JP2020182367A - DC-DC converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、広範な直流出力電圧設定が可能なDC-DCコンバータの小型・軽量・高効率化とスイッチングノイズの低減化に貢献する技術である。 The present invention is a technique that contributes to compactness, light weight, high efficiency, and reduction of switching noise of a DC-DC converter capable of setting a wide range of DC output voltages.
なお、本発明の名称としたDC-DCコンバータは直流電源から直流出力電圧あるいは電流を制御できる変換装置を意味し、電圧変換のみを行う変換装置を直流―直流電圧変換装置と呼び、また絶縁形DC-DCコンバータは、直流電源と出力間で絶縁した直流出力電圧あるいは電流が制御できる変換装置を意味し、電圧変換のみを行う変換装置を絶縁形直流―直流電圧変換装置と呼び、これらは、DC-DCコンバータの一部の変換装置として扱う。
The DC-DC converter named in the present invention means a conversion device capable of controlling a DC output voltage or current from a DC power supply, and a conversion device that performs only voltage conversion is called a DC-DC voltage conversion device, and is an insulated type. A DC-DC converter means a converter that can control a DC output voltage or current that is isolated between a DC power supply and an output, and a converter that only performs voltage conversion is called an isolated DC-DC voltage converter, and these are Treated as a part of the DC-DC converter.
近年、パワーエレクトロニクス装置の急激な発達と、リチウムイオン電池などの蓄電池の発達普及とも相まって、小型・軽量・高効率の小中容量の様々な出力電圧レベルの直流電源装置から、容量の大きなものでは周波数変換電源やモータドライブ用のインバータの直流電源など幅広い応用分野でDC-DCコンバータの需要が高まってきた。 In recent years, coupled with the rapid development of power electronics devices and the development and widespread use of storage batteries such as lithium-ion batteries, DC power supply devices with various output voltage levels of small, lightweight, and highly efficient small and medium capacity can be used with large capacity. Demand for DC-DC converters has increased in a wide range of application fields such as frequency conversion power supplies and DC power supplies for inverters for motor drives.
コンバータは、大幅な電圧変換制御が求められる場合、スイッチングデューティだけで電圧制御を行うと効率が著しく低下するとともに、DC-DCコンバータで直流電源と直流出力間で絶縁がとられていない場合は、適用できる範囲も限定されるなどの課題がある。 When a large voltage conversion control is required for the converter, the efficiency is significantly reduced if the voltage control is performed only by the switching duty, and when the DC-DC converter does not have insulation between the DC power supply and the DC output, the efficiency is significantly reduced. There are issues such as the applicable range being limited.
このため、絶縁形DC-DCコンバータでは、直流電源を一度交流に変換して、変圧器で必要な電圧出力が得られる電圧に変換した後、整流回路、フィルタ回路を介して直流出力を得ている。 For this reason, in an isolated DC-DC converter, the DC power supply is once converted to AC, converted to a voltage that can obtain the voltage output required by the transformer, and then the DC output is obtained via the rectifier circuit and filter circuit. There is.
ここで、この変圧器の小型化軽量化のため、高い周波数の交流電圧が要求されるが、インバータで高周波電圧をハードスイッチングで発生させると、ハードスイッチング損失やスイッチングノイズなどの課題を生じる。 Here, in order to reduce the size and weight of this transformer, a high frequency AC voltage is required, but if a high frequency voltage is generated by hard switching in an inverter, problems such as hard switching loss and switching noise occur.
そこで、ハードスイッチング制御に代わりソフトスイッチング制御を用いた様々なDC-DCコンバータが提案されているが、LC共振作用による振動電流損失の増加、素子耐圧の増加などの課題を克服することが必要で、回路構成および制御システムが複雑化する傾向にあり、適用範囲も限定され飛躍的な実用化には至っていない。 Therefore, various DC-DC converters that use soft switching control instead of hard switching control have been proposed, but it is necessary to overcome problems such as an increase in vibration current loss due to LC resonance and an increase in element withstand voltage. , The circuit configuration and control system tend to be complicated, the applicable range is limited, and it has not been put into practical use dramatically.
ここで、ソフトスイッチング技術の基本原理と種類や得失を先行技術文献から整理するとともに、LC共振回路を使って制御するソフトスイッチング制御手法をDC-DCコンバータに適用したいくつかの先行技術文献例を発明の名称と共に示す。
Here, the basic principles, types, and advantages of soft switching technology are summarized from the prior art documents, and some prior art documents examples in which the soft switching control method of controlling using an LC resonant circuit is applied to a DC-DC converter are used. Shown with the title of the invention.
ソフトスイッチング制御には、代表的なものに電圧共振型のもの電流共振型のものがあり、前者は電圧共振により、電圧が零のときにオン、オフするゼロ電圧スイッチング (ZVS: Zero Voltage Switching )を実現し、後者は電流共振により、電流が零のときにオン、オフするゼロ電流スイッチ(ZCS: Zero Current Switching)を実現して、いずれもスイッチング損失やスイッチングノイズを低減することを目的とするスイッチング制御手法であり、通常のハードスイッチング制御と区別されている。（非特許文献１） Typical soft switching controls are voltage resonance type and current resonance type. The former is zero voltage switching (ZVS), which turns on and off when the voltage is zero due to voltage resonance. The latter realizes zero current switching (ZCS: Zero Current Switching) that turns on and off when the current is zero by current resonance, and both aim to reduce switching loss and switching noise. It is a switching control method and is distinguished from ordinary hard switching control. (Non-Patent Document 1)
ソフトスイッチング制御は、電圧共振型では大きな振動電圧が素子の耐圧に、電流共振型では大きな共振電流が素子の電流容量の増大と通電損失の増加につながるため、これらのスイッチング制御の実用化はあまり進んでいない。（非特許文献２） In soft switching control, a large vibration voltage leads to the withstand voltage of the element in the voltage resonance type, and a large resonance current leads to an increase in the current capacity of the element and an increase in energization loss in the current resonance type. Not progressing. (Non-Patent Document 2)
このため、スイッチングの瞬間だけ共振させる部分共振手法の研究も進み、一部で実用化されているが、一般に回路構成が複雑化するなどの課題と適用分野が限られることから、現在も様々なソフトスイッチング制御DによるDC-DCコンバータ回路や、上述した高周波変圧器を用いた絶縁用DC-DCコンバータの実用化研究、応用研究が行われている。（特許文献１〜特許文献３） For this reason, research on a partial resonance method that resonates only at the moment of switching has progressed, and some have been put into practical use. However, due to problems such as complicated circuit configurations and limited application fields, there are still various applications. Practical application research and application research of a DC-DC converter circuit by soft switching control D and a DC-DC converter for insulation using the above-mentioned high-frequency transformer are being conducted. (Patent Documents 1 to 3)
本発明は、新しいソフトスイッチング制御法を中核としたDC-DCコンバータや、高周波変圧器を組み合わせた絶縁形DC-DCコンバータに関するものであり、スイッチング損失の低減、スイッチングノイズの低減に加えて、後者は特に大幅な電圧変換制御を高効率で実現することを目指したものである。
The present invention relates to a DC-DC converter centered on a new soft switching control method and an isolated DC-DC converter combined with a high-frequency transformer. In addition to reducing switching loss and switching noise, the latter Aims to realize a particularly large voltage conversion control with high efficiency.
一般の電流共振形ソフトスイッチング回路の制御法は、図１の回路構成において、直流電源に対してスイッチSをLCで構成されるLC共振回路の共振周波数に同期させてオンオフ制御することにより、図２に示すようにスイッチ素子Sをオンさせると電流がダイオードD1を通して流れた後、ダイオードD2を通して流れる共振回路が形成されるため、スイッチ素子Sがオン時点とオフ時点では零電流となっているため零電流スイッチング(ZCS)が実現できている。 The control method of a general current resonance type soft switching circuit is shown in the circuit configuration of FIG. 1 by controlling the switch S on and off in synchronization with the resonance frequency of the LC resonance circuit composed of LC with respect to the DC power supply. As shown in 2, when the switch element S is turned on, a current flows through the diode D1 and then a resonant circuit is formed that flows through the diode D2. Therefore, when the switch element S is turned on and off, the current is zero. Zero current switching (ZCS) has been realized.
そして、負荷電流ioは、Ld,Cdで構成されるLCフィルタ回路のインダクタLdによりほぼ一定の電流源として供給されるとともに、直流出力電圧Voは、共振キャパシタCrの平均電圧として出力される。 The load current io is supplied as a substantially constant current source by the inductor Ld of the LC filter circuit composed of Ld and Cd, and the DC output voltage Vo is output as the average voltage of the resonance capacitor Cr.
ここで、共振キャパシタCrの電圧は、共振回路電流により一度充電された後、零電圧となるため、負荷の重軽にかかわらず、スイッチングの度に大きな振動電流を伴うため、ソフトスイッチングが実現できていても、特に軽負荷時においても大きな振動電流による回路損失を生じるため、効率低下につながり、これが実用化に向けての大きなネックとなっている。
Here, since the voltage of the resonance capacitor Cr becomes zero voltage after being charged once by the resonance circuit current, a large vibration current is accompanied by each switching regardless of the weight of the load, so that soft switching can be realized. Even so, circuit loss due to a large vibration current occurs even at a light load, which leads to a decrease in efficiency, which is a major bottleneck for practical use.
これに対して、本発明の中核となる電流型ソフトスイッチング回路は、図３に示すように、共振回路電流の返りの電流をダイオードD1でブロックするとともに、スイッチSがオフになったときのフリーフォイーリングダイオードD2で共振インダクタLrの電流経路を確保するとともに、LCフィルタ回路電流により、共振キャパシタCrが逆充電されないようにダイオードDfを接続した主回路構成である。 On the other hand, the current type soft switching circuit, which is the core of the present invention, blocks the return current of the resonance circuit current with the diode D1 and is free when the switch S is turned off, as shown in FIG. The foiling diode D2 secures the current path of the resonant inductor Lr, and the diode Df is connected so that the resonant capacitor Cr is not backcharged by the LC filter circuit current.
図４の動作波形に示すように、このソフトスイッチング回路でスイッチSがオンした時点で直流電源EBからダイオードD1を通してLC共振回路に振動電流が零から流れ始め、スイッチがオフする時点では電流が零となっているため、零電流スイッチング(ZCS)が実現できる、 As shown in the operation waveform of FIG. 4, when the switch S is turned on in this soft switching circuit, the vibration current starts to flow from the DC power supply EB through the diode D1 to the LC resonance circuit from zero, and when the switch is turned off, the current is zero. Therefore, zero-current switching (ZCS) can be realized.
この回路においても、負荷電流ioは、Ld,Cdで構成されるLCフィルタ回路のインダクタLdを介して、ほぼ一定の電流源として供給されるとともに、直流出力電圧Voは、共振キャパシタCrの平均電圧として出力される。 In this circuit as well, the load current io is supplied as an almost constant current source via the inductor Ld of the LC filter circuit composed of Ld and Cd, and the DC output voltage Vo is the average voltage of the resonance capacitor Cr. Is output as.
この回路では電源からの振動電流は共振キャパシタCrを充電するだけで、その端子電圧Vrは、LCフィルタ回路のインダクタLdを通して流れる負荷電流ioにより低下するものの、電源電圧EBと共振キャパシタの端子電圧Vrの差電圧は小さく抑えられるため共振回路電流の振幅は抑えられ、負荷が軽いときは共振キャパシタの端子電圧Vrは電源電圧EBに近い値に保持しているため、振動電流も小さくなり、無負荷時には振動電流は零となる。 In this circuit, the vibration current from the power supply only charges the resonance capacitor Cr, and its terminal voltage Vr is reduced by the load current io flowing through the inductor Ld of the LC filter circuit, but the power supply voltage EB and the terminal voltage Vr of the resonance capacitor. Since the difference voltage is suppressed to a small value, the amplitude of the resonance circuit current is suppressed, and when the load is light, the terminal voltage Vr of the resonance capacitor is held at a value close to the power supply voltage EB, so the vibration current is also small and no load is applied. Sometimes the vibration current is zero.
