JP2019536405A - 力率補正を有するａｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

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Abstract

ＡＣ入力が、波形整形コンデンサによって、整流され、整形されるＡＣ／ＤＣコンバータ及び変換方法が提供される。並列バルクコンデンサを有する出力負荷に出力電流を供給するために電流源回路が使用される。前記電流源回路は、ＡＣ入力信号の位相に依存するタイミングでオン及びオフに切り替えられる。これは、構成要素が少ない低コスト回路で、相対的に高い、例えば、０．７と０．９との間の力率を可能にする。

Description

本発明は、ＡＣ／ＤＣコンバータ内の力率補正に関する。
主電源（mains）によって給電されるためにＡＣ／ＤＣ変換を必要とする多くのデバイスがある。
本発明は、ＡＣ／ＤＣコンバータがＬＥＤドライバを供給するＬＥＤ照明にとってとりわけ興味深い。ＬＥＤドライバは、例えば、定電流源又は定電圧源として構成又は動作され得る共振ＤＣ／ＤＣコンバータを有する。定電流源は、ＬＥＤ構成を直接駆動するために用いられることができ、従って、一段ドライバ（single stage driver）を可能にする。定電圧源は、例えば、定電圧源によって供給される出力電圧からの所定の電流でのＬＥＤへの対応する電力供給を確実にするための更なるドライバ電子回路を有するＬＥＤモジュールのために用いられ得る。
主電源（又は他のＡＣ）電力が供給される電力コンバータ内で実施される別の機能は、力率補正（ＰＦＣ）である。ＡＣ電力システムの力率は、回路における皮相電力に対する負荷へ流れる有効電力の比として定義される。１未満の力率は、電圧波形と電流波形とが同相ではないことを意味し、２つの波形の瞬時積（instantaneous product）を減少させる。有効電力は、回路の、特定の時間内に仕事を実施するための容量（capacity）である。皮相電力は、回路の電流と電圧との積である。
負荷に蓄積され、電源に戻されるエネルギのために、又は電源から引き出される電流の波形を歪ませる非線形負荷のために、皮相電力は有効電力よりも大きくなるだろう。
電力供給装置が低い力率で動作している場合には、負荷は、より高い力率の場合と比べて、同じ量の有用な電力が伝達されるために、より多くの電流を引き出すだろう。
力率は、力率補正を用いて高められ得る。線形負荷の場合は、これは、コンデンサ又はインダクタの受動回路網の使用を含み得る。非線形負荷は、一般に、歪みを打ち消し、力率を上げるために、アクティブ力率補正（active power factor correction）を必要とする。（パッシブ）力率補正は、負荷の誘導効果又は容量効果を打ち消すよう作用するコンデンサ又はインダクタを加える反対符号の無効電力の供給によって、ＡＣ電力回路の力率を１に近づける。
アクティブＰＦＣは、パワーエレクトロニクスを利用して、力率を改善するよう負荷によって引き出される電流の波形を変える。アクティブＰＦＣ回路は、例えば、バック、ブースト又はバックブーストスイッチモードコンバータトポロジをベースにし得る。アクティブ力率補正は、一段又は多段であり得る。
力率は、一般に、２５Ｗを超える高出力照明の場合は、０．９より大きいことが必要とされる。力率はまた、業務用照明用途の場合は、２５Ｗの入力電力未満でも、通常、０．９以上であることが必要とされる。照明業界は常に非常にコストを重視していることから、関連規格（IEC61000-3-2）は、２５Ｗ未満の入力電力の場合は、より低い力率（＞０．５）を許容する。たとえ力率が０．９未満でも、主電源入力電流高調波がまだ許容範囲にあることを保証する、規格によって定められている所謂「特別な波形」要件がある。
この特別な波形は、図１において示されているような、典型的なパッシブＡＣ−ＤＣコンバータ、即ち、所謂ブリッジ／電解コンデンサの組み合わせが、照明のために使用され得るように定められている。
