JP5718754B2 - High frequency generator - Google Patents
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Description
本発明は、非消耗電極の溶接トーチと被加工物との間に高周波高電圧を重畳してアークを発生させる高周波発生装置の技術に関するものである。 The present invention relates to a technique of a high-frequency generator that generates an arc by superposing a high-frequency high voltage between a welding torch of a non-consumable electrode and a workpiece.
溶接電源、切断電源に内蔵されている従来の高周波発生装置では、高速サイリスタ素子を用いて高周波高電圧を発生させていた。 In a conventional high frequency generator built in a welding power source or a cutting power source, a high frequency high voltage is generated using a high speed thyristor element.
図５は、従来技術の高周波発生装置を使用した溶接電源の電気接続図である。図５において、直流電源回路は、１次整流回路ＤＲ１と１次整流回路ＤＲ１の出力側に並列に設けた１次平滑コンデンサＣ１とで形成され、商用交流電源を整流及び平滑して直流電圧を生成する。 FIG. 5 is an electrical connection diagram of a welding power source using a conventional high-frequency generator. In FIG. 5, a DC power supply circuit is formed by a primary rectifier circuit DR1 and a primary smoothing capacitor C1 provided in parallel on the output side of the primary rectifier circuit DR1, and rectifies and smoothes a commercial AC power supply to generate a DC voltage. Generate.
インバータ回路ＩＮＶは、図示省略の相対向する４つのスイッチング素子からフルブリッジを形成し、直流電圧を高周波交流電圧に変換して出力する。 The inverter circuit INV forms a full bridge from four switching elements (not shown) facing each other, converts a DC voltage into a high-frequency AC voltage, and outputs it.
変圧器ＩＮＴは、インバータ回路ＩＮＶによって変換された高周波交流電圧をアーク加工に適した高周波交流電圧に変換し、２次整流回路ＤＲ２は、主変圧器ＩＮＴの出力を整流し直流リアクトルＤＣＬを介して非消耗電極１と被加工物Ｍとの間に電力を供給する。
The transformer INT converts the high-frequency AC voltage converted by the inverter circuit INV into a high-frequency AC voltage suitable for arc machining, and the secondary rectifier circuit DR2 rectifies the output of the main transformer INT and passes through the DC reactor DCL. Electric power is supplied between the non-consumable
図５に示す、出力電流検出回路ＩＤは、主変圧器ＩＮＴの２次側の出力電流を検出して出力電流検出信号Ｉｄとして出力する。誤差増幅回路ＥＲは、出力電流検出信号Ｉｄの値と出力電流検出信号Ｉｄの値とを誤差増幅して誤差増幅信号Ｅｒとして出力する。出力制御回路ＳＣは、パルス周波数が一定でパルス幅を変調するＰＷＭ制御を行い、誤差増幅信号Ｅｒに応じてインバータ回路ＩＮＶを制御する。 The output current detection circuit ID shown in FIG. 5 detects the output current on the secondary side of the main transformer INT and outputs it as an output current detection signal Id. The error amplification circuit ER performs error amplification on the value of the output current detection signal Id and the value of the output current detection signal Id and outputs the result as an error amplification signal Er. The output control circuit SC performs PWM control for modulating the pulse width with a constant pulse frequency, and controls the inverter circuit INV in accordance with the error amplification signal Er.
図６は、高速サイリスタ素子を用いた従来の高周波発生回路の詳細図であり、全波整流回路ＤＲ３と第１の平滑コンデンサＣ２とで形成し商用交流電源を整流し脈流を有する直流電圧を出力する直流電源回路ＤＣと、直流電源回路ＤＣに並列に設けたフリーホィールダイオードＤ２及び保護抵抗Ｒ９と、脈流を有する直流電圧が所定のブレークオーバ電圧を超えると通電するサイダック素子ＳＳＳと、共振コンデンサＣ４とフライバックトランスＴとで形成され直流電源回路ＤＣのプラス側出力に共振コンデンサＣ４の一方を接続し、共振コンデンサＣ４の他方をフライバックトランスＴの１次側の一方に接続し、フライバックトランスＴの１次側の他方を直流電源回路ＤＣのマイナス側出力に接続し成る共振回路と、共振コンデンサＣ４の一方にアノードを接続し、フライバックトランスＴの１次側の他方にカソードを接続し、サイダック素子ＳＳＳの通電に応じてオンするサイリスタ素子ＳＣＲと、ゲート電流を供給するコンデンサＣ１１と、フライバックトランスＴの２次側に並列に設けた放電ギャップＳＧと、フライバックトランスＴの２次側の一方に接続した複数の直列コンデンサと、フライバックトランスＴの２次側の他方と直列コンデンサと間に、外部にカップリングコイルＣＣを設けることで高周波発生装置が形成される。 FIG. 6 is a detailed diagram of a conventional high-frequency generation circuit using a high-speed thyristor element, and is formed by a full-wave rectifier circuit DR3 and a first smoothing capacitor C2, and rectifies a commercial AC power supply to generate a DC voltage having a pulsating current. A direct current power supply circuit DC to output, a free wheel diode D2 and a protective resistor R9 provided in parallel to the direct current power supply circuit DC, a Sidac element SSS that is energized when a DC voltage having a pulsating current exceeds a predetermined breakover voltage, and resonance One side of the resonant capacitor C4 is connected to the positive output of the DC power supply circuit DC formed by the capacitor C4 and the flyback transformer T, and the other side of the resonant capacitor C4 is connected to one side of the primary side of the flyback transformer T. A resonance circuit in which the other primary side of the back transformer T is connected to the negative output of the DC power supply circuit DC, and a resonance capacitor C4 A thyristor element SCR that is connected to the other side of the flyback transformer T, is turned on in response to energization of the Sidac element SSS, a capacitor C11 that supplies a gate current, and a flyback transformer A discharge gap SG provided in parallel on the secondary side of T, a plurality of series capacitors connected to one of the secondary sides of the flyback transformer T, and the other side of the secondary side of the flyback transformer T and the series capacitor The high frequency generator is formed by providing the coupling coil CC outside.