図４に示す動作波形から、同図(a)に示す重負荷時には負荷電流は大きくなるため、共振キャパシタ端子電圧Vrは振動するものの、電圧変動幅は低く抑えられ、同図(b)に示す軽負荷になると電圧振動は小さくなり、これに伴い直流電源からの共振回路電流も小さくできることが確認できる。
From the operation waveform shown in FIG. 4, since the load current becomes large under the heavy load shown in FIG. 4 (a), the resonant capacitor terminal voltage Vr vibrates, but the voltage fluctuation range is suppressed to a low level, which is shown in FIG. 4 (b). It can be confirmed that the voltage vibration becomes smaller when the load is light, and the resonant circuit current from the DC power supply can be reduced accordingly.
従来の電流型ソフトスイッチング制御手法が常時大きな振動電流を伴っていたのに対して、本発明のソフトスイッチング制御では、共振キャパシタの電圧Vrの低下が抑えられるので、共振回路電流も抑える事ができ、振動回路電流による損失も著しく抑えることができる。 Whereas the conventional current-type soft switching control method always involves a large vibration current, the soft switching control of the present invention suppresses the decrease in the voltage Vr of the resonance capacitor, so that the resonance circuit current can also be suppressed. , Loss due to vibration circuit current can also be significantly suppressed.
このことにより、本発明のソフトスイッチング制御では、課題となっていた共振回路電流を大幅に抑えることができることから、スイッチング損失の低減だけでなく、共振回路電流による周辺機器へのノイズの発生も抑えられることが期待できる。 As a result, in the soft switching control of the present invention, the resonance circuit current, which has been a problem, can be significantly suppressed. Therefore, not only the switching loss is reduced, but also the generation of noise to peripheral devices due to the resonance circuit current is suppressed. Can be expected to be done.
このソフトスイッチング制御を絶縁形DC-DCコンバータに適用したときの基本構成の概要図を図５に、基本スイッチング動作の概要波形を図６に示す。 FIG. 5 shows an outline diagram of the basic configuration when this soft switching control is applied to the isolated DC-DC converter, and FIG. 6 shows an outline waveform of the basic switching operation.
図５に示すように、直流電源EBに接続したインバータで零電圧期間を含む方形波電圧を発生させた出力を高周波変圧器に接続して、適当な電圧に変圧した後、整流回路を介してLC共振回路を通して負荷に接続する回路構成としている。 As shown in FIG. 5, the output of the square wave voltage including the zero voltage period generated by the inverter connected to the DC power supply EB is connected to the high frequency transformer, transformed to an appropriate voltage, and then passed through the rectifier circuit. The circuit configuration is such that it is connected to the load through the LC resonance circuit.
図６は、高周波変圧器の出力電圧eaと電流iaの波形と、インバータのスイッチング素子にかかる電圧eswと流れる電流iswのスイッチング動作の波形を示している。 FIG. 6 shows the waveforms of the output voltage ea and the current ia of the high-frequency transformer, and the waveforms of the switching operation of the voltage esw applied to the switching element of the inverter and the flowing current isw.
本発明の電流型ソフトスイッチング制御回路においては、共振用キャパシタは、上述した動作を行うために直流側に配置して構成することが不可欠であり、これが、本発明のソフトスイッチング回路の大きな特徴となっている。 In the current type soft switching control circuit of the present invention, it is indispensable to arrange and configure the resonance capacitor on the DC side in order to perform the above-mentioned operation, which is a major feature of the soft switching circuit of the present invention. It has become.
本発明のソフトスイッチング制御は、DC-DCコンバータとして適用ができるだけでなく、インバータと変圧器、整流回路を組み合わせることにより絶縁形DC-DCコンバータとしても適用でき、DC-DCコンバータの効率改善、スイッチングノイズの低減はもとより、絶縁形DC-DCコンバータの構成とすることにより、小型軽量で大幅な電圧制御を高い効率で実現することが期待できる。 The soft switching control of the present invention can be applied not only as a DC-DC converter, but also as an isolated DC-DC converter by combining an inverter, a transformer, and a rectifier circuit, improving the efficiency of the DC-DC converter and switching. In addition to reducing noise, it can be expected that a compact and lightweight DC-DC converter configuration will realize significant voltage control with high efficiency.
本発明のDC-DCコンバータは、可変直流電圧源だけでなくLED駆動等の可変直流電流源やDC-DCコンバータの直流出力にインバータを介した絶縁形交流電源等への幅広い応用が期待できる。 The DC-DC converter of the present invention is expected to be widely applied not only to a variable DC voltage source but also to a variable DC current source such as LED drive and an isolated AC power supply via an inverter for the DC output of the DC-DC converter.
本発明の電流型ソフトスイッチング制御手法によるDC-DCコンバータの実用回路構成例と具体的な電圧電流の制御手法など、発明を実施に移すための主回路構成と制御システムを以下に述べる。 The main circuit configuration and control system for putting the invention into practice, such as a practical circuit configuration example of a DC-DC converter by the current type soft switching control method of the present invention and a specific voltage / current control method, are described below.
図５で述べた絶縁形DC-DCコンバータの基本回路構成を実現化するためには、抵抗負荷で出力電圧脈動が問題とならない場合を除いては、図１の基本回路に示したように、共振用キャパシタの出力端に必要に応じてキャパシタを逆充電させないダイオードや負荷電流のリップルによる共振回路動作への影響や出力電圧の平滑化を目的としたLCフィルタ回路を経て負荷に接続することが必要となりその実用的な主回路構成を図７に示す。 In order to realize the basic circuit configuration of the isolated DC-DC converter described in FIG. 5, as shown in the basic circuit of FIG. 1, unless the output voltage pulsation does not matter due to the resistive load, as shown in the basic circuit of FIG. It is possible to connect to the load via a diode that does not reverse charge the capacitor at the output end of the resonance capacitor as necessary, the influence of load current ripple on the resonance circuit operation, and the LC filter circuit for the purpose of smoothing the output voltage. FIG. 7 shows a necessary and practical main circuit configuration.
同図で、１００が直流電源、２００が絶縁形ソフトスイッチングDC-DCコンバータ、３００が負荷であり、２１０がインバータでその具体的な回路構成はフルブリッジ、ハーフブリッジあるいはセンタータップ変圧器と組み合わせたインバータであり、２２０は絶縁形高周波変圧器、２４０はLC共振回路、２５０は、上述したダイオードを含むLC フィルタ回路を表している。 In the figure, 100 is a DC power supply, 200 is an isolated soft-switching DC-DC converter, 300 is a load, 210 is an inverter, and its specific circuit configuration is combined with a full bridge, half bridge, or center tap transformer. Inverter, 220 represents an isolated high-frequency transformer, 240 represents an LC resonance circuit, and 250 represents an LC filter circuit including the above-mentioned diode.
ここで、共振回路インダクタLrは、整流回路の出力に配置するだけでなく、変圧器の漏れインダクタを含めて交流側に配置することもできる。 Here, the resonant circuit inductor Lr can be arranged not only at the output of the rectifier circuit but also on the AC side including the leakage inductor of the transformer.
図８は共振回路インダクタLrを変圧器の二次側、図９は変圧器の一次側に配置した絶縁形DC-DCコンバータの主回路構成である。 FIG. 8 shows the main circuit configuration of an isolated DC-DC converter in which the resonant circuit inductor Lr is arranged on the secondary side of the transformer, and FIG. 9 shows the primary side of the transformer.
図８，図９のように共振用インダクタLrを交流回路に接続することで、変圧器の磁気飽和の影響を受けにくくなるとともに、共振用キャパシタの出力端に接続しているダイオードを整流回路のダイオードで共用させることができる。 By connecting the resonance inductor Lr to the AC circuit as shown in FIGS. 8 and 9, it is less affected by the magnetic saturation of the transformer, and the diode connected to the output end of the resonance capacitor is connected to the rectifier circuit. It can be shared by a diode.
なお、共振回路インダクタLrは、交流回路に接続するインダクタの値と変圧器の漏れインダクタンスの値の合成値で動作させることが可能であり、変圧器の設計の仕方によっては、変圧器の漏れインダクタンス値だけで構成することもでき、主回路構成をさらに簡単化することができる。 The resonant circuit inductor Lr can be operated by the combined value of the value of the inductor connected to the AC circuit and the value of the leakage inductance of the transformer, and depending on the method of designing the transformer, the leakage inductance of the transformer It can be configured only by the value, and the main circuit configuration can be further simplified.
上述のDC-DCコンバータは、共振形ソフトスイッチング制御で構成しており、スイッチのオンオフ期間は、LC共振回路に同期させる必要があるので、一般的なPWM制御やデューティー制御を適用することはできない。 The above-mentioned DC-DC converter is composed of resonance type soft switching control, and the on / off period of the switch needs to be synchronized with the LC resonance circuit, so general PWM control and duty control cannot be applied. ..
ソフトスイッチング制御によるDC-DCコンバータの出力電圧電流制御は、共振パルス数のサイクル制御によっても可能であるが、DC-DCコンバータの共振スイッチング動作期間と休止期間の比率制御を周期的にかけることによっても出力電圧電流の制御は可能である。 The output voltage / current control of the DC-DC converter by soft switching control is also possible by cycle control of the number of resonance pulses, but by periodically applying the ratio control of the resonance switching operation period and the rest period of the DC-DC converter. It is also possible to control the output voltage and current.
なお、共振スイッチのスイッチング動作期間と休止期間の比率制御において、休止期間は共振回路動作の途中で行わないタイミングで行わないことが望ましい。 In the ratio control between the switching operation period and the pause period of the resonance switch, it is desirable that the pause period is not performed at a timing that is not performed in the middle of the resonance circuit operation.
図１０は、請求項１の電流共振型ソフトスイッチング回路に対して、LCフィルタ回路のインダクタの電流をフィードバックし、一定の電流基準量と一致するように電流制御器の出力でスイッチング動作期間を制御して出力電流を制御している。 In FIG. 10, the current of the inductor of the LC filter circuit is fed back to the current resonance type soft switching circuit of claim 1, and the switching operation period is controlled by the output of the current controller so as to match a constant current reference amount. The output current is controlled.
なお、負荷としてLEDなど電流源として用いる場合は、LCフィルタのキャパシタCdは省略できる。 When used as a current source such as an LED as a load, the capacitor Cd of the LC filter can be omitted.
次に出力電圧の制御が必要とされるDC-DCコンバータでは、図１０に示した電流制御ループの外側に電圧制御ループを設け、出力電圧をフィードバックした量が一定の電圧基準量と一致するように電圧制御器を設け、その出力を次段の電流基準値に用いることで構成することができる。 Next, in the DC-DC converter that requires control of the output voltage, a voltage control loop is provided outside the current control loop shown in FIG. 10, so that the amount of feedback of the output voltage matches a constant voltage reference amount. It can be configured by providing a voltage controller in the circuit and using its output as the current reference value of the next stage.
図１１が、電圧制御可能なDC-DCコンバータの主回路構成と制御システムであり、電圧制御器の出力量が次段の電流基準になるので、電圧制御器の出力量の飽和値を過電流保護基準値として設定でき、次段の電流制御器により過電流保護をかける事ができる。 FIG. 11 shows the main circuit configuration and control system of the DC-DC converter capable of voltage control. Since the output amount of the voltage controller serves as the current reference for the next stage, the saturation value of the output amount of the voltage controller is overcurrented. It can be set as a protection reference value, and overcurrent protection can be applied by the current controller in the next stage.
