JP5837056B2 - 適応型回路 - Google Patents

Description

本発明は、高電圧ＡＣ電源から低電圧ＤＣ負荷を駆動する適応型回路を記載する。本発明は、高電圧のＡＣ電源から低電圧ＤＣ負荷を駆動するＬＥＤ改造ランプ及び方法を記載する。

ＬＥＤ（Light-Emitting Diode）技術の進歩は、満足のいく高い光出力を有するＬＥＤの開発に繋がり、ＬＥＤを白熱灯又は蛍光灯の興味深い代替にした。ＬＥＤ照明装置は、１００ｌｍ／Ｗの効果を超えるよう容易に設計できる。さらに、ＬＥＤは、従来のランプよりも更に効率的且つ更に信頼性が高く、長寿命である。したがって、ＬＥＤを用いて従来のランプを置き換えることは、エネルギ消費の低減及び発電装置からの放射の低減に貢献する。（高い順方向電圧を有するＬＥＤストリングを形成するための）直列接続されたＬＥＤ接合を含むパッケージ又はチップは、低コストの汎用照明器具に適し、ＡＣ本線から直接供給されるＬＥＤ素子は、ＡＣＬＥＤ又は本線と互換性のあるＬＥＤ（ＭＣＬＥＤ）とも呼ばれ、現在利用可能である。しかしながら、直接本線駆動に関連して幾つかの欠点がある。第一に、ＡＣＬＥＤに与えられる電流波形は、平均値と比べて高いピーク値を有する。したがって、ＡＣＬＥＤは、「ドループ（droop）」のために効率を低下させて駆動される。第二に、ＡＣＬＥＤパッケージを流れる電流は、瞬間本線電圧がパッケージのＬＥＤストリングの順方向電圧より高いときにのみ可能である。したがって、比較的「長い」期間の間、光が放射されない。これは、煩わしい「フリッカ」として知覚され、このようなランプを屋内照明としての適用に受け入れがたいものにしてしまう。

フリッカの問題は、整流器及びキャパシタを用いることにより解決できる。しかしながら、ＬＥＤの動作電圧は結果として生じる整流後の本線電圧と一致しなければならないので、高電圧ＬＥＤストリングが依然として必要である。通常、ＬＥＤチップは、直列接続された１又は複数のＬＥＤ接合を有し、順方向電圧の和が電源電圧と一致するようにする。明らかに、ＬＥＤ負荷として動作するために直列に接続される所与の大きさの接合が多いほど、ＬＥＤ負荷の電力消費が高くなる。当業者が知っているように、高い順方向電圧及び低い電力消費を有するＬＥＤ負荷を得るためには、小さい接合サイズが要求される。しかしながら、非常に小さい接合は製造するのに高価であり、アクティブな面積が小さいために、そのような装置により得られる全体効率は満足のいくものではない。

しかしながら、０．５は、ＬＥＤランプの幾つかのエネルギラベルにより指定された最小力率である。しかし、この要件が無くても、損失及び高い力率を達成するために必要なコストを最小限に抑えながら、高い力率を達成することが望ましい。高い力率を望む１つの理由は、固定された実際の電力消費及び低い力率では、負荷の入力電流（したがって、幾つかの構成要素の電流ストレスも）が通常高いことである。少なくとも所望の最小力率を達成するために、知られている回路は、構成要素の非常に正確な整合を要求する。しかしながら、これは、やむを得ない構成要素の耐性及び電圧の変動（電圧ビン）のために、同一のＬＥＤパッケージでも、非常に困難である。代替のアプローチでは、ＪＰ５７０９７３６は、ステップダウン電圧を得るために２以上のスイッチを有する容量性スプリット回路の使用を記載している。しかしながら、この記載された回路では、少なくとも１つのスイッチは、本線電圧の過渡期に極度の電圧ストレスを受けるので、そのスイッチは、追加の過電圧保護を設けられない限り、結局故障してしまう。また、少なくとも２つのスイッチが必要であり、これらは入力信号に正確に同期していなければならない。

したがって、２３０Ｖ本線供給で動作する低電力ＬＥＤパッケージは、経済的に実現及び動作できない。より経済的に動作するため、市販の装置、例えば１１０Ｖ本線の定格の装置、変圧器又は容量性電源のような追加回路が、高入力電圧を必要な低出力電圧に変換するために用いられなければならない。このような回路は、損失を伴い、高価であり、嵩張り、重く、０．５未満の受け入れ難い低力率と関連する。

したがって、本発明の目的は、上述の問題を回避する改善した適応型回路を提供することである。

本発明の目的は、請求項１の適応型回路、請求項８の低電力ＬＥＤ改良ランプ、及び請求項１０の低電圧ＤＣ負荷を整流された高電圧ＡＣ供給から駆動する方法により達成される。

本発明によると、整流されたより高い電圧のＡＣ供給からより低い電圧のＤＣ負荷を駆動する適応型回路は、電荷蓄積回路であって、該電荷蓄積回路は、基本的に直列に結合された第１のキャパシタ及び第２のキャパシタを有し、前記第２のキャパシタは、前記負荷に基本的に並列に接続される、電荷蓄積回路と、被制御電流源として実現され、前記負荷を通る負荷電流を制御し、閉スイッチ状態で、負荷電流が少なくとも前記電荷蓄積回路の前記第１のキャパシタから引き出され、開スイッチ状態中に、負荷電流が基本的に前記第２のキャパシタから引き出されるようにする、能動スイッチ、を有する。

