JP5686026B2 - 回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路を操作対象とし、前記直流交流変換回路のスイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機を流れる電流、前記回転機の磁束および前記回転機のトルクの少なくとも１つである制御量を制御する回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、インバータの操作状態を様々に設定した場合についての３相電動機の電流をそれぞれ予測し、予測される電流と指令電流との偏差を最小化することのできる操作状態にてインバータを操作する、いわゆるモデル予測制御を行うものが提案されている。これによれば、インバータの操作状態から予測される電流の挙動を最適化するようにインバータを操作するため、過渡時における指令電流への追従性を良好なものとすることができる。このため、モデル予測制御は、車載主機としてのモータジェネレータの制御装置等、過渡追従特性として特に高い性能が要求される用途にとっては、有用性が高いと考えられる。

ところで、インバータの出力線間電圧の基本波の変動量が入力電圧よりも大きくなるいわゆる過変調領域において上記モデル予測制御を行なうに際し、モデル予測制御の予測区間が６次の高調波の周期と比較して短く設定される場合には、実際の電流の平均値と指令電流との間に乖離が生じることが知られている。これは、過変調領域においては６次の高調波が支配的である一方、その周期よりも短いタイムスケールで予測される電流と指令電流との差を最小化するインバータの操作状態が選択されることで、変調率を大きくするうえで要求される操作状態の利用が回避されることに起因している。

そこで従来は、例えば下記非特許文献１に見られるように、変調率を入力として６次の高調波電流を予測し、これを指令電流に重畳することで、指令電流自体を６次の高調波を含んだものとすることも提案されている。これにより、変調率を大きくするうえで要求される操作状態に基づき予測される電流と指令電流との偏差が小さくなりやすくなり、ひいては実際の電流の平均値を指令電流に制御することができる。

特開２００８−２２８４１９号公報

穂積、石田、道木、大熊、「インバータの過変調領域を考慮したモデル予測制御に基づくＰＭＳＭの高応答トルク制御系」、平成２１年電気学会産業応用部門大会

ただし、上記非特許文献１に記載された技術では、指令電流が急変する過渡時において、実電流の指令電流への追従性が低下することが発明者らによって見出されている。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、過変調領域においてモデル予測制御を行なうに際し、制御量の制御性を好適に向上させることのできる新たな回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

第１の発明は、回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路を操作対象とし、前記直流交流変換回路のスイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機を流れる電流、前記回転機の磁束および前記回転機のトルクの少なくとも１つである制御量を制御する回転機の制御装置において、前記スイッチング素子のオン・オフによって定まる固定座標系の電圧ベクトルで表現される前記直流交流変換回路の操作状態を仮設定した場合の前記回転機の制御量を予測する予測手段と、前記予測される制御量とその指令値との差を入力パラメータとして前記操作状態を評価する評価手段と、該評価手段の評価結果に基づき前記直流交流変換回路の操作状態を決定する決定手段と、前記決定手段によって決定された操作状態に前記直流交流変換回路を操作する操作手段と、前記評価手段の入力パラメータとしての前記予測される制御量とその指令値との差に含まれる高調波成分を低減する低減手段とを備え、前記低減手段は、前記制御量に含まれる高調波成分の大きさが規定値以下である場合に前記規定値を上回る場合と比較して前記高調波成分の低減度合いを大きくすることを特徴とする。

回転機を過変調領域において駆動する場合、制御量には、６次の高調波が重畳する。そして、モデル予測制御によれば、この高調波による制御量の制御性の低下を微視的なタイムスケールで最も低減できるように操作状態が選択されることで、制御量の平均値が指令値から乖離する問題が生じる。上記発明では、この点に鑑み、評価関数の入力パラメータとしての予想された制御量とその指令値と差に含まれる高調波成分を減衰させる。これにより、上記予測された制御量に高調波成分が顕著に含まれることに起因して、制御量の平均値の制御性が低下することを好適に抑制することができる。

ただし、この場合、過渡状態においては、制御量を急変させる必要が生じるにもかかわらず、上記差に含まれる高調波成分を低減する処理によって、問題となる６次の高調波成分とは関係なく上記過渡故の制御量の変化が評価手段によって適切に認識されなくなるおそれがある。そしてこの場合には、制御性が低下する等の問題を生じる。

ここで、過渡状態における高調波成分は、６次の高調波成分よりも大きくなりうる。上記発明では、この点に着目し、高調波成分の大きさが規定値を上回る場合には、入力パラメータとしての上記差に含まれる高調波成分が６次の高調波成分のみによるものではなく、過渡状態によるものであると判断し、低減する処理を制限する。

第２の発明は、第１の発明において、前記直流交流変換回路の出力線間電圧の基本波成分の変動量が前記直流電圧源の電圧未満である場合、前記低減手段による前記高調波成分の低減処理を禁止する禁止手段をさらに備えることを特徴とする。

上記発明では、禁止手段を備えることで、過変調領域に特有の６次の高調波の影響が生じえない状況下、高調波成分を低減する処理がなされることを回避することができる。

第３の発明は、第１または２の発明において、前記低減手段は、前記制御量および該制御量を予測するための初期値に利用される物理量の検出値のいずれかを入力とするローパスフィルタを備え、該ローパスフィルタの出力値を利用することで前記評価手段の入力パラメータに含まれる高調波成分を低減するものであって且つ、前記ローパスフィルタの出力値に基づき前記制御量に含まれる高調波成分の大きさが規定値以下であるか否かを判断する判断手段をさらに備えることを特徴とする。

第４の発明は、第３の発明において、前記判断手段は、前記ローパスフィルタの入力値と出力値との差に基づき前記規定値以下であるか否かの判断を行うことを特徴とする。

ローパスフィルタの出力値は、入力値の平均値的な値となる。このため、入力値と出力値との差は、高調波成分の大きさと相関を有するパラメータとして利用可能である。

第５の発明は、第３の発明において、前記ローパスフィルタは、前記制御量が入力されるものであり、前記判断手段は、前記ローパスフィルタによってフィルタ処理された前記制御量とその指令値との差に基づき前記規定値以下であるか否かの判断を行うことを特徴とする。

ローパスフィルタの出力値は、入力値の平均値的な値となる。このため、指令値の変化が小さい場合には、６次の高調波があってもローパスフィルタの出力値と指令値との差は小さい。これに対し、一方、過渡状態においては、指令値が変化するため、ローパスフィルタの出力値と指令値との差は大きい。上記発明では、この点に鑑み、ローパスフィルタの出力値と指令値との差に基づき、高調波成分の大きさが６次の高調波特有のものよりも大きいか否かを判断する。

