JP5035641B2 - 電動機駆動装置の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給するインバータを備えた電動機駆動装置の制御を行う制御装置に関する。

直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給するインバータを備えた電動機駆動装置を制御し、交流電動機の電流フィードバック制御を行う制御装置が既に知られている。このような電動機駆動装置の制御装置においては、交流電動機のコイルに流す電流の指令値である電流指令値と、当該コイルに流れる電流の検出値である電流検出値との偏差に基づいて電圧指令値を決定する電流制御処理と、当該電圧指令値に対応するインバータのスイッチング制御信号を生成する電圧制御処理との双方が所定の周期毎に繰り返し実行される。このような電流制御処理や電圧制御処理の実行周期に関して、例えば、下記の特許文献１には、電流制御処理の実行周期である電流制御周期が２００μｓや４００μｓに設定された構成が開示されている。

特許第３８９０９０７号公報

ところで、特許文献１には明記されていないものの、電流制御周期や電圧制御周期（電圧制御処理の実行周期）は、交流電動機がとり得る動作点（トルクや回転速度等）の全てで所望の制御性能（制御応答性や電流リプルの程度等）が得られるような値に固定値として設定されるのが一般的である。すなわち、電流制御周期や電圧制御周期は、これらの値が最も短くなるような動作点（以下、「限界動作点」という。）に合わせて設定される。これにより、電流制御周期や電圧制御周期が固定値として設定されていても、交流電動機をその動作点によらず適切に制御することが可能となる。

しかしながら、電流制御周期や電圧制御周期が上記のように固定値として設定されている構成では、交流電動機が上記限界動作点から大きく離れた動作点で動作している場合に、必要以上に短い周期で電流制御処理や電圧制御処理が実行されるおそれがある。この問題は、制御装置が電動車両やハイブリッド車両等に駆動力源として搭載された交流電動機を制御するものである場合に、特に顕著に現れるおそれがある。なぜなら、このような車両に搭載される交流電動機の動作点が取り得る範囲（以下、「動作点範囲」という。）は、ほぼ常時定格で運転されるような交流電動機に比べ大きな範囲となり得るからである。従って、電流制御周期や電圧制御周期が固定値に設定される従来の構成は、電動車両やハイブリッド車両等に駆動力源として搭載される交流電動機のような動作点範囲が大きくなり得る交流電動機に対して好適な形態とはなっていなかった。

そこで、動作点範囲が大きくなり得る交流電動機を制御するのに好適な電動機駆動装置の制御装置の実現が望まれる。

本発明に係る、直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給するインバータを備えた電動機駆動装置の制御を行う制御装置の特徴構成は、前記交流電動機のコイルに流す電流の指令値である電流指令値と前記コイルに流れる電流の検出値である電流検出値との偏差に基づいて電圧指令値を決定する電流制御処理を行う電流制御部と、前記電圧指令値に対応する前記インバータのスイッチング制御信号を生成する電圧制御処理を行う電圧制御部と、前記電流制御処理の実行周期である電流制御周期を、前記交流電動機の目標トルクに基づいて決定する電流制御周期決定部と、前記電圧制御処理の実行周期である電圧制御周期を、前記交流電動機の回転速度に基づいて決定する電圧制御周期決定部と、前記電流制御周期決定部及び前記電圧制御周期決定部の決定に基づいて、前記電流制御周期及び前記電圧制御周期を設定する制御周期設定部と、を備え、前記電流制御周期決定部は、前記目標トルクが小さくなるに従って連続的又は段階的に長くなる値を、前記目標トルクに応じて前記電流制御周期として決定し、前記電圧制御周期決定部は、前記回転速度が低くなるに従って連続的又は段階的に長くなる値を、前記回転速度に応じて前記電圧制御周期として決定する点にある。