ここで、用語「高電圧（higher-voltage）」は、例えばいかなる家庭で利用可能な本線電圧、例えば欧州では２３０Ｖ、米国では１１０Ｖ等の基本的に正弦波の形状を有するいかなるＡＣ電圧も表すと理解されるべきである。以下では、簡単のため、しかし本発明をどのようにも限定することなく、ＡＣ供給は、単に「本線供給」又は「本線」と表される。用語「低電圧（lower-voltage）」は、（比較的）高い電圧のＡＣ供給より有意に低い、装置の定格電圧であると理解されるべきである。例えば、「高電圧」２３０Ｖの本線供給電圧に対し、「低電圧」装置は、事実上１１０Ｖの本線供給から動作されるよう設計された装置であり得る。他方で、「高電圧」１１０Ｖの本線供給では、「低電圧」負荷は６０Ｖの装置であってもよい。

本発明による適応型回路の明らかな利点は、高電圧ＡＣ供給（例えば、２３０Ｖの本線から動作される１００Ｖの装置）から低電圧ＬＥＤ装置（以下では「低電力装置」とも表される）を効率的に動作でき、同時に、この問題を解決する従来の回路と比べて非常に堅牢な回路であることである。ここで、用途「低電圧負荷」は、通常、ＡＣ供給電圧の半分程度の実質的に低い定格電圧を有するＤＣ供給電圧を意味すると理解されるべきである。

能動スイッチは被制御電流源として実現されるので、好ましいことに、従来の「ハード」スイッチと比べて、第１及び第２のキャパシタの間に生じる一様な電流が制限される。このように、スイッチは、切り替えのときの電圧及び電流サージによる潜在的な損傷ストレスに晒されない。また、比較的小さい電流しかスイッチを流れないので、比較的小さい面積で且つそれに応じて低コストで実現できる。さらに、電流が負荷に供給される制御された方法により、負荷電圧波形の小さいリプルを得るために、第２のキャパシタは比較的小さい値で十分である。

通常、低い力率と関連する既存の容量性電源回路とは対照的に、本発明による適応型回路は、少なくとも０．６の非常に好ましい力率を達成できる。

本発明によるＬＥＤ改良ランプは、前記ランプを高電圧本線供給信号に結合する結合手段、低電圧供給を定格とするＬＥＤ素子、前記高電圧本線供給信号を前記低電圧ＬＥＤ素子を駆動するための低電圧信号に適応させる適応型回路、を有するＬＥＤ改良ランプ。

このような改良ランプは、好ましいことに、環境的理由から廃止されている既存の白熱灯を置き換えるために用いることができ、欧州の２３０Ｖの本線のような高い本線電圧から駆動できる。本発明による適応型回路を含むことにより、低ワットの白熱灯、例えば５Ｗ−２５Ｗランプは、高順方向電圧（及び通常は高電力消費でもある）を有する２３０Ｖ本線電圧を底角とするＬＥＤパッケージを用いる代わりに、低ワット、低順方向電圧のＬＥＤパッケージ（例えば、１１０Ｖの本線電圧を底角とするパッケージ）により一層経済的に置き換えることができる。

本発明によると、整流された高電圧ＡＣ供給から低電圧ＤＣ負荷を駆動する方法は、電荷蓄積回路に電荷を蓄積するステップであって、該電荷蓄積回路は、基本的に直列に結合された第１のキャパシタ及び第２のキャパシタを有し、前記第２のキャパシタは、前記負荷に基本的に並列に接続される、ステップと、能動スイッチを作動させるステップであって、該能動スイッチは被制御電流源として実現され、前記負荷を通る負荷電流を制御し、閉スイッチ状態で、負荷電流が少なくとも前記電荷蓄積回路の前記第１のキャパシタから引き出され、開スイッチ状態中に、負荷電流が基本的に前記第２のキャパシタから引き出されるようにする、ステップ、を有する。

従属請求項及び以下の説明は、本発明の特に有利な実施形態及び特徴を開示する。実施形態の特徴は、適切な場合に組み合わせてもよい。

本発明による適応型回路は、いかなる適切な電源とも一緒に用いることができる。しかしながら、このような電源への適応の多くの用途は、家庭又は国内環境内で見られるので、以下で整流されたＡＣ供給という言及は、いかなる方法でも本発明を制限することなく、全波整流されたＡＣ本線供給信号であると理解できる。

能動スイッチは、いかなる適切な種類のスイッチ回路を用いても実現でき、いかなる所望の所定の条件に従って切り替えることができる。本発明の特に好適な実施形態では、能動回路は、単一の能動スイッチのみを有する。この単一のスイッチは、電荷蓄積回路の充電状態と放電状態との間の切り替えを実施するのに十分であり、負荷に十分な安定した出力電圧を供給するのに十分である。能動スイッチが「開」のとき、この状態では、最小電流（例えば、漏れ電流又はスイッチの制御入力を駆動するために必要な補助的な供給電流）のみがスイッチを流れる。能動スイッチが「閉」のとき、所定の最大値までの電流がスイッチを流れる。

電荷蓄積回路は、望ましくは、「容量性スプリット」として実現される。つまり、電荷蓄積回路は、望ましくは、２個の直列結合キャパシタを有し、負荷はこれらのキャパシタの１つに渡り結合される。適応型回路への（及び電荷蓄積回路へも）入力電圧は、第１の入力電圧ノードと、以下では「グランドノード」とも表される第２の入力電圧ノードとの間に印加される。負荷は、中間ノードとグランドノードとの間に、第２のキャパシタと並列に結合される。この種の回路は、入力電圧を効率的に「スプリット」又は分割し、負荷の両端の入力電圧の一部のみを与えるので、分圧器又は「スプリッタ」として動作する。