次に、変圧器を用いた絶縁形DC-DCコンバータに対して出力電圧電流制御を可能とする主回路構成と制御システムを図１２，図１３に示す。 Next, FIGS. 12 and 13 show a main circuit configuration and a control system that enable output voltage / current control for an isolated DC-DC converter using a transformer.
これらは、共振回路インダクタLrを変圧器の二次側に配置させた図８の主回路構成を例に示したもので、図７，図９あるいは共振用インダクタLrを任意に組み合わせ配置した主回路構成に対しても同様に適用できる。 These show the main circuit configuration of FIG. 8 in which the resonant circuit inductor Lr is arranged on the secondary side of the transformer as an example, and the main circuit in which the resonant inductor Lr is arranged in any combination of FIGS. 7 and 9 or The same can be applied to the configuration.
出力電圧電流は、電流制御量からの出力で周期的に各スイッチング素子に対するゲートブロックによる休止期間を設けることにより制御することができる。 The output voltage current can be controlled by periodically providing a pause period by a gate block for each switching element with the output from the current control amount.
図１２が電流制御可能な絶縁形DC-DCコンバータで、図１３は電圧制御可能な絶縁形DC-DCコンバータであり、電圧制御器の出力量に適切な飽和値を設定することで過電流保護も可能となる。 FIG. 12 shows an isolated DC-DC converter that can control current, and FIG. 13 shows an isolated DC-DC converter that can control voltage. Overcurrent protection is achieved by setting an appropriate saturation value for the output amount of the voltage controller. Is also possible.
図１２に示す電流制御可能な絶縁形DC-DCコンバータをLED駆動電源などの電流源として用いる場合は、LCフィルタのキャパシタCdは省略することができる。 When the current-controllable insulated DC-DC converter shown in FIG. 12 is used as a current source such as an LED drive power supply, the capacitor Cd of the LC filter can be omitted.
図１３に示す絶縁形DC-DCコンバータは、共振動作期間と休止期間の切り替えも同期して周期的に行うことで、すべての区間でソフトスイッチング制御動作できることから、一般のDC-DCコンバータとしての用途はもちろんのこと、スイッチングノイズの影響が特に大きくなる音響機器の直流電源としても応用が期待できる。 The isolated DC-DC converter shown in FIG. 13 can perform soft switching control operation in all sections by periodically switching between the resonance operation period and the pause period, and thus can be used as a general DC-DC converter. It can be expected to be applied not only to applications but also as a DC power supply for acoustic equipment where the influence of switching noise is particularly large.
本発明による絶縁形DC-DCコンバータは、変圧器を介在して必要な出力電圧を得ることができるので、装置容量が大きくなってもソフトスイッチング制御とも合わせて高い効率で絶縁制御された直流出力電圧が得られることから幅広い分野での応用が期待できる。 Since the isolated DC-DC converter according to the present invention can obtain the required output voltage via a transformer, the DC output is insulated and controlled with high efficiency in combination with soft switching control even if the device capacity is large. Since the voltage can be obtained, it can be expected to be applied in a wide range of fields.
図１４は、図７に示す絶縁形DC-DCコンバータの出力に直流負荷抵抗の代わりにインバータを介して交流負荷を接続した交流電源としての主回路構成及び基本制御システムである。 FIG. 14 shows a main circuit configuration and a basic control system as an AC power supply in which an AC load is connected to the output of the isolated DC-DC converter shown in FIG. 7 via an inverter instead of a DC load resistor.
同図では、方形波インバータでLC共振回路動作のみをさせて、変圧器を介して絶縁した直流出力電圧を得て、再度交流変換するインバータにより交流出力を得ることができる。 In the figure, it is possible to obtain an AC output by operating only the LC resonance circuit with a square wave inverter, obtaining a DC output voltage isolated via a transformer, and then performing AC conversion again.
交流出力電圧を基準正弦波と瞬時比較してインバータをPWM制御してLC交流フィルタを通すことにより、正弦波出力電圧を得ることができる。 A sine wave output voltage can be obtained by instantaneously comparing the AC output voltage with the reference sine wave, PWM controlling the inverter, and passing it through the LC AC filter.
図１５は、図１３に示す直流出力電圧が制御可能な絶縁形DC-DCコンバータの出力にインバータを介して交流負荷を接続した交流電源としての主回路構成及び基本制御システムである。 FIG. 15 shows a main circuit configuration and a basic control system as an AC power supply in which an AC load is connected to the output of an isolated DC-DC converter whose DC output voltage can be controlled as shown in FIG. 13 via an inverter.
同図は、絶縁形DC-DCコンバータ部で過電流保護機能を有する直流出力電圧一定制御システムを構成制御された直流出力電圧を交流出力側のインバータ部で交流出力を得る制御システムである。 The figure shows a DC output voltage constant control system having an overcurrent protection function in an isolated DC-DC converter section. This is a control system that obtains AC output from the controlled DC output voltage in the AC output side inverter section.
この制御システムでは、絶縁形DC-DCコンバータ部の制御システムにより、一定の直流電圧で交流出力用インバータを働かせられるだけでなく、DC-DCコンバータの直流電流制御機能により、交流出力短絡などにおける過電流抑制も可能となる。 In this control system, not only the control system of the isolated DC-DC converter can operate the AC output inverter at a constant DC voltage, but also the DC current control function of the DC-DC converter causes an AC output short circuit. Current suppression is also possible.
また、この制御システムでは、絶縁形DC-DCコンバータ部の制御システムにより、直流電圧が制御できるのでインバータのPAM制御動作も可能となる。 Further, in this control system, the DC voltage can be controlled by the control system of the isolated DC-DC converter unit, so that the PAM control operation of the inverter is also possible.
図１６は、図１５に示す交流電源システムにおける制御システムの安定化を目的に、DC-DCコンバータのLCフィルタの出力キャパシタCdの電流に比例する必要な量を直流電圧検出量と組み合わせて直流電圧制御のフィードバック量とし、交流出力フィルタの出力キャパシタCacの電流に比例する必要な量を交流電圧検出量と合わせて交流電圧のフィードバック量として構成した制御システムである。
FIG. 16 shows a DC voltage in which a required amount proportional to the current of the output capacitor Cd of the LC filter of the DC-DC converter is combined with the DC voltage detection amount for the purpose of stabilizing the control system in the AC power supply system shown in FIG. This is a control system in which the control feedback amount is set as the AC voltage feedback amount by combining the required amount proportional to the current of the output capacitor Cac of the AC output filter with the AC voltage detection amount.
本発明の電流型ソフトスイッチング制御手法の基本動作を従来形のソフトスイッチング動作と比較すると共に、本発明によるDC-DCコンバータおよび絶縁形DC-DCコンバータの実施回路例をシミュレーション解析結果から確認し、最後に実験によりソフトスイッチング制御手法の基本動作を確認し、その有効性を確認する。 The basic operation of the current-type soft switching control method of the present invention is compared with the conventional soft-switching operation, and the implementation circuit examples of the DC-DC converter and the isolated DC-DC converter according to the present invention are confirmed from the simulation analysis results. Finally, the basic operation of the soft switching control method is confirmed by experiments, and its effectiveness is confirmed.
図１７は、図１に示した従来形の電流型ソフトスイッチング回路のシミュレーション回路である。 FIG. 17 is a simulation circuit of the conventional current type soft switching circuit shown in FIG.
図１８は、従来形ソフトスイッチング回路のシミュレーション解析による動作波形であり、図２で述べたように、零電流スイッチング動作は確認できるが、直流負荷の重軽にかかわらず、大きな共振振動電流irが流れている事がわかる。 FIG. 18 shows an operation waveform obtained by simulation analysis of a conventional soft switching circuit. As described in FIG. 2, zero-current switching operation can be confirmed, but a large resonance oscillating current ir is generated regardless of the weight of the DC load. You can see that it is flowing.
図１９は、図３に示した本発明のソフトスイッチング制御のシミュレーション回路である。 FIG. 19 is a simulation circuit of the soft switching control of the present invention shown in FIG.
図２０は、そのシミュレーション解析結果であり、同図(a)に示すように、重負荷においても共振キャパシタの電圧Vrが零とはならないため、スイッチがオンしたときの共振電流の大きさは抑えられ、同図(b)に示すように軽負荷で負荷電流が小さくなると、共振キャパシタの端子電圧変動は少なくなり、直流電源電圧との差電圧も小さくなるため、共振振動電流irは負荷電流と共に大変小さくなっていることがわかる。 FIG. 20 shows the results of the simulation analysis. As shown in FIG. 20A, the voltage Vr of the resonance capacitor does not become zero even under a heavy load, so that the magnitude of the resonance current when the switch is turned on is suppressed. As shown in Fig. (B), when the load current is small with a light load, the terminal voltage fluctuation of the resonance capacitor is small and the difference voltage from the DC power supply voltage is also small. Therefore, the resonance vibration current ir is combined with the load current. You can see that it is very small.
図２１は、図３に示した本発明による電流型ソフトスイッチング回路に対して電流制御システムを構成し、負荷にLEDを想定した回路構成を想定したときのDC-DCコンバータのシミュレーション回路である。 FIG. 21 is a simulation circuit of a DC-DC converter when a current control system is configured for the current type soft switching circuit according to the present invention shown in FIG. 3 and a circuit configuration assuming an LED as a load is assumed.
同図は、出力電流を検出し、基準電流値と一致した電流となるように電流制御器の出力で、ソフトスイッチング動作の休止期間の割合が制御される出力制御制御システムとなっている。 The figure shows an output control control system in which the output current is detected and the ratio of the pause period of the soft switching operation is controlled by the output of the current controller so that the current matches the reference current value.
図２２は、シミュレーション解析の主回路定数等とシミュレーション解析結果である。 FIG. 22 shows the main circuit constants and the like of the simulation analysis and the simulation analysis results.
同図(a)より、出力電流idは、周期的にソフトスイッチング動作期間では増加し、休止期間は低下するが、その平均値は基準電流値idrの周辺に制御できていることがわかる。 From Fig. (A), it can be seen that the output current id periodically increases during the soft switching operation period and decreases during the rest period, but the average value can be controlled around the reference current value idr.
同図(b)は、共振回路動作周辺期間を拡大したもので、スイッチングの度に振動動作が完結し、スイッチのオンオフ時点では零電流ソフトスイッチング制御動作が実現できている様子がわかる。 Figure (b) shows that the period around the resonance circuit operation is expanded, and the vibration operation is completed each time the switch is switched, and the zero-current soft switching control operation is realized when the switch is turned on and off.
図２３は、上述した図２１に示す電流制御システムの外側に、出力電圧の制御ループを付加したもので、検出した直流出力電圧vdと直流基準電圧vdrと比較した電圧制御器の出力を電流基準として働かせる直流電圧制御システムとしての実施回路例である。 FIG. 23 shows an output voltage control loop added to the outside of the current control system shown in FIG. 21 described above, and the output of the voltage controller compared with the detected DC output voltage vd and the DC reference voltage vdr is current-referenced. This is an example of an implementation circuit as a DC voltage control system that works as a DC voltage control system.
図２４は、このDC-DCコンバータの出力電圧制御システムにおいて、図示する動作条件におけるシミュレーション解析結果を示している。 FIG. 24 shows the simulation analysis results under the illustrated operating conditions in the output voltage control system of this DC-DC converter.
同図(a)のシミュレーション結果から、共振回路動作の休止期間制御により、直流出力電圧voが直流基準電圧vdr(=20V)に制御できている様子がわかる。 From the simulation results in Fig. (A), it can be seen that the DC output voltage vo can be controlled to the DC reference voltage vdr (= 20V) by controlling the pause period of the resonant circuit operation.