上記の特徴構成によれば、交流電動機の目標トルクが小さくなるに従って電流制御周期として長い値が設定される。よって、目標トルクが小さくなることで低下する交流電動機の応答性に合わせて、電流制御周期を適切に設定することができる。これにより、交流電動機が適切に追従できないような短い周期で電圧指令値の更新（電流制御処理）が行われることを抑制することができる。
また、上記の特徴構成によれば、交流電動機の回転速度が低くなるに従って電圧制御周期として長い値が設定される。よって、回転速度が低くなることで緩慢になる、交流電動機の回転子の回転角を表す磁極位置の時間的変化に合わせて、電圧制御周期を適切に設定することができる。これにより、電流リプルの大きさを実用上問題のない程度に抑えるという観点から不必要に短い周期でスイッチング制御信号の生成（電圧制御処理）が行われることを抑制することができる。
従って、上記の特徴構成によれば、必要以上に短い周期で電流制御処理や電圧制御処理が実行されることを抑制しつつ、交流電動機の動作点に応じて電流制御周期及び電圧制御周期を設定することができため、制御装置が備える演算処理ユニットの演算負荷が不必要に増大するのを抑制することができる。また、電流制御周期や電圧制御周期が長くなるにつれて制御装置が備える演算処理ユニットの電流フィードバック制御に係る演算負荷が抑制されるため、当該演算処理ユニットに他の処理を同時に行わせること等が容易になる。このように、本発明に係る電動機駆動装置の制御装置は、動作点範囲が大きくなり得る交流電動機を制御するのに好適な形態となっている。
なお、インバータのスイッチング制御信号がキャリア（搬送波）に基づき生成されるＰＷＭ（pulse width modulation：パルス幅変調）信号である場合には、電圧制御周期の増大に合わせてキャリア周波数を低くすることで、スイッチング損失の低減を図ることもできる。

ここで、前記電流制御周期決定部が決定する前記電流制御周期は、前記目標トルクに応じて定まる前記交流電動機の電気的時定数に基づき設定された値であり、前記電圧制御周期決定部が決定する前記電圧制御周期は、前記回転速度に応じて定まる電気角一周に相当する時間に基づき設定された値であると好適である。

交流電動機が適切に追従できる電圧指令値の最小の更新周期は、目標トルク（電流指令値）の減少とともに増大し、この最小の更新周期は電気的時定数に基づいて適切に導出することができる。上記の構成によれば、電流制御周期決定部により決定される電流制御周期が、このような電気的時定数に基づき導出される最小の更新周期や、当該更新周期から長くなる側に大きく乖離しない周期として設定される構成とすることができる。このような構成とすることで、制御装置に起因する制御応答性の低下を抑制しつつ、目標トルクに応じて必要以上に短くない適切な周期を電流制御周期として設定することが可能となる。
また、電流リプルの大きさが実用上問題のない程度に抑えられるスイッチング制御信号の最大の更新周期は、回転速度の低下とともに増大し、この最大の更新周期は電気角一周に相当する時間に基づいて適切に導出することができる。上記の構成によれば、電圧制御周期決定部により決定される電圧制御周期が、このような電気角一周に相当する時間に基づき導出される最大の更新周期や、当該更新周期から短くなる側に大きく乖離しない周期として設定される構成とすることができる。このような構成とすることで、電流リプルの増大を抑制しつつ、回転速度に応じて必要以上に短くない適切な周期を電圧制御周期として設定することが可能となる。

また、前記制御周期設定部は、前記電流制御周期決定部により決定された前記電流制御周期が前記電圧制御周期決定部により決定された前記電圧制御周期より短い場合には、前記電圧制御周期として前記電流制御周期決定部により決定された前記電流制御周期と同じ値を設定すると好適である。

一般に、電圧制御処理は、時間的に直近の電流制御処理により決定された電圧指令値に基づきインバータのスイッチング制御信号を生成する。そのため、電流制御周期が電圧制御周期より短い場合には、電流制御処理による電圧指令値の更新結果の一部が電圧制御処理に反映されず、電圧指令値が不必要に頻繁に更新される状態となるおそれがある。この構成によれば、全ての電流制御処理の結果を有効に活用することができる。なお、電圧制御周期を電流制御周期に合わせて短い値に設定してもほとんど問題は生じない。