本発明による能動的に制御される適応型回路では、前記負荷は、望ましくは、前記第２のキャパシタから基本的に連続して駆動され、一方で、前記能動スイッチは、前記負荷電流を前記第１のキャパシタが放電するときに該第１のキャパシタにより供給される電流で増補するために、周期的に作動される。したがって、負荷に並列に結合された第２のキャパシタを有する適応型回路の部分は、負荷電圧を安定化させる一種の「バッファ」と考えられる。一方で、第１のキャパシタ及び能動スイッチを有する適応型回路の部分は、第２のキャパシタを充電するのに用いることができる追加電流源と考えられる。

能動スイッチは、基本的に第１のキャパシタの両端に結合され、望ましくは、電荷蓄積回路の充電状態中に、つまり第１及び第２のキャパシタが充電している間（適応型回路への入力に渡る瞬間電圧が２個のキャパシタの直列結合を充電するのに十分高いとき）、負荷を第１のキャパシタから（したがって、入力供給からも）切り離し、電荷蓄積回路の放電状態中に（適応型回路への入力に渡る電圧が減少しているとき）負荷に第２のキャパシタからの電流を供給する。このように、能動スイッチは、負荷を流れる電流を制御又は制限し、容量性スプリット回路の充電状態に拘わらず、負荷に十分な電流供給を保証できる。

能動スイッチは、いかなる適切な電子コンポーネントを用いても実現できる。本発明の好適な実施形態では、能動スイッチは、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）のようなトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴのような電界効果トランジスタ、ダーリントン対等を、中間ノードとトランジスタの制御入力（例えばベース又はゲート）との間に結合された電圧源と共に、有する。望ましくは、トランジスタの負荷電流と負荷駆動信号とにより共有される経路内に抵抗器が含まれる。効果的なことに、制御入力電圧からトランジスタに渡る電圧降下（ベース−エミッタ電圧又はゲート−ソース電圧）を差し引いたものは、この抵抗器に渡る最大可能電圧降下を、及び能動スイッチを通る最大可能電流も決定する。電圧源は、通過する電流に拘わらず基本的に一定の電圧を与えることができる、いかなる適切なコンポーネント又は回路であり得る。種々の可能性が当業者に分かるだろう。例えば、電圧源はツェナーダイオードを有し得る。このような具現化では、スイッチの閉成が電圧（ベース電圧又はゲート電圧）に依存する場合、能動スイッチは、依存型又は被制御電流源として動作する。

能動スイッチは、トランジスタのベース又はゲートにおける電圧に従って開かれ又は閉じられる。この電圧を制御することにより、トランジスタが開又は閉になる瞬間が制御できる。したがって、本発明の特に好適な実施形態では、能動スイッチは、特定の入力電圧範囲内で能動スイッチを閉じるよう実現されたスイッチ制御部も有する。このような具現化では、例えば、スイッチ制御部は、ゲートと入力電圧ノード間に結合された分圧器の出力との間に結合された適切なニー電圧を有するツェナーダイオードによりベース又はゲート電圧が制御されるトランジスタを有し得る。入力電圧が特定電圧レベルより上に上昇するといつでも、ツェナーダイオードは崩壊し、スイッチ制御部のトランジスタは導通し始めるので、能動スイッチの制御入力における電圧を低下させ、そして能動スイッチは開かれ、つまり、いかなる電流も第１のキャパシタからＬＥＤと第２のキャパシタとの並列結合へ流させない。

本発明の更なる好適な実施形態では、スイッチ制御部は、特定の時間に能動スイッチを閉じるよう実現され得る。このような具現化では、スイッチ制御部は、好適な切り替え方式に従って適切なスイッチ作動信号を供給するよう設定されたマイクロコントローラを有し得る。このようなスイッチ制御部を有するランプは正確に「調整」できるので、該ランプの能動スイッチは、入力電圧の形状に関連する特定の所定の瞬間においてのみ開かれ又は閉じられる。

通常、このような指定時刻に作動する実施形態における切り替え方式は、ＡＣ入力電圧に同期する。結合型の電圧及び時間制御スイッチも可能である。例として、能動スイッチは、本線電圧が特定の第１の閾値より下に降下した後の特定の時間に閉じられ、本線電圧が（場合によっては異なる）第２の閾値より上に上昇すると直ぐに開かれ得る。能動スイッチの制御回路は、望ましくは、ＡＣ入力信号の電圧及び周波数に適応される。つまり、異なる閾値及び異なるタイミングが、異なる特性、例えば本線周波数５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ、本線供給電圧１００Ｖ又は２３０Ｖ等を有するシステムに用いられてもよい。

上述のように、適応型回路は、高電圧整流ＡＣ信号を用いて、負荷を駆動するための低電圧出力を生成する。したがって、適応型回路は、いかなる適切な整流回路とも一緒に用いることができ、適切な結合手段で実現でき、いかなる適切なＡＣ信号からも駆動できる。したがって、本発明の特に好適な実施形態では、適応型回路は、例えば、例えばＡＣ本線供給からのＡＣ信号に全波整流を実行するダイオードブリッジ整流器を含むこのような整流手段を有する。過渡電流に応答して回路の動作を向上させるために、適応型回路は、電圧又は電流サージをダンピングさせる突入電流防止抵抗器（inrush resistor）も有し得る。

適応型回路のコンポーネントは、望ましくは、適応型回路が２３０Ｖ本線供給からの入力電圧を７０Ｖ乃至１４０Ｖの範囲の出力電圧に適応させるのに特に適するよう選択される。