第６の発明は、第３の発明において、前記ローパスフィルタは、前記制御量が入力されるものであり、前記判断手段は、前記制御量の指令値および前記ローパスフィルタの入力値の加重平均値と、前記ローパスフィルタによってフィルタ処理された前記制御量との一対の値の差に基づき、前記規定値以下であるか否かの判断を行うことを特徴とする。

ローパスフィルタの出力値は、入力値の平均値的な値となる。このため、入力値と出力値との差は、高調波成分の大きさと相関を有するパラメータとして利用可能である。また、指令値の変化が小さい場合には、６次の高調波があってもローパスフィルタの出力値と指令値との差は小さい。これに対し、過渡状態においては、指令値が変化するため、ローパスフィルタの出力値と指令値との差は大きい。このため、ローパスフィルタの出力値と指令値との差も、高調波成分の大きさと相関を有するパラメータとして利用可能である。

以上から、制御量の指令値および前記ローパスフィルタの入力値の加重平均値と、前記ローパスフィルタによってフィルタ処理された前記制御量との一対の値の差も、高調波成分の大きさと相関を有するパラメータとして利用可能と考えられる。

第７の発明は、第３〜６のいずれか１つの発明において、前記低減手段は、前記予測される制御量とその指令値との差についての高調波成分の除去された値と除去されていない値との加重平均処理値を前記評価手段の入力パラメータとするものであって且つ、前記高調波成分の低減処理の開始に際しては、前記評価手段の入力パラメータに含まれる前記除去された値の割合を徐々に増加させる漸増手段をさらに備えることを特徴とする。

高調波成分の除去された値の割合を急激に増加させると、評価手段の入力パラメータが急激に変化するため、評価手段による評価が急激に変化し、ひいては制御性が低下するおそれがある。上記発明では、この点に鑑み、漸増手段を備えることで、評価手段の入力パラメータの変化を緩和した。

第８の発明は、第１または２の発明において、前記低減手段は、前記予測された制御量および該制御量を予測するための初期値に利用される物理量の検出値の少なくとも一方を入力とするハイパスフィルタを備え、該ハイパスフィルタの出力値を利用することで前記評価手段の入力パラメータに含まれる高調波成分を低減するものであって且つ、前記ハイパスフィルタの出力値に基づき前記制御量に含まれる高調波成分の大きさが規定値以下であるか否かを判断する判断手段をさらに備えることを特徴とする。

第９の発明は、第１〜８のいずれか１つの発明において、前記低減手段は、前記規定値を、前記直流交流変換回路の出力線間電圧の基本波振幅が前記直流電圧源の電圧の「１／２」を上回る度合い、前記回転機のトルク、および回転速度の少なくとも１つに応じて可変設定する可変手段を備えることを特徴とする。

６次の高調波成分は、過変調領域特有の現象であるが故、直流交流変換回路の出力線間電圧の基本波振幅が前記直流電圧源の電圧の「１／２」を上回る度合いに依存する。一方、回転機のトルクや回転速度は、直流交流変換回路の出力線間電圧の基本波振幅が前記直流電圧源の電圧の「１／２」を上回る度合いと相関を有するパラメータである。上記発明では、この点に鑑み、６次の高調波成分の大きさと相関を有するパラメータに応じて規定値を可変設定することで、６次の高調波成分が支配的であるか否かを高精度に判断することができる。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 インバータの操作状態を表現する電圧ベクトルを示す図。 上記実施形態にかかるモデル予測制御の手順を示す流れ図。 過変調領域において生じる問題を説明するための図。 ローパスフィルタを用いることで生じる問題を説明するためのタイムチャート。 上記実施形態にかかるモデル予測手法の切り替え処理の手順を示す流れ図。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかるモデル予測手法の切り替え処理の手順を示す流れ図。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 第３の実施形態にかかるモデル予測手法の切り替え処理の手順を示す流れ図。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 第４の実施形態にかかるモデル予測手法の切り替え処理の手順を示す流れ図。 第５の実施形態にかかるモデル予測手法の切り替え処理の手順を示す流れ図。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 第６の実施形態にかかるシステム構成図。 第７の実施形態にかかるシステム構成図。 第８の実施形態にかかるシステム構成図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置をハイブリッド車の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。車載主機としてのモータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＶを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓ＊ｐ，Ｓ＊ｎ（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓ＊＃（＊＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）として、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ＊＃が逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度（電気角θ）を検出する回転角度センサ１４を備えている。また、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６を備えている。更に、インバータＩＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１８を備えている。

上記各種センサの検出値は、図示しないインターフェースを介して低電圧システムを構成する制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓ＊＃を操作する信号が、操作信号ｇ＊＃である。

上記制御装置２０は、モータジェネレータ１０のトルクを要求トルクＴｒに制御すべく、インバータＩＶを操作する。詳しくは、要求トルクＴｒを実現するための指令電流とモータジェネレータ１０を流れる電流とが一致するように、インバータＩＶを操作する。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ１０のトルクが最終的な制御量となるものであるが、トルクを制御すべく、モータジェネレータ１０を流れる電流を直接の制御量として、これを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流に制御すべく、インバータＩＶの操作状態を複数通りのそれぞれに設定した場合についてのモータジェネレータ１０の電流を予測し、上記操作状態のうち予測電流が指令電流に近くなるものをインバータＩＶの実際の操作状態として採用するモデル予測制御を行う。

以下では、まず「１．低変調率での制御」について説明した後、「２．過変調領域での制御」について説明する。
「１．低変調率での制御」
電流センサ１６によって検出された相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ変換部２２において、回転座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに変換される。また、角度センサ１４によって検出される電気角θは、速度算出部２３の入力となり、これにより、回転速度（電気角速度ω）が算出される。一方、指令電流設定部２４は、要求トルクＴｒを入力とし、ｄｑ座標系での指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを出力する。これら指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ、実電流ｉｄ，ｉｑ、及び電気角θは、モデル予測制御部３０の入力となる。モデル予測制御部３０では、これら入力パラメータに基づき、インバータＩＶの操作状態を規定する電圧ベクトルＶｉを決定し、操作部２６に入力する。操作部２６では、入力された電圧ベクトルＶｉに基づき、上記操作信号を生成してインバータＩＶに出力する。

ここで、インバータＩＶの操作状態を表現する電圧ベクトルは、図２に示す８つの電圧ベクトルとなる。例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態となる操作状態（図中、「下」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ０であり、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態となる操作状態（図中、「上」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ７である。これら電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、モータジェネレータ１０の全相を短絡させるものであり、インバータＩＶからモータジェネレータ１０に印加される電圧がゼロとなるものであるため、ゼロ電圧ベクトルと呼ばれている。これに対し、残りの６つの電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、上側アーム及び下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、有効電圧ベクトルと呼ばれている。なお、図２（ｂ）に示すように、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３，Ｖ５のそれぞれがＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正側にそれぞれ対応している。