図７は、従来技術の動作を説明する波形タイミング図である。図７において、同図（Ａ）の波形はサイダック電流Ｉｓｓｓを示し、同図（Ｂ）の波形はサイダック電圧Ｖｓｓｓを示し、同図（Ｃ）の波形はサイリスタ素子ＳＣＲのゲート電流ｉｇを示し、同図（Ｄ）の波形はサイリスタ素子ＳＣＲの通電電流Ｉｓｃｒを示し、同図（Ｅ）の波形はサイリスタ素子ＳＣＲの通電電圧Ｖｓｃｒを示し、同図（Ｆ）の波形はフリーホィールダイオードＤ２の通電電流Ｉｄｒ２、同図（Ｊ）の波形はフライバックトランスの１次側のトランス電圧Ｖｐをし、同図（Ｈ）の波形はフライバックトランスの１次側のトランス電流Ｉｐを示す。 FIG. 7 is a waveform timing diagram for explaining the operation of the prior art. 7A, the waveform in FIG. 7A shows the Sidac current Isss, the waveform in FIG. 7B shows the Sidac voltage Vsss, the waveform in FIG. 7C shows the gate current ig of the thyristor element SCR, The waveform in FIG. 4D shows the energization current Iscr of the thyristor element SCR, the waveform in FIG. 4E shows the energization voltage Vscr of the thyristor element SCR, and the waveform in FIG. 4F shows the energization of the freewheel diode D2. The waveform of the current Idr2, the same figure (J) shows the transformer voltage Vp on the primary side of the flyback transformer, and the waveform of the same figure (H) shows the transformer current Ip on the primary side of the flyback transformer.
図８は、高速サイリスタ素子ＳＣＲを用いた従来の高周波発生装置の動作モードであり、４つのモードを繰り返している。そして、図７は４つの動作モードを説明する波形タイミング図であり、図７及び図８を参照して従来の技術の高周波発生装置の動作について説明する。 FIG. 8 shows an operation mode of a conventional high frequency generator using a high speed thyristor element SCR, and four modes are repeated. FIG. 7 is a waveform timing chart for explaining the four operation modes. The operation of the conventional high-frequency generator is described with reference to FIGS.
図６に示す図示省略の高周波制御信号Ｒｓ、図７に示す時刻ｔ＝ｔ０以前にスイッチＳＷに入力されるとスイッチＳＷは閉路され、直流電源回路ＤＣは脈流を有する直流電圧を出力し、図７（Ｂ）に示すサイダック電圧Ｖｓｓｓが上昇し、ブレークオーバ電圧に達するとサイダック素子ＳＳＳが通電する。 When the high-frequency control signal Rs (not shown) shown in FIG. 6 is input to the switch SW before time t = t0 shown in FIG. 7, the switch SW is closed, and the DC power supply circuit DC outputs a DC voltage having a pulsating current, When the Sidac voltage Vsss shown in FIG. 7B rises and reaches the breakover voltage, the Sidac element SSS is energized.
「モード１」
サイダック素子ＳＳＳが時刻ｔ＝ｔ０のとき、ブレークオーバ電圧に達して通電しているので、図７（Ｃ）に示すサイリスタ素子ＳＣＲのゲート電流ｉｇが上昇し、高速サイリスタ素子ＳＣＲがオンする。ＳＣＲがオンするとＳＳＳの電圧はブレークオーバ電圧以下となるのでＳＳＳは遮断するが、ＳＣＲはオンしているのでＳＳＳの電圧は上昇しない。このときゲート電流はＣ１１より供給される。このとき図７及び図８に示すＭＯＤＥ１に移行し、フライバックトランスＴの１次側に流れていた電流の方向が逆転し、高速サイリスタ素子ＳＣＲに図７（Ｄ）に示す通電電流Ｉｓｃｒが流れ込む。このとき共振コンデンサＣ４とフライバックトランスＴの１次側の漏れインダクタンスにより共振が起こり、高速サイリスタ素子ＳＣＲの電流はゼロから傾きを持ちながら上昇するためソフトスイッチング動作、すなわちゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）でターンオンする。
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When the sidac element SSS reaches the breakover voltage at time t = t0 and is energized, the gate current ig of the thyristor element SCR shown in FIG. 7C increases, and the high-speed thyristor element SCR is turned on. When the SCR is turned on, the SSS voltage is equal to or lower than the breakover voltage, so that the SSS is cut off. However, since the SCR is turned on, the SSS voltage does not increase. At this time, the gate current is supplied from C11. At this time, the mode shifts to
「モード２」
図７（Ｄ）に示す、高速サイリスタ素子ＳＣＲの通電電流Ｉｓｃｒが減少し共振電流がゼロになると、高速サイリスタ素子ＳＣＲがターンオフし、図７及び図８に示すＭＯＤＥ２に移行し、フリーホィールダイオードＤ２へ図７（Ｆ）示す通電電流Ｉｄｒ２が流れ始める。この時、フライバックトランスＴの１次側のトランス電流Ｉｐは正方向へと変わる。
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When the energization current Iscr of the high-speed thyristor element SCR shown in FIG. 7D decreases and the resonance current becomes zero, the high-speed thyristor element SCR is turned off, and the process proceeds to
「モード３」
図７（Ｄ）に示すフリーホィールダイオードＤ２へ流れる通電電流Ｉｄｒ２が減少し、時刻ｔ＝ｔ２において、通電電流Ｉｄｒ２がゼロになると図７及び図８に示すＭＯＤＥ３に移行し、サイダック素子ＳＳＳ、高速サイリスタ素子ＳＣＲ、共振コンデンサＣ４の電圧が上昇を始める。
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When the energizing current Idr2 flowing to the free wheel diode D2 shown in FIG. 7D decreases and the energizing current Idr2 becomes zero at time t = t2, the mode shifts to MODE3 shown in FIGS. The voltages of the thyristor element SCR and the resonance capacitor C4 start to rise.