欧州の本線供給のような本線供給の動作を実現するとき、本発明によるＬＥＤ改良ランプの低電力ＬＥＤ素子は望ましくは２ＷＬＥＤ素子を有し、適応型回路は、上述のような適切なコンポーネントの選択により、ＬＥＤ素子を２３０Ｖ本線供給から駆動するよう実現される。勿論、いかなる他の適切なＬＥＤパッケージも、本発明のＬＥＤ改良ランプで使用され得る。また、ここに記載された実施形態は、例示的であると理解されるべきである。

能動スイッチは、いかなる時間にも開き又は閉じることができる。しかしながら、キャパシタの充電及び放電動作は、本線電圧の形状に直接関連するので、第１の入力電圧ノードにおける電圧形状と中間ノードにおける電圧形状も、本線電圧の形状にリンク付けられる。したがって、負荷は、適切な時点でスイッチを閉じる又は開くことにより最適に駆動できる。

したがって、本発明による方法の好適な実施形態では、能動スイッチは、ＡＣ本線供給の電圧に同期して作動される。つまり、スイッチは、入力電圧の形状に沿った特定の「点」に対応する瞬間に開かれ又は閉じられる。

能動スイッチが開かれ又は閉じられる実際の瞬間は、回路に多様に影響を与え得る。スイッチが開である限り、キャパシタが充電されている間、入力電流は本線からのみ引き出される。本発明による方法では、特定の段階でスイッチを閉じることにより、つまり電荷蓄積回路の動作に影響を与えることにより、入力電流が流れる追加「経路」が提供できる。したがって、本発明による方法の更なる好適な実施形態では、能動スイッチの作動の瞬間は、能動回路の所望の見かけ上のリアクタンス、つまり入力端子から「見える」リアクタンスに従って選択される。入力電圧形状の特定の「区間」中に能動スイッチを閉に切り替えることにより、負荷は、本線供給の観点からは、容量性負荷又は誘導性負荷として動作するように見える。このように、ランプは、容量性又は誘導性負荷として動作するよう「調整」できる。多くのこのような改良ＬＥＤランプを有する照明の用途では、特定の割合は誘導性負荷として動作するよう実現され、他の割合は容量性負荷として動作するよう実現できる。このように、負荷の全体のリアクタンスは、過度に容量性でもなく、過度に誘導性でもない。電荷蓄積回路の充電ピークに関連する電流の流れを制御することの別の利点は、入力電流波形の高調波に影響を与え得ることである。通常、高次高調波は回路の全体の力率を減じるので、本線から引き出した電流の中の高次高調波の数を低減することが望ましい。有利に選択された切り替え方式を用いることにより、入力電流は、際立った基本波と僅かな小さい高次高調波のみを有するよう調整できる。適応型回路は、照明の用途のための更なる規定要件を満たすよう実現できる。特定の国々では、力率と高調波を規定するだけでなく、本線から負荷へ流れ込む入力電流の開始点、ピーク点及び終了点も規定される。これらのパラメータが指定される場合、通常、高次高調波にはあまり厳しい要件が置かれない。適応型回路は、このような要件を満たすために、例えば能動スイッチの時間に渡る連続制御性を更に利用することにより、所望の入力電流は系を提供するよう実現できる。以上に記載した大部分の例では、能動スイッチを介した第１のキャパシタの放電は、入力電圧がキャパシタに蓄積された電圧よりも低い間、実行される。これらの場合には、放電電流は、適応型回路の入力の入力供給端子では目立たない。作動（つまり、スイッチの閉成）が、入力電圧の瞬間値がキャパシタに蓄積された電圧より低い時間期間中に行われるとき、スイッチ電流の一部は、入力端子から直接引き出される。

したがって、これらの期間中、能動的に制御される入力電流が設定できる。

単純な例では、最適化された効率及び高調波成分を有する所定の電流波形は、予め決定され、適応型回路のメモリ内に格納できる。したがって、入力周波数に同期した後、能動スイッチの電流は、所望の入力電流を生成するために、所定の波形に従って制御される。この目的のため、適応型回路は、不揮発性メモリ及び波形再生ユニットを有し得る。望ましくは、適応型回路は、適切なプログラム又はアルゴリズムを実行できるマイクロコントローラを有する。

本発明の好適な実施形態では、前記負荷に分配される電力の総量は、前記能動スイッチの制御信号により決定される。入力側の信号に関連するスイッチの適切なタイミングにより、負荷に分配される信号及び電力は、要求通りに制御できる。

キャパシタを再び放電させる前に、それらを完全に充電させることが望ましいので、本発明の更なる好適な実施形態では、能動スイッチは、電荷蓄積回路の放電状態を開始するために開から閉に切り替えられる。言い換えると、スイッチは、入力電圧がピークになった後にのみ閉じられる。なぜなら、この時間の後に、キャパシタに渡る充電は、最大に達し、更には増大しないからである。

能動スイッチがトランジスタを用いて実現されるとき、ベース又はゲート電圧が特定のレベルを超えると、スイッチは閉成、つまり導通する。また、スイッチは、適切なツェナーダイオードを用いて生成され得る別個の駆動信号で効率的に制御される。しかしながら、能動スイッチは、上述の別個のツェナー電圧源の代替手段を用いて実現され得る。したがって、本発明の別の好適な実施形態では、能動スイッチは、連続駆動信号により作動される。例えば、供給電圧を測定するトランジスタと能動スイッチの制御入力との間の適切な回路で、能動スイッチの電流はゆっくりと低減及び増大され、能動スイッチが少なくとも一部の時間の間、連続駆動信号を受信するようにできる。更なる実施形態では、マイクロコントローラは、（例えば、パルス幅変調生成器及び低域通過フィルタを用いて、又はデジタル−アナログ変換器を用いて）このような連続駆動信号を生成し、能動スイッチを開らく又は閉じるよう制御するだけでなく、いかなる時点の電流許容量を能動的に制御するようにも実現できる。

