JP5832162B2 - 電源システム - Google Patents
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Description
(回路構成)
図1は、本発明の実施の形態による電源システムの構成例を示す回路図である。
なお、本実施の形態による電力変換器50では、電力変換器50は、スイッチング素子S1〜S4の制御によって、直流電源10,20が並列に負荷30との間で電力の授受を行なうパラレル接続モードと、直列に接続された直流電源10,20が負荷30との間で電力の授受を実行するシリーズ接続モードとを切替えて動作することが可能である。パラレル接続モードは「第1の動作モード」に対応し、シリーズ接続モードは「第2の動作モード」に対応する。実施の形態1では、パラレル接続モードにおける制御動作、特に、スイッチング素子による電力損失低減のための制御について説明する。
電力変換器50のパラレル接続モードでの回路動作について説明する。
図7には、パラレル接続モードにおける直流電源20に対する直流電力変換(昇圧動作)が示される。
(パラレル接続モードでの基本的な制御動作)
電力変換器50のパラレル接続モードにおける制御動作について説明する。以下に説明する制御動作は、制御装置40によるハードウェア処理および/またはソフトウェア処理によって実現される。
図8を参照して、パラレル接続モードでは、直流電源10と負荷30との間で直流電力変換を実行する電源PS1と、直流電源20と負荷30との間で直流電力変換を実行する電源PS2とは、負荷30に対して並列に電力を授受する。電源PS1は、図6に示した直流電力変換動作を実行する昇圧チョッパ回路に相当する。同様に、電源PS2は、図7に示した直流電力変換動作を実行する昇圧チョッパ回路に相当する。
直流電源10の電圧V[1]の検出値に応じて、P*=V[1]・Ii*が一定になるように電流指令値Ii*を設定すれば、電流源を構成する直流電源10の電力P[1]を電力指令値Pi*に制御できる。
同様に、電流源を構成する直流電源20の電力P[2]についても、P*=V[2]・Ii*が一定になるように電流指令値Ii*を設定すれば、電力指令値Pi*に制御できる。
図11を参照して、制御ブロック201は、出力電圧Voの電圧指令値Vo*と、出力電圧Vo(検出値)との偏差をPI(比例積分)演算したフィードバック制御量と、フィードフォワード制御量DvFFとの和に従って、電圧制御のためのデューティ比指令値Dvを生成する。伝達関数Hvは、電圧源として動作する電源PS1またはPS2の伝達関数に相当する。
図12を参照して、制御ブロック202は、電流指令値Ii*と、電流制御される直流電源10または20の電流Ii(検出値)との偏差をPI(比例積分)演算したフィードバック制御量と、フィードフォワード制御量DiFFとの和に従って、電流制御のためのデューティ比指令値Diを生成する。伝達関数Hiは、電流源として動作する電源PS2またはPS1の伝達関数に相当する。
DiFF=(Vo−V[1])/Vo …(7)
デューティ比Da(Da=Di)に応じて、図9に示した制御パルス信号SDaおよび/SDaが生成される。同様に、デューティ比Db(Db=Dv)に応じて、図10に示した制御パルス信号SDbおよび/SDbが生成される。
DiFF=(Vo−V[2])/Vo …(9)
デューティ比Da(Da=Dv)に応じて、図9に示した制御パルス信号SDaおよび/SDaが生成される。同様に、デューティ比Db(Db=Di)に応じて、図10に示した制御パルス信号SDbおよび/SDbが生成される。
上述のように、本発明の実施の形態による電力変換器50をパラレル接続モードで動作させる場合には、直流電源10および直流電源20のそれぞれについてPWM制御が並列に実行される。ここで、直流電源10および直流電源20のPWM制御に使用されるキャリア信号の位相について説明する。