次に、モデル予測制御部３０の処理の詳細について説明する。先の図１に示す操作状態設定部３１では、インバータＩＶの操作状態を設定する。ここでは、先の図２に示した電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７をインバータＩＶの操作状態として設定する。ｄｑ変換部３２では、操作状態設定部３１によって設定された電圧ベクトルをｄｑ変換することで、ｄｑ座標系の電圧ベクトルＶｄｑ＝（ｖｄ，ｖｑ）を算出する。こうした変換を行うべく、操作状態設定部３１における電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を、例えば、先の図２において、「上」を「ＶＤＣ／２」として且つ「下」を「−ＶＤＣ／２」とすることで表現すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルＶ０は、（−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となり、電圧ベクトルＶ１は、（ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となる。

予測部３３では、電圧ベクトル（ｖｄ、ｖｑ）と、実電流ｉｄ，ｉｑと、電気角速度ωとに基づき、インバータＩＶの操作状態を操作状態設定部３１によって設定される状態とした場合の電流ｉｄ，ｉｑを予測する。ここでは、下記（ｃ１）、（ｃ２）にて表現される電圧方程式を、電流の微分項について解いた下記の状態方程式（式（ｃ３）、（ｃ４））を離散化し、１ステップ先の電流を予測する。
ｖｄ＝（Ｒ＋ｐＬｄ）ｉｄ −ωＬｑｉｑ …（ｃ１）
ｖｑ＝ωＬｄｉｄ ＋（Ｒ＋ｐＬｑ）ｉｑ ＋ωφ …（ｃ２）
ｐｉｄ
＝−（Ｒ／Ｌｄ）ｉｄ ＋ω（Ｌｑ／Ｌｄ）ｉｑ ＋ｖｄ／Ｌｄ …（ｃ３）
ｐｉｑ
＝−ω（Ｌｄ／Ｌｑ）ｉｄ−（Ｒｄ／Ｌｑ）ｉｑ＋ｖｑ／Ｌｑ−ωφ／Ｌｑ…（ｃ４）
ちなみに、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）において、抵抗Ｒ、微分演算子ｐ、ｄ軸インダクタンスＬｄ，ｑ軸インダクタンスＬｑ及び電機子鎖交磁束定数φを用いた。

上記電流の予測は、操作状態設定部３１によって設定される複数通りの操作状態のそれぞれについて行われる。

一方、操作状態決定部３４では、予測部３３によって予測された予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとを入力として、インバータＩＶの操作状態を決定する。ここでは、操作状態設定部３１によって設定された操作状態のそれぞれを評価関数Ｊによって評価し、評価のもっとも高かった操作状態を選択する。この評価関数Ｊとして、本実施形態では、評価が低いほど値が大きくなるものを採用する。具体的には、評価関数Ｊを、指令電流ベクトルＩｄｑｒ＝（ｉｄｒ，ｉｑｒ）と、予測電流ベクトルＩｄｑｅ＝（ｉｄｅ，ｉｑｅ）との差の内積値に基づき算出する。これは、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の偏差が正、負の双方の値となりうることに鑑み、値が大きいほど評価が低いことを表現するための一手法である。これにより、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の差が大きいほど、評価が低くなる評価関数Ｊを構築することができる。

図３に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、所定周期（制御周期Ｔｃ）で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、電気角θ（ｎ）と、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）とを検出するとともに、前回の制御周期で決定された電圧ベクトルＶ（ｎ）を出力する。続くステップＳ１２においては、１制御周期先における電流（ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１））を予測する。これは、上記ステップＳ１０によって出力された電圧ベクトルＶ（ｎ）によって、１制御周期先の電流がどうなるかを予測する処理である。ここでは、上記の式（ｃ３）、（ｃ４）にて表現されたモデルを前進差分法にて制御周期Ｔｃで離散化したものを用いて、電流ｉｄｅ（ｎ＋１）、ｉｑｅ（ｎ＋１）を算出する。この際、電流の初期値として、上記ステップＳ１０において検出された実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ）を、上記ステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）に「ωＴｃ／２」を加算した角度によってｄｑ変換したものを用いる。

続くステップＳ１４〜Ｓ２２では、次回の制御周期における電圧ベクトルを複数通りに設定した場合のそれぞれについて、２制御周期先の電流を予測する処理を行う。すなわち、まずステップＳ１４において、電圧ベクトルを定める数ｊを「０」に設定する。続くステップＳ１６においては、電圧ベクトルＶｊを、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）として設定する。続くステップＳ１８においては、上記ステップＳ１２と同様にして予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）、ｉｑｅ（ｎ＋２）を算出する。ただし、ここでは、電流の初期値として、上記ステップＳ１２において算出された予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、上記ステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）に「３ωＴｃ／２」を加算した角度によってｄｑ変換したものを用いる。

続くステップＳ２０においては、数ｊが「７」であるか否かを判断する。この処理は、インバータＩＶの操作状態を決定する電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の全てについて、電流の予測処理が完了したか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ２０において否定判断される場合には、ステップＳ２２において、数ｊをインクリメントし、ステップＳ１６に戻る。これに対し、ステップＳ２０において肯定判断される場合には、ステップＳ２４に移行する。

ステップＳ２４においては、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を決定する処理を行う。ここでは、上記評価関数Ｊを最小化する電圧ベクトルを最終的な電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）とする。すなわち、ステップＳ２０において肯定判断される時点で、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のそれぞれについての予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）が算出されている。このため、これら８通りの予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）を用いて、評価関数Ｊの値を８つ算出することができる。続くステップＳ２６においては、電圧ベクトルＶ（ｎ），Ｖ（ｎ＋１）を、それぞれ電圧ベクトルＶ（ｎ−１），Ｖ（ｎ）とし、電気角θ（ｎ）を電気角θ（ｎ−１）とし、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を、それぞれ実電流ｉｄ（ｎ−１）、ｉｑ（ｎ−１）とする。

なお、ステップＳ２６の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。
「２．過変調領域での制御」
ところで、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）に、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ（固定値）を入力することで、指令電圧ベクトル（ｖｄｒ、ｖｑｒ）のノルムが一義的に定まる。このノルムは、モータジェネレータ１０の電気角θが「３６０°」回転することで、図４（ａ）に示す２次元固定座標系において「３６０°」回転する。ここで、インバータＩＶによって実現可能な出力電圧は、図４（ａ）に示すように、１辺の長さが「√（２／３）×ＶＤＣ」の６角形内の領域に制限される。このため、指令電圧ベクトル（ｖｄｒ、ｖｑｒ）の終点が描く曲線（円）としての上限は、図４（ａ）に示した半径「ＶＤＣ／√２」の円（６角形の内接円）となる。この状態は、インバータＩＶの出力線間電圧の基本波成分が入力電圧と一致していることを意味し、このときの変調率を「２／√３」と定義する。