従来の適応型回路を示す。 本発明の第１の実施形態による適応型回路の回路図を示す。 図２の回路の動作原理を説明する。 本発明の第２の実施形態による適応型回路の回路図を示す。 図４の適応型回路の電流及び電圧のグラフを示す。 図４の適応型回路の電流及び電圧のグラフの更なるセットを示す。 本発明の一実施形態による改良ＬＥＤランプの概略表現を示す。 図中、同様の番号は同様のオブジェクトを表す。図中のオブジェクトは、必ずしも縮尺通りではない。

図１は、ＪＰ５７０９７３６に記載された種類の従来の適応型回路１０を示す。適応型回路１０は、出力端子１８０、１８１間に結合された負荷のために低い電圧を得るため、入力端子１７０、１７１間に印加される入力電圧を逓減する。この種の回路は、変圧器がその大きさ及び重さにより不適切になってしまうような、ハンドヘルド装置のような小型装置の用途に適する。入力電圧は、ＤＣ電圧又は整流されたＡＣ電圧であり得る。第１のスイッチ１１、第１のキャパシタ１３、ダイオード１６及び第２のキャパシタ１４は、直列に結合される。第２のダイオード１５は、第１のダイオード１６及び第２のキャパシタ１４と並列に結合される。第２のスイッチ１２は、第１のキャパシタ１３及び第１のダイオード１６に渡って結合される。入力電圧を逓減するために、第１及び第２のスイッチ１１、１２は、交互に切り替えられる。第１のスイッチ１１は閉じられ（且つ第２のスイッチ１２は開かれ）るとき、直列接続されたキャパシタ１３、１４は充電され、第１のダイオード１６及び第２のダイオード１４の間に蓄積された電圧により負荷が駆動される。次に、第２のスイッチ１２が閉じられ、第１のスイッチ１１が開かれる。この時間中、キャパシタ１３、１４は放電するので、負荷が両キャパシタ１３、１４により駆動される。従来の回路では、キャパシタ１３、１４の値は、入力電圧の半分の出力電圧を得るために等しくなければならない。ステップダウン回路を拡張してＮ個のキャパシタを直列に有することにより、１／Ｎ分圧を得ることができる。

しかしながら、この種の回路１０は多くの欠点を有する。例えば、この回路が本線から駆動される場合、両スイッチは、本線電圧信号との特別な時間的関係で正確に同期しなければならない。本線入力波形全体を使用できるためには、最小限の２個のスイッチが要求される。また、スイッチ１２を閉じる瞬間に２個のキャパシタの間を流れる電流は、大きな値に達し得るので、構成要素は、高いピークストレスに対して定格を定められなければならず、このようなピーク電流に耐える必要のない構成要素と比べてそれらを必然的に大きく且つ高価にしてしまう。さらに、スイッチ１１が開いている間、入力端子１７０、１７１に現れる電圧遷移（例えば、入力端子が結合されている本線における電圧サージから生じる）は、制限もクランプもされず、結果としてスイッチ１１に渡る電圧ストレスを生じてしまう。スイッチ１１が閉じられた状態では、サージはスイッチ１１を通る高電流を生じるだろう。要するに、スイッチ１１は、サージにより歪められた実際の本線電圧から動作するとき、高いストレスに晒される。さらに、固定的な１／Ｎ分圧比のみが可能なので、用途が限られてしまう。

図２は、より高電圧入力からより低い電圧負荷２を駆動するために用いられる、本発明の第１の実施形態による適応型回路１を示す。本例では、より高い電圧入力は、ダイオードブリッジ整流器２０を用い、２３０ＶＡＣ本線供給３に対して全波整流を実行することにより引き出される。抵抗器Ｒ１は、整流器２０の前にある。適応型回路１により駆動される負荷は、２Ｗ、１１０ＶのＬＥＤパッケージ２を有する。適応型回路１は電荷蓄積回路２１を有する。電荷蓄積回路２１は、直列に結合された第１のキャパシタＣ１と第２のキャパシタＣ２とを含み、２個のダイオードＤ１、Ｄ２を有する。構成２１では、「変形バレーフィル（Valley-Fill）回路」と表される。適応型回路１は、被制御電流源２２として動作する能動スイッチ２２を有する。被制御電流源２２は、電圧源Ｖ２、トランジスタＱ１及び電流制限抵抗器Ｒ２、Ｒ３を用いて構成される。回路構成要素の例示的な値は、図中に与えられる。

追加の任意的な抵抗性回路素子２４が、能動スイッチ２２と第２のキャパシタＣ２との間の経路を常に流れる電流を制限するために、該経路に挿入できる。このような抵抗性回路素子２４の効果的な値は、電流がそれを流れる方向に依存し得る。

このため、この抵抗性回路素子２４は、抵抗器及び／又はダイオードの適切な構成により実現できる。

図３は、回路１の３状態の動作原理を説明する。

ダイオードブリッジ２０は、基本的に一連の正弦波の正の半分を有する全波整流された信号を供給する。図の上部には、「充電状態」Ｓ−Ｉにおいて、スイッチ２２は開かれ、同時にキャパシタＣ１、Ｃ２は上昇する入力電圧信号から充電される。スイッチ２２は開かれているので、点線で示されるように、回路のこの部分は無視できる。この時間中、負荷２は、第２のキャパシタＣ２が充電されている間、第２のキャパシタＣ２によってのみ供給される。簡単のため、図３では、各状態において関連する構成要素のみが、それらの参照符号により示される。

