JP5646846B2 - ドライバ回路 - Google Patents

Description

２つのコイルを含み、この２つのコイルへの供給電流の位相を異ならせて、コイルにより駆動されるロータを回転するステッピングモータのドライバ回路に関する。

モータには各種のものがあるが、位置を正確に決定できるモータの代表的なものとしてステッピングモータがあり、各種の装置において広く利用されている。例えば、カメラの焦点合わせ、手ぶれ補正や、工作機械の位置決めなどが挙げられる。また、大電流を必要とするＯＡ機器などではその要求が大きい。

このステッピングの駆動は、通常２つのステータコイルへの電流位相で、ロータの回転位置を変更することで行われる。従って、ロータがコイルへの電流位相に応じた回転をするのであれば、コイルへの電流量に関係なく、ロータが所定回転する。そこで、一般的には、ロータが確実に回転できるように、コイルへの電流量は十分大きなものにしている。

特開２００６−２８８０５６号公報 特開平８−３７７９８号公報

ここで、電気機器における消費電力はなるべく小さくしたいという要求がある。特に、バッテリ駆動の携帯機器などではその要求が大きい。一方、ステッピングモータの駆動において、電流量を、ロータを確実に回転できる大きさに設定するということは、コイルに余分の電流を流し、余分な電力を消費しているといえる。

本発明は、２つのコイルを含み、この２つのコイルへの供給電流の位相を異ならせて、コイルにより駆動されるロータを回転するステッピングモータのドライバ回路であって、一方のコイルがハイインピーダンス状態にあるフェーズに、そのコイルにおいて発生する誘起電圧を検出し、この誘起電圧の状態に応じて、２つのコイルに供給するモータ駆動電流の大きさを制御することを特徴とする。

また、前記誘起電圧の検出は、前記ハイインピーダンス状態にあるフェーズにおける前記誘起電圧の時間的変化を検出することが好適である。

また、前記誘起電圧の検出は、前記誘起電圧が前記所定値をクロスする時点を検出するものであって、検出結果が前記フェーズの中央付近に設定される所定の範囲になるように、モータ駆動電流の大きさを制御することが好適である。

また、前記所定値が変更可能であることが好適である。

また、前記コイルの両端電圧を比較するコンパレータを有し、このコンパレータの比較結果の信号の変化する時点が前記所定の変位になるようにモータ駆動電流の大きさを制御することが好適である。

また、前記コンパレータの入力の一方にオフセット電圧を加算できるようにすることで前記所定値が変更可能であることが好適である。

本発明によれば、モータ駆動電流の大きさを適切なものに制御することができる。

実施形態に係るドライバ回路を含むシステムの全体構成を示す図である。 出力回路の一部構成を示す図である。 出力制御回路の構成を示す図である。 回転位相を示す図である。 駆動電圧波形および誘起電圧波形（過剰電力）を示す図である。 駆動電圧波形および誘起電圧波形（適正電力）を示す図である。 他の実施形態に係るドライバ回路を含むシステムの全体構成を示す図である。 駆動電流調整回路の構成を示す図である。 出力回路の出力および制御状態を示す図である。 駆動電流調整回路の構成を示す図である。 出力制御回路の他の構成例を示す図である。 誘起電圧のサンプリングタイミングを説明する図である。 ＰＷＭ波形とゼロクロス位置の関係を示す図である。 モータの駆動方式の一例を示す図である。 モータの駆動方式の他の例を示す図である。 機械角を考慮したゼロクロス検出のための構成を示す図である。

以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。

図１は、全体構成を示す図であり、システムは、ドライバ１００と、モータ２００とから構成される。入力信号は、ドライバ１００に入力され、ドライバ１００が入力信号に応じた駆動電流をモータ２００に供給する。これによって、モータ２００の回転が入力信号に応じて制御される。

ここで、ドライバ１００は、出力制御回路１２を有しており、入力信号はこの出力制御回路１２に供給される。出力制御回路１２は、入力信号に応じて所定周波数の駆動波形（位相）を決定するとともに、その駆動電流の振幅をＰＷＭ制御によって決定し、駆動制御信号を作成する。そして、作成した駆動制御信号を出力回路１４に供給する。

出力回路１４は、複数のトランジスタから構成され、これらのスイッチングによって電源からの電流を制御してモータ駆動電流を発生し、これをモータ２００に供給する。

モータ２００は、ステッピングモータであり、２つのコイル２２，２４とロータ２６を有している。２つのコイル２２，２４は、互いに電気角で９０°位置がずれて配置されており、従って、ロータ２６に対する磁界の方向もロータの中心角について互いに電気角で９０°ずれている。また、ロータ２６は例えば永久磁石を含んでおり、２つのコイル２２，２４からの磁界に応じて安定する位置が決定される。すなわち、ロータの回転角について９０°ずれた位置に配置された２つのコイルに互いに９０°位相の異なる交流電流を供給することで、その電流位相によりロータ２６を移動させ、回転することができる。また、特定の電流位相のタイミングで、電流位相の変化を停止することで、その時の電流位相に応じた位置にロータを停止することができ、これによってモータ２００の回転が制御される。