これは、主電源入力１２を受け取るフルブリッジ整流器１０を含み、整流器によって供給される整流されたＤＣ信号は、通常、容量性突入電流を制限するためのＡＣ直列抵抗器と組み合わせた、高電圧電解コンデンサ１４に直接接続される。出力負荷は、抵抗器ＲＬによって表されており、入力電力を消費する任意の種類の回路、例えば、ＬＥＤドライバを表している。電流は、主電源から入力抵抗器Ｒｉｎを通して引き出される。
図２において、このような回路の代表的な波形が示されている。プロット２０は、（活線（live）と中性線（neutral）との間の）主電源入力電圧を示しており、プロット２２は、主電源から入力抵抗器Ｒｉｎを通して引き出される電流を示しており、プロット２４は、コンデンサ１４及び負荷ＲＬの両端の出力電圧を示している。
この回路の制約は、力率が、０．５乃至０．６にしか達せず、それ故、例えばカリフォルニアにおいて要求されるようなより高い力率要件を満たす、及び／又は米国においてエネルギ・スター・ラベル（Energy Star label）を得るのに適していないことである。力率０．９を達成する力率補正回路はより複雑である。例えば、幾つかの解決策においては、力率ブースト補正コンバータが、ブリッジ整流器と主電源蓄積コンデンサとの間に挿入される。ブーストコンバータは、電流が、常に、線間電圧と同相且つ同じ周波数であることを強制する。主電源周波数の２倍の周波数における結果として生じる電力変動は、高電圧バルクコンデンサによってフィルタ処理され、結果として生じる（固有の）出力電圧リップルを制限する。電力供給装置内の別のスイッチモードコンバータは、ＤＣバスから所望の出力電圧又は電流を生成する。この例は、二段コンバータをもたらし、第１段は、ＰＦＣブースト段であり、第２段は、出力電圧又は出力電流を供給する他のスイッチモードコンバータである。バルクコンデンサは、ＡＣ電圧がゼロである（ゼロに近い）ときに入力電力ギャップを埋めるために必要とされるエネルギ蓄積を供給する。
それ故、０．９を超える力率のためのより高価な解決策を使用する必要なしに、妥当なコストで、例えば少なくとも０．７という幾分高い力率を供給する解決策が必要とされている。
US 2008/0123379は、ＡＣ電圧を受け取り、整流されたＡＣ電圧を生成するための整流器と、負荷にＤＣ電圧を供給するために前記整流されたＡＣ電圧と並列に接続されるコンデンサとを有する電圧調整回路であって、整流器とコンデンサとの間に設けられる一方向電流スイッチ、及び前記ＤＣ電圧が所定の電圧制限を超えないように整流されたＡＣ電圧の負の傾きの間の選択された時点にスイッチを作動させるよう構成される制御ブロックによって特徴づけられる電圧調整回路を開示している。整流された主電源によって供給される電圧を制御することによって、ＤＣ電圧は、（ＡＣ主電源ピーク値より低い）任意のプリセット値に調整され得る。この発明の電圧安定装置は、様々なピーク入力電圧に対して、及び広範囲の負荷変動のもとで、所望の一定のＤＣ負荷電圧値を保証するだろう。それによって、この電圧によって駆動されるコンバータは、より最適化されることがあり得る、又は調整されないことさえあり得る。
US 2013/0049618は、整流されたより高い電圧のＡＣ供給からより低い電圧のＤＣ負荷を駆動するための適応回路であって、前記適応回路が、電荷蓄積回路であって、前記電荷蓄積回路が、本質的に直列に接続される第１コンデンサ及び第２コンデンサを有し、前記第２コンデンサが、少なくとも前記負荷と並列に接続される電荷蓄積回路と、閉じたスイッチ状態においては、負荷電流が、本質的に前記電荷蓄積回路の前記第１コンデンサから引き出され、開いたスイッチ状態の間は、負荷電流が、本質的に前記第２コンデンサから引き出されるように、前記負荷を通る負荷電流を制御するための制御電流源として実現される能動スイッチとを有する適応回路を開示している。この発明は、ランプをより高い電圧の主電源供給信号に接続するための接続手段と、定格がより低い電圧供給であるＬＥＤデバイスと、より低い電圧の前記ＬＥＤデバイスを駆動するために前記より高い電圧の主電源供給信号を低電圧信号に適応させるためのこのような適応回路とを有するＬＥＤレトロフィットランプについても述べていいる。この発明は、整流されたより高い電圧のＡＣ供給からより低い電圧のＤＣ負荷を駆動する方法についても述べている。
本発明は、請求項によって規定される。
例の第１セットによれば、