キャパシタＣ１、Ｃ２が充電されると、いかなる電流も本線３から引き出されない。したがって、次の「遷移状態」Ｓ−ＩＩでは、回路の供給側は、図の２番目の部分に点線で示されるように、無視できる。スイッチは依然として開かれているので、これも、点線で示されるように無視できる。負荷２は、再び、第２のキャパシタＣ２からのみ駆動される。

入力電圧降下が更に進むと、両キャパシタＣ１、Ｃ２は、図の下の部分に第３の状態Ｓ−ＩＩＩで示されるように、再び放電できる。スイッチ２２が閉じられるので、電流はトランジスタＱ１を通じて流れる。この「放電状態」又は「平衡状態」Ｓ−ＩＩＩでは、負荷２は、主に放電している第１のキャパシタＣ１による電流を供給される。この状態では、負荷２は、図に示されるように、第２のキャパシタＣ２から電流を引き出してもよい。同等に、第２のキャパシタＣ２は、能動スイッチ２２から迂回させられた電流により再び充電され得る。これらの回路構成要素を通じた実際の電流分布は、いかなる瞬間においても、種々のノードにおける電圧に大きく依存する。入力電圧は降下しているので、いかなる電流もキャパシタＣ１、Ｃ２により回路の供給側から引き出されない。したがって、これは、点線で示されるように、無視できる。

これら３つの状態Ｓ−Ｉ、Ｓ−ＩＩ、Ｓ−ＩＩＩの間に負荷２に印加される電圧は、ノードＮ１における電圧を超えることができず、入力ピーク電圧の半分である最大値に効率的に制限されるので、低い電圧の負荷２が確実に安全に駆動できるようにしている。第２のキャパシタＣ２に渡り蓄積できる最高電圧は、第１及び第２のキャパシタの構成要素の選択、及びこれらが整合しているか否かにより支配される。

図４は、更なる実施形態による適応型回路１’の具現化を示す。再び、適応型回路１’は、本線供給３からの本線入力電圧に対して全波整流を実行するダイオードブリッジ整流器２０を有する。電荷蓄積回路２１’は、１対の直列接続されたキャパシタＣ１、Ｃ２及び２個のダイオードＤ１、Ｄ２を有する。負荷２は、第２のキャパシタＣ２に渡り結合される。この具現化では、能動スイッチ２２’は、ダーリントン対Ｑ１、Ｑ２を有する。ダーリントン対Ｑ１、Ｑ２のベース信号は、抵抗器Ｒ２を介して分配され、ベース電圧は第１のツェナーダイオードＺ１により制限される。また、第１のツェナーダイオードＺ１に渡る電圧は、スイッチ制御部２２０により支配される。スイッチ制御部２２０は、分圧器Ｒ４、Ｒ５、第２のツェナーダイオードＺ２及びトランジスタＱ３を有する。図４では、構成要素Ｒ４、Ｒ５、Ｚ２、Ｒ６、Ｑ３、Ｚ１は、抵抗器Ｒ２と併せて、図２及び図３に記載された電圧源Ｖ２の可能な実施形態を描いている。デカップリングダイオードＤ３は、入力電圧がスイッチ制御部２２０により正確に測定できるように含まれる。

スイッチ２２’及びスイッチ制御部２２０は本図では回路全体の別個の部分として示されるが、当業者には、スイッチ２２及びスイッチ制御部２２０がお互いに連携して動作し、したがって単一の「エンティティ」又は単一の能動スイッチと考えられ得ることが明らかである。

再び、構成要素の値は図中に示される。第１及び第２のツェナーダイオードＺ１、Ｚ２は、１０Ｖのツェナー電圧を有し、トランジスタＱ１、Ｑ２は望ましくはピ―ク入力電圧の半分より大きい電圧に定格が定められ、同時にトランジスタＱ３は低電圧トランジスタの種類、例えばＢＣ３３７であり得る。本実施形態では、分圧器Ｒ４、Ｒ５の出力における電圧が第２のツェナーダイオードＺ２のツェナー電圧に達したときはいつでも、トランジスタＱ３は導通し、また、抵抗器Ｒ２を介して分配される電流を迂回させ、したがって、ダーリントン対Ｑ１、Ｑ２へのベース電流を遮断し、能動スイッチ２２’が効率的に開かれるようにする。入力電圧の瞬間値がＱ３をアクティブにするには低過ぎる場合、トランジスタ対Ｑ１、Ｑ２は、Ｒ２を介してベース電流を受け、ツェナーダイオードＺ１、エミッタ抵抗値Ｒ３及びダーリントン対Ｑ１、Ｑ２の実効ベース−エミッタ電圧により予め設定された値に従って電流を流す。ここに挙げた例では、流される電流は、おおよそ、ツェナーダイオード電圧とダーリントン対のベ―ス−エミッタ電圧との間の差をエミッタ抵抗値Ｒ３により割ったものである。示された構成要素を用いると、これは、約（１０Ｖ−１．４Ｖ）／３００Ω＝２８．６ｍＡの電流を与える。