２つのコイル２２，２４への電流経路の電圧は、スイッチ３２を介しコンパレータ３４に供給される。ここで、スイッチ３２は、コンパレータ３４に２つのコイル２２，２４の内の一方のコイルに供給する電流経路の電圧を順次選択する。従って、コンパレータ３４には、コイル２２，２４に印加される電圧が順次供給されることになる。コンパレータ３４は、コイル２２，２４の両端に印加される電圧を比較し、その結果についての信号を生成する。

コンパレータ３４は、比較結果についての信号を駆動電流調整回路３６に供給する。駆動電流調整回路３６は、コンパレータ３４の比較結果に基づき、モータ２００への電流振幅を決定する。そして、この電流振幅についての調整信号を出力制御回路１２に供給する。従って、出力制御回路１２は、入力信号および調整信号から駆動制御信号を生成する。また、オフセット発生回路３８からの出力がコンパレータ３４の一方の入力端に接続されている。従って、オフセット発生回路３８から発生するオフセット電圧によって、２つの入力の比較に任意のオフセットを付加することができる。すなわち、オフセットが０であれば、コイル２２，２４の両端電圧の差が０を境界としてコンパレータ３４の出力が反転するが、オフセット電圧によって、その点を任意に移動することができる。

なお、コンパレータ３４および駆動電流調整回路３６が誘起電圧検出手段に該当し、出力制御回路１２および出力回路１４が制御手段に該当する。

図２には、出力回路１４の一部とモータ２００の１つのコイル２２（２４）の構成を示す。

このように、電源とアースの間に２つのトランジスタＱ１、Ｑ２の直列接続からなるアームと、２つのトランジスタＱ３、Ｑ４の直列接続からなるアームが設けられており、トランジスタＱ１、Ｑ２の中間点と、トランジスタＱ３、Ｑ４の中間点との間にコイル２２（２４）が接続される。そして、トランジスタＱ１、Ｑ４をオン、トランジスタＱ２、Ｑ３をオフすることで、コイル２２（２４）に一方向の電流を流し、トランジスタＱ１、Ｑ４をオフ、トランジスタＱ２、Ｑ３をオンすることで、コイル２２（２４）に反対方向の電流を流し、コイル２２，２４を駆動する。

このような回路が２つ設けられることで、２つのコイル２２，２４に供給する電流を個別に制御することができる。

図３には、出力制御回路１２の構成が示されている。所定のクロックがカウンタ４０に供給され、このカウンタ４０がクロックを順次カウントアップする。カウンタ４０が出力する複数ビットの信号は２つのアンド回路４２，４４に入力される。アンド回路４２の他の入力端には、設定回路４６から供給されるカウンタ４０の出力と同じビット数で示される周期設定値が入力されている。従って、アンド回路４２は、カウンタ４０のカウント値と周期設定値とが一致したときにＨレベルを出力する。そして、このアンド回路４２の出力がカウンタ４０のリセット端子に接続されている。従って、カウンタ４０は、クロックをカウントして、そのカウント値が周期設定値と一致するとアンド回路４２の出力によってリセットされる。すなわち、カウンタ４０は、周期設定値までのカウントを繰り返すことになる。

一方、アンド回路４４の他方の入力端には、設定回路４６から反転設定値が供給されている。従って、カウンタ４０の出力が反転設定値となった場合にアンド回路４４からＨレベルが出力される。

アンド回路４２の出力は、フリップフロップ４８のクロック入力端Ｃに供給され、アンド回路４４の出力は、フリップフロップ４８のリセット端に供給される。このフリップフロップ４８のＤ入力端は、Ｈレベルにセットされている。従って、カウンタ４０の値が周期設定値になるとＨレベルにセットされ、反転設定値になった場合にＬレベルに戻り、これを繰り返すことになる。従って、フリップフロップ４８の出力には、１周期が周期設定値によって定められ、Ｈレベルの期間（デューティー比）が反転設定値で定められる矩形波（ＰＷＭ波形）が得られる。

そして、設定回路４６には、入力信号と、駆動電流調整回路３６からの調整信号が供給されている。入力信号は、モータ２００の回転制御指令であり、これによって周期設定値が決定され、１回転の時間（回転速度）が決定される。ここで、図４にモータの回転位相を示す。１つのコイル２２に対し供給する駆動電流は、電気角で示すロータの回転角として、０°，１８０°において１００％、９０°，２７０°において０％であり、４５°，１３５°，２２５°，３１５°において、７１％であり、他方のコイル２４において、これと９０°位相が異なる。従って、例えば１−２相駆動（８フェーズ）であれば、一方のコイル２２の駆動電流を制御する系統において、反転設定値を０，７１，１００，７１，０，７１，１００，７１，０のように設定することでロータの１回転の電流を８つのフェーズに分けて制御できる。なお、２回目の１００の場合、コイルに流す電流は１回目の１００の場合と反対方向である。また、３回目、４回目の７１の場合、コイルに流す電流は、１枚目、２回目の７１の場合と反対方向である。