ＡＣ入力信号を受信するためのＡＣ入力、及び出力負荷を供給するためのＤＣ出力と、
第１及び第２整流器端子の間に整流信号を供給する整流器と、
前記第１及び第２整流器端子の間に接続される波形整形コンデンサと、
前記ＤＣ出力と直列に接続される電流源回路と、
前記波形整形コンデンサよりも大きな静電容量を持つ、前記ＤＣ出力と並列に接続されるバルクコンデンサとを有するＡＣ／ＤＣコンバータであって、
前記電流源回路が、前記ＡＣ入力信号の位相に依存するタイミングでオン及びオフに切り替わるよう適合されるＡＣ／ＤＣコンバータが提供される。
このコンバータは、標準的な構成の整流器及び前記整流器のＤＣ端子間のコンデンサを利用する。しかしながら、そのコンデンサは、バルク蓄積コンデンサとして機能するほど大きくはない波形整形構成要素にすぎない。
前記波形整形コンデンサは、例えば、それだけで、前記出力負荷への電流の流れにおける不連続を防止するほど大きくはない。代わりに、前記負荷の両端に更なるバルクコンデンサが設けられる。
前記出力電流は、電流源回路によって供給され、これは、負荷電流と、前記バルクコンデンサの充電／放電電流との合計を制御する。従って、前記電流源回路は機能的に前記負荷と直列である。前記電流源回路がオンに切り替えられるときに、前記入力から電流が引き出され、前記電流源回路がオフに切り替えられるときには、前記入力から電流は引き出されない。
この回路は、前記回路に過度の複雑さをもたらすことなく、基本的な整流回路と比較して力率の増加を可能にする。これは、電流が、前記入力から引き出され、前記出力（即ち、前記負荷）に供給されるタイミングを、前記ＡＣ入力信号の位相に応じて設定することによって、達成される。それは、ＬＥＤ電球などの低コスト製品への前記コンバータの組み込みを可能にする。
前記電流源回路は、例えば、オンに切り替えられるときに一定の電流を供給するよう適合される。これは、前記電流源回路の簡単な実施を可能にする。
或る例においては、前記電流源回路は、線形電流源回路を含む。これは、簡単な回路の実施を可能にする。前記電流源回路は、例えば、前記ＤＣ出力と直列のトランジスタと、前記トランジスタの制御端子（例えば、バイポーラ接合トランジスタのベース、又は電界効果トランジスタのゲート）に制御電圧を供給する定電圧源とを含む。前記トランジスタと下方基準端子（例えば、接地）との間にシャント抵抗器が設けられてもよい。その場合、主電源入力電圧における変化は、コレクタ・エミッタ又はドレイン・ソーストランジスタ電圧における変化をもたらし、前記電流源回路のオン及びオフへ切り替えを効果的に制御する。前記電流の振幅は、例えば、ＤＣ電圧源、ベース・エミッタトランジスタ電圧、及びシャント抵抗器のサイズによって決定される。
別の例においては、前記電流源回路は、スイッチモード電力コンバータ、例えば、バックコンバータ（又はブースト若しくはバックブーストコンバータ）を含む。これは、より広い範囲の主電源入力電圧にわたってより高い効率を達成することを可能にする。
前記コンバータは、好ましくは、前記ＤＣ出力と直列にブロッキングダイオードを更に有する。これは、前記負荷の両端の逆電圧を制限する。
前記コンバータは、例えば、前記ＡＣ入力信号の位相角がπ／３ラジアンより小さいときに、前記電流源回路をオンに切り替え、その後、前記ＡＣ入力信号の位相角がπ／２ラジアンより大きいときに、前記電流源回路をオフに切り替えるよう適合される。これらの条件は力率を高めることを可能にする。前記電流源回路のオン及びオフへの切り替えは、例えば、何らかの能動的制御を必要とするものではなく、自動的なものであり、回路における優勢（prevailing）電流及び電圧によりもたらされる。
前記コンバータは、例えば、０．７と０．９との間の力率を有する。
例として、前記波形整形コンデンサは、１００ｎＦ乃至１μＦの範囲内の静電容量を有してもよく、前記バルクコンデンサは、１乃至１００μＦの範囲内の静電容量を有してもよい。より小さい波形整形コンデンサは、より方形の電流波形プロファイル及びより高い力率を生じさせるが、連続電流を前記負荷に供給することは可能にしない。これは、前記負荷の両端の前記バルクコンデンサによって、前記電流源回路の使用と組み合わせて、確実にされる。