同図(b)は、スイッチング制御区間を拡大表示した動作波形であり、スイッチング素子にかかる電圧Vswが零のときに共振回路電流がスイッチング素子電流iswとして流れており、零電流ソフトスイッチング制御動作が実現できている様子がわかる。 Figure (b) shows an enlarged operation waveform of the switching control section. When the voltage Vsw applied to the switching element is zero, the resonant circuit current flows as the switching element current isw, and the zero-current soft switching control operation is performed. You can see how it has been realized.
図２５は、図８に示した絶縁形DC-DCコンバータの主回路構成において、変圧器を理想的なものとし、インバータ回路にフルブリッジ構成のインバータを用い、負荷にLEDを想定した回路構成における電流制御システムを示している。 FIG. 25 shows a circuit configuration in which the transformer is ideal in the main circuit configuration of the isolated DC-DC converter shown in FIG. 8, an inverter having a full bridge configuration is used for the inverter circuit, and an LED is assumed as the load. Shows a current control system.
図２６は、この電流制御システムを図中に示すシミュレーション条件での解析結果である。 FIG. 26 is an analysis result of this current control system under the simulation conditions shown in the figure.
同図(a)では、共振回路動作の休止期間制御により、一定の基準電流idr(=10A)と一致した直流出力電流idが流れており、電流制御DC-DCコンバータ動作が確認できる。 In the figure (a), the DC output current id that matches the constant reference current idr (= 10A) flows by controlling the pause period of the resonance circuit operation, and the current control DC-DC converter operation can be confirmed.
同図(b)は、スイッチング制御区間を拡大表示した動作波形であり、ソフトスイッチング制御動作が、スイッチング素子S1の電圧電流波形 (Vsw,isw) から分かる。 FIG. 3B is an enlarged operation waveform of the switching control section, and the soft switching control operation can be seen from the voltage-current waveform (Vsw, isw) of the switching element S1.
図２７は、電流制御システムの外側に直流電圧制御ループを付加したときの絶縁型DC-DCコンバータの直流電圧制御システムを示している。 FIG. 27 shows a DC voltage control system of an isolated DC-DC converter when a DC voltage control loop is added to the outside of the current control system.
図２８は、この電圧制御システムを図中に示すシミュレーション条件での解析結果を示している。 FIG. 28 shows the analysis results of this voltage control system under the simulation conditions shown in the figure.
同図(a)より、ソフトスイッチング制御動作とその休止期間制御により、直流出力電圧vdが直流基準電圧vdrと一致した値に制御できている様子がわかる。 From Fig. (A), it can be seen that the DC output voltage vd can be controlled to a value that matches the DC reference voltage vdr by the soft switching control operation and its pause period control.
同図(b)は、スイッチング制御区間を拡大表示した動作波形であり、スイッチング素子S1の電圧電流波形(Vsw,isw)から、ソフトスイッチング制御動作が実現できている様子がわかる。 FIG. (B) is an enlarged operation waveform of the switching control section, and it can be seen from the voltage / current waveform (Vsw, isw) of the switching element S1 that the soft switching control operation is realized.
変圧器を用いて絶縁形DC-DCコンバータを構成する場合、実際の変圧器では変圧器への印加電圧の正負電圧波形の積分値に差があると、励磁回路電流に直流成分が生じ、そのレベルが大きくなると変圧器の磁気回路の飽和による大きな電流が流れる恐れがある。 When an isolated DC-DC converter is configured using a transformer, if there is a difference in the integrated value of the positive and negative voltage waveforms of the voltage applied to the transformer in the actual transformer, a DC component is generated in the exciting circuit current, and that As the level increases, a large current may flow due to the saturation of the magnetic circuit of the transformer.
このため、変圧器が接続される方形波インバータの出力電流波形に直流成分電流が流れないように出力電圧波形を制御することが必要となる。 Therefore, it is necessary to control the output voltage waveform so that the DC component current does not flow in the output current waveform of the square wave inverter to which the transformer is connected.
図２９は、シミュレーション解析に用いた変圧器の偏磁抑制機能付DC-DCコンバータの主回路構成と制御システムである。 FIG. 29 shows the main circuit configuration and control system of the DC-DC converter with the demagnetization suppression function of the transformer used in the simulation analysis.
図２７に示した絶縁型DC-DCコンバータの直流電圧制御システムに対して、実際の変圧器モデルとして励磁回路部を付加し、インバータへのスイッチングを１周期単位で制御することにより、正負電圧波形に偏りが生じないようにするとともに、変圧器への交流電流の積分量をもとに正負電圧のパルス幅を補正する機能を付加したパルス信号発生部を付加した制御システムである。 A positive / negative voltage waveform is added to the DC voltage control system of the isolated DC-DC converter shown in FIG. 27 as an actual transformer model, and switching to the inverter is controlled in units of one cycle. This is a control system with a pulse signal generator that has a function to correct the pulse width of the positive and negative voltage based on the integrated amount of the direct current to the transformer while preventing the bias from occurring.
図２８は、交流電源電圧１００Vを整流平滑した直流電源に対し、絶縁形DC-DCコンバータの変圧比は１：１、直流出力電圧の基準値Vdrは１００Vとし１０Ωの直流負荷抵抗を接続したときのシミュレーション解析結果である。 FIG. 28 shows a case where a DC load resistor of 10Ω is connected with a DC power supply obtained by rectifying and smoothing an AC power supply voltage of 100V, with a transformation ratio of 1: 1 and a DC output voltage reference value Vdr of 100V. It is the simulation analysis result of.
同図(a)は、制御システムに偏磁抑制機能を付加していないときの結果であり、励磁回路電流imの波形から実際の変圧器では大きな偏磁を伴うことが分かる。 Fig. (A) shows the result when the demagnetization suppression function is not added to the control system, and it can be seen from the waveform of the excitation circuit current im that a large demagnetization is involved in the actual transformer.
同図(b)は、制御システムに偏磁抑制機能を付加したときの動作波形であり、励磁回路電流imの波形から大きな直流成分を伴なっておらず、偏磁が抑制できることが分かる。 Figure (b) shows the operating waveform when the demagnetization suppression function is added to the control system, and it can be seen from the waveform of the excitation circuit current im that demagnetization can be suppressed without a large DC component.
図３１は、絶縁形DC-DCコンバータの直流出力にインバータを接続して交流電圧出力を得る交流電源の主回路構成と制御システムである。 FIG. 31 shows a main circuit configuration and a control system of an AC power supply that obtains an AC voltage output by connecting an inverter to the DC output of an isolated DC-DC converter.
交流出力電圧は、フルブリッジインバータの出力に交流LCフィルタ回路を通した交流電圧波形を検出して交流基準電圧波形に一致した交流電圧波形が得られるように、インバータをPWM制御する制御システムを示している。 AC output voltage indicates a control system that PWM-controls the inverter so that the AC voltage waveform that passes through the AC LC filter circuit at the output of the full-bridge inverter is detected and an AC voltage waveform that matches the AC reference voltage waveform is obtained. ing.
図３２は、直流電源として三相交流電源を整流平滑した出力を直流電源とし、変圧比は１：１．２、直流出力電圧の基準値Vdrは３００V,交流出力電圧の基準値は振幅値２８２Vで周波数６０Hzの正弦波形として負荷力率０．８の誘導性負荷を接続したときのシミュレーション解析結果である。 In FIG. 32, the output obtained by rectifying and smoothing the three-phase AC power supply as the DC power supply is used as the DC power supply, the transformation ratio is 1: 1.2, the reference value Vdr of the DC output voltage is 300V, and the reference value of the AC output voltage is the amplitude value 282V. It is a simulation analysis result when an inductive load having a load power factor of 0.8 is connected as a sinusoidal waveform with a frequency of 60 Hz.
同図(a)は、絶縁形DODCコンバータのソフトスイッチング制御動作区間を拡大表示したもので、交流側電流として共振電流irの波形と直流側の共振電圧vrの波形と共に、スイッチング素子S1の電圧電流波形(Vsw,isw)からソフトスイッチング制御で直流出力電圧vdが制御できていることが分かる。 Fig. (A) is an enlarged view of the soft switching control operation section of the isolated DODC converter. The AC side current includes the waveform of the resonance current ir and the waveform of the DC side resonance voltage vr, as well as the voltage and current of the switching element S1. From the waveform (Vsw, isw), it can be seen that the DC output voltage vd can be controlled by soft switching control.
同図(b)は、PWM制御により基準値と一致した出力電圧voと負荷電流波形ioの波形を示しており、絶縁形DC-DCコンバータが交流電源装置としての十分適用できることを示している。 Fig. (B) shows the waveforms of the output voltage vo and the load current waveform io that match the reference values by PWM control, indicating that the isolated DC-DC converter can be sufficiently applied as an AC power supply device.
図３３は、本発明の電流型ソフトスイッチング制御の基本動作を確認するために試作したDC-DCコンバータの基本動作波形の実測結果である。 FIG. 33 is an actual measurement result of the basic operation waveform of the DC-DC converter prototyped for confirming the basic operation of the current type soft switching control of the present invention.
同図より、スイッチング素子の端子電圧Vs1がオンしている期間に共振回路電流の直流側電流ird、交流側電流iraの波形から、スイッチング素子のオン、オフのスイッチング時点では電流が零か近い状態が実現できており、シミュレーション解析結果と同様のソフトスイッチング制御動作ができていることが確認できる。
From the figure, from the waveforms of the DC side current ird and AC side current ira of the resonance circuit current while the terminal voltage Vs1 of the switching element is on, the current is at or near zero at the time of switching the switching element on and off. It can be confirmed that the soft switching control operation similar to the simulation analysis result is performed.
１００ … 直流電圧源
２００ … DC-DCコンバータ回路
２１０ … 方形波インバータ
２２０ … 高周波変圧器
２３０ … 整流回路
２４０ … LC共振回路
２５０ … キャパシタ逆充電防止ダイオード付きLCフィルタ回路
３００ … 負荷
４００ … 直流電圧電流制御回路
４１０ … スイッチングパルス発生回路
４２０ … 電流制御器
４３０ … 電圧制御器
５００ … 交流電圧制御回路
５１０ … PWM制御信号発生回路
５３０ … 交流電圧制御器
100 ... DC voltage source 200 ... DC-DC converter circuit 210 ... Square wave inverter 220 ... High frequency transformer 230 ... Rectifier circuit 240 ... LC resonance circuit 250 ... LC filter circuit with capacitor reverse charge prevention diode 300 ... Load 400 ... DC voltage current Control circuit 410 ... Switching pulse generation circuit 420 ... Current controller 430 ... Voltage controller 500 ... AC voltage control circuit 510 ... PWM control signal generation circuit 530 ... AC voltage controller
本発明は、広範な直流出力電圧設定が可能なDC-DCコンバータの小型・軽量・高効率化とスイッチングノイズの低減化に貢献する技術である。 The present invention is a technique that contributes to compactness, light weight, high efficiency, and reduction of switching noise of a DC-DC converter capable of setting a wide range of DC output voltages.
なお、本発明の名称としたDC-DCコンバータは直流電源から直流出力電圧あるいは電流を制御できる変換装置を意味し、電圧変換のみを行う変換装置を直流―直流電圧変換装置と呼び、絶縁形DC-DCコンバータは、さらに直流電源と出力間で絶縁した直流出力電圧あるいは電流が制御できる変換装置を意味し、電圧変換のみを行う変換装置を絶縁形直流―直流電圧変換装置と呼び、これらは、DC-DCコンバータの一部の変換装置として扱う。
The DC-DC converter named in the present invention means a converter capable of controlling a DC output voltage or current from a DC power supply, and a converter that performs only voltage conversion is called a DC-DC voltage converter, and is an isolated DC. -DC converter means a converter that can control the DC output voltage or current isolated between the DC power supply and the output, and the converter that only performs voltage conversion is called an isolated DC-DC voltage converter, and these are Treated as a part of the DC-DC converter.
