JP5638929B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
非絶縁型の直流−直流変換装置は、スイッチング素子、チョークコイル、コンデンサ、およびダイオード等を組み合わせた簡易な回路で構成することができる。また、絶縁型の直流−直流変換装置は、トランスを用いることで入力側と出力側とを電気的に分離し、伝導ノイズの遮断や感電を防止することができる。
具体的には、入力電圧に対する出力電圧の比率が、例えば降圧チョッパにおいて20%を下回るか、または昇圧チョッパにおいて500%を超える場合には、デューティ比が0.2を下回るか、または0.8を上回り、出力リプルが大きくなるという問題があった。
特許文献1には、出力電流指令値または出力電流検出値の大きさに応じて、非絶縁型直流−直流変換装置におけるスイッチング素子のスイッチング周波数を可変制御して、低出力領域においても出力リプルを小さくする直流電源装置が開示されている。
これにより、絶縁型直流−直流変換手段が出力する前段側電気出力値を後段の非絶縁型直流−直流変換手段において出力すべき電気量に対し適正な値とすることで、スイッチング手段における電圧、電流の変化幅を抑えることができる。例えば、前段側電気出力値を電圧とした場合には以下のとおりになる。
すなわち、降圧チョッパにおいて、後段側制御目標値(出力電圧)に基づいて前段の絶縁型直流−直流変換手段における前段側制御目標値を演算することで、前段の絶縁型直流−直流変換手段が出力する電圧を制御し、その値を低下させることにより、後段の非絶縁型直流−直流変換手段に入力される電圧を低下させることができる。その結果、電源装置全体では入力電圧に対する出力電圧の比率が20%を下回る場合でも、後段の非絶縁型直流−直流変換手段に入力される電圧に対する出力電圧の比率を20%以上とすることができる。
同様に、昇圧チョッパにおいて、後段側制御目標値(出力電圧)に基づいて前段の絶縁型直流−直流変換手段における前段側制御目標値を演算することで、前段の絶縁型直流−直流変換手段が出力する電圧を制御し、その値を上昇させることにより、後段の非絶縁型直流−直流変換手段に入力される電圧を上昇させることができる。その結果、電源装置全体では入力電圧に対する出力電圧の比率が500%を超える場合でも、後段の非絶縁型直流−直流変換手段に入力される電圧に対する出力電圧の比率を500%以下とすることができる。
これにより、デューティ比も0.5に近づける(0.2以上0.8以下)ことができ、第2のスイッチング手段における電流・電圧の変化幅を抑制し、出力リプルを確実に軽減することができる。
また、第1および第2のスイッチング手段のスイッチング周波数を変動させることはな
いため、負荷回路に必然的に存在する浮遊インダクタンスや浮遊静電容量との共振現象を
防止することができる。
さらに、電気エネルギーを効率化することができる。
なお、Zは抵抗の次元をもった比例係数である。
さらに、前記半導体スイッチは、偶数個の素子を直列接続しその中点を接地接続されてなる構成、または、複数個の素子を並列接続したユニットを偶数組直列接続しその中点を接地接続されてなる構成としてもよい。
以下、本発明の好適な実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
図1に示すように、電源装置100は、交流電源1から電力が供給され、負荷2に直流の電力を供給するようになっている。
整流手段出力平滑用コンデンサ4は、プラス側が、整流部3と絶縁型直流−直流変換部5との間に接続される。
すなわち、整流手段出力平滑用コンデンサ4は、整流部3によって整流された電力を平滑化し、絶縁型直流−直流変換部5に出力する。
スイッチング部51は、整流部3の出力側に接続され、制御部20によってスイッチングのオン/オフが制御され、デューティ比が変更される。
すなわち、スイッチング部51は、整流手段出力平滑用コンデンサ4によって平滑化された電力をスイッチング周期の矩形波に変換し、変圧器52に出力する。
すなわち、絶縁型直流−直流変換手段出力平滑用コンデンサ6は、絶縁型直流−直流変換部5から出力された電力を平滑化し、非絶縁型直流−直流変換部8に出力する。
非絶縁型直流−直流変換部8のスイッチング素子は、制御部20によってスイッチングのオン/オフ制御が行われ、デューティ比が変更される。
すなわち、非絶縁型直流−直流変換部8のスイッチング素子は、絶縁型直流−直流変換手段出力平滑用コンデンサ6によって平滑化された電力をスイッチング周期の矩形波に変換する。