上で規定されているようなＡＣ／ＤＣコンバータは、ＬＥＤドライバの一部として使用されてもよい。この場合には、前記出力はＬＥＤ負荷である。前記電流源回路の動作の（前記入力の位相に対する）所望のタイミングを達成するために、前記電流源回路に印加される駆動電圧及び前記電流源回路の設計において、ＬＥＤストリング電圧が考慮に入れられる。他の例においては、前記タイミングは、付加的な制御回路によって能動的に設定されることもできる。
本発明は、
上で規定されているようなＡＣ／ＤＣコンバータを使用するＬＥＤドライバと、
前記ＤＣ出力に接続されるＬＥＤ負荷とを有する照明回路も提供する。
本発明の別の態様による例は、
ＡＣ入力信号を受信するステップと、
前記ＡＣ入力信号を整流するステップと、
波形整形コンデンサを用いて整流信号を整形するステップと、
出力負荷であって、前記出力負荷と並列に、前記波形整形コンデンサよりも大きな静電容量を持つバルクコンデンサを備える出力負荷に出力電流を供給するステップとを有するＡＣ／ＤＣ変換方法であって、前記出力電流が、電流源回路を用いて前記整流器及び波形整形コンデンサから供給され、前記方法が、前記ＡＣ入力信号の位相に依存するタイミングで前記電流源回路をオン及びオフに切り替えるステップを有するＡＣ／ＤＣ変換方法も提供する。
前記方法は、前記電流源回路がオンに切り替えられるときに一定の電流を供給するステップを含み得る。
前記電流源回路は、線形電流源回路、又は古典的なＤＣ−ＤＣコンバータ、例えば、バック、ブースト若しくはバックブーストコンバータを含み得る。
前記方法は、前記ＡＣ入力信号の位相角が６５度より小さいときに、前記電流源回路をオンに切り替え、その後、前記ＡＣ入力信号の位相角が９０度より大きいときに、前記電流源回路をオフに切り替えるステップを含み得る。前記方法は、ＬＥＤ装置を駆動するために使用されてもよい。
ここで、添付図面を参照して、本発明の例を詳細に説明する。
典型的なパッシブＡＣ−ＤＣコンバータを示す。 図１の回路の動作を説明するための波形を示す。 既知の所謂パッシブ・バレーフィル回路（passive valley-fill circuit）の例を示す。 図３の回路の動作を説明するための波形を示す。 所謂アクティブ・バレーフィル回路の例を示す。 図５の回路の動作を説明するための波形を示す。 既知のＡＣ／ＤＣコンバータ・アーキテクチャを概略的な形態で示す。 ＡＣ／ＤＣコンバータの第１実施例を示す。 図８の回路の波形を示す。 ＡＣ／ＤＣコンバータの第２実施例を示す。 ＡＣ／ＤＣ変換方法を示す。 満たされる必要があり得る一連の要件を説明するための電流波形形状を示す。
本発明は、ＡＣ入力電流が、波形整形コンデンサによって、整流され、整形されるＡＣ／ＤＣコンバータ及び変換方法を提供する。出力負荷、及び負荷と並列のバルクコンデンサに電流を供給するために電流源回路が使用される。電流源回路は、ＡＣ入力信号の位相に依存するタイミングでオン及びオフに切り替えられる。これは、構成要素が少ない低コスト回路で、相対的に高い、例えば、０．７と０．９との間の力率を可能にする。
上記で説明したように、過度の回路の複雑さを追加することなく、力率を（図１の回路に該当する）０．５を超えるよう高める必要がある。
力率を改善するために、既に一般に２つの一般的な解決策が使用されている。
図３は、付加的な受動アナログ回路が、２つの出力コンデンサ１４ａ及び１４ｂ並びに負荷の間に、抵抗器、ダイオード、並びに２つのコンデンサ１４ａ及び１４ｂの回路網の形態で設けられる所謂パッシブ・バレーフィル回路の例を示している。
図４は、図３の回路の、図２における波形に対応する波形を示している。
図５は、バルクコンデンサ５２が、整流された主電源のピークまで充電され、ダイオード５４の両端の逆電圧がプリセットしきい値に達したときだけ、コンデンサ５２に蓄積されたエネルギが放出される所謂アクティブ・バレーフィル回路５０の例を示している。それにより、ダイオード５４と並列の回路は、しきい値電圧を超えるとラッチするスイッチを効果的に形成する。この特定の例においては、コンデンサ１４は、コンデンサ５２と比較して小さく、（コンデンサ１４及びインダクタＬ１によって形成される）ＥＭＩフィルタが必要とされる場合にしか必要とされない。
図６は、図５の回路の、図２における波形に対応する波形を示している。