また、前記目標トルクがとり得る値の範囲を複数領域に区分して設定される複数の目標トルク域毎に前記電流制御周期を規定した電流制御周期マップと、前記回転速度がとり得る値の範囲を複数領域に区分して設定される複数の回転速度域毎に前記電圧制御周期を規定した電圧制御周期マップと、を記憶する制御周期記憶部を更に備え、前記電流制御周期マップは、前記目標トルク域が小さくなるに従って段階的に長くなる前記電流制御周期を規定し、前記電圧制御周期マップは、前記回転速度域が低くなるに従って段階的に長くなる前記電圧制御周期を規定し、前記電流制御周期決定部は、前記制御周期記憶部に記憶された前記電流制御周期マップを参照して前記電流制御周期を決定するとともに、前記電圧制御周期決定部は、前記制御周期記憶部に記憶された前記電圧制御周期マップを参照して前記電圧制御周期を決定すると好適である。

この構成によれば、電流制御周期決定部や電圧制御周期決定部は、制御周期記憶部に記憶された電流制御周期マップや電圧制御周期マップを参照するだけで電流制御周期や電圧制御周期を適切に決定することができる。よって、電流制御周期決定部や電圧制御周期決定部の構成を簡素なものとすることができるとともに、制御装置が備える演算処理ユニットの演算負荷が電流制御周期や電圧制御周期の決定時に大きく増大するのを抑制することができる。

また、前記電流制御処理は、前記電流指令値と前記電流検出値との偏差に基づいて少なくとも比例制御及び積分制御を行って前記電圧指令値を決定する電流フィードバック制御処理であり、前記比例制御の制御ゲインである比例制御ゲイン、及び前記積分制御の制御ゲインである積分制御ゲインの双方が、前記電流制御周期に応じて変更されると好適である。

この構成によれば、電流制御周期が変更された場合に、オーバーシュート現象の発生や電流指令値に対する電流検出値の追従性の低下を抑制しつつ、比例制御ゲインや積分制御ゲインを適切に設定することができる。

本発明の実施形態に係る電動機駆動装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態に係る制御装置の機能ブロック図である。 本発明の実施形態に係る電流制御周期マップ及び電圧制御周期マップを概念的に示す図である。 ｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスと電流との関係の一例を示す図である。

本発明に係る電動機駆動装置の制御装置の実施形態について、図面を参照して説明する。図１に示すように、本実施形態では、電動機駆動装置１が、三相交流により動作する交流電動機としての埋込磁石構造の同期電動機４（ＩＰＭＳＭ、以下単に「電動機４」という。）を駆動する装置として構成されている場合を例として説明する。本実施形態では、制御装置２は、電動機駆動装置１を制御することにより、ベクトル制御法を用いて電動機４の電流フィードバック制御を行う。具体的には、図２に示すように、制御装置２は、電流制御処理を電流制御周期Ｐｉ毎に行う電流制御部２４と、電圧制御処理を電圧制御周期Ｐｖ毎に行う電圧制御部１０とを備えている。そして、図３に示すように、この制御装置２は、回転速度ωや目標トルクＴＭで定まる電動機４の動作点に応じて電流制御周期Ｐｉや電圧制御周期Ｐｖを設定する点、及び設定される電流制御周期Ｐｉや電圧制御周期Ｐｖと電動機４の動作点との関係に特徴を有している。以下、本実施形態に係る電動機駆動装置１及びその制御装置２について詳細に説明する。