「モード４」
共振コンデンサＣ４の電圧の上昇に応じて図７（Ｂ）に示すサイダック電圧Ｖｓｓｓが上昇し、ブレークオーバ電圧に達すると、図７及び図８に示すＭＯＤＥ４に移行し、サイダック素子ＳＳＳが再度通電する。このときコンデンサＣ１１が充電される。そして、以後、ＭＯＤＥ１に戻り上述と同一動作を繰り返す。
上述より、ＴＩＧ溶接等のアークスタート時に、溶接トーチと被加工物との間に高周波高電圧を重畳してアークを発生させるとき、図６に示す高周波発生装置が一般的に使用されている。
（例えば、特許文献１）
"
As the voltage of the resonant capacitor C4 rises, the Sidac voltage Vsss shown in FIG. 7B rises. When the breakover voltage is reached, the mode shifts to MODE4 shown in FIGS. 7 and 8, and the Sidac element SSS is energized again. . At this time, the capacitor C11 is charged. Thereafter, returning to MODE1, the same operation as described above is repeated.
From the above description, when an arc is generated by superimposing a high-frequency high voltage between a welding torch and a workpiece at the time of arc start such as TIG welding, the high-frequency generator shown in FIG. 6 is generally used.
(For example, Patent Document 1)
ＴＩＧ溶接、プラズマ切断等に使用する高周波発生装置では、母材―電極間で放電する高電圧の発生回数が多くなるとアークのスタート性が良いことが知られている。一般に駆動素子のスイッチング周波数が高くなると母材―電極間で放電する高電圧の発生回数も多くなるという関係がある。従来の高周波発生装置を形成する共振回路では、スイッチング周波数の高速化を図るために駆動素子として応答速度の速いサイリスタ素子を使用していた。しかし、高速のサイリスタ素子を用いても応答速度に限界があり、スイッチング周波数の最大値は、例えば、３０ＫＨｚ近傍にあり、放電ギャップで放電する高電圧の周波数が不充分でアークのスタート性に問題があった。 In a high-frequency generator used for TIG welding, plasma cutting, etc., it is known that the arc startability is good when the number of high voltage discharges between the base material and the electrode increases. In general, when the switching frequency of the drive element is increased, the number of occurrences of high voltage discharged between the base material and the electrode is increased. In a resonance circuit forming a conventional high-frequency generator, a thyristor element having a high response speed is used as a drive element in order to increase the switching frequency. However, even if a high-speed thyristor element is used, the response speed is limited, and the maximum value of the switching frequency is, for example, around 30 KHz. was there.
そこで、本発明では、母材―電極間で放電する高電圧の発生回数を充分多くできる高周波発生装置を提供することを目的とする。 Accordingly, an object of the present invention is to provide a high-frequency generator that can sufficiently increase the number of occurrences of high voltage discharged between a base material and an electrode.