この矩形波が整流および平滑化された直流電力(後段側電気出力値)が、負荷2に出力されるようになっている。
また、上記出力平滑用コンデンサ電圧測定部7は、絶縁型直流−直流変換制御部102へ、取得した電圧値に基づく信号を出力する。
すなわち、負荷電流測定部9は、後段側電気出力値を取得し、後段側電気出力値を示す信号を出力する。
具体的に、演算部101は、負荷2および後段側制御目標値の関係式を示す下記の式(1)に基づいて、前段側制御目標値を演算する。
ここで、V1を前段側制御目標電圧とし、V0を後段側制御目標電圧とし、I0を後段側制御目標電流とし、L0を負荷2のインダクタンスとし、Rを負荷2の抵抗成分とする。また、Kは、前段側制御目標電圧V1の後段側制御目標電圧V0に対する比例係数である。
また、例えば、後段側制御目標値が電圧値で与えられる場合は、その電圧値に比例係数Kを乗算した値が絶縁型直流−直流変換部5の出力すべき電圧値(前段側制御目標値)となる。
例えば、負荷2が、抵抗である場合、または、上記の式(1)のインダクタンスの項は無視されて、演算式はV1=KRI0となる。
また、例えば、負荷2が、電動機や電磁石のような誘導性負荷の場合、等価回路としてインダクタンスL0と抵抗Rの直列回路で表現でき、演算式は上記の式(1)で示される。
また、例えば、負荷2が、静電容量C0の容量性負荷の場合、その電圧の後段側制御目標値を微分し、その静電容量に応じた係数を乗じた値と、抵抗成分による電力損失に対応した成分の和とするのが望ましく、Rを負荷の抵抗成分とし、ZおよびKを各負荷成分の前記前段側制御目標電圧V1の後段側制御目標電圧に対する比例係数(Zは抵抗の次元をもった比例係数)としたとき、
演算式は、V1=ZC0(dV0/dt)}+KRI0となる。
例えば、後段側制御目標値を上昇させる場合、負荷のインダクタンスL0よりも大きいインダクタンスL0’、および負荷の抵抗成分Rよりも大きい抵抗成分R’を用いて前段側制御目標値を演算するものであっても良いし、後段側制御目標値を下降させる場合、負荷のインダクタンスL0よりも小さいインダクタンスL0’’、および負荷の抵抗成分Rよりも小さい抵抗成分R’’を用いて前段側制御目標値を演算するものであってもよい。
また、スイッチング部51および非絶縁型直流−直流変換部8のスイッチング素子のスイッチング周波数を変動させることはないため、負荷2に必然的に存在する浮遊インダクタンスや浮遊静電容量との共振現象を防止することができる。
0と、半導体スイッチ11と、電力回生制御部104とを有している構成とする。
また、電力回生部10は、出力部が、整流手段出力平滑用コンデンサ4と絶縁型直流−直流変換手段との間に接続されている。
半導体スイッチ11は、これに限定されず、例えば偶数個の素子を直列接続しその中点を接地接続したものであってもよいし、複数個の素子を並列接続した偶数組の半導体スイッチユニットを直列接続しその中点を接地接続したものであってもよい。
図2は、電力回生動作を示す各種タイムチャートであり、図2(a)は、負荷2における電流の変化を示し、図2(b)は、負荷2における電圧の変化を示し、図2(c)は、絶縁型直流−直流変換手段出力平滑用コンデンサ6における電圧の変化を示し、図2(d)は、半導体スイッチ11のオン/オフ制御変化を示し、図2(e)は、電力回生手段の出力電流の変化を示し、図2(f)は、整流手段出力平滑用コンデンサ4の電圧の変化を示す。
非絶縁型直流−直流変換制御部103は、負荷2の電圧がマイナス値となった場合、電力回生制御部104へ信号を出力する。
しかしながら、整流手段出力平滑用コンデンサ4は、電力回生部10からの回生電力を時間t3から蓄えることができるため、時間t3から時間t4にかけて電圧が上昇していることが分かる。
次に、本発明に係る第2の実施形態について説明する。本実施の形態において、上述したのと同一部材には同一符号を付してその説明を省略する。
上述した第1の実施形態と異なる点は、電力の回生を行う電力回生部10と、半導体スイッチ11と、電力回生制御部104とを有していない構成にされた点である。
さらに、本実施形態に係る電源装置200は、絶縁型直流−直流変換部5が、正負両極の出力を有し、非絶縁型直流−直流変換部8が、絶縁型直流−直流変換部5の正負両極出力の夫々が入力される正負両極の対称型回路構成を有している構成にされた点で第1の実施の形態と異なる。
このような構成であっても第1の実施の形態と同様の効果を有することができる。