１．電動機駆動装置の構成
まず、本実施形態に係る電動機駆動装置１の構成について図１に基づいて説明する。この電動機駆動装置１は、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換して電動機４に供給するインバータ６を備えている。なお、電動機４は、必要に応じて発電機としても動作するように構成されている。電動機４は、例えば、電動車両やハイブリッド車両等の駆動力源として用いられる。また、電動機駆動装置１は、直流電圧Ｖｄｃを発生させる直流電源３と、直流電源３からの直流電圧Ｖｄｃを平滑化する平滑コンデンサＣ１と、を備えている。直流電源３としては、例えば、ニッケル水素二次電池やリチウムイオン二次電池等の各種二次電池、キャパシタ、或いはこれらの組合せ等が用いられる。直流電源３の電圧である直流電圧Ｖｄｃは、電圧センサ４１により検出されて制御装置２へ出力される。なお、直流電源３の電圧を昇圧或いは降圧するコンバータを備え、コンバータの出力が直流電圧Ｖｄｃとしてインバータ６に供給される構成とすることもできる。

インバータ６は、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換して電動機４に供給するための装置である。インバータ６は、複数組のスイッチング素子Ｅ１〜Ｅ６と、ダイオードＤ１〜Ｄ６と、を備えている。ここでは、インバータ６は、電動機４の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）のそれぞれについて一対のスイッチング素子、具体的には、Ｕ相用上アーム素子Ｅ１及びＵ相用下アーム素子Ｅ２、Ｖ相用上アーム素子Ｅ３及びＶ相用下アーム素子Ｅ４、並びにＷ相用上アーム素子Ｅ５及びＷ相用下アーム素子Ｅ６を備えている。これらのスイッチング素子Ｅ１〜Ｅ６として、本例では、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を用いる。各相用の上アーム素子Ｅ１、Ｅ３、Ｅ５のエミッタと下アーム素子Ｅ２、Ｅ４、Ｅ６のコレクタとが、電動機４の各相のコイル（Ｕ相コイルＭｕ、Ｖ相コイルＭｖ、Ｗ相コイルＭｗ）にそれぞれ接続されている。以下の説明では、各相のコイルを特に区別する必要がない場合には、これら３相のコイルをまとめて「コイルＭｕ、Ｍｖ、Ｍｗ」と表記する場合がある。また、各相用の上アーム素子Ｅ１、Ｅ３、Ｅ５のコレクタはシステム電圧線５１に接続され、各相用の下アーム素子Ｅ２、Ｅ４、Ｅ６のエミッタは負極線５２に接続されている。また、各スイッチング素子Ｅ１〜Ｅ６には、それぞれフリーホイールダイオードとして機能するダイオードＤ１〜Ｄ６が並列接続されている。なお、スイッチング素子Ｅ１〜Ｅ６としては、ＩＧＢＴの他に、バイポーラ型、電界効果型、ＭＯＳ型など種々の構造のパワートランジスタを用いることができる。

スイッチング素子Ｅ１〜Ｅ６のそれぞれは、制御装置２から出力されるスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６に従ってオンオフ動作を行う。これにより、インバータ６は、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換して電動機４に供給し、目標トルクＴＭに応じたトルクを電動機４に出力させる。この際、各スイッチング素子Ｅ１〜Ｅ６は、スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６に従って、後述するパルス幅変調（Pulse Width Modulation、以下「ＰＷＭ」という。）制御又は矩形波制御に従ったスイッチング動作を行う。本実施形態では、スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６は、各スイッチング素子Ｅ１〜Ｅ６のゲートを駆動するゲート駆動信号である。一方、電動機４が発電機として機能する際には、インバータ６は、発電された交流電圧を直流電圧に変換してシステム電圧線５１に供給する。電動機４の各相のコイルＭｕ、Ｍｖ、Ｍｗに流れる各相電流、具体的には、Ｕ相電流Ｉｕｒ、Ｖ相電流Ｉｖｒ、及びＷ相電流Ｉｗｒは、電流センサ４２により検出されて制御装置２へ出力される。