近年、パワーエレクトロニクス装置の急激な発達と、リチウムイオン電池などの蓄電池の発達普及とも相まって、小型・軽量・高効率の小中容量の様々な出力電圧レベルの直流電源装置から、容量の大きなものでは周波数変換電源やモータドライブ用のインバータの直流電源など幅広い応用分野でDC-DCコンバータの需要が高まってきた。 In recent years, coupled with the rapid development of power electronics devices and the development and widespread use of storage batteries such as lithium-ion batteries, DC power supply devices with various output voltage levels of small, lightweight, and highly efficient small and medium capacity can be used with large capacity. Demand for DC-DC converters has increased in a wide range of application fields such as frequency conversion power supplies and DC power supplies for inverters for motor drives.
コンバータは、大幅な電圧変換制御が求められる場合、スイッチングデューティだけで電圧制御を行うと効率が著しく低下するとともに、DC-DCコンバータで直流電源と直流出力間で絶縁がとられていない場合は、適用できる範囲も限定されるなどの課題がある。 When a large voltage conversion control is required for the converter, the efficiency is significantly reduced if the voltage control is performed only by the switching duty, and when the DC-DC converter does not have insulation between the DC power supply and the DC output, the efficiency is significantly reduced. There are issues such as the applicable range being limited.
このため、絶縁形DC-DCコンバータでは、直流電源を一度交流に変換して、変圧器で必要な電圧出力が得られる電圧に変換した後、整流回路、フィルタ回路を介して直流出力を得ている。 For this reason, in an isolated DC-DC converter, the DC power supply is once converted to AC, converted to a voltage that can obtain the voltage output required by the transformer, and then the DC output is obtained via the rectifier circuit and filter circuit. There is.
ここで、この変圧器の小型化軽量化のため、高い周波数の交流電圧が要求されるが、インバータで高周波電圧をハードスイッチングで発生させると、ハードスイッチング損失やスイッチングノイズなどの課題を生じる。 Here, in order to reduce the size and weight of this transformer, a high frequency AC voltage is required, but if a high frequency voltage is generated by hard switching in an inverter, problems such as hard switching loss and switching noise occur.
そこで、ハードスイッチング制御に代わりソフトスイッチング制御を用いた様々なDC-DCコンバータが提案されているが、LC共振作用による振動電流損失の増加、素子耐圧の増加などの課題を克服することが必要で、回路構成および制御システムが複雑化する傾向にあり、適用範囲も限定され飛躍的な実用化には至っていない。 Therefore, various DC-DC converters that use soft switching control instead of hard switching control have been proposed, but it is necessary to overcome problems such as an increase in vibration current loss due to LC resonance and an increase in element withstand voltage. , The circuit configuration and control system tend to be complicated, the applicable range is limited, and it has not been put into practical use dramatically.
ここで、ソフトスイッチング技術の基本原理と種類や得失を先行技術文献から整理するとともに、LC共振回路を使って制御するソフトスイッチング制御手法をDC-DCコンバータに適用したいくつかの先行技術文献例を発明の名称と共に示す。
Here, the basic principles, types, and advantages of soft switching technology are summarized from the prior art documents, and some prior art documents examples in which the soft switching control method of controlling using an LC resonant circuit is applied to a DC-DC converter are used. Shown with the title of the invention.
ソフトスイッチング制御には、代表的なものに電圧共振型のもの電流共振型のものがあり、前者は電圧共振により、電圧が零のときにオン、オフするゼロ電圧スイッチング (ZVS: Zero Voltage Switching )を実現し、後者は電流共振により、電流が零のときにオン、オフするゼロ電流スイッチ(ZCS: Zero Current Switching)を実現して、いずれもスイッチング損失やスイッチングノイズを低減することを目的とするスイッチング制御手法であり、通常のハードスイッチング制御と区別されている。（非特許文献１） Typical soft switching controls are voltage resonance type and current resonance type. The former is zero voltage switching (ZVS), which turns on and off when the voltage is zero due to voltage resonance. The latter realizes zero current switching (ZCS: Zero Current Switching) that turns on and off when the current is zero by current resonance, and both aim to reduce switching loss and switching noise. It is a switching control method and is distinguished from ordinary hard switching control. (Non-Patent Document 1)
ソフトスイッチング制御は、電圧共振型では大きな振動電圧が素子の耐圧に、電流共振型では大きな共振電流が素子の電流容量の増大と通電損失の増加につながるため、これらのスイッチング制御の実用化はあまり進んでいない。（非特許文献２） In soft switching control, a large vibration voltage leads to the withstand voltage of the element in the voltage resonance type, and a large resonance current leads to an increase in the current capacity of the element and an increase in energization loss in the current resonance type. Not progressing. (Non-Patent Document 2)
このため、スイッチングの瞬間だけ共振させる部分共振手法の研究も進み、一部で実用化されているが、一般に回路構成が複雑化するなどの課題と適用分野が限られることから、現在も様々なソフトスイッチング制御DによるDC-DCコンバータ回路や、上述した高周波変圧器を用いた絶縁用DC-DCコンバータの実用化研究、応用研究が行われている。（特許文献１〜特許文献３） For this reason, research on a partial resonance method that resonates only at the moment of switching has progressed, and some have been put into practical use. However, due to problems such as complicated circuit configurations and limited application fields, there are still various applications. Practical application research and application research of a DC-DC converter circuit by soft switching control D and a DC-DC converter for insulation using the above-mentioned high-frequency transformer are being conducted. (Patent Documents 1 to 3)
本発明は、新しいソフトスイッチング制御法を中核としたDC-DCコンバータや、高周波変圧器を組み合わせた絶縁形DC-DCコンバータに関するものであり、スイッチング損失の低減、スイッチングノイズの低減に加えて、後者は特に大幅な電圧変換制御を高効率で実現することを目指したものである。
The present invention relates to a DC-DC converter centered on a new soft switching control method and an isolated DC-DC converter combined with a high-frequency transformer. In addition to reducing switching loss and switching noise, the latter Aims to realize a particularly large voltage conversion control with high efficiency.
一般の電流共振形ソフトスイッチング回路の制御法は、図１の回路構成において、直流電源に対してスイッチSをLCで構成されるLC共振回路の共振周波数に同期させてオンオフ制御することにより、図２に示すようにスイッチ素子Sをオンさせると電流がダイオードD1を通して流れた後、ダイオードD2を通して流れる共振回路が形成されるため、スイッチ素子Sがオン時点とオフ時点では零電流となって零電流スイッチング(ZCS)が実現できている。 The control method of a general current resonance type soft switching circuit is shown in the circuit configuration of FIG. 1 by controlling the switch S on and off in synchronization with the resonance frequency of the LC resonance circuit composed of LC with respect to the DC power supply. As shown in 2, when the switch element S is turned on, a current flows through the diode D1 and then a resonant circuit is formed that flows through the diode D2. Therefore, when the switch element S is turned on and off, the current becomes zero and the current is zero. Switching (ZCS) has been realized.
そして、負荷電流ioは、Ld,Cdで構成されるLCフィルタ回路のインダクタLdによりほぼ一定の電流源として供給されるとともに、直流出力電圧Voは、共振キャパシタCrの平均電圧として出力される。 The load current io is supplied as a substantially constant current source by the inductor Ld of the LC filter circuit composed of Ld and Cd, and the DC output voltage Vo is output as the average voltage of the resonance capacitor Cr.
ここで、共振キャパシタCrの電圧は、共振回路電流により一度充電された後、零電圧となるため、負荷の重軽にかかわらず、スイッチングの度に大きな振動電流を伴うため、ソフトスイッチングが実現できていても、特に軽負荷時においても大きな振動電流による回路損失を生じるため、効率低下につながり、これが実用化に向けての大きなネックとなっている。
Here, since the voltage of the resonance capacitor Cr becomes zero voltage after being charged once by the resonance circuit current, a large vibration current is accompanied by each switching regardless of the weight of the load, so that soft switching can be realized. Even so, circuit loss due to a large vibration current occurs even at a light load, which leads to a decrease in efficiency, which is a major bottleneck for practical use.
これに対して、本発明の中核となる電流型ソフトスイッチング回路は、図３に示すように、共振回路電流の返りの電流をダイオードD1でブロックするとともに、スイッチSがオフになったときのフリーフォイーリングダイオードD2で共振インダクタLrの電流経路を確保するとともに、LCフィルタ回路電流により、共振キャパシタCrが逆充電されないようにダイオードDfを接続した主回路構成である。 On the other hand, the current type soft switching circuit, which is the core of the present invention, blocks the return current of the resonance circuit current with the diode D1 and is free when the switch S is turned off, as shown in FIG. The foiling diode D2 secures the current path of the resonant inductor Lr, and the diode Df is connected so that the resonant capacitor Cr is not backcharged by the LC filter circuit current.
図４の動作波形に示すように、このソフトスイッチング回路でスイッチSがオンした時点で直流電源EBからダイオードD1を通してLC共振回路に振動電流が零から流れ始め、その電流が零となるかほぼ零になるまで給電期間を確保した後、スイッチSをオフさせる無給電期間を入れることにより、零電流スイッチング(ZCS)が実現できる、このとき、無給電期間と給電期間の合計期間がスイッチング周期となり、前記LC共振回路の共振周波数とほぼ一致するので、スイッチング周期は前記LC共振回路の共振周波数に同期あるいはほぼ同期した状態で運転する事となる。 As shown in the operation waveform of FIG. 4, when the switch S is turned on in this soft switching circuit, the vibration current starts to flow from zero through the diode D1 from the DC power supply EB to the LC resonant circuit, and the current becomes zero or almost zero. Zero current switching (ZCS) can be realized by inserting a non-power supply period in which the switch S is turned off after securing the power supply period until it becomes . At this time, the total period of the non-power supply period and the power supply period becomes the switching cycle. Since the switching period is substantially the same as the resonance frequency of the LC resonance circuit, the operation is performed in a state of being synchronized with or substantially synchronized with the resonance frequency of the LC resonance circuit.
この回路においても、負荷電流ioは、Ld,Cdで構成されるLCフィルタ回路のインダクタLdを介して、ほぼ一定の電流源として供給されるとともに、直流出力電圧Voは、共振キャパシタCrの平均電圧として出力される。 In this circuit as well, the load current io is supplied as an almost constant current source via the inductor Ld of the LC filter circuit composed of Ld and Cd, and the DC output voltage Vo is the average voltage of the resonance capacitor Cr. Is output as.
この回路では電源からの振動電流は共振キャパシタCrを充電するだけで、その端子電圧Vrは、LCフィルタ回路のインダクタLdを通して流れる負荷電流ioの大きさに応じて振動するものの、図１の場合と違って端子電圧Vrの変動幅は小さく抑えられるため、電源電圧EBと共振キャパシタの端子電圧Vrの差電圧は小さく共振回路電流の振幅を抑えることができる。
そして、負荷が軽いときは共振キャパシタの端子電圧Vrの振動幅は小さくなり、電源電圧EBに近い値に保持しているため、振動電流も小さくなり、無負荷時には振動電流は零となる。
In this circuit, the vibration current from the power supply only charges the resonance capacitor Cr, and its terminal voltage Vr vibrates according to the magnitude of the load current io flowing through the inductor Ld of the LC filter circuit, as in the case of Fig. 1. Unlike this, since the fluctuation range of the terminal voltage Vr is suppressed to be small , the difference voltage between the power supply voltage EB and the terminal voltage Vr of the resonance capacitor is small, and the amplitude of the resonance circuit current can be suppressed.