本実施形態では、変調率が「２／√３」よりも大きい領域を過変調領域とする。過変調領域においても変調率をさらに上昇させることができることが周知である。ただし、過変調領域である場合、すなわち、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに応じた上記指令電圧ベクトルのノルムが上記円の半径よりも大きくなる場合、モータジェネレータ１０の電気角によっては指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを実現することはできず、これに起因してモータジェネレータ１０の制御量に電気角周波数の６倍の高調波成分が重畳される。すなわち、図４（ｂ）に示す円にて表現される指令電圧ベクトルの場合、指令電圧ベクトルの終点が上記６角形の領域内に入る破線部分では指令どおりに電圧が出力され、６角形の領域からはみ出る１点鎖線部分は６角形に制約された電圧が出力され、これが電気角周波数の６倍の周期で繰り返される。このため、モータジェネレータ１０の制御量に電気角周波数の６倍の高調波が重畳される。

この６次の高調波の重畳によって電流が変動したとしてもその平均値が指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとなるなら、モータジェネレータ１０のトルクを要求トルクＴｒに制御することができる。ただし、上記評価関数Ｊを用いてインバータＩＶの操作状態を決定する場合、モータジェネレータ１０の実際のトルクと要求トルクＴｒとの間に定常的な乖離が生じる。これは、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）となると予測されるタイミングと現在時との間の時間間隔（予測間隔）が上記高調波の周期と比較して小さいことに起因している。すなわち、この場合、局所的なタイムスケースにおいて予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの差を最小にするための操作状態が選択される。例えば、インバータＩＶの出力電圧からの制約により実際の電流を指令電流とすることのできない領域とこれを上回る制御が可能な領域とが存在する。そして、上回る制御が可能な領域においては、指令電流と予測電流との差を最小とする操作状態が選択されるため、指令電流を上回る操作状態の使用が回避され、電流の平均値が指令電流に対して不足する。

ちなみに、上記定常偏差は、高調波の周期以上の長期間にわたって都度の予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの差を評価することで次回の操作状態を決定するなら解消しうる。ただし、この場合には演算負荷が過大となる。

そこで本実施形態では、先の図１に示した処理によって過変調領域における定常偏差の抑制を図る。

すなわち、ｄｑ変換部２２の出力する実電流ｉｄは、例えば１次遅れフィルタ等のローパスフィルタ４０に取り込まれる。ローパスフィルタ４０は、実電流ｉｄの高調波成分を減衰させつつ基本波成分を選択的に透過させるものであり、カットオフ周波数を電気角速度ωに応じて可変設定する。切替部４２は、ローパスフィルタ４０の出力信号（平均実電流ｉｄＬ）を予測部３３に出力するか否かを切り替える。一方、ｄｑ変換部２２の出力する実電流ｉｑは、例えば１次遅れフィルタ等のローパスフィルタ４４に取り込まれる。ローパスフィルタ４４は、実電流ｉｑの高調波成分を減衰させつつ基本波成分を選択的に透過させるものであり、カットオフ周波数を電気角速度ωに応じて可変設定する。切替部４６は、ローパスフィルタ４４の出力信号（平均実電流ｉｑＬ）を予測部３３に出力するか否かを切り替える。

これにより、切替部４２，４６によって平均実電流ｉｄＬ，ｉｑＬが予測部３３に入力される場合には、予測部３３では、実電流ｉｄ，ｉｑに基づく予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅの算出に加えて、平均実電流ｉｄＬ，ｉｑＬに基づく平均予測電流ｉｄｅＬ，ｉｑｅＬの算出を行なう。

そして、平均実電流ｉｄＬ，ｉｑＬに基づき予測部３３によって予測された平均予測電流ｉｄｅＬに重み係数α（＞０）を乗算した値と、実電流ｉｄ，ｉｑに基づき予測部３３によって予測された予測電流ｉｄｅに重み係数「１−α（＞０）」を乗算した値とが加算部４８において加算される。これにより、平均予測電流ｉｄｅＬと予測電流ｉｄｅとの加重平均処理を行なう。そして、セレクタ５２では、加算部４８の値と、予測電流ｉｄｅとのいずれかを操作状態決定部３４に選択的に出力する。

また、平均実電流ｉｄＬ，ｉｑＬに基づき予測部３３によって予測された平均予測電流ｉｑｅＬに重み係数α（＞０）を乗算した値と、実電流ｉｄ，ｉｑに基づき予測部３３によって予測された予測電流ｉｑｅに重み係数「１−α（＞０）」を乗算した値とが加算部５０において加算される。これにより、平均予測電流ｉｑｅＬと予測電流ｉｑｅとの加重平均処理を行なう。そして、セレクタ５４では、加算部５０の値と、予測電流ｉｑｅとのいずれかを操作状態決定部３４に選択的に出力する。

ここで、加算部４８，５０の出力は、予測部３３によって予測された予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅの高調波成分を除去しつつも、基本波成分の位相遅れが低減されたものとなっている。これは、ローパスフィルタ４０，４４によるフィルタ処理のなされない成分を含むためである。ここで、位相遅れ補償の効果は、上記重み係数αをゼロに近づけるほど大きくなる。

ところで、上記高調波成分を除去する場合には、図５に例示されるように、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒが急変される過渡状態における実電流ｉｄ，ｉｑの指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒへの制御性の低下を招く。図５では、指令電流ｉｑｒを急減少させる場合において、実電流ｉｄ，ｉｑが指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒの変化をはるかに上回るオーバーシュート現象が生じることを示している。これは、評価関数Ｊに入力される上記加算部４８，５０の出力が、実電流ｉｄ，ｉｑの急激な変化を反映しないためである。すなわち、この場合、加算部４８，５０の出力を指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに追従させるべく、インバータＩＶの操作状態として、不適切なものの評価が高くなり、これが選択される。

そこで本実施形態では、過変調領域において高調波成分が過変調制御特有のものよりも大きい場合、上記加算部４８，５０の出力を用いることなく、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを用いてインバータＩＶの操作状態を決定する。