ここで、上記デューティー比は、最大トルクでの駆動の場合を示している。ここで、モータ２００の供給電流が十分でない場合、パワー不足となり、所望の回転駆動が行えなくなる。そこで、従来は十分大きなモータ駆動電流を供給していた。しかし、このような駆動は、エネルギーの浪費である。

本実施形態では、調整信号に応じて、デューティー比を下げる。例えば、７１％→５７％、１００％→８０％等にする。これは上述のように調整信号に応じて、反転設定値を変更することで、容易に行うことができる。なお、減少させる割合は、同一の割合でなくてもよい。

ここで、図５に、駆動電力に十分余裕がある場合における、コイル２２（２４）における駆動電圧波形と、誘起電圧波形を示す。なお、誘起電圧波形は、必ずしも正弦波にならないが、ここでは正弦波に近いものとして表現している。また、駆動電圧波形は、コイル２２（２４）の両端の電位差を波形にしたものである。ここで、９０°、２７０°においては、コイルへの電圧供給は、０となり、図２で示すトランジスタＱ１〜Ｑ４は全てオフとなり、ハイインピーダンス状態となっている。そこで、コイルには、誘起電圧波形がそのまま現れる。そして、この誘起電圧波形は、駆動電圧波形に比べ位相が進んでいる。すなわち、ハイインピーダンスの期間の当初において既に、０をクロスしてしまう。これは他方側のコイルに流れる電流が十分大きいため、早期にロータが回転し、全体として誘起電圧波形が進んでいるためと考えられる。

駆動電圧のデューティー比を落としていくと、誘起電圧波形が段々駆動電圧波形の位相にそろってくる。そして、所定の回転が行えなくなる脱調前には、誘起電圧波形は駆動電圧波形に対し遅れるようになる。そして、脱調状態となると、ロータが回転せず、誘起電圧波形が得られなくなる。

図６には、適切な駆動電流を供給した場合の駆動電圧波形および誘起電圧波形が示してある。このように、ハイインピーダンスの期間の真ん中当たりにゼロクロスが存在する。

これより、ゼロクロスがハイインピーダンスの期間中央付近にあるのが最適駆動と考え
られる。もっとも、モータ２００の回転に必要なトルクは、変動することもあり、脱調を避けるためには、若干余裕が必要である。特に、トルク変動が大きい場合には、駆動電流に十分余裕が必要となる。

モータ２００の回転のトルクに余裕を持たせる場合、誘起電圧波形の位相が駆動電流波形の位相に対して進むように制御することが好ましい。つまり、誘起電圧波形のゼロクロスが、ハイインピーダンス期間の真ん中当たりよりも進んだ位置に存在するように制御する。誘起電圧波形の位相が駆動電流波形の位相に対して進むように制御することで、モータ２００が脱調するのを防ぎつつ、モータ２００で消費されるエネルギーを低減させることができる。

本実施形態では、図１におけるスイッチ３２において、コイル２２（２４）のハイインピーダンス期間を選択して、コイル両端電圧をコンパレータ３４に供給する。従って、コンパレータ３４の出力が反転するタイミングにより誘起電圧のゼロクロスのタイミングを検出できる。なお、図示は省略したが、出力制御回路１２においてコイル２２（２４）のハイインピーダンス期間は認識されており、この出力制御回路１２からの信号で、スイッチ３２を制御し、また駆動電流調整回路３６がハイインピーダンスの期間のどのタイミングでコンパレータ３４の出力が反転したかを検出すればよい。

また、オフセット発生回路３８からの信号によって、駆動電力を比較的大きめにしたり、最適値にしたりすることが可能となる。一般的にモータ２００の用途によって、どの程度の余裕を持たせればよいかは予め決定できるので、オフセット発生回路３８の出力は向上において設定した固定値にするとよい。しかし、脱調の発生に応じてその後自動的にオフセットを大きくするなど、可変としてもよく、さらにユーザによって調整可能としてもよい。

また、駆動電流調整回路３６は、誘起電圧波形のゼロクロスが所定期間（例えば、ハイインピーダンスの期間の中央±２５％の期間）に入っている場合には、そのままの駆動を維持する調整信号を出力し、この期間から外れた場合に、駆動電流を増減する信号を発生することが好適である。

なお、オフセットを付加して比較する方式は、上記例に限定されることなく、他の方式を採用してもよい。例えば、コイルの両端電圧を増幅しておき、これを可変の基準電圧と比較してもよい。基準電圧は、電源電圧の抵抗分割や、レジスタから読み出したデジタル値をＤＡＣによりアナログ電圧に変更してもよい。オフセット発生回路３８も同様に電圧発生手段を採用できる。

さらに、コンパレータ３４の出力において、上昇方向または下降方向のいずれか一方のゼロクロスのみをサンプリングすることも好適である。上昇方向と、下降方向では、ゼロクロス位置が異なる可能性があり、一方のみをサンプリングすることで、より安定した制御を行うことができる。

このように、本実施形態によれば、モータの駆動電力を適切なものに設定できるので、無駄な電力の消費を抑制することができる。特に、誘起電圧を検出し、この状態に応じてモータ駆動電力を制御するため、脱調を防止しつつ省電力化を図ることができる。