両方の回路におけるコンセプトは、図１の古典的な回路の電流導通角をより主電源電圧ゼロ交差に向けて広げ、力率を所望の値まで効果的に高め、同時に、ＤＣ出力において高電圧を維持することである。
これらの解決策に関連する主な問題は、
― 構成要素の数が依然として相対的に多く、特に能動回路が依然として相対的に大きいこと、
― バレーフィル回路が約５０％の本質的に大きい電圧リップルを有すること（Ｖｍａｘ：Ｖｍｉｎ＝２：１）、
― ドライバの効率が、特に、IEC61000-3-2の特別な波形要件を満たすよう設計される場合には、低下すること、
― 前記解決策が相対的に高価であること、及び
― 前記解決策が、図１の古典的な回路と比較して幾分大きいＥＭＩフィルタを必要とすることである。
図７は、ＡＣ入力信号１２を受信するためのＡＣ入力と、負荷ＲＬに電力を供給するためのＤＣ出力７０とを有する既知のＡＣ／ＤＣコンバータを概略的な形態で示している。図１、図３及び図５の回路と同様に、第１及び第２端子７２、７４を有する整流器１０が存在し、第１及び第２端子７２、７４間に整流信号が供給される。ＡＣ入力は、ヒュージスタ（fusistor）（電流制限抵抗器とヒューズとの組み合わせ）を含み得る入力抵抗器Ｒｉｎを介して整流器に電流を供給する。バルク出力コンデンサ１４が、第１及び第２整流器端子７２、７４の間に接続される。
出力コンデンサは、単一のコンデンサであってもよく、又は直列及び／若しくは並列のコンデンサの回路網であってもよい。従って、全整流電圧が、負荷を駆動するために使用される。
コンバータは、定電流源回路７６を更に有し、定電流源回路７６は、その出力電流を出力負荷ＲＬに供給する。定電流源は、（第１及び第２整流器端子７２、７４の間にある）整流信号とＤＣ出力７０との間に設けられる。
従って、コンデンサ１４は、入力における変動を吸収するのに十分な大きさのものであり、その場合、定電流源が出力電流を供給することを可能にする。この回路の制約は、前記回路が、（例えば、０．５よりわずかに大きいだけの）低い力率しか供給しないこと、又は中程度の力率用に設計される場合には、ドライバ効率が過度に低下するほど大きな電圧リップルを有すること、又は出力ＬＥＤ電流が不連続になり、望ましくない光のちらつき生じさせることである。
図８は、本発明による回路の第１実施例を示している。
整流器端子間にバルクコンデンサ１４を設ける代わりに、より小さい波形整形コンデンサ８１が設けられる。それは、入力電流の整形を実施し、入力電圧における大きなサージに応じて出力電圧の変化の勾配を制限する。
バルクコンデンサは、整流された波形を平滑化し、連続電流出力を供給するのに十分な大きさのものでなければならない。波形整形コンデンサ８１ははるかに小さく、このことはより高い力率を達成することを可能にする。例として、波形整形コンデンサは１００ｎＦ乃至１μＦの範囲内の静電容量を有し得るのに対して、バルクコンデンサは１μＦ乃至１００μＦの範囲内の静電容量を有し得る。より小さい波形整形コンデンサは、より方形の電流波形プロファイル及びより高い力率を生じさせるが、連続電流を負荷に供給することは可能にしない。
代わりに、この連続電流は、負荷自体の両端にバルクコンデンサ１４を設けることによって確保される。
この回路も、先と同様に、電流源回路７６を有する。示されているように、バルクコンデンサ１４は、負荷の両端にしかなく、負荷及び電流源回路７６の直列接続の両端にはない。電流源回路は、ＡＣ入力信号の位相に依存するタイミングでオン及びオフに切り替えられる。このやり方においては、電流源回路７６の起動のタイミングに基づいて力率補正が実施される。
このコンバータは、標準的な構成の整流器及び出力コンデンサを利用するが、出力コンデンサは、はるかに小さい。電流源回路がオンに切り替えられるときには、負荷及びその並列バルクコンデンサに電流が供給され、電流源回路がオフに切り替えられるときには、負荷及びその並列バルクコンデンサに電流は供給されないが、バルクコンデンサが負荷を流れる電流を維持する。
この回路は、回路に過度の複雑さをもたらすことなく、基本的な整流回路と比較して力率の増加を可能にする。コンバータは、ＬＥＤ電球などの低コスト製品に組み込まれてもよい。