上述した課題を解決するために、第１の発明は、全波整流回路と平滑コンデンサとでなり商用交流電源を整流し脈流を有する直流電圧を出力する直流電源回路と、前記直流電源回路の出力側に並列に設けた第１の抵抗器と第２の抵抗器とを直列接続し、この接続した中接点とシャントレギュレータのリファレンス、前記シャントレギュレータのアノードと前記直流電源回路のマイナス側出力とを接続して形成されるマルチバイブレータ駆動回路と、前記直流電源回路のプラス側出力に第３の抵抗器の一方を接続し、前記第３の抵抗器の他方と第２の平滑コンデンサの一方及び第１のツェナダイオードのカソードとを接続し、前記第２の平滑コンデンサの他方及び前記第１のツェナダイオードのアノードと前記直流電源回路のマイナス側出力とを接続し形成し、前記第１のツェナダイオードのカソードからマルチバイブレータ電圧を出力するマルチバイブレータ電源回路と、第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子、周波数設定用コンデンサ及び第５の抵抗器でマルチバイブレータを形成し、マルチバイブレータ駆動回路の前記シャントレギュレータが通電すると前記マルチバイブレータが安定状態から所定時間の非安定状態になる単安定マルチバイブレータ回路と、前記直流電源回路のプラス側出力に共振コンデンサの一方を接続し、前記共振コンデンサの他方にフライバックトランスの１次側の一方に接続し、前記フライバックトランスの１次側の他方を前記直流電源回路のマイナス側出力に接続して形勢される共振回路と、前記共振コンデンサの一方にドレイン側を接続し、前記フライバックトランスの１次側の他方にソース側を接続し前記単安定マルチバイブレータ回路が非安定状態になると前記共振回路を駆動させるＭＯＳＦＥＴ素子と、前記フライバックトランスの２次側に並列に設けた放電ギャップと、前記フライバックトランスの２次側の一方に直列接続した複数の２次側コンデンサと、を備えた高周波発生装置である。 In order to solve the above-described problem, a first invention includes a direct current power supply circuit that includes a full-wave rectifier circuit and a smoothing capacitor, rectifies a commercial alternating current power supply, and outputs a direct current voltage having a pulsating current. A first resistor and a second resistor provided in parallel on the output side are connected in series, the connected middle contact, the reference of the shunt regulator, the anode of the shunt regulator, and the negative output of the DC power supply circuit And a multi-vibrator driving circuit formed by connecting one of the third resistors to the positive output of the DC power supply circuit, and one of the second resistor and one of the second smoothing capacitors and The cathode of the first Zener diode is connected, the other of the second smoothing capacitor, the anode of the first Zener diode, and the negative output of the DC power supply circuit A multivibrator power supply circuit connected and formed to output a multivibrator voltage from the cathode of the first Zener diode, and a first switching element, a second switching element, a frequency setting capacitor, and a fifth resistor A vibrator is formed, and when the shunt regulator of the multivibrator driving circuit is energized, a monostable multivibrator circuit in which the multivibrator changes from a stable state to an unstable state for a predetermined time, and a positive output of the DC power supply circuit includes a resonance capacitor One side is connected, the other side of the resonant capacitor is connected to one side of the primary side of the flyback transformer, and the other side of the primary side of the flyback transformer is connected to the negative side output of the DC power supply circuit. Connect the drain side to one of the resonant circuit and the resonant capacitor. Subsequently, when the source side is connected to the other primary side of the flyback transformer and the monostable multivibrator circuit is in an unstable state, a MOSFET element that drives the resonance circuit, and a secondary side of the flyback transformer A high-frequency generator including a discharge gap provided in parallel and a plurality of secondary-side capacitors connected in series to one of the secondary sides of the flyback transformer.
上述した課題を解決するために、本発明では、高周波発生装置を形成する共振回路の駆動素子として、高速のサイリスタ素子に代えてＭＯＳＦＥＴ素子を使用する。このとき、ＭＯＳＦＥＴ素子のスイッチング速度はスイッチング損失値によって抑制がかかる。そこで、ＭＯＳＦＥＴ素子のターンオン及びターンオフのとき、ソフトスイッチング動作、即ちゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）を行なうことでスイッチング損失を大きく減少させ、このスイッチング損失の減少値に応じてＭＯＳＦＥＴ素子の高速スイッチングが可能になる。そして、共振回路の共振周波数の最大値、例えば、３０ＫＨｚ近傍に対して７０ＫＨｚ近傍まで高速化され、この高速化により放電ギャップで放電する高電圧の周波数も高くなるのでアークのスタート性が向上する。 In order to solve the above-described problems, in the present invention, a MOSFET element is used instead of a high-speed thyristor element as a drive element of a resonance circuit that forms a high-frequency generator. At this time, the switching speed of the MOSFET element is suppressed by the switching loss value. Therefore, when the MOSFET element is turned on and off, a soft switching operation, that is, zero current switching (ZCS) is performed to greatly reduce the switching loss, and the MOSFET element can be switched at high speed according to the reduced value of the switching loss. Become. The maximum value of the resonance frequency of the resonance circuit, for example, near 30 KHz, is increased to about 70 KHz, and the high speed increases the frequency of the high voltage discharged in the discharge gap, thereby improving the arc startability.
図１は、本発明の実施の形態１に係る高周波発生装置の詳細図である。同図において、図６に示す、従来技術の高周波発生装置の詳細図と同一符号の構成物は、同一動作を行なうので説明は省略し符号の相違する構成物についてのみ説明する。
FIG. 1 is a detailed view of the high-frequency generator according to
次に、図１及び図２を用いて構成について説明する。
図２に示す直流電源回路ＤＣは、図１に示す全波整流回路ＤＲ３と平滑コンデンサＣ２とで形成し商用交流電源を整流し脈流を有する直流電圧として出力する。単安定マルチバイブレータ駆動回路ＭＤは、図１に示す直流電源回路ＤＣの出力側に並列に設けた第１の抵抗器Ｒ１と第２の抵抗器Ｒ２とを直列接続し、この直列接続の中接点とシャントレギュレータＳＲ１のリファレンスＲｅｆを接続し、且つ、シャントレギュレータＳＲ１のアノードＡを直流電源回路ＤＣのマイナス側出力に接続して形成する。
Next, the configuration will be described with reference to FIGS.
The DC power supply circuit DC shown in FIG. 2 is formed by the full-wave rectifier circuit DR3 and the smoothing capacitor C2 shown in FIG. 1, rectifies the commercial AC power supply, and outputs it as a DC voltage having a pulsating current. The monostable multivibrator driving circuit MD has a first resistor R1 and a second resistor R2 provided in parallel on the output side of the DC power supply circuit DC shown in FIG. Are connected to the reference Ref of the shunt regulator SR1, and the anode A of the shunt regulator SR1 is connected to the negative output of the DC power supply circuit DC.