When the load is light, the vibration width of the terminal voltage Vr of the resonant capacitor becomes small, and since it is held at a value close to the power supply voltage EB, the vibration current also becomes small, and the vibration current becomes zero when there is no load.
図４に示す動作波形から、同図(a)に示す重負荷時には負荷電流は大きくなるため、共振キャパシタ端子電圧Vrは振動するものの、電圧変動幅は低く抑えられ、同図(b)に示す軽負化になると電圧振動は小さくなり、これに伴い直流電源からの共振回路電流も小さくできることが確認できる。
From the operation waveform shown in FIG. 4, since the load current becomes large under the heavy load shown in FIG. 4 (a), the resonant capacitor terminal voltage Vr vibrates, but the voltage fluctuation range is suppressed to a low level, which is shown in FIG. 4 (b). It can be confirmed that the voltage vibration becomes smaller when the voltage becomes lighter, and the resonance circuit current from the DC power supply can be reduced accordingly.
従来の電流型ソフトスイッチング制御手法が常時大きな振動電流を伴っていたのに対して、本発明のソフトスイッチング制御では、共振キャパシタの電圧Vrの低下が抑えられるので、共振回路電流も抑える事ができ、振動回路電流による損失も著しく抑えることができる。 Whereas the conventional current-type soft switching control method always involves a large vibration current, the soft switching control of the present invention suppresses the decrease in the voltage Vr of the resonance capacitor, so that the resonance circuit current can also be suppressed. , Loss due to vibration circuit current can also be significantly suppressed.
このことにより、本発明のソフトスイッチング制御では、課題となっていた共振回路電流を大幅に抑えることができることから、スイッチング損失の低減だけでなく、共振回路電流による周辺機器へのノイズの発生も抑えられることが期待できる。 As a result, in the soft switching control of the present invention, the resonance circuit current, which has been a problem, can be significantly suppressed. Therefore, not only the switching loss is reduced, but also the generation of noise to peripheral devices due to the resonance circuit current is suppressed. Can be expected to be done.
このソフトスイッチング制御を絶縁形DC-DCコンバータに適用したときの基本構成の概要図を図５に、基本スイッチング動作の概要波形を図６に示す。 FIG. 5 shows an outline diagram of the basic configuration when this soft switching control is applied to the isolated DC-DC converter, and FIG. 6 shows an outline waveform of the basic switching operation.
図５に示すように、直流電源EBに接続したインバータで零電圧期間を含む方形波電圧を発生させた出力を高周波変圧器に接続して、適当な電圧に変圧した後、整流回路を介してLC共振回路を通して負荷に接続する回路構成としている。この場合、変圧器の二次出力を整流回路を介してLC共振回路に導くため、方形波電圧が出力される給電期間に対して、零電圧期間は整流回路のために無給電期間となり、周期毎に無給電期間と給電期間が繰り返される電圧波形がLC共振回路に加わり、周期毎に共振電流が繰り返されることとなる。 As shown in FIG. 5, the output of the square wave voltage including the zero voltage period generated by the inverter connected to the DC power supply EB is connected to the high frequency transformer, transformed to an appropriate voltage, and then passed through the rectifier circuit. The circuit configuration is such that it is connected to the load through the LC resonance circuit. In this case, since the secondary output of the transformer is guided to the LC resonant circuit via the rectifying circuit, the zero voltage period becomes a non-feeding period due to the rectifying circuit, as opposed to the feeding period in which the square wave voltage is output. A voltage waveform in which the non-feeding period and the feeding period are repeated each time is added to the LC resonance circuit, and the resonance current is repeated every cycle.
図６は、高周波変圧器の出力電圧eaと電流iaの波形と、インバータのスイッチング素子にかかる電圧eswと流れる電流iswのスイッチング動作の波形を示している。 FIG. 6 shows the waveforms of the output voltage ea and the current ia of the high-frequency transformer, and the waveforms of the switching operation of the voltage esw applied to the switching element of the inverter and the flowing current isw.
本発明の電流型ソフトスイッチング制御回路においては、共振用キャパシタは、上述した動作を行うために直流側に配置して構成することが不可欠であり、これが、本発明のソフトスイッチング回路の大きな特徴となっている。 In the current type soft switching control circuit of the present invention, it is indispensable to arrange and configure the resonance capacitor on the DC side in order to perform the above-mentioned operation, which is a major feature of the soft switching circuit of the present invention. It has become.
本発明のソフトスイッチング制御は、非絶縁形DC-DCコンバータとして適用ができるだけでなく、インバータと変圧器、整流回路を組み合わせることにより絶縁形DC-DCコンバータとしても適用でき、DC-DCコンバータの効率改善、スイッチングノイズの低減はもとより、絶縁形DC-DCコンバータの構成とすることにより、小型軽量で大幅な電圧制御を高い効率で実現することが期待できる。 The soft switching control of the present invention can be applied not only as a non-isolated DC-DC converter, but also as an isolated DC-DC converter by combining an inverter, a transformer, and a rectifier circuit, and the efficiency of the DC-DC converter. In addition to improvement and reduction of switching noise, it can be expected to realize a large voltage control with high efficiency in a compact and lightweight structure by configuring an isolated DC-DC converter.
本発明のDC-DCコンバータは、可変直流電圧源だけでなくLED駆動等の可変直流電流源やDC-DCコンバータの直流出力にインバータを介した絶縁形交流電源等への幅広い応用が期待できる。 The DC-DC converter of the present invention is expected to be widely applied not only to a variable DC voltage source but also to a variable DC current source such as LED drive and an isolated AC power supply via an inverter for the DC output of the DC-DC converter.
本発明の電流型ソフトスイッチング制御手法によるDC-DCコンバータの実用回路構成例と具体的な電圧電流の制御手法など、発明を実施に移すための主回路構成と制御システムを以下に述べる。 The main circuit configuration and control system for putting the invention into practice, such as a practical circuit configuration example of a DC-DC converter by the current type soft switching control method of the present invention and a specific voltage / current control method, are described below.
図５で述べた絶縁形DC-DCコンバータの基本回路構成を実現化するためには、抵抗負荷で出力電圧脈動が問題とならない場合を除いては、図１の基本回路に示したように、共振用キャパシタの出力端に必要に応じてキャパシタを逆充電させないダイオードや負荷電流のリップルによる共振回路動作への影響や出力電圧の平滑化を目的としたLCフィルタ回路を経て負荷に接続することが必要となりその実用的な主回路構成を図７に示す。 In order to realize the basic circuit configuration of the isolated DC-DC converter described in FIG. 5, as shown in the basic circuit of FIG. 1, unless the output voltage pulsation does not matter due to the resistive load, as shown in the basic circuit of FIG. It is possible to connect to the load via a diode that does not reverse charge the capacitor at the output end of the resonance capacitor as necessary, the influence of load current ripple on the resonance circuit operation, and the LC filter circuit for the purpose of smoothing the output voltage. FIG. 7 shows a necessary and practical main circuit configuration.
同図で、１００が直流電源、２００が絶縁形ソフトスイッチングDC-DCコンバータ、３００が負荷であり、２１０がインバータでその具体的な回路構成はフルブリッジ、ハーフブリッジあるいはセンタータップ変圧器と組み合わせたインバータであり、２２０は絶縁形高周波変圧器、２４０はLC共振回路、２５０は、上述したダイオードを含むLC フィルタ回路を表している。 In the figure, 100 is a DC power supply, 200 is an isolated soft-switching DC-DC converter, 300 is a load, 210 is an inverter, and its specific circuit configuration is combined with a full bridge, half bridge, or center tap transformer. Inverter, 220 represents an isolated high-frequency transformer, 240 represents an LC resonance circuit, and 250 represents an LC filter circuit including the above-mentioned diode.
ここで、共振回路インダクタLrは、整流回路の出力に配置するだけでなく、変圧器の漏れインダクタを含めて交流側に配置することもできる。 Here, the resonant circuit inductor Lr can be arranged not only at the output of the rectifier circuit but also on the AC side including the leakage inductor of the transformer.
図８は共振回路インダクタLrを変圧器の二次側、図９は変圧器の一次側に配置した絶縁形DC-DCコンバータの主回路構成である。 FIG. 8 shows the main circuit configuration of an isolated DC-DC converter in which the resonant circuit inductor Lr is arranged on the secondary side of the transformer, and FIG. 9 shows the primary side of the transformer.
図８，図９のように共振用インダクタLrを交流回路に接続することで、変圧器の磁気飽和の影響を受けにくくなるとともに、共振用キャパシタの出力端に接続しているダイオードを整流回路のダイオードで共用させることができる。 By connecting the resonance inductor Lr to the AC circuit as shown in FIGS. 8 and 9, it is less affected by the magnetic saturation of the transformer, and the diode connected to the output end of the resonance capacitor is connected to the rectifier circuit. It can be shared by a diode.
なお、共振回路インダクタLrは、交流回路に接続するインダクタの値と変圧器の漏れインダクタンスの値の合成値で動作させることが可能であり、変圧器の設計の仕方によっては、変圧器の漏れインダクタンス値だけで構成することもでき、主回路構成をさらに簡単化することができる。 The resonant circuit inductor Lr can be operated by the combined value of the value of the inductor connected to the AC circuit and the value of the leakage inductance of the transformer, and depending on the method of designing the transformer, the leakage inductance of the transformer It can be configured only by the value, and the main circuit configuration can be further simplified.
上述のDC-DCコンバータは、共振形ソフトスイッチング制御で構成しており、スイッチのオンオフ期間は、LC共振回路に同期させる必要があるので、一般的なPWM制御やデューティー制御を適用することはできない。 The above-mentioned DC-DC converter is composed of resonance type soft switching control, and the on / off period of the switch needs to be synchronized with the LC resonance circuit, so general PWM control and duty control cannot be applied. ..
ソフトスイッチング制御によるDC-DCコンバータの出力電圧電流制御は、共振パルス数のサイクル制御によっても可能であるが、DC-DCコンバータの共振スイッチング動作期間と休止期間の比率制御を周期的にかけることによっても出力電圧電流の制御は可能である。 The output voltage / current control of the DC-DC converter by soft switching control is also possible by cycle control of the number of resonance pulses, but by periodically applying the ratio control of the resonance switching operation period and the rest period of the DC-DC converter. It is also possible to control the output voltage and current.
なお、共振スイッチのスイッチング動作期間と休止期間の比率制御において、休止期間は共振回路動作の途中で行わないタイミングで行わないことが望ましい。 In the ratio control between the switching operation period and the pause period of the resonance switch, it is desirable that the pause period is not performed at a timing that is not performed in the middle of the resonance circuit operation.
図１０は、請求項１の電流共振型ソフトスイッチング回路に対して、LCフィルタ回路のインダクタの電流をフィードバックし、一定の電流基準量と一致するように電流制御器の出力でスイッチング動作期間を制御して出力電流を制御している。 In FIG. 10, the current of the inductor of the LC filter circuit is fed back to the current resonance type soft switching circuit of claim 1, and the switching operation period is controlled by the output of the current controller so as to match a constant current reference amount. The output current is controlled.
なお、負荷としてLEDなど電流源として用いる場合は、LCフィルタのキャパシタCdは省略できる。 When used as a current source such as an LED as a load, the capacitor Cd of the LC filter can be omitted.
次に出力電圧の制御が必要とされるDC-DCコンバータでは、図１０に示した電流制御ループの外側に電圧制御ループを設け、出力電圧をフィードバックした量が一定の電圧基準量と一致するように電圧制御器を設け、その出力を次段の電流基準値に用いることで構成することができる。 Next, in the DC-DC converter that requires control of the output voltage, a voltage control loop is provided outside the current control loop shown in FIG. 10, so that the amount of feedback of the output voltage matches a constant voltage reference amount. It can be configured by providing a voltage controller in the circuit and using its output as the current reference value of the next stage.