図６に、上記モデル予測手法の切り替え処理の手順を示す。この処理は、制御装置２０において、たとえば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、平均電圧ベクトルＶａを算出する。これは、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）において微分演算子ｐを除去したものに、指令電流ベクトルＩｄｑｒを入力することで行なわれる。ここで、平均電圧ベクトルＶａとは、インバータＩＶの出力電圧のうち電気角周波数を有する基本波成分のことである。すなわち、インバータＩＶは、１電気角周期よりも短い時間間隔でスイッチング状態を切り替えることで、その出力電圧が、電気角周波数成分を有する正弦波形状の電圧を模擬したものとなっている。インバータＩＶの模擬する上記正弦波形状の電圧が平均電圧ベクトルＶａである。ちなみに、この平均電圧ベクトルＶａのノルムは、変調率や電圧利用率と比例関係にある物理量である。ここで、変調率は、インバータＩＶの出力電圧についての基本波成分のフーリエ係数のことである。なお、このフーリエ係数の算出に際しては、基本波の振幅中心とインバータＩＶの出力電圧の変動幅の中央値とを一致させる。

続くステップＳ３２においては、変調率Ｍを算出する。これは、電源電圧ＶＤＣと、平均電圧ベクトルＶａとを用いて、「（｜Ｖａ｜／ＶＤＣ）√（８／３）」となる。続くステップＳ３４では、過変調領域である旨の第１条件と、平均実電流ｉｄＬ，ｉｑＬと実電流ｉｄ，ｉｑとのノルム同士の差の絶対値が規定値Δｔｈ以下である旨の第２条件との論理積が真であるか否かを判断する。ここで、第２条件は、実電流ｉｄ，ｉｑに含まれる高調波成分が過変調領域特有のものであるか否かを判断するためのものである。すなわち、実電流ｉｄ，ｉｑに含まれる高調波成分は、平均実電流ｉｄＬ，ｉｑＬと実電流ｉｄ，ｉｑとの差によって定量化できるため、その絶対値が、過変調領域特有の高調波成分の上限値を超えない場合に過変調領域特有のものであると判断する。

そしてステップＳ３４において肯定判断される場合には、ステップＳ３６において、平均予測電流ｉｄｅＬ，ｉｑｅＬを用いて（加算部４８，５０の出力信号に基づき）インバータＩＶの操作状態を評価する。これに対し、ステップＳ３６において否定判断される場合には、ステップＳ３８において、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを用いてインバータＩＶの操作状態を評価する。

なお、上記ステップＳ３６，Ｓ３８の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図７に、本実施形態の効果を示す。図示されるように、上記切り替え処理を行なうことで、ｑ軸電流を変化させる過渡時においてもオーバーシュートを好適に抑制することができる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）過変調領域において、実電流ｉｄ，ｉｑに含まれる高調波成分の大きさが規定値以下である場合に、平均予測電流ｉｄｅＬ，ｉｑｅＬを利用して評価を行い、規定値を上回る場合には、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅによって評価を行なった。これにより、高調波成分が６次の高調波成分のみによるものではなく、過渡状態によるものも含まれる場合に、制御性の低下を抑制することができる。

（２）平均実電流ｉｄＬ，ｉｑＬと実電流ｉｄ，ｉｑとの差の絶対値に基づき、高調波成分が規定値以下であるか否かを判断した。これにより、高調波成分の大きさを適切に定量化することができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図８に、本実施形態にかかるモデル予測手法の切り替え処理の手順を示す。この処理は、制御装置２０において、たとえば所定周期で繰り返し実行される。なお、図８において、先の図６に示した処理に対応するものについては、便宜上、同一のステップ番号を付している。

図中、ステップＳ３４ａに示されるように、本実施形態では、高調波成分の大きさを規定する規定値Δｔｈを変調率Ｍに応じて可変設定する。ここで、変調率Ｍは、高調波電圧の利用度合い（先の図４（ａ）に示した６角形の内接円からの電圧のはみ出し度合い）を示すパラメータである。これが大きいほど、高調波成分も大きくなると考えられるため、変調率Ｍに応じて規定値Δｔｈを可変設定する。詳しくは、本実施形態では、変調率Ｍと６次の高調波電圧との関係を示すマップによって、変調率Ｍから６次の高調波電圧をマップ演算し、６次の高調波電圧から６次の高調波電流を算出することで規定値Δｔｈを算出する。

ここで、６次の高調波電圧を、振幅Ｖｈ６を用いて（Ｖｈ６・ｅｘｐ（ｊφ），Ｖｈ６・ｅｘｐ｛ｊ（φ+π／２）｝）とすると、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）において、誘起電圧の項を無視することで、６次の高調波電流（ｉｄ６，ｉｑ６）は、以下の式にて表現される。なお、以下の式の導出において、上記の式（ｃ１），（ｃ２）における微分演算子ｐを、「ｊ６ω」としている。

上記の式において、Ｒ＜＜ωＬｄ、ωＬｑの場合、高調波電流ｉｄ６の振幅は、「Ｖｈ６／５ωＬｄ」と、また、高調波電流ｉｑ６の振幅は、「Ｖｈ６／５ωＬｑ」とそれぞれ近似できる。

このため、この近似式を用いて算出される６次の高調波電流（ｉｄ６，ｉｑ６）のノルムに、所定のマージン量を加算したものを規定値Δｔｈとすることができる。

図９に、本実施形態の効果を示す。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１），（２）の効果の加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。

（３）規定値Δｔｈを、変調率Ｍに応じて可変設定した。これにより、実電流ｉｄ，ｉｑに含まれる高調波成分が、過変調領域特有の６次の高調波成分であるか否かを高精度に判断することができる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１０に、本実施形態にかかるモデル予測手法の切り替え処理の手順を示す。この処理は、制御装置２０において、たとえば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１０において、先の図８に示した処理に対応するものについては、便宜上、同一のステップ番号を付している。

図中、ステップＳ３４ｂに示されるように、本実施形態では、平均実電流ｉｄＬ，ｉｑＬと指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの差の絶対値が規定値Δｔｈ以下であるか否かを判断する。ここで、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒが変化していない場合、平均実電流ｉｄＬ，ｉｑＬは、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに追従すると考えられる。このため、これらの間に差が生じる場合には、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ等が変化する過渡時であると考えられる。

なお、上記規定値Δｔｈは、実電流ｉｄ，ｉｑに含まれる高調波成分が過変調領域に特有な６次の高調波成分である場合に生じうる差の上限値以上に設定される。なお、本実施形態では、規定値Δｔｈを、変調率Ｍに応じて可変設定する。これは、６次の高調波電流が大きいほど、平均実電流ｉｄＬ，ｉｑＬと指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの差が大きくなりうるとの考えに基づくものである。すなわち、加算部４８，５０の出力信号に基づきインバータＩＶの操作状態を評価する以前には、平均実電流ｉｄＬ，ｉｑＬと指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの間にオフセット誤差が生じ、しかもこの誤差は、６次の高調波電流が大きいほど大きくなる。このため、加算部４８，５０の出力信号に基づきインバータＩＶの操作状態を評価する処理に適切に移行する上では、移行する条件を定める規定値Δｔｈを可変設定することが有効である。この処理は、変調率Ｍと規定値Δｔｈとの関係を定めたマップに基づき行なうことができる。