すなわち、モータ負荷の状態、速度などモータの回転駆動状態に応じた適切なモータ駆動制御が行える。

また、大電力でモータ駆動をすると、必要以上の力で、ロータを回転させるため、また脈動などを発生しやすく、騒音が発生しやすい。本実施形態によって、騒音の発生を抑制することができる。

さらに、この制御では、ホール素子などのロータの回転位置検出素子が不要である。従って、低価格化、配線数の低減などを図ることができ、さらに検出素子の取り付けエリアが不要であるという効果も得られる。また、ホール素子がないため、高温にも強く、さらに検出の際に駆動電流のロスも発生しない。

また、ドライバの駆動方式としては、モータ電流を流さないときに出力をハイインピーダンスにする方式の他に、出力を０Ｖに固定する方式がある。すなわち、ハイインピーダンスにする場合は、図２のトランジスタＱ１〜Ｑ４をオフするが、出力を０Ｖにする方式では、トランジスタＱ１，Ｑ３をオフ、トランジスタＱ２，Ｑ４をオンし、コイル２２（２４）の両端を０Ｖに固定する。

出力を０Ｖにすると、誘起電圧波形を検出することができない。さらに、２相励磁駆動では、誘起電圧を検出することができるハイインピーダンス期間が存在しない。そこで、これらの場合には、駆動に影響が出ない範囲で、ハイインピーダンス期間を適宜挿入して、その期間に誘起電圧波形を検出すればよい。

次に、本発明の他の実施形態について、図面に基づいて説明する。上述の本発明の実施形態と、以下に説明する他の実施形態とは、コイル２２，２４の両端に印加される電圧を比較する回路の構成が異なり、具体的には駆動電流調整回路７０がコイル２２，２４の両端に印加される電圧を比較する。なお、本発明の実施形態と同じ番号を付している回路は構成や動作もおよそ同じであるので、その説明を省略する。

「全体構成」
図７は、全体構成を示す図であり、システムは、ドライバ１００と、モータ２００とから構成される。駆動電流調整回路７０を除いて、本発明の実施形態と同じ構成である。

２つのコイル２２，２４への４つの電流経路の出力ＯＵＴ１〜ＯＵＴ４の電圧は、駆動電流調整回路７０に供給される。駆動電流調整回路７０は、出力ＯＵＴ１〜ＯＵＴ４の電圧に基づき、モータ２００への電流振幅を決定する。そして、この電流振幅についての調整信号を出力制御回路１２に供給する。従って、出力制御回路１２は、入力信号および調整信号から駆動制御信号を生成する。なお、駆動電流調整回路７０が誘起電圧検出手段に該当する。

「駆動電流調整回路の構成」
駆動電流調整回路７０の構成例を図８に示す。ＯＵＴ１〜ＯＵＴ４の電圧は、４つのスイッチ７２をそれぞれ介し、ＡＤＣ７４に入力される。ＡＤＣ７４は、スイッチ７２により選択されて入力されてくる電圧をデジタル信号に変換して順次出力する。ＡＤＣ７４の出力は、制御ロジック７６に供給される。この制御ロジック７６は、供給されるＯＵＴ１〜ＯＵＴ４の電圧波形に基づき、モータ２００への電流振幅を決定し、この電流振幅についての調整信号を出力制御回路１２に供給する。

出力制御回路１２は、調整信号に応じてＰＷＭ制御における駆動制御信号を作成するが、ここでＰＷＭ制御の方式には、ダイレクトＰＷＭ制御方式と、定電流チョッピング方式がある。

ダイレクトＰＷＭ制御方式の場合では、矩形波のデューティー比と電流出力とが比例すると仮定してＰＷＭ制御を行う。このとき、モータに誘起電圧が生じていると実際の電流出力値は小さくなる。ダイレクトＰＷＭ制御方式では、目標となる矩形波のデューティー比と、矩形波の振幅を調整する係数とを制御することで、電流出力値を調整することができる。

定電流チョッピング方式の場合では、電源とアースの間を流れる電流を検出することで、モータを駆動する電流を検出し、その電流が目標値となるように矩形波のパルス幅を変更する制御を行う。定電流チョッピング方式では、上記の目標値を変更することで、電流出力値を調整することができる。

本実施形態では、ダイレクトＰＷＭ制御方式を採用したドライバ回路の説明を行う。

ここで、本実施形態においては、４つのコイル端への出力電圧ＯＵＴ１〜ＯＵＴ４をそのままＡＤＣ７４でＡＤ変換している。

このために、タイミング回路７８を有しており、このタイミング回路７８が各コイルの駆動位相に基づき、スイッチ７２のスイッチングを制御すると共に、出力回路１４におけるトランジスタＱ２，Ｑ４のスイッチングを制御している。すなわち、コイル２２（２４）において、一方の端子ＯＵＴをグランドに接続し、他方の端子ＯＵＴをオープンとする。これによって、オープン側の端子ＯＵＴに誘起電圧が現れる。これをＡＤＣ７４に入力して、ＡＤＣ７４は振幅を示すデジタル値を出力する。