図１１が、電圧制御可能なDC-DCコンバータの主回路構成と制御システムであり、電圧制御器の出力量が次段の電流基準になるので、電圧制御器の出力量の飽和値を過電流保護基準値として設定でき、次段の電流制御器により過電流保護をかける事ができる。 FIG. 11 shows the main circuit configuration and control system of the DC-DC converter capable of voltage control. Since the output amount of the voltage controller serves as the current reference for the next stage, the saturation value of the output amount of the voltage controller is overcurrented. It can be set as a protection reference value, and overcurrent protection can be applied by the current controller in the next stage.
次に、変圧器を用いた絶縁形DC-DCコンバータに対して出力電圧電流制御を可能とする主回路構成と制御システムを図１２，図１３に示す。 Next, FIGS. 12 and 13 show a main circuit configuration and a control system that enable output voltage / current control for an isolated DC-DC converter using a transformer.
これらは、共振回路インダクタLrを変圧器の二次側に配置させた図８の主回路構成を例に示したもので、図７，図９あるいは共振用インダクタLrを任意に組み合わせ配置した主回路構成に対しても同様に適用できる。 These show the main circuit configuration of FIG. 8 in which the resonant circuit inductor Lr is arranged on the secondary side of the transformer as an example, and the main circuit in which the resonant inductor Lr is arranged in any combination of FIGS. 7 and 9 or The same can be applied to the configuration.
出力電圧電流は、電流制御量からの出力で周期的に各スイッチング素子に対するゲートブロックによる休止期間を設けることにより制御することができる。 The output voltage current can be controlled by periodically providing a pause period by a gate block for each switching element with the output from the current control amount.
図１２が電流制御可能な絶縁形DC-DCコンバータで、図１３は電圧制御可能な絶縁形DC-DCコンバータであり、電圧制御器の出力量に適切な飽和値を設定することで過電流保護も可能となる。 FIG. 12 shows an isolated DC-DC converter that can control current, and FIG. 13 shows an isolated DC-DC converter that can control voltage. Overcurrent protection is achieved by setting an appropriate saturation value for the output amount of the voltage controller. Is also possible.
図１２に示す電流制御可能な絶縁形DC-DCコンバータをLED駆動電源などの電流源として用いる場合は、LCフィルタのキャパシタCdは省略することができる。 When the current-controllable insulated DC-DC converter shown in FIG. 12 is used as a current source such as an LED drive power supply, the capacitor Cd of the LC filter can be omitted.
図１３に示す絶縁形DC-DCコンバータは、共振動作期間と休止期間の切り替えも同期して周期的に行うことで、すべての区間でソフトスイッチング制御動作できることから、一般のDC-DCコンバータとしての用途はもちろんのこと、スイッチングノイズの影響が特に大きくなる音響機器の直流電源としても応用が期待できる。 The isolated DC-DC converter shown in FIG. 13 can perform soft switching control operation in all sections by periodically switching between the resonance operation period and the pause period, and thus can be used as a general DC-DC converter. It can be expected to be applied not only to applications but also as a DC power supply for acoustic equipment where the influence of switching noise is particularly large.
本発明による絶縁形DC-DCコンバータは、変圧器を介在して必要な出力電圧を得ることができるので、装置容量が大きくなってもソフトスイッチング制御とも合わせて高い効率で絶縁制御された直流出力電圧が得られることから幅広い分野での応用が期待できる。 Since the isolated DC-DC converter according to the present invention can obtain the required output voltage via a transformer, the DC output is insulated and controlled with high efficiency in combination with soft switching control even if the device capacity is large. Since the voltage can be obtained, it can be expected to be applied in a wide range of fields.
図１４は、図７に示す絶縁形DC-DCコンバータの出力に直流負荷抵抗の代わりにインバータを介して交流負荷を接続した交流電源としての主回路構成及び基本制御システムである。 FIG. 14 shows a main circuit configuration and a basic control system as an AC power supply in which an AC load is connected to the output of the isolated DC-DC converter shown in FIG. 7 via an inverter instead of a DC load resistor.
同図では、方形波インバータでLC共振回路動作のみをさせて、変圧器を介して絶縁した直流出力電圧を得て、再度交流変換するインバータにより交流出力を得ることができる。 In the figure, it is possible to obtain an AC output by operating only the LC resonance circuit with a square wave inverter, obtaining a DC output voltage isolated via a transformer, and then performing AC conversion again.
交流出力電圧を基準正弦波と瞬時比較してインバータをPWM制御してLC交流フィルタを通すことにより、正弦波出力電圧を得ることができる。 A sine wave output voltage can be obtained by instantaneously comparing the AC output voltage with the reference sine wave, PWM controlling the inverter, and passing it through the LC AC filter.
図１５は、図１３に示す直流出力電圧が制御可能な絶縁形DC-DCコンバータの出力にインバータを介して交流負荷を接続した交流電源としての主回路構成及び基本制御システムである。 FIG. 15 shows a main circuit configuration and a basic control system as an AC power supply in which an AC load is connected to the output of an isolated DC-DC converter whose DC output voltage can be controlled as shown in FIG. 13 via an inverter.
同図は、絶縁形DC-DCコンバータ部で過電流保護機能を有する直流出力電圧一定制御システムを構成制御された直流出力電圧を交流出力側のインバータ部で交流出力を得る制御システムである。 The figure shows a DC output voltage constant control system having an overcurrent protection function in an isolated DC-DC converter section. This is a control system that obtains AC output from the controlled DC output voltage in the AC output side inverter section.
この制御システムでは、絶縁形DC-DCコンバータ部の制御システムにより、一定の直流電圧で交流出力用インバータを働かせられるだけでなく、DC-DCコンバータの直流電流制御機能により、交流出力短絡などにおける過電流抑制も可能となる。 In this control system, not only the control system of the isolated DC-DC converter can operate the AC output inverter at a constant DC voltage, but also the DC current control function of the DC-DC converter causes an AC output short circuit. Current suppression is also possible.
また、この制御システムでは、絶縁形DC-DCコンバータ部の制御システムにより、直流電圧が制御できるのでインバータのPAM制御動作も可能となる。 Further, in this control system, the DC voltage can be controlled by the control system of the isolated DC-DC converter unit, so that the PAM control operation of the inverter is also possible.
図１６は、図１５に示す交流電源システムにおける制御システムの安定化を目的に、DC-DCコンバータのLCフィルタの出力キャパシタCdの電流に比例する必要な量を直流電圧検出量と組み合わせて直流電圧制御のフィードバック量とし、交流出力フィルタの出力キャパシタCacの電流に比例する必要な量を交流電圧検出量と合わせて交流電圧のフィードバック量として構成した制御システムである。
FIG. 16 shows a DC voltage in which a required amount proportional to the current of the output capacitor Cd of the LC filter of the DC-DC converter is combined with the DC voltage detection amount for the purpose of stabilizing the control system in the AC power supply system shown in FIG. This is a control system in which the control feedback amount is set as the AC voltage feedback amount by combining the required amount proportional to the current of the output capacitor Cac of the AC output filter with the AC voltage detection amount.
本発明の電流型ソフトスイッチング制御手法の基本動作を従来形のソフトスイッチング動作と比較すると共に、本発明によるDC-DCコンバータおよび絶縁形DC-DCコンバータの実施回路例をシミュレーション解析結果から確認し、最後に実験によりソフトスイッチング制御手法の基本動作を確認し、その有効性を確認する。 The basic operation of the current-type soft switching control method of the present invention is compared with the conventional soft-switching operation, and the implementation circuit examples of the DC-DC converter and the isolated DC-DC converter according to the present invention are confirmed from the simulation analysis results. Finally, the basic operation of the soft switching control method is confirmed by experiments, and its effectiveness is confirmed.
図１７は、図１に示した従来形の電流型ソフトスイッチング回路のシミュレーション回路である。 FIG. 17 is a simulation circuit of the conventional current type soft switching circuit shown in FIG.
図１８は、従来形ソフトスイッチング回路のシミュレーション解析による動作波形であり、図２で述べたように、零電流スイッチング動作は確認できるが、直流負荷の重軽にかかわらず、大きな共振振動電流irが流れている事がわかる。 FIG. 18 shows an operation waveform obtained by simulation analysis of a conventional soft switching circuit. As described in FIG. 2, zero-current switching operation can be confirmed, but a large resonance oscillating current ir is generated regardless of the weight of the DC load. You can see that it is flowing.
図１９は、図３に示した本発明のソフトスイッチング制御のシミュレーション回路である。 FIG. 19 is a simulation circuit of the soft switching control of the present invention shown in FIG.
図２０は、そのシミュレーション解析結果であり、同図(a)に示すように、重負荷においても共振キャパシタの電圧Vrが零とはならないため、スイッチがオンしたときの共振電流の大きさは抑えられ、同図(b)に示すように軽負荷で負荷電流が小さくなると、共振キャパシタの端子電圧変動は少なくなり、直流電源電圧との差電圧も小さくなるため、共振振動電流irは負荷電流と共に大変小さくなっていることがわかる。 FIG. 20 shows the results of the simulation analysis. As shown in FIG. 20A, the voltage Vr of the resonance capacitor does not become zero even under a heavy load, so that the magnitude of the resonance current when the switch is turned on is suppressed. As shown in Fig. (B), when the load current is small with a light load, the terminal voltage fluctuation of the resonance capacitor is small and the difference voltage from the DC power supply voltage is also small. Therefore, the resonance vibration current ir is combined with the load current. You can see that it is very small.
図２１は、図３に示した本発明による電流型ソフトスイッチング回路に対して電流制御システムを構成し、負荷にLEDを想定した回路構成を想定したときのDC-DCコンバータのシミュレーション回路である。 FIG. 21 is a simulation circuit of a DC-DC converter when a current control system is configured for the current type soft switching circuit according to the present invention shown in FIG. 3 and a circuit configuration assuming an LED as a load is assumed.
同図は、出力電流を検出し、基準電流値と一致した電流となるように電流制御器の出力で、ソフトスイッチング動作の休止期間の割合が制御される出力制御制御システムとなっている。 The figure shows an output control control system in which the output current is detected and the ratio of the pause period of the soft switching operation is controlled by the output of the current controller so that the current matches the reference current value.
図２２は、シミュレーション解析の主回路定数等とシミュレーション解析結果である。 FIG. 22 shows the main circuit constants and the like of the simulation analysis and the simulation analysis results.
同図(a)より、出力電流idは、周期的にソフトスイッチング動作期間では増加し、休止期間は低下するが、その平均値は基準電流値idrの周辺に制御できていることがわかる。 From Fig. (A), it can be seen that the output current id periodically increases during the soft switching operation period and decreases during the rest period, but the average value can be controlled around the reference current value idr.
同図(b)は、共振回路動作周辺期間を拡大したもので、スイッチングの度に振動動作が完結し、スイッチのオンオフ時点では零電流ソフトスイッチング制御動作が実現できている様子がわかる。 Figure (b) shows that the period around the resonance circuit operation is expanded, and the vibration operation is completed each time the switch is switched, and the zero-current soft switching control operation is realized when the switch is turned on and off.
図２３は、上述した図２１に示す電流制御システムの外側に、出力電圧の制御ループを付加したもので、検出した直流出力電圧vdと直流基準電圧vdrと比較した電圧制御器の出力を電流基準として働かせる直流電圧制御システムとしての実施回路例である。 FIG. 23 shows an output voltage control loop added to the outside of the current control system shown in FIG. 21 described above, and the output of the voltage controller compared with the detected DC output voltage vd and the DC reference voltage vdr is current-referenced. This is an example of an implementation circuit as a DC voltage control system that works as a DC voltage control system.