このように、キャリア信号25a,25bの間に位相差φを設けることにより、スイッチング素子S1〜S4での損失を低減できる。図16に示したように、直流電源10および20の両方が力行となる状態では、電流I(L1)の下降開始タイミングと、電流I(L2)の上昇タイミングが重なるように、すなわち、スイッチング素子S2のターンオンタイミングと、スイッチング素子S4のターンオフタイミングとが一致するように、位相差φを設定することによって、スイッチング素子S1〜S4での損失が抑制される。この結果、直流電源10および20と電源配線PL(負荷30)との間の直流電力変換を高効率で実行することができる。このような位相差φでは、制御パルス信号SDaの立下りタイミング(または立上りタイミング)と、制御パルス信号SDbの立上りタイミング(または立下りタイミング)とが重なることになる。
図21を参照して、状態Aでは、上述した、直流電源10および20の両方が力行状態である。図16に示したように、電流I(L1)の下降タイミングと、電流I(L2)の上昇タイミングとが図中のTbで重なるような電流位相となるように、キャリア信号の位相差φを調整する。これにより、Tbにおけるスイッチング素子S2のターンオン損失およびスイッチング素子S4のターンオフ損失を低減できる。さらに、上述のように、Ta〜Tbの期間におけるスイッチング素子S4の導通損失および、Tb〜Tcの期間におけるスイッチング素子S2の導通損失を低減することができる。
上述のように、本実施の形態による電力変換器50は、電力変換器50は、スイッチング素子S1〜S4の制御によって、パラレル接続モードおよびシリーズ接続モードとを切替えて動作することが可能である。実施の形態2では、電力変換器50のシリーズ接続モードにおける制御動作、特に、制御演算を簡易にするための制御について説明する。
まず、図22および図23を用いて、電力変換器50のシリーズ接続モードでの回路動作について説明する。
ただし、V[1]およびV[2]が異なるときや、リアクトルL1,L2のインダクタンスが異なるときには、図24(a)の動作終了時におけるリアクトルL1,L2の電流値がそれぞれ異なる。したがって、図24(b)の動作への移行直後には、リアクトルL1の電流の方が大きいときには電流経路143を介して差分の電流が流れる。一方、リアクトルL2の電流の方が大きいときには電流経路144を介して、差分の電流が流れる。
次に、電力変換器50のシリーズ接続モードにおける制御動作について説明する。以下に説明する制御動作は、制御装置40によるハードウェア処理および/またはソフトウェア処理によって実現される。
図25を参照して、シリーズ接続モードでは、負荷30に対して、電源PS1および電源PS2が直列に接続される。このため、電源PS1およびPS2を流れる電流は共通となる。したがって、出力電圧Voを制御するためには、電源PS1およびPS2は、共通に電圧制御されることが必要である。
図26を参照して、電源PS1,PS2に共通のデューティ比Dc(式(10)参照)は、電圧源として動作するための電圧フィードバック制御(図27)によって算出される。なお、図26中では、デューティ比Dcを示す電圧信号を、同一の符号Dcで示している。
図27を参照して、制御ブロック203は、出力電圧Voの電圧指令値Vo*と、出力電圧Voの偏差をPI(比例積分)演算したフィードバック制御量と、フィードフォワード制御量DvFFとの和に従って、電圧制御のためのデューティ比指令値Dvを生成する。伝達関数Hvは、直列接続された電源PS1,PS2の伝達関数に相当する。
図28を参照して、図24に示した電圧制御のためのデューティ比指令値Dvが、デューティ比Dcに用いられる。電圧制御によって制御される電圧は、出力電圧Voである。図27中の伝達関数Hvは、図27に示した昇圧チョッパ回路の伝達関数に相当する。また、フィードフォワード制御量DvFFは、下記(12)に示すように、直列接続された電源電圧V[1]+V[2]と、出力電圧Voとの電圧差に応じて設定される。
デューティ比Dc(Dc=Dv)に応じて、図26に示した制御パルス信号SDcおよび/SDcが生成される。