また、電動機４のロータの各時点での磁極位置θは、回転センサ４３により検出されて制御装置２へ出力される。回転センサ４３は、例えばレゾルバ等により構成される。ここで、磁極位置θは、電気角上でのロータの回転角度を表している。電動機４の目標トルクＴＭは、図示しない車両制御装置等の他の制御装置等からの要求信号として制御装置２に入力される。

２．制御装置の構成
次に、図１に示される制御装置２の機能について、図２に基づいて詳細に説明する。なお、本発明の要部である制御周期設定に係る機能については、第３節で説明する。以下に説明する制御装置２の各機能部は、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として、入力されたデータに対して種々の処理を行うためのハードウエア又はソフトウエア（プログラム）或いはその両方により構成されている。上記のとおり、制御装置２には、目標トルクＴＭ及び磁極位置θが入力される。更に、制御装置２には、Ｕ相電流Ｉｕｒ、Ｖ相電流Ｉｖｒ、及びＷ相電流Ｉｗｒも入力される。そして、制御装置２は、これらの目標トルクＴＭ、磁極位置θ、磁極位置θから導出される電動機４の回転速度ω、及び各相電流Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒに基づいて、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行い、電動機４に供給する電圧の指令値であるｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを決定する。ここで、ベクトル制御法においては、ｄ軸は界磁の磁束方向に設定し、ｑ軸は界磁の向きに対して電気角でπ／２進んだ方向に設定する。そして、これらのｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑに基づいてインバータ６を駆動するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６を生成して出力し、当該インバータ６を介して電動機４の駆動制御を行う。本実施形態では、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑが、本発明における「電圧指令値」に相当する。以下の説明では、特に区別する必要がない場合には、これら２軸の電圧指令値をまとめて「電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑ」と表記する場合がある。

図２に示すように、電動機４のコイルＭｕ、Ｍｖ、Ｍｗに流す電流の指令値であるｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑを決定する電流指令決定部７は、ｄ軸電流指令値導出部２１及びｑ軸電流指令値導出部２２を備えて構成されている。本実施形態では、ｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑが、本発明における「電流指令値」に相当する。以下の説明では、特に区別する必要がない場合には、これら２軸の電流指令値をまとめて「電流指令値Ｉｄ、Ｉｑ」と表記する場合がある。

ｄ軸電流指令値導出部２１には、目標トルクＴＭが入力される。ｄ軸電流指令値導出部２１は、入力された目標トルクＴＭに基づいて基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂを導出する。ここで、基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂは、最大トルク制御を行う場合におけるｄ軸電流の指令値に相当する。ここで、最大トルク制御とは、同一電流に対して電動機４の出力トルクが最大となるように電流位相を調節する制御である。この最大トルク制御では、電動機４のコイルＭｕ、Ｍｖ、Ｍｗに流す電流に対して最も効率的にトルクを発生させることができる。なお、この電流位相とは、ｄ軸電流指令値Ｉｄとｑ軸電流指令値Ｉｑとの合成ベクトルのｑ軸に対する位相である。

ｄ軸電流指令値導出部２１は、例えばマップを参照して、目標トルクＴＭの値に応じた基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂを導出する。このように導出された基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂは、減算器２３へ入力される。減算器２３には、後述する電流調整指令値導出部３１により導出されたｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが更に入力される。減算器２３は、下記の式（１）に示すように、基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂからｄ軸電流調整指令値ΔＩｄを減算し、調整後のｄ軸電流指令値Ｉｄを導出する。
Ｉｄ＝Ｉｄｂ−ΔＩｄ・・・（１）

ｑ軸電流指令値導出部２２には、目標トルクＴＭ及びｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが入力される。ｑ軸電流指令値導出部２２は、入力された目標トルクＴＭとｄ軸電流調整指令値ΔＩｄとに基づいてｑ軸電流指令値Ｉｑを導出する。ｑ軸電流指令値導出部２２は、例えばマップを参照して、目標トルクＴＭ及びｄ軸電流調整指令値ΔＩｄの値に応じたｑ軸電流指令値Ｉｑを導出する。