図１１に、本実施形態の効果を示す。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１２に、本実施形態にかかるモデル予測手法の切り替え処理の手順を示す。この処理は、制御装置２０において、たとえば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１２において、先の図６に示した処理に対応するものについては、便宜上、同一のステップ番号を付している。

図中、ステップＳ３４ｃに示されるように、本実施形態では、平均実電流ｉｄＬ，ｉｑＬと、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒおよび実電流ｉｄ，ｉｑの平均値との差の絶対値が規定値Δｔｈ以下であるか否かを判断する。これによっても、実電流ｉｄ，ｉｑに含まれる高調波成分にとって、過変調領域特有の６次の高調波成分によるものが支配的か否かを判断することができる。
＜第５の実施形態＞
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、加算部４８，５０の出力を用いたインバータＩＶの操作状態の評価処理に切り替える場合、加算部４８，５０の出力に対する平均予測電流ｉｄｅＬ，ｉｑｅＬの寄与度を漸増させる処理を行なう。

図１３に、本実施形態にかかるモデル予測手法の切り替え処理の手順を示す。この処理は、制御装置２０において、たとえば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１３において、先の図６に示した処理に対応するものについては、便宜上、同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、先の図６のステップＳ３４と同様の処理を行なう。そして、ステップＳ３４において肯定判断される場合、ステップＳ４０において、平均予測電流ｉｄｅＬ，ｉｑｅＬに乗算する重み係数αを増加させた回数をカウントするカウンタＣが閾値Ｃｔｈ（＞１）以上であるか否かを判断する。そして、閾値Ｃｔｈ未満である場合、ステップＳ４２において、重み係数αを規定量Δαだけ増加させるとともに、カウンタＣをインクリメントする。これにより、ステップＳ３４において肯定判断される状況下、重み係数αは、カウンタＣが閾値Ｃｔｈに達するまで漸増されることとなる。

一方、ステップＳ３４において否定判断される場合、ステップＳ４４において、カウンタＣがゼロ以下であるか否かを判断する。この処理は、重み係数αがゼロとなったか否かを判断するためのものである。そして、カウンタＣがゼロよりも大きい場合、ステップＳ４６において、重み係数αを規定量Δαだけ減少させ、カウンタＣをデクリメントする。これにより、ステップＳ３４において否定判断される状況下、重み係数αはゼロに達するまで漸減されることとなる。

なお、上記ステップＳ４２，Ｓ４６の処理が完了する場合や、ステップＳ４０，Ｓ４４において肯定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図１４、図１５に、本実施形態の効果を示す。

図示されるように、ｑ軸の電流を変化させる過渡時において、オーバーシュートが好適に抑制されている。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（２）の効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。

（４）加算部４８，５０の出力信号によりインバータＩＶの操作状態を評価する処理を開始する場合、重み係数αを漸増させた。これにより、評価関数Ｊの入力パラメータの変化を緩和することができる。
＜第６の実施形態＞
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１６に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１６において、先の図１に示した部材や処理に対応するものについては、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、平均実電流ｉｄＬ，ｉｑＬは用いない。これに代えて、実電流ｉｄ，ｉｑに基づき算出される予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを、位相遅れ補償器６０，６２に入力し、位相遅れ補償器６０，６２の出力と予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅとのいずれかを、操作状態決定部３４に入力する。

ここで、位相遅れ補償器６０，６２は、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅの基本波成分を選択的に透過させて且つ、高調波成分を減衰させるものであり、カットオフ周波数を電気角速度ωに応じて可変設定する。本実施形態では、位相遅れ補償器６０，６２として、電気角速度ωに応じて可変設定される時定数τと、重み係数α（０＜α＜１）とによって「（１＋ατｓ）／（１＋τｓ）」にて表現されるものを用いる。なお、これは、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅをローパスフィルタ処理したものに重み係数αを乗算した値と、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅに重み係数（１−α）を乗算した値とを加算したものと同一である。
＜第７の実施形態＞
以下、第７の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１７に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１７において、先の図１に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、トルク／磁束予測部６４では、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅに基づき、モータジェネレータ１０の磁束ベクトルΦとトルクＴとを予測する。ここで、磁束ベクトルΦ＝（Φｄ、Φｑ）は、下記の式（ｃ５）、（ｃ６）にて予測され、トルクＴは、下記の式（ｃ７）にて予測される。

Φｄ＝Ｌｄ・ｉｄ＋φ …（ｃ５）
Φｑ＝Ｌｑ・ｉｑ …（ｃ６）
Ｔ＝Ｐ（Φｄ・ｉｑ−Φｑ・ｉｄ） …（ｃ７）
ちなみに、上記の式（ｃ７）においては、極対数Ｐを用いている。

一方、磁束マップ２４ａでは、要求トルクＴｒに基づき、指令磁束ベクトルΦｒを設定する。ここで、指令磁束ベクトルΦｒは、要求トルクＴｒを満たすもののうち、例えば最小の電流で最大のトルクが得られる最大トルク制御を実現する等の要求によって設定されるものである。

操作状態決定部３４ａでは、評価関数Ｊに基づき最終的な操作状態を決定する。ここで、評価関数Ｊは、予測トルクＴｅと要求トルクＴｒとの差と、予測磁束ベクトルΦｅと指令磁束ベクトルΦｒとの各成分の差とに基づき定量化される。詳しくは、これらの差の２乗のそれぞれに重み係数ａ，ｂを乗算した値同士の和に基づき決定される。ここで、重み係数ａ，ｂは、トルクと磁束との大きさが相違することに鑑みたものである。すなわち例えば、トルクの数値の方が大きくなる単位設定をする場合、トルク偏差の方が大きくなりやすいため、重み係数ａ，ｂを用いない場合には、磁束の制御性が低い電圧ベクトルであっても評価がさほど低くならない等、デメリットが生じるおそれがある。このため、重み係数ａ、ｂを、評価関数Ｊの複数の入力パラメータの絶対値の大きさの相違を補償する手段として用いる。なお、トルクと磁束との関係式が「Ｔ＝Ｐ×Ｉａ×Φ×ｓｉｎ（θｖ−θｉ）；Ｉａ：電流振幅、θｖ：電圧位相角、θｉ：電流位相角」であることに鑑みれば、「ａ＝１、ｂ＝｜Ｐ×Ｉａ×ｓｉｎ（θｖ−θｉ）｜」とすることが望ましい。