次に、本発明に係る第3の実施形態について説明する。本実施の形態において、上述したのと同一部材には同一符号を付してその説明を省略する。
上述した第2の実施形態と異なる点は、電力の回生を行う電力回生部10と、半導体スイッチ11と、電力回生制御部104とを有している構成にされた点である。
さらに、本実施形態に係る電源装置300は、半導体スイッチ11が、偶数個(本実施形態では2個)直列接続され、その中点が接地接続されてなる構成にされた点で第1の実施の形態と異なる。
このような構成であっても上述の実施の形態と同様の効果を有することができる。
2 負荷
3 整流部
4 整流手段出力平滑用コンデンサ(第1のコンデンサ)
5 絶縁型直流−直流変換部
6 絶縁型直流−直流変換手段出力平滑用コンデンサ(第2のコンデンサ)
7 絶縁型直流−直流変換手段出力平滑用コンデンサ電圧測定部
8 非絶縁型直流−直流変換部
9 負荷電流測定部
10 電力回生部
11 半導体スイッチ
20 制御部
51 スイッチング部
52 変圧器
53 整流器
101 演算部
102 絶縁型直流−直流変換制御部
103 非絶縁型直流−直流変換制御部
104 電力回生制御部
Claims (7)
- 負荷に直流電力を供給する電源装置であって、
第1のスイッチング手段を有する絶縁型直流−直流変換手段と、
前記絶縁型直流−直流変換手段の出力側に接続され、第2のスイッチング手段を有する非絶縁型直流−直流変換手段と、
前記非絶縁型直流−直流変換手段が出力する電圧、電流、または電力の値である後段側電気出力値の後段側制御目標値に基づいて、前記絶縁型直流−直流変換手段が出力する電圧、電流、または電力の値である前段側電気出力値の前段側制御目標値を演算する演算手段と、
前記前段側電気出力値が前記前段側制御目標値に近づくように前記第1のスイッチング手段をオン/オフ制御すると共に、前記後段側電気出力値が前記後段側制御目標値に近づくように前記第2のスイッチング手段をオン/オフ制御する制御手段と、
前記絶縁型直流−直流変換手段の入力部に並列接続された第1のコンデンサと、
前記絶縁型直流−直流変換手段と前記非絶縁型直流−直流変換手段との間に並列接続された第2のコンデンサと、
入力側が前記非絶縁型直流−直流変換手段の出力部と接続され、出力側が前記第1のコンデンサと前記絶縁型直流−直流変換手段との間に接続され、前記負荷からのマイナスの電力をプラスに回生し前記第1のコンデンサへ蓄える電力回生手段と、
を有していることを特徴とする電源装置。 - V1を前段側制御目標電圧とし、I0を後段側制御目標電流とし、L0を前記負荷のインダクタンスとし、Rを前記負荷の抵抗成分とし、Kを前記前段側制御目標電圧V1の後段側制御目標電圧に対する比例係数としたとき、
前記演算手段は、V1=K{RI0+L0(dI0/dt)}の関係式から前記前段側制御目標値を演算することを特徴とする請求項1に記載の電源装置。 - V1を前段側制御目標電圧とし、V0を後段側制御目標電圧とし、C0を前記負荷の静電容量とし、Rを前記負荷の抵抗成分とし、ZおよびKを各負荷成分の前記前段側制御目標電圧V1の後段側制御目標電圧に対する比例係数としたとき、
前記演算手段は、V1=ZC0(dV0/dt)+KRI0の関係式から前記前段側制御目標値を演算することを特徴とする請求項1に記載の電源装置。 - 前記演算手段は、
前記後段側制御目標値を上昇させる場合、前記負荷のインダクタンスL0よりも大きいインダクタンスL0'、および前記負荷の抵抗成分Rよりも大きい抵抗成分R'を用いて前記前段側制御目標値を演算し、
前記後段側制御目標値を下降させる場合、前記負荷のインダクタンスL0よりも小さいインダクタンスL0''、および前記負荷の抵抗成分Rよりも小さい抵抗成分R''を用いて前記前段側制御目標値を演算することを特徴とする請求項2に記載の電源装置。 - 前記絶縁型直流−直流変換手段は、正負両極の出力を有し、
前記非絶縁型直流−直流変換手段は、前記絶縁型直流−直流変換手段の正負両極出力の夫々が入力される正負両極の対称型回路構成を有することを特徴とする請求項1ないし4の何れか1項に記載の電源装置。 - 前記電力回生手段の入力部を短絡する半導体スイッチを有することを特徴とする請求項1に記載の電源装置。
- 前記半導体スイッチは、偶数個の素子を直列接続しその中点を接地接続されてなる構成、または、複数個の素子を並列接続したユニットを偶数組直列接続しその中点を接地接続されてなる構成であることを特徴とする請求項6に記載の電源装置。
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