電流源回路７６は、例えば、オンに切り替えられるときに一定の電流を供給する。従って、出力電流は方形波プロファイルを有する。これは、最も単純な実施を可能にする。
図８において示されている例においては、電流源回路７６は、負荷８２と直列のバイポーラ接合トランジスタ８０を含む線形電流源として実施される。負荷８２は、ダイオードＤＬ、電圧源ＶＬ及び負荷抵抗ＲＬを含む、ＬＥＤストリングの等価回路として示されている。トランジスタ８０の両端に生じる逆電圧を制限するために、ＬＥＤ負荷８２と直列にブロッキングダイオード８３も設けられる。エミッタと接地との間のシャント抵抗器８４、及び電圧源８８に結合されるベース抵抗器８６が存在する。回路７６は、事実上、（一般に０．７Ｖであるベース・エミッタ電圧を引いた）電圧源８８及びシャント抵抗器８４のサイズにしか依存しない電流を持つ定電流源として機能する。ベースには、電圧源８８から一定の電圧が供給される。これは数ボルト程度であり得る。
主電源入力電圧における変化は、コレクタ・エミッタ（又はドレイン・ソース）トランジスタ電圧における変化をもたらし、電流源回路をオン及びオフの切り替えるタイミングを効果的に制御する。具体的には、波形整形コンデンサ８１の両端の電圧が負荷８２の両端の実電圧よりも大きい場合に、電流源がオンに切り替えられる。電流源は、スイッチング期間中、連続的にオン及びオフに切り替えられ、スイッチング期間は、波形整形コンデンサ８１の両端の電圧が負荷８２の両端の実電圧よりも大きい期間である。
これは、電流源のオン時間の継続時間と、電流源のオン時間の継続時間の時間的な位置決めとを独立して制御することを可能にする。電流の振幅は、例えば、ＤＣ電圧源、ベース・エミッタトランジスタ電圧（通常は約０．７Ｖ）、及びシャント抵抗器のサイズによって決定される。
別の例は、波形整形コンデンサ８１の両端の電圧が負荷８２の両端の実電圧よりも大きい場合は、電流源がオンに切り替えられ、その他の場合は、電流源がオフに切り替えられるというものである。電流の振幅は、例えば、ＤＣ電圧源、ベース・エミッタトランジスタ電圧（通常は約０．７Ｖ）、及びシャント抵抗器のサイズによって決定される。この例は、より容易に制御されることができるという利点を持つ。
この回路においては、同じ電力要件のために、図１の古典的な回路と比較してより小さなサイズの波形整形コンデンサ８１が、フルブリッジ整流器の後に使用される。コンデンサは、本質的に一定のブロック電流（block current）によって放電される。
このブロック電流が始まる位相角は、６５度ラジアンより小さくなるように能動的又は受動的に選ばれる。これは、必要とされるサイズの波形整形コンデンサ８１と組み合わせて、０．７より大きい入力力率を持つと同時に、IEC61000-3-2の特別な主電源入力電流波形要件も満たす入力電流波形をもたらす。
主電源入力電流が（IEC61000-3-2に従って）６５度以前に主電源半周期ごとのその最大値を有する場合は、波形整形コンデンサ８１のサイズは、基本的に所望の出力電力に依存する或る特定の最小値よりも大きい必要がある。経済的な理由のために、及び力率を高く保つために、波形整形コンデンサ８１のサイズは、この最小値よりあまり大きくすべきではない。最大電流は、基本的に、ブロック電流が流れ始める瞬間の電流である。
この回路は、ただ単にＤＣ値を利用する、動的制御が必要とされない非常に単純な電流源制御を可能にする。電流源の両端のツェナーダイオードも必要とされない。ツェナーダイオードは、多くの場合、それがたやすく壊れ得るサージ条件下で１回限りの保護をするものに過ぎない。波形整形コンデンサは、特に、サージ条件下では電流源を無効にすることと組み合わせて使用される場合に、よりロバストな手法を提供する。
図９は、図８の回路の波形を示している。
プロット９０は、主電源電圧を示している。プロット９２は、ＡＣ入力から整流器へ流れる入力電流を示している。４つの異なるサイズの波形整形コンデンサ８１の、４つの異なる入力電流プロットが示されている。
プロット９４は、デカップリングダイオード８３を流れる電流を示している。それは、電流源回路７６の出力電流である方形波電流プロファイルを含む。この電流は、ＬＥＤ負荷及びバルクコンデンサの複合並列回路に流れる。バルクコンデンサは、電流源回路がオフであるときに負荷を流れる電流を維持する。