ここで、上述のように、１つのコイル２２（２４）に対する出力回路は図２のような構成を有している。そして、１つのコイル２２（２４）の駆動は、トランジスタＱ４をオンしている状態で、トランジスタＱ１をＰＷＭ制御する状態と、トランジスタＱ２をオンして、トランジスタトランジスタＱ３をＰＷＭ制御する状態を繰り返す。

図９には、コイル２２へ駆動電圧を印加するＯＵＴ１−ＯＵＴ２間の電圧波形、コイル２４へ駆動電圧を印加するＯＵＴ３−ＯＵＴ４間の電圧波形を示してある。このように、２つのコイル２２，２４への駆動波形は、９０度位相が異なっており、コイル２２の駆動波形の方がコイル２４の駆動波形に比べ９０度進んでいる。

そして、ＯＵＴ３−ＯＵＴ４間の電圧波形の例では、図２における、トランジスタＱ４をオンしトランジスタＱ１をＰＷＭ制御している状態から、トランジスタＱ２をオンし、トランジスタＱ３をＰＷＭ制御する状態へ移行するとき、すなわち駆動波形の１８０度のステップと、トランジスタＱ２をオンしトランジスタＱ３をＰＷＭ制御している状態から、トランジスタＱ４をオンし、トランジスタＱ１をＰＷＭ制御する状態へ移行するとき、すなわち駆動波形の０度のステップとにおいて、誘起電圧を検出する。

すなわち、この期間においてトランジスタＱ１，Ｑ３はオフのままとして、次のフェーズにおいてオンとなるべきトランジスタＱ２（またはＱ４）をオンする。なお、トランジスタＱ４（またはＱ２）はオフのままにする。

図９の例では、電気角０度の近辺において、コイル２２に対するＯＵＴ１−ＯＵＴ２では、トランジスタＱ４をオンしトランジスタＱ１をＰＷＭ制御している状態であり、電気角９０度のステップにおいて、トランジスタＱ２をオンしてＯＵＴ１をグランドＧＮＤに接続、トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ４をオフして、ＯＵＴ２をオープン状態にする。これによって、コイル２２における誘起電圧がＯＵＴ２に得られ、スイッチ７２−２をオンすることで、誘起電圧がＡＤＣ７４に入力される。電気角２７０度のステップにおいて、トランジスタＱ４をオンしてＯＵＴ２をグランドＧＮＤに接続、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３をオフして、ＯＵＴ１をオープン状態にする。これによって、コイル２２における誘起電圧がＯＵＴ１に得られ、スイッチ７２−１をオンすることで、誘起電圧がＡＤＣ７４に入力される。コイル２４は、位相が９０度遅れているため、電気角０度においてＯＵＴ３がオープンとなり、ＯＵＴ４がグランドに接続され、スイッチ７２−３がオンとなりＯＵＴ３の誘起電圧がＡＤＣ７４に供給され、電気角１８０度においてＯＵＴ４がオープンとなり、ＯＵＴ３がグランドに接続され、スイッチ７２−４がオンとなりＯＵＴ４の誘起電圧がＡＤＣ７４に供給される。

このような誘起電圧計測のためのコイル２２，２４に対する出力回路１４における各トランジスタＱ１〜Ｑ４のスイッチング、スイッチ７２の制御は、タイミング回路７８が出力制御回路１２からのスイッチング位相の信号に基づいて行う。

コイル２２（２４）の誘起電圧は、両端の電圧の差として求められる。しかし、本実施形態においては、誘起電圧を測定する際にコイル２２(２４）の一端がグランドに接続されているため、オープン状態となっている他端において、コイル２２（２４）の両端の電位差の値が直接に得られる。従って、コイルの両端の電位差をオペアンプで検出する必要がなく、回路が簡単になる。また、オープン側のＯＵＴは、誘起電圧が上昇する側の端子であり、ＡＤＣ７４への入力は基本的に正の電圧になり、ＡＤＣ７４においてそのままデジタル信号に変換が可能である。

このようにして、駆動電流波形が０となる位相における誘起電圧が順次ＡＤＣ７４によって検出できる。従って、２つのコイル２２，２４において、モータの電気角１周期において、４回の検出が行える。なお、誘起電圧の検出期間は、本実施形態で採用している１−２相励磁モードで１／８周期となり、Ｗ１−２相励磁モードで１／１６周期となる。

駆動電流調整回路７０の他の構成例を図１０に示す。駆動電流調整回路７０は、差動増幅回路８２、ＡＤＣ８４およびオフセット発生回路８６を備える。差動増幅回路８２は、コイル２２の両端の電位またはコイル２４の両端の電位を差動増幅して、ＡＤＣ８４に出力する。ＡＤＣ８４は、差動増幅回路８２から出力されるアナログ値をデジタル値に変換し、出力制御回路１２に出力する。

以下、差動増幅回路８２の具体的構成について説明する。差動増幅回路８２は、オペアンプＯＰ１、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２、第３抵抗Ｒ３および第４抵抗Ｒ４を含む。

オペアンプＯＰ１の反転入力端子には、第１抵抗Ｒ１を介してコイル２２またはコイル２４の一端の電位が入力される。オペアンプＯＰ１の、反転入力端子と出力端子とは第２抵抗Ｒ２を介して接続される。第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２は直列に接続される。