図２に示すマルチバイブレータ電源回路ＣＤは、直流電源回路ＤＣのプラス側出力に第３の抵抗器Ｒ３の一方を接続し第３の抵抗器Ｒ３の他方に第２の平滑コンデンサＣ９の一方及び第１のツェナダイオードＶＲＤ１のカソードＫとを接続し、第２の平滑コンデンサＣ９の他方及び第１のツェナダイオードＶＲＤ１のアノードＡと直流電源回路のマイナス側出力とを接続して形成し、直流電源回路ＤＣからの直流電圧を下記に示すＭＯＳＦＥＴ素子のゲートに適応した電圧レベルに変換して出力する。 In the multivibrator power supply circuit CD shown in FIG. 2, one of the third resistors R3 is connected to the positive output of the DC power supply circuit DC, and one of the second smoothing capacitors C9 and the second resistor are connected to the other of the third resistors R3. And a cathode K of one Zener diode VRD1 is connected, and the other of the second smoothing capacitor C9 and the anode A of the first Zener diode VRD1 are connected to the negative output of the DC power supply circuit to form a DC power supply circuit. A direct current voltage from DC is converted into a voltage level suitable for the gate of the MOSFET element shown below and output.
図２に示す単安定マルチバイブレータ回路ＭＢは、マルチバイブレータ電源回路ＣＤの出力（第３の抵抗器Ｒ３の他方と第２の平滑コンデンサＣ９の一方の接続点）と第４の抵抗器Ｒ４、第５の抵抗器Ｒ５及び第６の抵抗器Ｒ６の一方を接続し、第４の抵抗器Ｒ４の他方とシャントレギュレータＳＲ１のカソードＫ、第１のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ及び周波数設定用コンデンサＣ１０の一方とを接続し、第５の抵抗器Ｒ５の他方と周波数設定用コンデンサの他方、第２のスイッチング素子ＴＲ３のベース及び第２のツェナダイオードＶＲ２のカソードとを接続し、第６の抵抗器Ｒ６の他方と第１のスイッチング素子ＴＲ２のベース及び第２のスイッチング素子ＴＲ３のコレクタとを接続し、直流電源回路ＤＣのマイナス側出力と第１のスイッチング素子ＴＲ２のエミッタ、第２のツェナダイオードＶＲＤ２のアノード及び第２のスイッチング素子ＴＲのエミッタとを接続して形成し、シャントレギュレータＳＲ１のカソードＫ、アノードＡ間が通電すると安定状態から非安定状態に移行する。 The monostable multivibrator circuit MB shown in FIG. 2 includes an output of the multivibrator power supply circuit CD (a connection point between the other of the third resistor R3 and the second smoothing capacitor C9), a fourth resistor R4, 5 resistor R5 and sixth resistor R6 are connected, the other of the fourth resistor R4, the cathode K of the shunt regulator SR1, the collector of the first switching element TR2, and one of the frequency setting capacitors C10. And the other of the fifth resistor R5 and the other of the frequency setting capacitor, the base of the second switching element TR3 and the cathode of the second Zener diode VR2 are connected, and the sixth resistor R6 The other is connected to the base of the first switching element TR2 and the collector of the second switching element TR3, and the negative output of the DC power supply circuit DC is connected to the first output When the emitter of the switching element TR2 is connected to the anode of the second Zener diode VRD2 and the emitter of the second switching element TR, the cathode K and the anode A of the shunt regulator SR1 are energized to be unstable from the stable state. Transition to the state.
図２に示す共振駆動回路ＲＤは、図１に示す共振コンデンサＣ４の一方にＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のドレイン側を接続し、前記フライバックトランスＴの１次側の他方にＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のソース側を接続したＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１から形成される。 2 connects the drain side of the MOSFET element TR1 to one of the resonant capacitors C4 shown in FIG. 1, and connects the source side of the MOSFET element TR1 to the other primary side of the flyback transformer T. The MOSFET element TR1 is formed.
共振回路は、図１に示す直流電源回路ＤＣのプラス側出力に共振コンデンサＣ４の一方を接続し共振コンデンサＣ４の他方にフライバックトランスＴの１次側の一方に接続し、フライバックトランスの１次側の他方を直流電源回路ＤＣのマイナス側出力に接続して成る。 The resonance circuit has one of the resonance capacitors C4 connected to the positive output of the DC power supply circuit DC shown in FIG. 1, and one of the primary sides of the flyback transformer T connected to the other of the resonance capacitors C4. The other side of the secondary side is connected to the negative side output of the DC power supply circuit DC.