図２４は、このDC-DCコンバータの出力電圧制御システムにおいて、図示する動作条件におけるシミュレーション解析結果を示している。 FIG. 24 shows the simulation analysis results under the illustrated operating conditions in the output voltage control system of this DC-DC converter.
同図(a)のシミュレーション結果から、共振回路動作の休止期間制御により、直流出力電圧voが直流基準電圧vdr(=20V)に制御できている様子がわかる。 From the simulation results in Fig. (A), it can be seen that the DC output voltage vo can be controlled to the DC reference voltage vdr (= 20V) by controlling the pause period of the resonant circuit operation.
同図(b)は、スイッチング制御区間を拡大表示した動作波形であり、スイッチング素子にかかる電圧Vswが零のときに共振回路電流がスイッチング素子電流iswとして流れており、零電流ソフトスイッチング制御動作が実現できている様子がわかる。 Figure (b) shows an enlarged operation waveform of the switching control section. When the voltage Vsw applied to the switching element is zero, the resonant circuit current flows as the switching element current isw, and the zero-current soft switching control operation is performed. You can see how it has been realized.
図２５は、図８に示した絶縁形DC-DCコンバータの主回路構成において、変圧器を理想的なものとし、インバータ回路にフルブリッジ構成のインバータを用い、負荷にLEDを想定した回路構成における電流制御システムを示している。 FIG. 25 shows a circuit configuration in which the transformer is ideal in the main circuit configuration of the isolated DC-DC converter shown in FIG. 8, an inverter having a full bridge configuration is used for the inverter circuit, and an LED is assumed as the load. Shows a current control system.
図２６は、この電流制御システムを図中に示すシミュレーション条件での解析結果である。 FIG. 26 is an analysis result of this current control system under the simulation conditions shown in the figure.
同図(a)では、共振回路動作の休止期間制御により、一定の基準電流idr(=10A)と一致した直流出力電流idが流れており、電流制御DC-DCコンバータ動作が確認できる。 In the figure (a), the DC output current id that matches the constant reference current idr (= 10A) flows by controlling the pause period of the resonance circuit operation, and the current control DC-DC converter operation can be confirmed.
同図(b)は、スイッチング制御区間を拡大表示した動作波形であり、ソフトスイッチング制御動作が、スイッチング素子S1の電圧電流波形 (Vsw,isw) から分かる。 FIG. 3B is an enlarged operation waveform of the switching control section, and the soft switching control operation can be seen from the voltage-current waveform (Vsw, isw) of the switching element S1.
図２７は、電流制御システムの外側に直流電圧制御ループを付加したときの絶縁型DC-DCコンバータの直流電圧制御システムを示している。 FIG. 27 shows a DC voltage control system of an isolated DC-DC converter when a DC voltage control loop is added to the outside of the current control system.
図２８は、この電圧制御システムを図中に示すシミュレーション条件での解析結果を示している。 FIG. 28 shows the analysis results of this voltage control system under the simulation conditions shown in the figure.
同図(a)より、ソフトスイッチング制御動作とその休止期間制御により、直流出力電圧vdが直流基準電圧vdrと一致した値に制御できている様子がわかる。 From Fig. (A), it can be seen that the DC output voltage vd can be controlled to a value that matches the DC reference voltage vdr by the soft switching control operation and its pause period control.
同図(b)は、スイッチング制御区間を拡大表示した動作波形であり、スイッチング素子S1の電圧電流波形(Vsw,isw)から、ソフトスイッチング制御動作が実現できている様子がわかる。 FIG. (B) is an enlarged operation waveform of the switching control section, and it can be seen from the voltage / current waveform (Vsw, isw) of the switching element S1 that the soft switching control operation is realized.
変圧器を用いて絶縁形DC-DCコンバータを構成する場合、実際の変圧器では変圧器への印加電圧の正負電圧波形の積分値に差があると、励磁回路電流に直流成分が生じ、そのレベルが大きくなると変圧器の磁気回路の飽和による大きな電流が流れる恐れがある。 When an isolated DC-DC converter is configured using a transformer, if there is a difference in the integrated value of the positive and negative voltage waveforms of the voltage applied to the transformer in the actual transformer, a DC component is generated in the exciting circuit current, and that As the level increases, a large current may flow due to the saturation of the magnetic circuit of the transformer.
このため、変圧器が接続される方形波インバータの出力電流波形に直流成分電流が流れないように出力電圧波形を制御することが必要となる。 Therefore, it is necessary to control the output voltage waveform so that the DC component current does not flow in the output current waveform of the square wave inverter to which the transformer is connected.
図２９は、シミュレーション解析に用いた変圧器の偏磁抑制機能付DC-DCコンバータの主回路構成と制御システムである。 FIG. 29 shows the main circuit configuration and control system of the DC-DC converter with the demagnetization suppression function of the transformer used in the simulation analysis.
図２７に示した絶縁型DC-DCコンバータの直流電圧制御システムに対して、実際の変圧器モデルとして励磁回路部を付加し、インバータへのスイッチングを１周期単位で制御することにより、正負電圧波形に偏りが生じないようにするとともに、変圧器への交流電流の積分量をもとに正負電圧のパルス幅を補正する機能を付加したパルス信号発生部を付加した制御システムである。 A positive / negative voltage waveform is added to the DC voltage control system of the isolated DC-DC converter shown in FIG. 27 as an actual transformer model, and switching to the inverter is controlled in units of one cycle. This is a control system with a pulse signal generator that has a function to correct the pulse width of the positive and negative voltage based on the integrated amount of the direct current to the transformer while preventing the bias from occurring.
図２８は、交流電源電圧１００Vを整流平滑した直流電源に対し、絶縁形DC-DCコンバータの変圧比は１：１、直流出力電圧の基準値Vdrは１００Vとし１０Ωの直流負荷抵抗を接続したときのシミュレーション解析結果である。 FIG. 28 shows a case where a DC load resistor of 10Ω is connected with a DC power supply obtained by rectifying and smoothing an AC power supply voltage of 100V, with a transformation ratio of 1: 1 and a DC output voltage reference value Vdr of 100V. It is the simulation analysis result of.
同図(a)は、制御システムに偏磁抑制機能を付加していないときの結果であり、励磁回路電流imの波形から実際の変圧器では大きな偏磁を伴うことが分かる。 Fig. (A) shows the result when the demagnetization suppression function is not added to the control system, and it can be seen from the waveform of the excitation circuit current im that a large demagnetization is involved in the actual transformer.
同図(b)は、制御システムに偏磁抑制機能を付加したときの動作波形であり、励磁回路電流imの波形から大きな直流成分を伴なっておらず、偏磁が抑制できることが分かる。 Figure (b) shows the operating waveform when the demagnetization suppression function is added to the control system, and it can be seen from the waveform of the excitation circuit current im that demagnetization can be suppressed without a large DC component.
図３１は、絶縁形DC-DCコンバータの直流出力にインバータを接続して交流電圧出力を得る交流電源の主回路構成と制御システムである。 FIG. 31 shows a main circuit configuration and a control system of an AC power supply that obtains an AC voltage output by connecting an inverter to the DC output of an isolated DC-DC converter.
交流出力電圧は、フルブリッジインバータの出力に交流LCフィルタ回路を通した交流電圧波形を検出して交流基準電圧波形に一致した交流電圧波形が得られるように、インバータをPWM制御する制御システムを示している。 AC output voltage indicates a control system that PWM-controls the inverter so that the AC voltage waveform that passes through the AC LC filter circuit at the output of the full-bridge inverter is detected and an AC voltage waveform that matches the AC reference voltage waveform is obtained. ing.
図３２は、直流電源として三相交流電源を整流平滑した出力を直流電源とし、変圧比は１：１．２、直流出力電圧の基準値Vdrは３００V,交流出力電圧の基準値は振幅値２８２Vで周波数６０Hzの正弦波形として負荷力率０．８の誘導性負荷を接続したときのシミュレーション解析結果である。 In FIG. 32, the output obtained by rectifying and smoothing the three-phase AC power supply as the DC power supply is used as the DC power supply, the transformation ratio is 1: 1.2, the reference value Vdr of the DC output voltage is 300V, and the reference value of the AC output voltage is the amplitude value 282V. It is a simulation analysis result when an inductive load having a load power factor of 0.8 is connected as a sinusoidal waveform with a frequency of 60 Hz.
同図(a)は、絶縁形DODCコンバータのソフトスイッチング制御動作区間を拡大表示したもので、交流側電流として共振電流irの波形と直流側の共振電圧vrの波形と共に、スイッチング素子S1の電圧電流波形(Vsw,isw)からソフトスイッチング制御で直流出力電圧vdが制御できていることが分かる。 Fig. (A) is an enlarged view of the soft switching control operation section of the isolated DODC converter. The AC side current includes the waveform of the resonance current ir and the waveform of the DC side resonance voltage vr, as well as the voltage and current of the switching element S1. From the waveform (Vsw, isw), it can be seen that the DC output voltage vd can be controlled by soft switching control.
同図(b)は、PWM制御により基準値と一致した出力電圧voと負荷電流波形ioの波形を示しており、絶縁形DC-DCコンバータが交流電源装置としての十分適用できることを示している。 Fig. (B) shows the waveforms of the output voltage vo and the load current waveform io that match the reference values by PWM control, indicating that the isolated DC-DC converter can be sufficiently applied as an AC power supply device.
図３３は、本発明の電流型ソフトスイッチング制御の基本動作を確認するために試作したDC-DCコンバータの基本動作波形の実測結果である。 FIG. 33 is an actual measurement result of the basic operation waveform of the DC-DC converter prototyped for confirming the basic operation of the current type soft switching control of the present invention.
同図より、スイッチング素子の端子電圧Vs1がオンしている期間に共振回路電流の直流側電流ird、交流側電流iraの波形から、スイッチング素子のオン、オフのスイッチング時点では電流が零か近い状態が実現できており、シミュレーション解析結果と同様のソフトスイッチング制御動作ができていることが確認できる。
From the figure, from the waveforms of the DC side current ird and AC side current ira of the resonance circuit current while the terminal voltage Vs1 of the switching element is on, the current is at or near zero at the time of switching the switching element on and off. It can be confirmed that the soft switching control operation similar to the simulation analysis result is performed.
１００ … 直流電圧源
２００ … DC-DCコンバータ回路
２１０ …-スイッチング回路または電圧形方形波インバータ
２２０ … 高周波変圧器
２３０ … 整流回路
２４０ … LC共振回路
２５０ … キャパシタ逆充電防止ダイオード付きLCフィルタ回路
３００ … 負荷
４００ … 直流電圧電流制御回路
４１０ … スイッチングパルス発生回路
４２０ … 電流制御器
４３０ … 電圧制御器
５００ … 交流電圧制御回路
５１０ … PWM制御信号発生回路
５３０ … 交流電圧制御器
100 ... DC voltage source 200 ... DC-DC converter circuit 210 ...- Switching circuit or voltage square wave inverter 220 ... High frequency transformer 230 ... Rectifier circuit 240 ... LC resonance circuit 250 ... LC filter circuit 300 with capacitor reverse charge prevention diode ... Load 400 ... DC voltage / current control circuit 410 ... Switching pulse generation circuit 420 ... Current controller 430 ... Voltage controller 500 ... AC voltage control circuit 510 ... PWM control signal generation circuit 530 ... AC voltage controller
Claims (14)
In the AC power supply device according to claims 12 and 13, the current amount of the capacitor of the LC filter circuit constituting the DC-DC converter is set to the DC voltage control loop, and the current amount of the capacitor of the AC filter circuit is set to the AC voltage control loop. An AC power supply that is characterized by stabilizing the control system by adding it.
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