ここで、本実施形態では、過変調領域において過渡状態でない場合には、評価関数Ｊの入力パラメータを、磁束予測部６４によって予測された予測トルクＴｅと予測磁束Φｄｅ，Φｑｅのそれぞれを位相遅れ補償器６６，６８，７０によってフィルタ処理したものへと切り替える。なお、変調率が小さい領域等では、セレクタ７２，７２，７６の操作によって、評価関数Ｊの入力パラメータを、磁束予測部６４によって予測された予測トルクＴｅと予測磁束Φｄｅ，Φｑｅとに切り替える。なお、過変調領域において高調波成分が規定値以下であるか否かは、上記第１の実施形態に記載した手法等によって判断すればよい。もっともこれに代えて、磁束予測部６４の出力する予測トルクＴｅや予測磁束Φｄｅ，Φｑｅとそのローパスフィルタ値との差に基づき判断するなどすることも可能である。
＜第８の実施形態＞
以下、第８の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１８に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１８において、先の図１に示した部材や処理に対応するものについては、便宜上、同一の符号を付している。

ハイパスフィルタ８０は、実電流ｉｄを入力として、電気角周波数よりも大きい周波数成分を抽出する。ここでは、実際には、電気角周波数成分（望ましくは電気角周波数以下の全成分）を十分に減衰させ、６次成分を十分に透過させるべく、カットオフ周波数の調整等がなされる。なお、カットオフ周波数は、電気角速度ωに応じて可変設定される。一方、乗算部８２では、ハイパスフィルタ８０の出力信号にゲインＫを乗算する。これが高調波電流補正量ｉｄｈである。そして、セレクタ８４では、指令電流ｉｄｒが評価関数Ｊに入力されるに先立ち、補正部８６によって高調波電流補正量ｉｄｈを加算するか否かを切り替える。

一方、ハイパスフィルタ９０は、実電流ｉｑを入力として、電気角周波数よりも大きい周波数成分を抽出する。ここでは、実際には、電気角周波数成分（望ましくは電気角周波数以下の全成分）を十分に減衰させ、６次成分を十分に透過させるべく、カットオフ周波数の調整等がなされる。なお、カットオフ周波数は、電気角速度ωに応じて可変設定される。一方、乗算部９２では、ハイパスフィルタ９０の出力信号にゲインＫを乗算する。これが高調波電流補正量ｉｑｈである。そして、セレクタ９４では、指令電流ｉｑｒが評価関数Ｊに入力されるに先立ち、補正部９６によって高調波電流補正量ｉｑｈを加算するか否かを切り替える。

ここで、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに、高調波電流補正量ｉｄｈ，ｉｑｈが加算される場合、評価関数Ｊの入力パラメータとしての予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの差から高調波成分が好適に低減される。

なお、本実施形態では、先の図６のステップＳ３４において、ハイパスフィルタ８０，９０の出力信号や、高調波電流補正量ｉｄｈ，ｉｑｈのノルムを規定値と比較すればよい。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「低減手段について」
上記第１の実施形態（図１）において、平均予測電流ｉｄｅＬ，ｉｑｅＬをローパスフィルタ処理したものと瞬時の予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅとの加重平均処理を行なうものであってもよい。また、第１の実施形態において、瞬時の予測電流ｉｄｅと指令電流ｉｄｒとの差と、平均予測電流ｉｄｅＬと指令電流ｉｄｒとの差との加重平均処理値を評価関数Ｊに入力しても、上記第１の実施形態と数学的に等価である。

高調波成分が大きい場合に高調波成分の低減処理を禁止するものに限らず、低減処理を行ないつつも低減度合いを小さくするものであってもよい。これは、たとえば先の図６のステップＳ３４において否定判断される場合、重み係数αを減少させつつもゼロよりも大きい値に設定することで行なうことができる。

「判断手段について」
上記４の実施形態（図１２）において、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒと実電流ｉｄ，ｉｑとの単純移動平均値と平均実電流ｉｄＬ，ｉｑＬとの差に基づき高周波成分の大きさが規定値以下であるか否かを判断するものに限らず、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒと実電流ｉｄ，ｉｑとのそれぞれに互いに相違する重み係数を乗算したもの同士の和に基づくものであってもよい。

また、電流ベクトルのノルム同士の差に基づくものに限らず、たとえばｑ軸成分同士の差およびｄ軸成分同士の差のいずれかに基づき規定値以下であるか否かを判断するものであってもよい。

「禁止手段について」
たとえば回転機の起動処理時および停止処理時を除いて変調率１以上で回転機を駆動するものであるなら、禁止手段を備えなくてもよい。

「可変手段について」
規定値Δｔｈを、変調率Ｍを直接の入力パラメータとして可変設定するものに限らない。変調率Ｍが電気角速度ωや電流に応じて定まるものであることに鑑みれば、電気角速度ωや、電流、トルクを直接の入力パラメータとしてこれらに応じて可変設定してもよい。

「漸増手段について」
上記第８の実施形態（図１８）において、高調波電流補正量ｉｄｈ，ｉｑｈを指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに加算する処理を開始するに際し、乗算部８２，９２のゲインを漸増させてもよい。

「平均電圧ベクトルＶａの算出について」
平均電圧ベクトルＶａの算出手法としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば、モデル予測制御によって操作状態として都度決定された電圧ベクトルのｄｑ軸成分をローパスフィルタ処理する手段としてもよい。また例えば、モデル予測制御によって操作状態として都度決定された電圧ベクトルのｄｑ軸成分の電気角６０度分の平均値を算出する手段であってもよい。

「評価手段について」
上記第７の実施形態（図１７）において、磁束ベクトルΦのｄ軸成分とｑ軸成分とのそれぞれに互いに相違する重み係数を乗算する等、これらの絶対値の大きさの相違を補償する手段を備えてもよい。また、第１〜６，８の実施形態においても、ｄ軸電流とｑ軸電流との絶対値の大きさの相違を補償する手段を備えてもよい。

また、評価関数としては、入力パラメータとしての制御量とその指令値との差の各成分の２乗の加重平均値にも限らない。例えば制御量とその指令値との差の絶対値であってもよい。要は、入力パラメータとしての制御量とその指令値との差が大きいほど評価が低いことを定量化するものであればよい。