図３は、本発明の動作を説明する波形タイミング図である。図３において、同図（Ａ）の波形は、シャントレギュレータＳＲ１の通電電流Ｉｓｒ１を示し、同図（Ｂ）の波形は、シャントレギュレータＳＲ１のリファレンス電圧Ｖｒｅｆを示し、同図（Ｃ）の波形は、ＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のゲート電圧Ｖｇを示し、同図（Ｄ）の波形は、ＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のドレイン電流Ｉｔｒ１を示し、同図（Ｅ）の波形は、ＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のドレイン・ソース間電圧Ｖｔｒ１を示し、同図（Ｆ）の波形は、フライバックトランスの１次側のトランス電圧Ｖｐを示し、同図（Ｇ）の波形は、フライバックトランスの１次側のトランス電流Ｉｐを示し、同図（Ｈ）の波形は、第１のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ・エミッタ間電圧ＶｃｅＴＲ２を示し、同図（Ｉ）の波形は、第１のスイッチング素子ＴＲ２のベース・エミッタ間電圧ＶｂｅＴＲ２を示し、同図（Ｊ）の波形は、第１のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ電流ＩｃＴＲ２を示し、同図（Ｋ）の波形は、第１のスイッチング素子ＴＲ２のベース電流ＩｂＴＲ２を示し、同図（Ｌ）の波形は、第２のスイッチング素子ＴＲ２のベース、エミッタ間電圧ＶｂｅＴＲ３を示し、同図（Ｍ）の波形は、第２のスイッチング素子ＴＲ３のコレクタ電流ＩｃＴＲ３を示し、同図（Ｎ）の波形は、第２のスイッチング素子ＴＲ３のベース電流ＩｂＴＲ３を示し、同図（Ｏ）の波形は、周波数設定用コンデンサＣ１０の放電電流Ｉｃ１０を示す。 FIG. 3 is a waveform timing diagram illustrating the operation of the present invention. In FIG. 3, the waveform of FIG. 3A shows the energization current Isr1 of the shunt regulator SR1, the waveform of FIG. 3B shows the reference voltage Vref of the shunt regulator SR1, and the waveform of FIG. , Shows the gate voltage Vg of the MOSFET element TR1, the waveform of FIG. 4D shows the drain current Itr1 of the MOSFET element TR1, and the waveform of FIG. 4E shows the drain-source voltage Vtr1 of the MOSFET element TR1. The waveform of (F) shows the primary transformer voltage Vp of the flyback transformer, and the waveform of (G) shows the primary transformer current Ip of the flyback transformer. The waveform of (H) indicates the collector-emitter voltage VceTR2 of the first switching element TR2, and the waveform of FIG. The base-emitter voltage VbeTR2 of the child TR2 is shown, the waveform of FIG. 10J shows the collector current IcTR2 of the first switching element TR2, and the waveform of FIG. 10K shows the waveform of the first switching element TR2. The base current IbTR2 is shown, the waveform of FIG. 11L shows the base and emitter voltage VbeTR3 of the second switching element TR2, and the waveform of FIG. 8M is the collector current IcTR3 of the second switching element TR3. (N) shows the base current IbTR3 of the second switching element TR3, and (O) shows the discharge current Ic10 of the frequency setting capacitor C10.
図４は、本発明の高周波発生装置の動作モードであり、６つのモードを繰り返している。そして、図３は６つの動作モードを説明する波形タイミング図であり、図３及び図４を参照して本発明の動作について説明する。 FIG. 4 shows operation modes of the high-frequency generator of the present invention, and six modes are repeated. FIG. 3 is a waveform timing diagram for explaining the six operation modes. The operation of the present invention will be described with reference to FIGS.
図１に示す図示省略の高周波制御信号Ｒｓが、時刻ｔ＝ｔ０以前に図２に示すスイッチＳＷに入力されるとスイッチＳＷは閉路され、直流電源回路ＤＣは脈流を有する直流電圧を出力し、第１の抵抗器Ｒ１及び第２の抵抗器Ｒ２で分圧された電圧がシャントレギュレータＳＲ１のリファレンスＲｅｆに適応した電圧になり、シャントレギュレータＳＲ１は、図３（Ｂ）に示すリファレンスＲｅｆの値が予め定めた基準電圧値を超えるとシャントレギュレータＳＲ１のカソードＫ・アノードＡ、間に同図（Ａ）に示す通電電流Ｉｓｒ１が流れ、且つ、周波数設定用コンデンサは同図（Ｏ）に示す放電電流Ｉｃ１０として放電する。 When the high-frequency control signal Rs (not shown) shown in FIG. 1 is input to the switch SW shown in FIG. 2 before time t = t0, the switch SW is closed and the DC power supply circuit DC outputs a DC voltage having a pulsating current. The voltage divided by the first resistor R1 and the second resistor R2 becomes a voltage adapted to the reference Ref of the shunt regulator SR1, and the shunt regulator SR1 has the value of the reference Ref shown in FIG. When the current exceeds a predetermined reference voltage value, the energizing current Isr1 shown in FIG. 5A flows between the cathode K and the anode A of the shunt regulator SR1, and the frequency setting capacitor discharges shown in FIG. Discharge as current Ic10.
図１に示す周波数設定用コンデンサの放電により第２のスイッチング素子ＴＲ３のベースに図３（Ｌ）に示す逆電圧が印加されてオフし、且つ、第１のスイッチング素子ＴＲ２のベースに図３（Ｉ）に示す正電圧が印加されてオンすると、単安定マルチバイブレータ回路は安定状態から非安定状態に移行する。 The reverse voltage shown in FIG. 3 (L) is applied to the base of the second switching element TR3 by discharging of the frequency setting capacitor shown in FIG. 1, and the base of the first switching element TR2 is turned off as shown in FIG. When the positive voltage shown in I) is applied and turned on, the monostable multivibrator circuit shifts from a stable state to an unstable state.