プロット９６は、電流源回路７６の動作のタイミングを示している。
ブロック電流（プロット９４）は、（整流信号の周波数に対応する）主電源周波数の２倍の周波数と同期され、それが伝導し始める位相角は、直接的に又は間接的に制御されることができる。開始は、６０度より前である。このことは、主電源電流のピークが６５度以前にある状態で、IEC61000-3-2の特別な波形が満たされることを保証するのに役立つ。
ブロック電流は、好ましくは、π／２ラジアン（９０度）以前に止まらないように能動的に又は受動的に制御される。
規格を満たすためには、ブロック電流は、その位相角において、そのピークの少なくとも５％の振幅を持たなければならない。
示されている例においては、電流源回路は、この例においては１０ｍｓの主電源周波数半周期の間の３ｍｓから７ｍｓまでオンにされる。主電源入力電流である、入力抵抗器Ｒｉｎを流れる電流は、特別な波形要件を満たすための望ましい挙動をきちんと示している。波形整形コンデンサのサイズの影響も見られ得る。波形整形コンデンサのサイズは、小さ過ぎて最初にピークに達しないようにしてはならず、所与の出力電力に対して大き過ぎてもならない（主電源電流パルスが小さくなり過ぎる）。従って、プロット９２の２つの極端な例は避けられるべきである。
三角波形は、例えば従来のバルクコンデンサと同等の、大きなコンデンサ８１の場合のものである。より平坦な波形は、徐々により小さいコンデンサ８１の場合のものである。
図１０において示されている別の例においては、電流源回路は、スイッチモード電力コンバータ、とりわけ、バックコンバータ１００を有する。これは、より広い入力電圧範囲にわたってより高い効率を達成することを可能にする。バックブーストコンバータが使用されてもよい。
前記コンバータがブロッキングダイオードを含み、故に、図８のブロッキングダイオード８３は示されていない。
バックコンバータは、ブロック電流が流れる必要があるときしかイネーブルにされない定電流コンバータであり得る。バックコンバータは、それが所要のタイミングに応じてイネーブル又はディスエーブルにされることができる追加の入力ピン１０４を有する。タイミングは、例えば、マイクロプロセッサ又は他のタイミング回路を使用して制御される。
図１１は、
ステップ１１０において、ＡＣ入力信号を受信すること、
ステップ１１２において、ＡＣ入力信号を整流すること、
ステップ１１４において、波形整形コンデンサを用いて整流器信号を整形すること、及び
ステップ１１６において、出力負荷であって、前記出力負荷と並列のバルクコンデンサを備える出力負荷に出力電流を供給することを含み、出力電流は、電流源回路を用いて整流器及び波形整形コンデンサから供給され、ステップ１１６は、ＡＣ入力信号の位相に依存するタイミングで電流源回路をオン及びオフに切り替えることを含むＡＣ／ＤＣ変換方法を示している。
上記の例においては、電流源の切り替えは、完全に受動的なものであり、入力電圧波形及び負荷電圧から自動的に得られる。代わりに、能動的な切り替えが行われてもよい。
上述のように、満たされる必要があり得る要件の１つは、IEC62000-3-2において定められている特別な電流波形形状である。完全を期すために、図１２を参照して要件を説明する。
要件は、基本波電流のパーセンテージとして表される３次高調波電流が８６％を超えてはならず、５次高調波電流が６１％を超えてはならないというものである。
また、入力電流の波形は、基本波供給電圧の任意のゼロ交差を基準として、６０度（５０Ｈｚの場合は３．３３ｍｓ）以前に５％電流しきい値に達し、６５度（３．６１１ｍｓ）以前にそのピーク値を持ち、９０度（５ｍｓ）より前に５％電流しきい値を下回らないようなものでなければならない。電流しきい値は、測定ウィンドウ内で生じる最大絶対ピーク値の５％であり、位相角測定は、この絶対ピーク値を含む周期においてなされる。９ｋＨｚを超える周波数を持つ電流成分はこの評価に影響を及ぼさないものとする。