オペアンプＯＰ１の非反転入力端子には、第３抵抗Ｒ３を介してコイル２２またはコイル２４の一端の電位が入力される。また、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子は、第４抵抗Ｒ４を介してオフセット発生回路８６に接続される。第３抵抗Ｒ３と第４抵抗Ｒ４は直列に接続される。なお、オフセット発生回路８６を設けない場合、第４抵抗Ｒ４はオフセット発生回路８６の代わりに、グラウンドに接続される。

第１抵抗Ｒ１と第３抵抗Ｒ３の抵抗値を同じ値に設定し、第２抵抗Ｒ２と第４抵抗Ｒ４の抵抗値を同じ値に設定する。この条件では、差動増幅回路８２の増幅率はＲ２／Ｒ１により決定される。設計者またはユーザは、第１抵抗Ｒ１（＝第３抵抗Ｒ３）および第２抵抗Ｒ２（＝第４抵抗Ｒ４）の抵抗値を調整することにより、差動増幅回路８２の増幅率を調整することができる。

オフセット発生回路８６は、第５抵抗Ｒ５および第６抵抗Ｒ６を含む。第５抵抗Ｒ５および第６抵抗Ｒ６は直列に接続され、その直列回路は電源とグラウンドとの間に接続される。第５抵抗Ｒ５と第６抵抗Ｒ６との分圧点は第４抵抗Ｒ４に接続される。設計者またはユーザは、第５抵抗Ｒ５および第６抵抗Ｒ６の抵抗値を調整することにより、第５抵抗Ｒ５と第６抵抗Ｒ６との分圧比を調整し、差動増幅回路８２に加えるオフセット電圧を調整することができる。

第１スイッチＳ１は、コイル２２の第１端子と、差動増幅回路８２の反転入力端子とを導通または非導通させるためのスイッチである。第２スイッチＳ２は、コイル２２の第１端子と、差動増幅回路８２の非反転入力端子とを導通または非導通させるためのスイッチである。第３スイッチＳ３は、コイル２２の第２端子と、差動増幅回路８２の反転入力端子とを導通または非導通させるためのスイッチである。第４スイッチＳ４は、コイル２２の第２端子と、差動増幅回路８２の非反転入力端子とを導通または非導通させるためのスイッチである。

第５スイッチＳ５は、コイル２４の第１端子と、差動増幅回路８２の反転入力端子とを導通または非導通させるためのスイッチである。第６スイッチＳ６は、コイル２４の第１端子と、差動増幅回路８２の非反転入力端子とを導通または非導通させるためのスイッチである。第７スイッチＳ７は、コイル２４の第２端子と、差動増幅回路８２の反転入力端子とを導通または非導通させるためのスイッチである。第８スイッチＳ８は、コイル２４の第２端子と、差動増幅回路８２の非反転入力端子とを導通または非導通させるためのスイッチである。

コイル２２の誘起電圧が検出される場合、第１スイッチＳ１がオンおよび第２スイッチＳ２がオフ、ならびに第３スイッチＳ３がオフおよび第４スイッチＳ４がオンの第１状態と、第１スイッチＳ１がオフおよび第２スイッチＳ２がオン、ならびに第３スイッチＳ３がオンおよび第４スイッチＳ４がオフの第２状態とが、コイル２２からみて出力回路１４がハイインピーダンス状態に制御されるフェーズごとに交互に切り替えられる。

コイル２４の誘起電圧が検出される場合、第５スイッチＳ５がオンおよび第６スイッチＳ６がオフ、ならびに第７スイッチＳ７がオフおよび第８スイッチＳ８がオンの第３状態と、第５スイッチＳ５がオフおよび第６スイッチＳ６がオン、ならびに第７スイッチＳ７がオンおよび第８スイッチＳ８がオフの第４状態とが、コイル２４からみて出力回路１４がハイインピーダンス状態に制御されるフェーズごとに交互に切り替えられる。

この制御方式では、誘起電圧がゼロを境に上昇方向に変化しているときも下降方向に変化しているときも、オペアンプＯＰ１の出力電圧の極性を、たとえば正に、統一することができる。したがって、オペアンプＯＰ１の出力電圧範囲およびＡＤＣ８４の入力電圧範囲を狭くすることができ、オペアンプＯＰ１およびＡＤＣ８４のコストを抑制することができる。なお、誘起電圧の極性は、ハイインピーダンス状態に制御されるフェーズごとに交互に切り替わるため、ＡＤＣ８４の後段で、その出力デジタル値に極性情報を容易に追加することができる。

また、オペアンプＯＰ１の出力電圧の極性を統一させない場合、第２スイッチＳ２、第３スイッチＳ３、第６スイッチＳ６および第７スイッチＳ７は設ける必要がない。また、この構成でも、誘起電圧のサンプリングを一フェーズ飛ばしで実行すれば、当該極性を統一させることができる。ただし、収束時間が全フェーズでサンプリングする場合と比較し、遅くなる。