ＭＯＤＥ１（時刻ｔ＝ｔ０〜ｔ１）
単安定マルチバイブレータ回路が非安定状態になると、ＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１の図３（Ｃ）に示すゲート電圧Ｖｇが上昇し、時刻ｔ＝ｔ０のときＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１はオンする。このとき、図３及び図４に示すＭＯＤＥ１に移行し、フライバックトランスＴの１次側に流れていた電流方向が逆転し、ＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１に図３（Ｄ）に示すドレイン電流Ｉｔｒ１が流れ込む。この時、共振コンデンサＣ４とフライバックトランスＴの漏れインダクタンスによる共振が起こり、ＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のドレイン電流はゼロから傾きを持ちながら上昇するためソフトスイッチング動作、即ち、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）でターンオンする。これに伴い、第２の平滑コンデンサＣ９は第３の抵抗器Ｒ３を介して放電を開始し、同時にＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のゲートへ電流を供給する。つまり抵抗器Ｒ７はＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のゲート抵抗としての役割を持ち、この値によりＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１の立ち上がり特性が決定される。このとき第１のスイッチング素子ＴＲ２はこの時オン状態である。
MODE1 (time t = t0 to t1)
When the monostable multivibrator circuit becomes unstable, the gate voltage Vg shown in FIG. 3C of the MOSFET element TR1 rises, and the MOSFET element TR1 is turned on at time t = t0. At this time, the mode shifts to
ＭＯＤＥ２（時刻ｔ＝ｔ１〜ｔ２）
図３（Ｄ）に示すＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のドレイン電流（共振電流）Ｉｔｒ１が負、すなわちＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１の図示省略の内蔵ダイオードへ自然転流すると回路動作は図３及び図４のＭＯＤＥ２へと移行する。このとき、図３（Ｇ）に示すフライバックトランスＴの１次側のトランス電流Ｉｐは正方向へと変化する。しかし、ＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のゲートは引続きオン状態にあるので、このモード中にＴＲ１のゲートがオフ状態になることでＺＣＳターンオフとなる。第１のスイッチング素子ＴＲ２は図４のＭＯＤＥ１に引続きオン状態であり、単安定マルチバイブレータ回路が安定状態に戻る過渡状態として第２のスイッチング素子ＴＲ３がオンし始める。第２の平滑コンデンサＣ９は図４のＭＯＤＥ１と同様に放電動作をしている。
MODE2 (time t = t1 to t2)
When the drain current (resonance current) Itr1 of the MOSFET element TR1 shown in FIG. 3D is negative, that is, when the MOSFET element TR1 spontaneously commutates to a built-in diode (not shown), the circuit operation shifts to MODE2 in FIGS. . At this time, the transformer current Ip on the primary side of the flyback transformer T shown in FIG. 3G changes in the positive direction. However, since the gate of the MOSFET element TR1 is still in the on state, the gate of TR1 is turned off during this mode, thereby turning off the ZCS. The first switching element TR2 is in an on state following MODE1 in FIG. 4, and the second switching element TR3 starts to be turned on as a transient state in which the monostable multivibrator circuit returns to the stable state. The second smoothing capacitor C9 performs a discharging operation in the same manner as MODE1 in FIG.
ＭＯＤＥ３（時刻ｔ＝ｔ２〜ｔ３）
単安定マルチバイブレータ回路が安定状態に戻り、第１のスイッチング素子ＴＲ２がオフする。そして、周波数設定用コンデンサは充電し、第２のスイッチング素子ＴＲ３のベースへ電流を供給している。
MODE3 (time t = t2 to t3)
The monostable multivibrator circuit returns to the stable state, and the first switching element TR2 is turned off. The frequency setting capacitor is charged and supplies current to the base of the second switching element TR3.
ＭＯＤＥ４（時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ４）
図３（Ｄ）に示すＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のドレイン電流Ｉｔｒ１がゼロになると、ＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のゲート電圧は既にオフしているのでＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１は自然にオフする。第２のスイッチング素子ＴＲ３は引続きオンしているので第２の平滑コンデンサＣ９は、図３及び図４のＭＯＤＥ４から充電を開始する。そして、第１の抵抗器Ｒ１へ電流が流れ始め、シャントレギュレータＳＲ１のリファレンス電圧Ｖｒｅｆは入力電圧の（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））で決められた分だけゼロから上昇していく。
MODE4 (time t = t3 to t4)
When the drain current Itr1 of the MOSFET element TR1 shown in FIG. 3D becomes zero, the gate voltage of the MOSFET element TR1 is already turned off, so that the MOSFET element TR1 is naturally turned off. Since the second switching element TR3 is still on, the second smoothing capacitor C9 starts charging from MODE4 in FIGS. Then, current begins to flow to the first resistor R1, and the reference voltage Vref of the shunt regulator SR1 increases from zero by an amount determined by the input voltage (R2 / (R1 + R2)).
ＭＯＤＥ５（時刻ｔ＝ｔ４〜ｔ５）
図３（Ｂ）に示すシャントレギュレータＳＲ１のリファレンス電圧Ｖｒｅｆが時刻ｔ＝４において基準値電圧値を超えると通電し、シャントレギュレータＳＲ１のカソード・アノード間に図３（Ａ）に示す通電電流Ｉｓｒ１が流れ込む。この時、第２のスイッチング素子ＴＲ３のベースには周波数設定用コンデンサＣ１０の電圧が逆にかかるが、ベース・エミッタ間にＶＲＤ２を挿入することによりＶＲＤ２から周波数設定用コンデンサＣ１０へ電流が流れ込み、ベース・エミッタ間電圧が定格を越えないように動作している。このとき周波数設定用コンデンサＣ１０は放電し、第２の平滑コンデンサＣ９は第３の抵抗器Ｒ３を介して充電している。
MODE5 (time t = t4 to t5)
When the reference voltage Vref of the shunt regulator SR1 shown in FIG. 3 (B) exceeds the reference value voltage value at time t = 4, the energization current Isr1 shown in FIG. 3 (A) is applied between the cathode and the anode of the shunt regulator SR1. Flows in. At this time, the voltage of the frequency setting capacitor C10 is reversely applied to the base of the second switching element TR3. However, by inserting VRD2 between the base and the emitter, a current flows from the VRD2 to the frequency setting capacitor C10. • Operates so that the emitter-to-emitter voltage does not exceed the rating. At this time, the frequency setting capacitor C10 is discharged, and the second smoothing capacitor C9 is charged through the third resistor R3.
