワーに基づいて、現在時刻における自己位相変調雑音を計算し、当該ステップで電気的に分散が低減された信号波形に前記自己位相変調雑音の逆数を乗算することで、当該ステップの自己位相変調雑音を低減する雑音除去部と、
   前記雑音除去部により処理された信号を送信する信号送信器と、を有し、
   前記雑音除去部は、
   受信信号の分散を電気的に低減する電気分散補償器と、
   前記電気分散補償器によって電気的に分散が低減された信号の波形に基づいて、現在時刻および現在時刻に近いサンプリング時刻における信号パワーを計算するパワー計算器と、
   前記現在時刻および現在時刻に近いサンプリング時刻における信号パワーの加重平均を計算する加重平均計算器と、
   前記加重平均計算器によって計算された信号パワーの加重平均に所定の係数を乗算し、その乗算結果をインバートして自己位相変調雑音の逆数を取得し、自己位相変調雑音の逆数に対して複素変換を実行して現在時刻における複素形式の自己位相変調雑音の逆数を取得する複素位相生成器と、
   前記電気分散補償器によって電気的に分散が低減された信号の波形に、前記複素位相生成器によって生成された複素形式の自己位相変調雑音の逆数を乗算して、自己位相変調雑音を低減する乗算器、を有する
   ことを特徴とする自己位相変調雑音除去装置。
7. 前記加重平均計算器は、下式を利用して信号パワーの加重平均を計算し、
   

   

   前記複素位相生成器は、下式を利用して現在時刻における複素形式の自己位相変調雑音の逆数を計算するものであり、
   

   

   ｗ_iは、実数であって、現在時刻の自己位相変調雑音と隣接時刻の信号パワーとの相関度を表す加重平均のための重み値を表し、ｔは、現在時刻を表し、ｉは、現在時刻に対するｉ番目の隣接時刻を表し、−ｋ≦ｉ≦ｋであり、ｋは、正の整数であり、Ｔは、信号のデジタルサンプリング期間を表し、p(t−i×T)は、サンプリング時刻(t−i×T)における信号パワーを表し、γ_NLは、光ファイバの非線形係数を表す
   ことを特徴とする請求項６に記載の自己位相変調雑音除去装置。
8. 請求項６または７に記載の自己位相変調雑音除去装置を備える光コヒーレント受信器。
9. 入力信号を受信し、
   現在時刻および現在時刻に近いサンプリング時刻における入力信号波形の信号パワーに基づいて、現在時刻における自己位相変調雑音を計算する方法であって、
   前記自己位相変調雑音を計算する処理は、
   現在時刻および現在時刻に近いサンプリング時刻における入力信号波形の信号パワーを計算する処理、
   前記現在時刻および現在時刻に近いサンプリング時刻における入力信号波形の信号パワーの加重平均を計算する処理、
   前記信号パワーの加重平均に所定の係数を乗算し、さらにその乗算結果を複素形式に変換して、現在時刻における複素形式の自己位相変調雑音を得る処理を含む
   ことを特徴とする自己位相変調雑音計算方法。
10. ベースバンド電気信号を受信し、
    受信したベースバンド電気信号をステップ毎に処理して変調雑音を低減するために、各処理ステップにおいて、当該ステップで電気的に分散が低減された信号波形の、現在時刻および現在時刻に近いサンプリング時刻における信号パワーに基づいて、現在時刻における自己位相変調雑音を計算し、当該ステップで電気的に分散が低減された信号波形に前記自己位相変調雑音の逆数を乗算することで、当該ステップの自己位相変調雑音を低減し、
    前記自己位相変調雑音が低減された信号を送信する方法であって、
    前記自己位相変調雑音を除去する処理は、
    受信信号の分散を電気的に低減する処理、
    電気的に分散が低減された前記信号の波形に基づいて、現在時刻および現在時刻に近いサンプリング時刻における信号パワーを計算する処理、
    前記現在時刻および現在時刻に近いサンプリング時刻における信号パワーの加重平均を計算する処理、
    前記信号パワーの加重平均に所定の係数を乗算し、その乗算結果をインバートして自己位相変調雑音の逆数を取得し、自己位相変調雑音の逆数に対して複素変換を実行して現在時刻における複素形式の自己位相変調雑音の逆数を取得する処理、
    電気的に分散が低減された前記信号の波形に、前記複素形式の自己位相変調雑音の逆数を乗算して、自己位相変調雑音を低減する処理を含む
    ことを特徴とする自己位相変調雑音除去方法。

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