この適応型回路１’では、示された構成要素を用いると、入力電力は２．７２Ｗであり、ＬＥＤ電力は２．１２Ｗであり、したがって、回路の効率は７８％に等しい。この適応型回路１’の力率は、０．６１と測定された。これは、好ましいことに最小値０．５を超えている。ＬＥＤ負荷２により放射される光の光学的フリッカの量が分析され、フリッカ指標は０．１４と決定された。この回路の光学的フリッカの大部分は２００Ｈｚに存在するので、人間の目には事実上知覚できず、適応型回路１’を改良ランプ用途での使用に特に適するものにしている。任意的な容量性バラストＣＢが示される。容量性バラストＣＢは、ＡＣ入力電圧とＬＥＤ負荷電圧との間の更なる整合を提供するために、及びＡＣ入力電圧の約半分と整合しないＬＥＤ負荷電圧の場合にも高い効率を維持するために用いることができる。これは、また、効率を更に向上させることができ、同時に、好ましいことに高い力率をほぼ変えないので、０．６の力率と共に８７％の効率が達成できる。回路は、要件に従って変更できる。例えば、バイポーラダーリントントランジスタ又はダーリントン構成のトランジスタ対Ｑ１、Ｑ１を用いる代わりに、ＦＥＴを用いることもできる。

図５は、図４の回路の特定の要素を通る電流の一連のグラフを示す。供給電流Ｉ_ｐｓは、電荷蓄積回路２１’のキャパシタＣ１、Ｃ２が充電されている限り、ＡＣ電源３から引き出される。負荷２を通る負荷電流Ｉ_ｌｏａｄは、約２０ｍＡ乃至３４ｍＡの間で変動することが示される。キャパシタＣ１を通る第１のキャパシタ電流Ｉ_Ｃ１は、充電中にピークまで迅速に増大し、次に、キャパシタＣ１が完全に充電されると再びゼロに降下する。スイッチが開である限り、いかなる電流も完全に充電された第１のキャパシタＣ１を通じて流れない。次に、能動スイッチ２２’が閉じられると、第１のキャパシタ電流Ｉ_Ｃ１に負の放電電流が存在し、そのレベルは能動スイッチにより制御される。スイッチが開かれると、第１のキャパシタ電流Ｉ_Ｃ１は、降下してゼロに戻る。ダーリントン対Ｑ１、Ｑ２を通るスイッチ電流Ｉ_ｓｗは、０Ａ（能動スイッチは開であり、図３の状態Ｓ−Ｉ及びＳ−ＩＩに対応する）とー４４ｍＡ（能動スイッチは閉で導通し、図３の状態Ｓ−ＩＩＩに対応する）の間をトグルする。

第２のキャパシタＣ２から引き出される第２のキャパシタ電流Ｉ_Ｃ２は、入力電流の充電ピーク、ＬＥＤ負荷の駆動電流及び能動スイッチを介して分配される電流の合成である。本実施形態では、第１のキャパシタＣ１から能動スイッチ２２’を通じて分配される電流は、ＬＥＤ負荷２の実際の消費電流より高いので、一部の電流は第２のキャパシタＣ２へ充電電流として流れ込む。第２のキャパシタ電流Ｉ_Ｃ２は、電荷蓄積回路２１’の充電状態中に４０ｍＡの領域の最大値に達する。一方で、第１のキャパシタＣ１のピーク充電電流は、約７０ｍＡである。これらの電流の間の差は、ＬＥＤ負荷に供給される電流Ｉ_ｌｏａｄである。負荷２は基本的に第２のキャパシタＣ２と並列に配置されるので、負荷２は連続的に駆動される。

図の一番下に、それぞれ第１及び第２のキャパシタＣ１、Ｃ２の電圧Ｕ_Ｃ１、Ｕ_Ｃ２が示される。第１のキャパシタ電圧Ｕ_Ｃ１は、ピーク入力電圧の約半分に達することができる。一方で、第２のキャパシタＣ２に渡る電圧Ｕ_Ｃ２は（したがって、負荷２に渡る電圧も）、約１２０Ｖで振動する。この電圧レベルは、勿論、低電圧ＬＥＤ負荷２の順方向電圧に依存する。

図６は、本線電圧Ｕ_ＰＳ、本線電流Ｉ_ＰＳ、第１のキャパシタ電圧Ｕ_Ｃ１及び負荷電圧Ｕ_Ｃ２のグラフの別のセットを示す。このグラフは、本線電圧Ｕ_ＰＳと負荷電圧Ｕ_Ｃ２との間の関係、並びに充電中に負荷２が第２のキャパシタＣ２により供給されているとき、次に（能動スイッチが開の間に）負荷２が充電された第２のキャパシタＣ２から引き出すとき、次に（能動スイッチ２２’が閉の間に）負荷が両キャパシタＣ１、Ｃ２により供給されるとき、負荷電圧が振動することを一層明確に示す。最も重要なことに、図６は、能動スイッチの作動が適応型回路の本線入力側のアーティファクトを生じないことを示している。能動スイッチは、本線電圧が非常に低く、いかなる電流も本線から適応型回路へ流れることができない期間中、閉である。したがって、スイッチが閉じられる瞬間に、非常に小さい電流スパイク６０しか本線側に現れない。適切な調整で、この小さいスパイク６０でさえ、抑制できる。例えば、能動スイッチの活性化期間を短縮し、スパイク６０を抑制することができる。また、能動スイッチの活性化期間を早い瞬間に向けてシフトさせると、小さいスパイク６０が抑制され得る。

代替の実施形態では、上述のように、能動スイッチの活性化期間は、本線期間の早い又は遅い部分へ延長又は移動し、意図的に追加電流を本線から引き出すことで、入力端子から見える適応型回路の明らかな容量性又は誘導性動作に積極的に影響を与える。

図７は、本発明による改良ＬＥＤランプ４を示す。改良ＬＥＤランプ４は、同種の白熱灯を置き換えるために、ランプを対応するソケットにねじ込む適切なコネクタ４０を有する「キャンドル」として実現される。フィラメントの代わりに、この改良ランプは、１１０Ｖ本線のような低電圧供給を定格とするＤＣＬＥＤ又はＡＣＬＥＤパッケージ２、より高い電圧本線供給信号をよりＬＥＤパッケージ２を駆動するのに適した低い電圧に適応させる上述の種類の適応型回路１．１’を有する。