「予測手段について」
・上記各実施形態では、インバータＩＶの操作状態についての次の更新タイミング（１制御周期先のタイミング）におけるインバータＩＶの操作による制御量を予測したがこれに限らない。例えば数制御周期先の更新タイミングにおけるインバータＩＶの操作による制御量まで順次予測することで、１制御周期先の更新タイミングにおける操作状態を決定してもよい。この場合であっても、予測区間が６次の高調波の周期よりも短いなら、評価関数Ｊの入力パラメータとしての予測された制御量の高調波成分を減衰させることは有効である。

・上記各実施形態では、インバータＩＶの操作状態の更新タイミングから１制御周期先の制御量を予測したがこれに限らない。例えば、操作状態の更新タイミングから１制御周期経過するまでの期間内の中間の時点における制御量を予測してもよい。

・電流を予測するために用いるモデルとしては、鉄損を無視したモデルに限らず、これを考慮したモデルであってもよい。

・電流の予測としては、モデルを用いるものに限らず、入力パラメータについての離散的な値に対応した出力パラメータの値が記憶された記憶手段（マップ）を用いるものであってもよい。

・上記各実施形態では、可能な操作状態（電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７）の全てを仮設定の対象として、これら全てについて制御量を予測したがこれに限らない。例えばゼロベクトルについては、Ｖ０，Ｖ７のいずれか一方に限って予測対象としてもよい。また例えば、同時にスイッチング状態が切り替えられるモータジェネレータ１０の端子数を低減すべく、現在の操作状態からのスイッチング状態の切替端子数が規定値（≦２）以下の操作状態のみを仮設定の対象としてもよい。

「制御量について」
・指令値と予測値とに基づきインバータＩＶの操作を決定するために用いる制御量としては、トルクおよび磁束と、電流とのいずれかに限らない。例えば、トルクのみまたは磁束のみであってもよい。また例えば、トルクおよび電流であってもよい。ここで、制御量を電流以外とする場合等において、センサによる直接の検出対象を電流以外としてもよい。

・上記各実施形態では、回転機の究極の制御量（予測対象であるか否かにかかわらず、最終的に所望の量とされることが要求される制御量）を、トルクとしたが、これに限らず、例えば回転速度等としてもよい。

「そのほか」
・回転機としては、埋め込み磁石同期機に限らず、表面磁石同期機や、界磁巻線型同期機等、任意の同期機であってよい。更に、同期機にも限らず、誘導モータ等、誘導回転機であってもよい。

・回転機としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、電気自動車に搭載されるものであってもよい。また、回転機としては車両の主機として用いられるものに限らない。

・直流電圧源としては、高電圧バッテリ１２に限らず、例えば高電圧バッテリ１２の電圧を昇圧するコンバータの出力端子であってもよい。

１０…モータジェネレータ、１２…高電圧バッテリ（直流電源の一実施形態）、１４…制御装置（回転機の制御装置の一実施形態）。

Claims (9)

1. 回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路を操作対象とし、前記直流交流変換回路のスイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機を流れる電流、前記回転機の磁束および前記回転機のトルクの少なくとも１つである制御量を制御する回転機の制御装置において、
   前記スイッチング素子のオン・オフによって定まる固定座標系の電圧ベクトルで表現される前記直流交流変換回路の操作状態を仮設定した場合の前記回転機の制御量を予測する予測手段と、
   前記予測される制御量とその指令値との差を入力パラメータとして前記操作状態を評価する評価手段と、
   該評価手段の評価結果に基づき前記直流交流変換回路の操作状態を決定する決定手段と、
   前記決定手段によって決定された操作状態に前記直流交流変換回路を操作する操作手段と、
   前記評価手段の入力パラメータとしての前記予測される制御量とその指令値との差に含まれる高調波成分を低減する低減手段とを備え、
   前記低減手段は、前記直流交流変換回路の出力線間電圧の基本波成分の変動量が前記直流電圧源の電圧以上である旨の第１条件と、前記制御量に含まれる高調波成分の大きさが規定値以下である旨の第２条件との論理積が真である場合に前記高調波成分を低減し、前記第１条件と前記第２条件との論理積が真でない場合に前記高調波成分の低減処理を禁止するものであることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記規定値は、変調率に応じて可変設定されることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記低減手段は、
   前記制御量および該制御量を予測するための初期値に利用される物理量の検出値のいずれかを入力とするローパスフィルタを備え、該ローパスフィルタの出力値を利用することで前記評価手段の入力パラメータに含まれる高調波成分を低減するものであって且つ、
   前記ローパスフィルタの出力値に基づき前記制御量に含まれる高調波成分の大きさが規定値以下であるか否かを判断する判断手段をさらに備える
   ことを特徴とする請求項１または２記載の回転機の制御装置。
4. 前記判断手段は、前記ローパスフィルタの入力値と出力値との差に基づき前記規定値以下であるか否かの判断を行うことを特徴とする請求項３記載の回転機の制御装置。
5. 前記ローパスフィルタは、前記制御量が入力されるものであり、
   前記判断手段は、前記ローパスフィルタによってフィルタ処理された前記制御量とその指令値との差に基づき前記規定値以下であるか否かの判断を行うことを特徴とする請求項３記載の回転機の制御装置。
6. 前記ローパスフィルタは、前記制御量が入力されるものであり、
   前記判断手段は、前記制御量の指令値および前記ローパスフィルタの入力値の加重平均値と、前記ローパスフィルタによってフィルタ処理された前記制御量との一対の値の差に基づき、前記規定値以下であるか否かの判断を行うことを特徴とする請求項３記載の回転機の制御装置。
7. 前記低減手段は、
   前記予測される制御量とその指令値との差についての高調波成分の除去された値と除去されていない値との加重平均処理値を前記評価手段の入力パラメータとするものであって且つ、
   前記高調波成分の低減処理の開始に際しては、前記評価手段の入力パラメータに含まれる前記除去された値の割合を徐々に増加させる漸増手段をさらに備えることを特徴とする請求項３〜６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
8. 前記低減手段は、
   前記予測された制御量および該制御量を予測するための初期値に利用される物理量の検出値の少なくとも一方を入力とするハイパスフィルタを備え、該ハイパスフィルタの出力値を利用することで前記評価手段の入力パラメータに含まれる高調波成分を低減するものであって且つ、
   前記ハイパスフィルタの出力値に基づき前記制御量に含まれる高調波成分の大きさが規定値以下であるか否かを判断する判断手段をさらに備える
   ことを特徴とする請求項１または２記載の回転機の制御装置。
9. 前記低減手段は、前記規定値を、前記直流交流変換回路の出力線間電圧の基本波振幅が前記直流電圧源の電圧の「１／２」を上回る度合い、前記回転機のトルク、および回転速度の少なくとも１つに応じて可変設定する可変手段を備えることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。

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