また、駆動電流調整回路７０を、差動増幅回路およびアナログデジタル変換回路により構成することにより、誘起電圧を精度よく検出することができる。すなわち、低電圧で駆動されるステッピングモータでは誘起電圧も小さな値となるが、その場合でも、コイルの両端電位を差動増幅回路の二つの入力端子に入力し、それを差動増幅することにより、誘起電圧を精度よく検出することができる。また、その検出結果をデジタル値に変換することにより、デジタル値によるフィードバック制御が可能となり、補正精度を向上させることができる。

「誘起電圧検出タイミング」
上述のように、本実施形態によれば、コイルがハイインピーダンス状態にある期間においてここに生じる誘起電圧を検出し、この検出値に基づいてモータ駆動電流を制御する。ここで、図１に示すように、モータ２００には、２つのコイル２２，２４が存在する。そして、一方のコイル２２（２４）がハイインピーダンスの場合には、他方側のコイル２４（２２）は比較的高デューティー比で駆動されている。

従って、一方のコイル２２（２４）に生じる誘起電圧には、他方のコイル２４（２２）の影響、特にＰＷＭによる電流変化の影響が生じる。そこで、他方のコイル２４（２２）の影響を受けないタイミングで誘起電圧を検出することが好適である。

図１１には、このための構成例が示されている。設定回路４６からの周期設定値およびカウンタ４０の出力はタイミング設定回路５０に供給される。タイミング設定回路５０は、１周期のうちで、他方のコイル２４（２２）の影響を受けないタイミング（ノイズの少ないタイミング）を生成し、このタイミング信号を図１における駆動電流調整回路３６に供給する。駆動電流調整回路３６では、タイミング信号に基づいて誘起電圧をサンプリングし、これに基づいて調整信号を生成する。このため、正確な誘起電圧を検出することができる。

図１２には、２つのコイル両端電圧を示している。一方のコイル２２（２４）がハイインピーダンスの場合、他方のコイル２４（２２）は、デューティー比が大きな駆動状態になっている。そして、この他方のコイル２４（２２）における電圧変化に伴い、誘起電圧にノイズがのる。そこで、この期間を避けて誘起電圧を検出することで、他のコイル２４（２２）の電流変化に伴うノイズの影響を排除することができる。すなわち、出力制御回路１２は、２つのコイル２２，２４のＰＷＭ波形を作成しており、ＰＷＭ波形の変換タイミングについてのデータを有している。そこで、タイミング設定回路５０において、他方のコイル２４（２２）の信号が変化しない時点をサンプリングタイミングとして、誘起電圧を例えばＰＷＭ波形の１周期に１回、他方のコイル２４（２２）の電圧が一定のタイミングを特定してサンプリングする。そして、サンプリングして得た誘起電圧の変化から、誘起電圧のゼロクロス時点が所定の範囲に入っているかを判定することができる。

また、図１３には、一方のコイル２２（２４）を駆動するＰＷＭ波形と、ステップ信号、ＰＷＭ波形を作成する基になるクロックを示す。

ステップ信号は、モータの回転についての信号で、デューティー比５０％の矩形波であり、このステップ信号によって、電気角の１回転（３６０°）が認識される。なお、モータの機械的な１回転はポール数（極数）などによって変化する。

図１１の回路において、カウンタ４０がクロックのカウント値を出力するため、タイミング設定回路５０において、特定のカウント値をサンプリングタイミングとすることによって、適切なサンプリングタイミングを設定することができる。

また、１つのフェーズ（ハイインピーダンス期間）における真ん中の周辺期間について、図１３においては、１フェーズの長さをＢとし、１フェーズの開始からゼロクロスが判定された位置までの長さをＡとして示している。モータ駆動電流の余裕が同一であれば、比Ａ／Ｂは、回転速度によらず一定になるように制御することが好適である。

さらに、この比Ａ／Ｂが一定である時点での誘起電圧の値を検出し、この検出値（電圧値）が０付近、すなわち０に対し所定の範囲内であることにより、モータ駆動電流を制御することもできる。この場合には、誘起電圧の検出は、１つのハイインピーダンス期間に１回でよい。

「機械角を考慮した判定」
図１４には、ロータがＮ，Ｓ極を１つずつ有する２極で、これを４つのコイル２２−１，２２−２，２４−１，２４−２で駆動する例を示す。ステータ側のコイル２２−１と、２２−２、コイル２４−１と、２４−２はそれぞれ互いに１８０°異なる位相の電流を流す。また、コイル２２−１および２２−２と、コイル２４−１および２４−２とは、それぞれ位相が９０°異なる。従って、１周期がモータの１回転に対応することは、上述の例と同様である。これによって、上述のようなロータ２６の回転を生起できる。

図１５には、ロータを４極とし、コイル２２，２４の機械角を４５°ずれたものにしている。なお、上述のようにして駆動する場合には、電流位相が１８０°異なるコイルをそれぞれ設け、トータル８つのステータコイルを設けることが好適である。そして、隣接するコイル２２，２４に位相が９０°異なる電流を供給することで、電気位相の３６０°により、ロータ２６の回転は１８０°になる。このようにして、モータの極数を変更することで、電気角の１回転に対応する機械（ロータ）回転角を変更することができる。