上述のように、電力変換器50では、シリーズ接続モードとパラレル接続モードとを選択することができる。実施の形態1で説明したように、パラレル接続モードでは、直流電源10,20の電力を独立に制御することができる。一方で、シリーズ接続モードでは、昇圧比(電圧変換比)がパラレル接続モードよりも低くなるので、効率が上昇することが期待される。したがって、Vo*>(V[1]+V[2])のときには、パラレル接続モードからシリーズ接続モードへの切替を指向することが好ましい。
同様に、式(3)を変形することにより、Dbについて下記(14)式が得られる。
図29に示されるように、パラレル接続モードにおける制御信号SG3は、制御パルス信号SDaおよびSDbの論理和に基づいて生成される。したがって、制御パルス信号SDaの立下り(または立上り)タイミングと、制御パルス信号SDbの立上り(または立下り)タイミングとが重なるように位相差φを設定すると、Vo>(V[1]+V[2])が成立するとき、パラレル接続モードにおける制御信号SG3のHレベル期間の比率が1.0を超えることが理解される。すなわち、Vo>(V[1]+V[2])のときには、デューティ比Da,Dbによるパラレル接続モードと共通のPWM制御によっても、制御信号SG3がHレベルに固定される。
一方で、デューティ比Dcは、式(2)を変形することにより、下記(16)式で示される。
したがって、図29のシリーズ接続モードでの論理演算に従って、SG1=/SGcとすると、制御信号SG1のデューティDSG1は、下記(17)式で示される。
このように、実施の形態1によるキャリア位相制御に従って位相差φを設定した場合には、デューティ比Da,Dbによる制御パルス信号SDa,SDbに基づく論理演算、具体的には、/SDaおよび/SDbの論理和によって、デューティ比Dcに基づく制御パルス信号/SDcとデューティ比が等しい信号を生成することができる。すなわち、制御パルス信号SDa,SDbに基づいて、シリーズ接続モードにおける制御信号SG1を生成することができる。
実施の形態3では、実施の形態1および2に従う電源システム5を具体的に適用した電動車両の電源システムの構成例および動作について説明する。
電気自動車やハイブリッド自動車等の減速時には、回生発電を行う。モータジェネレータ32の発電動作時には、3相インバータ31は、モータジェネレータ32が発電した3相交流電力を直流電力に変換して電源配線PLに出力する。この直流電力によって、直流電源10および/または直流電源20を充電することができる。
Claims (9)
- 第1の直流電源と、
第2の直流電源と、
負荷と電気的に接続される電源配線と前記第1および第2の直流電源との間で直流電力変換を実行するための、複数のスイッチング素子を含んで構成された電力変換器と、
前記電源配線上の出力電圧を制御するように、パルス幅変調制御に従って前記複数のスイッチング素子のオンオフを制御するための制御装置とを備え、
前記複数のスイッチング素子は、
前記電源配線および第1のノードの間に電気的に接続された第1のスイッチング素子と、
第2のノードおよび前記第1のノードの間に電気的に接続された第2のスイッチング素子と、
前記第2の直流電源の負極端子と電気的に接続された第3のノードおよび前記第2のノードの間に電気的に接続された第3のスイッチング素子と、
前記第1の直流電源の負極端子と前記第3のノードとの間に電気的に接続された第4の
スイッチング素子とを含み、
前記電力変換器は、
前記第1の直流電源の正極端子と前記第2のノードとの間に電気的に接続された第1のリアクトルと、
前記第2の直流電源の正極端子と前記第1のノードとの間に電気的に接続された第2のリアクトルとをさらに含み、
前記電力変換器は、前記第1および第2の直流電源と前記電源配線との間で並列に前記直流電力変換を実行する第1の動作モードを有し、
前記制御装置は、前記第1の動作モードにおいて、
前記第1の直流電源と前記電源配線との間での第1の電力変換を制御するための第1のパルス幅変調制御に用いる第1のキャリア信号と、前記第2の直流電源と前記電源配線との間での第2の電力変換を制御するための第2のパルス幅変調制御に用いる第2のキャリア信号との位相差を前記電力変換器の動作状態に応じて変化させるとともに、