ＭＯＤＥ６（時刻ｔ＝ｔ５〜ｔ６）
第１のスイッチング素子ＴＲ２がオンしてマルチバイブレータは完全に非安定モードへと移行する。そして以後は、ＭＯＤＥ１〜ＭＯＤＥ５の動作を繰り返す。
MODE6 (time t = t5 to t6)
The first switching element TR2 is turned on, and the multivibrator completely shifts to the unstable mode. Thereafter, the operations of MODE1 to MODE5 are repeated.
上述より、ＭＯＳＦＥＴ素子のターンオン及びターンオフのとき、ソフトスイッチング動作、即ち、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）可能となりスイッチング損失が大幅に減少する。この減少によりＭＯＳＦＥＴ素子の高速スイッチングが可能となり、従来の共振周波数の３０ＫＨｚ近傍の限界に対し、７０ＫＨｚ近傍まで高速化が実現できる。
コンデンサＣ１０・抵抗Ｒ６はＭＯＳＦＥＴのスイッチングに関係しており、これらを調整することで、ＭＯＳＦＥＴは容易にＺＣＳ動作を実現する。（図１に示すＣ１０とＲ６はマルチバイブレータの周波数設定用で、ゲート信号のデュティサイクルに関係する。）
As described above, when the MOSFET device is turned on and off, soft switching operation, that is, zero current switching (ZCS) is possible, and the switching loss is greatly reduced. This reduction makes it possible to perform high-speed switching of the MOSFET element, and it is possible to realize speeding up to around 70 KHz, compared to the limit of the conventional resonance frequency around 30 KHz.
The capacitor C10 and the resistor R6 are related to the switching of the MOSFET. By adjusting these, the MOSFET easily realizes the ZCS operation. (C10 and R6 shown in FIG. 1 are used for setting the frequency of the multivibrator and are related to the duty cycle of the gate signal.)
１ 非消耗電極
ＡＣ 商用交流電源
ＣＣ カップリングコイル
Ｃ１ １次平滑コンデンサ
Ｃ２ 平滑コンデンサ
Ｃ３ コンデンサ
Ｃ４ 共振コンデンサ
Ｃ５ ２次側コンデンサ
Ｃ６ ２次側コンデンサ
Ｃ７ ２次側コンデンサ
Ｃ８ ２次側コンデンサ
Ｃ９ 第２の平滑コンデンサ
Ｃ１０ 周波数設定用コンデンサ
Ｃ１１ コンデンサ
ＤＣＬ 直流リアクトル
Ｄ２ フリーホィールダイオード
ＤＲ１ １次整流回路
ＤＲ２ ２次整流回路
ＤＲ３ 全波整流回路
ＥＲ 誤差増幅回路
Ｅｒ 誤差増幅信号
ＨＦＧ 高周波発生装置
ＩＤ 出力電流検出回路
Ｉｄ 出力電流検出信号
ＩＲ 出力電流設定回路
Ｉｒ 出力電流設定信号
ＩＮＶ インバータ回路
ＩＮＴ 主変圧器
Ｍ 被加工物
Ｒ１ 第１の抵抗器
Ｒ２ 第２の抵抗器
Ｒ３ 第３の抵抗器
Ｒ４ 第４の抵抗器
Ｒ５ 第５の抵抗器
Ｒ６ 第６の抵抗器
Ｒ７ 第７の抵抗器
Ｒ８ 保護抵抗
Ｒ９ 第９の抵抗器
Ｒ１０ 第１０の抵抗器
Ｒ１１ 第１１の抵抗器
ＳＣ 出力制御信号
ＳＲ１ シャントレギュレータ
ＳＣＲ 高速サイリスタ素子
ＳＳＳ サイダック素子
Ｔ フライバックトランス
ＴＨ 溶接トーチ
ＴＲ１ ＭＯＳＦＥＴ素子
ＴＲ２ 第１のスイッチング素子
ＴＲ３ 第２のスイッチング素子
ＴＳ 起動スイッチ
Ｔｓ 起動信号
ＶＲＤ１ 第１のツェナダイオード
ＶＲＤ２ 第２のツェナダイオード
1 non-consumable electrode AC commercial AC power supply CC coupling coil C1 primary smoothing capacitor C2 smoothing capacitor C3 capacitor C4 resonance capacitor C5 secondary side capacitor C6 secondary side capacitor C7 secondary side capacitor C8 secondary side capacitor C9 second smoothing Capacitor C10 Frequency setting capacitor C11 Capacitor DCL DC reactor D2 Freewheel diode DR1 Primary rectifier circuit DR2 Secondary rectifier circuit DR3 Full-wave rectifier circuit ER Error amplifier circuit Er Error amplifier signal HFG High frequency generator ID Output current detector circuit Id Output current Detection signal IR output current setting circuit Ir output current setting signal INV inverter circuit INT main transformer M work piece R1 first resistor R2 second resistor R3 third resistor R4 fourth resistor R5 fifth Resistor R6 6th resistor R7 7th resistor R8 Protection resistor R9 9th resistor R10 10th resistor R11 11th resistor SC Output control signal SR1 Shunt regulator SCR High-speed thyristor element SSS Sidac element T Flyback transformer TH welding torch TR1 MOSFET element TR2 first switching element TR3 second switching element TS start switch Ts start signal VRD1 first Zener diode VRD2 second Zener diode
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