本発明は好適な実施形態及びその変形の形式で開示されたが、それらに、本発明の範囲から逸脱することなく、多数の追加の変更及び変形が成され得ることが理解されるだろう。能動スイッチの損失、高周波数切り替えのアーティファクト及び負荷への入力波形の低周波数高調波の間のトレードオフは、必要に応じて調整できる。例えば、可変振幅の連続駆動信号で能動スイッチを制御することにより、高周波数アーティファクトを回避できる。当業者に知られる他の微調整ステップが、適応型回路の対象とする用途に従って回路動作を向上させるために行われ得る。

明確のため、本願明細書を通じて単数表記（「ａ」、「ａｎ」）の使用は複数を排除しないこと、「有する（comprising）」は他のステップ又は要素を排除しないことが理解されるべきである。「ユニット（unit）」は、特に示されない限り、複数のユニットを有し得る。

Claims (14)

1. 整流された高電圧ＡＣ供給から低電圧ＤＣ負荷を駆動する適応型回路であって、当該適応型回路は、
   −電荷蓄積回路であって、該電荷蓄積回路は、基本的に直列に結合された第１のキャパシタ及び第２のキャパシタを有し、前記第２のキャパシタは、前記負荷に基本的に並列に接続される、電荷蓄積回路、
   −電圧源と、トランジスタと、前記電圧源及び前記トランジスタのゲートの間に結合される第１の抵抗器と、前記電圧源及び前記トランジスタのエミッタの間に結合される第２の抵抗器とを有し、被制御電流源として実現され、前記負荷を通る負荷電流を制御し、閉スイッチ状態で、負荷電流が少なくとも前記電荷蓄積回路の前記第１のキャパシタから引き出され、開スイッチ状態中に、負荷電流が基本的に前記第２のキャパシタから引き出されるようにする、能動スイッチ、
   を有する能動回路。
2. 単一の能動スイッチ、を有する請求項１に記載の適応型回路。
3. 前記負荷は、前記第２のキャパシタから基本的に連続して駆動され、前記能動スイッチは、前記負荷電流を前記第１のキャパシタにより供給される電流で増補するために、周期的に作動される、請求項１又は２に記載の適応型回路。
4. 前記能動スイッチは、特定の入力電圧及び／又は特定の時点で前記能動スイッチを閉じるよう実現されたスイッチ制御部を有する、請求項１乃至３のいずれか一項に記載の適応型回路。
5. ＡＣ供給信号を整流するダイオードブリッジ整流器、を有する請求項１乃至４のいずれか一項に記載の適応型回路。
6. ２３０Ｖの本線供給からの入力電圧を、５０乃至１６０Ｖ、より望ましくは８０乃至１４０Ｖ、最も望ましくは９０乃至１３０Ｖの範囲の出力電圧に適応させるよう実現された請求項１乃至５のいずれか一項に記載の適応型回路。
7. ＬＥＤ改良ランプであって、
   −前記ランプを高電圧本線供給信号に結合する結合手段、
   −低電圧供給を定格とする低電圧ＬＥＤ素子、
   前記高電圧本線供給信号を前記低電圧ＬＥＤ素子を駆動するための低電圧信号に適応させる、請求項１乃至６のいずれか一項に記載の適応型回路、
   を有するＬＥＤ改良ランプ。
8. 前記低電圧ＬＥＤ素子は、２Ｗの低電圧ＬＥＤ素子を有し、前記適応型回路は、前記低電圧ＬＥＤ素子を２３０Ｖの本線供給から駆動するよう実現される、請求項７に記載のＬＥＤ改良ランプ。
9. 整流された高電圧ＡＣ供給から低電圧ＤＣ負荷を駆動する方法であって、当該方法は、
   −電荷蓄積回路に電荷を蓄積するステップであって、該電荷蓄積回路は、基本的に直列に結合された第１のキャパシタ及び第２のキャパシタを有し、前記第２のキャパシタは、前記負荷に基本的に並列に接続される、ステップ、
   −能動スイッチを作動させるステップであって、該能動スイッチは、電圧源と、トランジスタと、前記電圧源及び前記トランジスタのゲートの間に結合される第１の抵抗器と、前記電圧源及び前記トランジスタのエミッタの間に結合される第２の抵抗器とを有し、被制御電流源として実現され、前記負荷を通る負荷電流を制御し、閉スイッチ状態で、負荷電流が少なくとも前記電荷蓄積回路の前記第１のキャパシタから引き出され、開スイッチ状態中に、負荷電流が基本的に前記第２のキャパシタから引き出されるようにする、ステップ、
   を有する方法。
10. 前記能動スイッチは、前記高電圧ＡＣ供給の電圧と同期して作動される、請求項９に記載の方法。
11. 前記能動スイッチの作動の瞬間は、前記高電圧ＡＣ供給の電圧の形状に沿った特定の点に対応する、請求項９に記載の方法。
12. 前記負荷に分配される電力の総量は、前記能動スイッチの制御信号により決定される、請求項９乃至１１のいずれか一項に記載の方法。
13. 前記能動スイッチは、前記電荷蓄積回路の放電状態を開始するために、開から閉に切り替えられる、請求項９乃至１２のいずれか一項に記載の方法。
14. 前記能動スイッチは、連続駆動信号により作動される、請求項９乃至１３のいずれか一項に記載の方法。

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