前記第1のパルス幅変調制御によって得られた第1の制御パルス信号に基づいて、前記第1の電力変換のための前記第1の直流電源および前記第1のリアクトルを経由する第1の電流の経路を、前記第3および第4のスイッチング素子を通過する経路と、前記第1および第2のスイッチング素子を経由する経路との間で切換え、かつ、
前記第2のパルス幅変調制御によって得られた第2の制御パルス信号に基づいて、前記第2の電力変換のための前記第2の直流電源および前記第2のリアクトルを経由する第2の電流の経路を、前記第1および第4のスイッチング素子を通過する経路と、前記第2および第3のスイッチング素子を経由する経路との間で切換えるように、前記第1から第4のスイッチング素子のオンオフの制御信号を生成する、電源システム。 - 前記制御装置は、前記第1の制御パルス信号および前記第2の制御パルス信号のデューティ比に基づいて、前記第1のキャリア信号と前記第2のキャリア信号との位相差を可変に設定する、請求項1記載の電源システム。
- 前記制御装置は、前記第1の直流電源が力行および回生のいずれの状態であるか、および、前記第2の直流電源が力行および回生のいずれの状態であるかの組合せと、前記第1の制御パルス信号および前記第2の制御パルス信号のデューティ比とに基づいて、前記第
1のキャリア信号と前記第2のキャリア信号との位相差を可変に設定する、請求項2記載の電源システム。 - 前記制御装置は、前記第1の制御パルス信号の立上がりエッジおよび立下りエッジの一方と、前記第2の制御パルス信号の立上がりエッジおよび立下りエッジの他方とが重なるように、前記第1のキャリア信号と前記第2のキャリア信号との位相差を変化させる、請求項1〜3のいずれか1項に記載の電源システム。
- 前記制御装置は、前記第1の動作モードにおいて、前記第1および前記第2の直流電源の一方の電圧と前記出力電圧との電圧比を制御するように前記第1および前記第2の電力変換の一方を制御する一方で、前記第1および前記第2の直流電源の他方の電流を制御するように前記第1および前記第2の電力変換の他方を制御する、請求項1〜4のいずれか1項に記載の電源システム。
- 前記第1の制御パルス信号は、前記第1の直流電源の電圧および電流の一方に基づいて演算された第1の制御量と前記第1のキャリア信号との比較に基づいて生成され、
前記第2の制御パルス信号は、前記第2の直流電源の電圧および電流の他方に基づいて演算された第2の制御量と前記第2のキャリア信号との比較に基づいて生成される、請求項1〜4のいずれか1項に記載の電源システム。 - 前記電力変換器は、前記第1および第2の直流電源が前記電源配線に対して直列に電気的に接続された状態で直流電力変換を実行する第2の動作モードをさらに有し、
前記制御装置は、前記第2の動作モードでは、前記第1の制御パルス信号の立上がりエッジおよび立下りエッジの一方と、前記第2の制御パルス信号の立上がりエッジおよび立下りエッジの他方とが重なるように、前記第1のキャリア信号と前記第2のキャリア信号との位相差を可変に設定するとともに、前記第1の制御パルス信号および前記第2の制御パルス信号の論理演算に基づいて、前記第1から第4のスイッチング素子の前記制御信号を生成する、請求項1記載の電源システム。 - 前記制御装置は、前記第1および第3のスイッチング素子では、前記第1の動作モードおよび前記第2の動作モードの間で共通の論理演算に従って、前記第1の制御パルス信号および前記第2の制御パルス信号から当該スイッチング素子の前記制御信号を生成する一方で、前記第2および第4のスイッチング素子では、前記第1の動作モードおよび前記第2の動作モードの間で異なる論理演算に従って、前記第1の制御パルス信号および前記第2の制御パルス信号から当該スイッチング素子の前記制御信号を生成する、請求項7記載の電源システム。
- 前記第1および第2のキャリア信号の前記位相差は、前記第1の電流の上昇タイミングまたは下降タイミングと、前記第2の電流の上昇タイミングまたは下降タイミングとが重なるような電流位相となるように調整される、請求項1〜8のいずれか1項に記載の電源システム。
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