当業者は、請求項に記載の発明を実施する際に、図面、明細及び添付の請求項の研究から、開示されている実施例に対する他の変形を、理解し、達成し得る。請求項において、「有する」という用語は、他の要素又はステップを除外せず、単数形表記は、複数の存在を除外しない。単に、特定の手段が、互いに異なる従属請求項において挙げられているという事実は、これらの手段の組み合わせが有利になるように用いられることができないことを示すものではない。請求項における如何なる参照符号も、範囲を限定するものとして解釈されてはならない。

Claims (14)

  1. ＡＣ入力信号を受信するためのＡＣ入力、及び負荷に電力を供給するためのＤＣ出力と、
    第１及び第２整流器端子の間に整流信号を供給する整流器と、
    前記第１及び第２整流器端子の間に接続される波形整形コンデンサと、
    前記ＤＣ出力と直列に接続される電流源回路と、
    前記波形整形コンデンサよりも大きな静電容量を持つ、前記ＤＣ出力と並列に接続されるバルクコンデンサとを有するＡＣ／ＤＣコンバータであって、
    前記電流源回路が、スイッチング期間中、連続的にオン及びオフに切り替わるよう適合され、前記スイッチング期間が、前記波形整形コンデンサの両端の電圧が前記負荷の両端の実電圧よりも大きい期間であり、前記電流源回路がオンに切り替えられるときには、前記負荷及び並列の前記バルクコンデンサに電流が供給され、前記電流源回路がオフに切り替えられるときには、前記負荷及び前記並列のバルクコンデンサに電流は供給されないが、前記バルクコンデンサが前記負荷を流れる電流を維持するＡＣ／ＤＣコンバータ。
  2. 前記電流源回路が、オンに切り替えられるときに一定の電流を供給するよう適合される請求項１に記載のコンバータ。
  3. 前記電流源回路が、線形電流源回路を含む請求項１又は２に記載のコンバータ。
  4. 前記電流源回路が、前記ＤＣ出力と直列のトランジスタと、前記トランジスタの制御端子に制御電圧を供給する定電圧源とを含む請求項３に記載のコンバータ。
  5. 前記電流源回路が、スイッチモード電力コンバータを含む請求項１又は２に記載のコンバータ。
  6. 前記電流源回路が、バックコンバータを含む請求項５に記載のコンバータ。
  7. 前記ＤＣ出力と直列にブロッキングダイオードを更に有する請求項１乃至６のいずれか一項に記載のコンバータ。
  8. 前記ＡＣ入力信号の位相角が６５度より小さいときに、前記電流源回路をオンに切り替え、その後、前記ＡＣ入力信号の位相角が９０度より大きいときに、前記電流源回路をオフに切り替えるよう適合される請求項１乃至７のいずれか一項に記載のコンバータ。
  9. ０．７と０．９との間の力率を有する請求項１乃至８のいずれか一項に記載のコンバータ。
  10. 前記波形整形コンデンサが、１００ｎＦ乃至１μＦの範囲内の静電容量を持ち、前記バルクコンデンサが、１μＦ乃至１００μＦの範囲内の静電容量を持つ請求項１乃至９のいずれか一項に記載のコンバータ。
  11. 請求項１乃至１０のいずれか一項に記載のＡＣ／ＤＣコンバータを含むＬＥＤドライバと、
    前記ＤＣ出力に接続されるＬＥＤ負荷とを有する照明回路。
  12. ＡＣ入力信号を受信するステップと、
    前記ＡＣ入力信号を整流するステップと、
    波形整形コンデンサを用いて整流信号を整形するステップと、
    出力負荷であって、前記出力負荷と並列に、前記波形整形コンデンサよりも大きな静電容量を持つバルクコンデンサを備える出力負荷に出力電流を供給するステップとを有するＡＣ／ＤＣ変換方法であって、前記出力電流が、電流源回路を用いて前記整流器及び波形整形コンデンサから供給され、前記方法が、前記ＡＣ入力信号の位相に依存するタイミングで前記電流源回路をオン及びオフに切り替えるステップを有するＡＣ／ＤＣ変換方法。
  13. 前記電流源回路がオンに切り替えられるときに本質的に一定の電流を供給するステップを有し、前記ＡＣ入力信号の位相角が６５度より小さいときに、前記電流源回路をオンに切り替え、その後、前記ＡＣ入力信号の位相角が９０度より大きいときに、前記電流源回路をオフに切り替えるステップを有する請求項１２に記載の方法。
  14. ＬＥＤ装置を駆動する方法であって、請求項１２又は１３に記載の方法を用いて前記ＬＥＤ装置に出力電流を供給するステップを有する方法。
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