このように、電気角の１周期が、機械角の１周期と対応せず、電気角の１周期がロータの回転角に１／４であったりする。このような場合、電気角が一定角度における誘起電圧であっても、機械角が異なる位置において検出した誘起電圧となる。機械角が異なれば、モータの機械的な構成に基づき誘起電圧に変化が生じる場合もある。

ここで、機械角と電気角の関係は、モータによって一意に決まる。例えば、機械角３６０°が例えば電気角の４×３６０°に対応することがわかっていれば、電気角の１４４０°分の誘起電圧を測定し、その測定結果の平均値などからゼロクロス点を正確に求めることができる。

なお、同一の機械角における検出値のみをサンプリングして、これに基づいてゼロクロ
ス点を検出することもできる。この場合も、機械角の３６０°分の異なる点での誘起電圧
測定結果からゼロクロスを検出すればよい。

図１６には、この実施形態の構成が示されている。コンパレータ３４の比較結果であるコイル両端電圧は、サンプリング回路６２に入力される。このサンプリング回路６２は、上述のように、ＰＷＭ波形におけるノイズの入らないタイミングを示すタイミング信号が供給されており、そのタイミングで誘起電圧をサンプリングし、それをゼロクロス検出手段６４に供給する。ゼロクロス検出手段６４は、供給されてくる誘起電圧の値から正負が反転するゼロクロス点を判定する。この判定は、例えば隣接する２つの検出電圧であって正負が変転するものが中央付近の設定領域内にあるか否かで判定する。なお、電気位相が遅れているか、進んでいるかは、そのコイルへの駆動電圧の変化状態と、検出したゼロクロス点位置または検出した誘起電圧が正か負かでわかる。

このようにして、１回のハイインピーダンス期間における誘起電圧についてのゼロクロスを検出した場合には、その検出結果がゼロクロス判定手段６６に供給される。ゼロクロス判定手段６６は、機械角の１周分（３６０°分）のゼロクロス検出結果を記憶しておき、これを平均して、機械角１周分の平均的なゼロクロス検出結果を得る。そして、この平均結果から、駆動電流量を変更すべきか、否かの判定を行い、調整信号を生成し出力する。なお、この例では、機械角の１周分の平均をとったが、必ずしも１周分とする必要はなく、２周分の平均でもよい。また、所定範囲内にあるか否かを多数決で決定してもよい。さらに、大きく外れている場合には、その外れ具合を示す調整信号を発生して、駆動電流量の変更量を大きくすることもできる。また、モータの脱調は、できるだけ避けたいため、最初はほぼフルパワー側の駆動でスタートし、徐々にパワーを減らす方向に調整することも好適である。

なお、ゼロクロス検出手段６４、ゼロクロス判定手段６６は、ハードで構成してもよいし、マイコンなどの機能を用いてソフトで構成してもよい。

１２ 出力制御回路、１４ 出力回路、２２，２４ コイル、２６ ロータ、３２，７２ スイッチ、３４ コンパレータ、３６，７０ 駆動電流調整回路、３８，８６ オフセット発生回路、４０ カウンタ、４２，４４ アンド回路、４６ 設定回路、４８ フリップフロップ、５０ タイミング設定回路、６２ サンプリング回路、６４ ゼロクロス検出手段、６６ ゼロクロス判定手段、７４，８４ ＡＤＣ、７６ 制御ロジック、７８ タイミング回路、８２ 差動増幅回路、１００ ドライバ、２００ モータ。

Claims (2)

1. ２つのコイルを含み、この２つのコイルへ供給される交流電流の位相を９０度異ならせて、コイルにより駆動されるロータを回転するステッピングモータのドライバ回路であって、
   一方のコイルの一方の端子がグランドに接続され、他方の端子がオープンの状態にあるフェーズに、そのコイルにおいて発生する誘起電圧を検出し、この誘起電圧の状態に応じて、コイルに供給するモータ駆動電流の大きさを制御し、
   本ドライバ回路は、
   前記２つのコイルのうちの第１コイルの一端に第１スイッチを介して、当該第１コイルの他端に第２スイッチを介して、前記２つのコイルのうちの第２コイルの一端に第３スイッチを介して、当該第２コイルの他端に第４スイッチを介して接続されるＡＤコンバータを有し、
   電気角０度において前記第３スイッチがオンし、前記第１スイッチ、前記第２スイッチ及び前記第４スイッチがオフし、
   電気角９０度において前記第２スイッチがオンし、前記第１スイッチ、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチがオフし、
   電気角１８０度において前記第４スイッチがオンし、前記第１スイッチ、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチがオフし、
   電気角２７０度において前記第１スイッチがオンし、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチがオフし、
   前記ＡＤコンバータは、電気角が０度、９０度、１８０度、及び２７０度において、オープン状態の端子に現れる誘起電圧をデジタル信号に変換して出力することを特徴とするドライバ回路。
2. 請求項１に記載のドライバ回路であって、
   誘起電圧の波形の位相がコイルへの供給電流の波形の位相に対して進むように、コイルに供給するモータ駆動電流の大きさを制御することを特徴とするドライバ回路。

Images