電流制御部２４には、上記のように導出されたｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑが入力される。更に、電流制御部２４には、三相二相変換部２７から実ｄ軸電流Ｉｄｒ及び実ｑ軸電流Ｉｑｒが入力され、回転速度導出部２８から電動機４の回転速度ωが入力される。実ｄ軸電流Ｉｄｒ及び実ｑ軸電流Ｉｑｒは、電流センサ４２（図１参照）により検出されたＵ相電流Ｉｕｒ、Ｖ相電流Ｉｖｒ、及びＷ相電流Ｉｗｒと回転センサ４３（図１参照）により検出された磁極位置θとに基づいて、三相二相変換部２７により三相二相変換を行って導出される。本実施形態では、実ｄ軸電流Ｉｄｒ及び実ｑ軸電流Ｉｑｒが、本発明における「電流検出値」に相当する。以下の説明では、実ｄ軸電流Ｉｄｒ及び実ｑ軸電流Ｉｑｒを特に区別する必要がない場合には、これら２軸の電流検出値をまとめて「電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒ」と表記する場合がある。また、電動機４の回転速度ωは、回転センサ４３（図１参照）により検出された磁極位置θに基づいて回転速度導出部２８により導出される。

電流制御部２４には、更に、後述する制御周期設定部１４から電流制御周期Ｐｉが入力される。そして、電流制御部２４は、電動機４のコイルＭｕ、Ｍｖ、Ｍｗに流す電流の指令値である電流指令値Ｉｄ、Ｉｑと、コイルＭｕ、Ｍｖ、Ｍｗに流れる電流の検出値である電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒとの偏差に基づいて電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを決定する電流制御処理を、電流制御周期Ｐｉ毎に実行する。

具体的には、電流制御部２４は、下記の式（２）に示すように、ｄ軸電流指令値Ｉｄと実ｄ軸電流Ｉｄｒとの偏差に基づいて比例積分制御演算（ＰＩ制御演算）を行って基本ｄ軸電圧指令値Ｖｄｂを導出するとともに、下記の式（３）に示すように、ｑ軸電流指令値Ｉｑと実ｑ軸電流Ｉｑｒとの偏差に基づいて比例積分制御演算を行って基本ｑ軸電圧指令値Ｖｑｂを導出する。
Ｖｄｂ＝（Ｋｐｄ＋Ｋｉｄ／ｓ）×（Ｉｄ−Ｉｄｒ）・・・（２）
Ｖｑｂ＝（Ｋｐｑ＋Ｋｉｑ／ｓ）×（Ｉｑ−Ｉｑｒ）・・・（３）
ここで、Ｋｐｄ及びＫｐｑは、それぞれｄ軸及びｑ軸の比例制御ゲインであり、Ｋｉｄ及びＫｉｑは、それぞれｄ軸及びｑ軸の積分制御ゲインである。また、ｓはラプラス演算子である。なお、これらの比例積分制御演算に代えて比例積分微分制御演算（ＰＩＤ制御演算）を行っても好適である。

そして、電流制御部２４は、下記の式（４）に示すように、基本ｄ軸電圧指令値Ｖｄｂにｄ軸電圧調整値ΔＶｄを加算してｄ軸電圧指令値Ｖｄを導出するとともに、下記の式（５）に示すように、基本ｑ軸電圧指令値Ｖｑｂにｑ軸電圧調整値ΔＶｑを加算してｑ軸電圧指令値Ｖｑを導出する。
Ｖｄ＝Ｖｄｂ＋ΔＶｄ・・・（４）
Ｖｑ＝Ｖｑｂ＋ΔＶｑ・・・（５）

本実施形態では、ｄ軸電圧調整値ΔＶｄやｑ軸電圧調整値ΔＶｑは、下記の式（６）、式（７）で与えられる。
ΔＶｄ＝−Ｅｑ・・・（６）
ΔＶｑ＝Ｅｄ＋Ｅｍ・・・（７）
ここで、Ｅｄはｄ軸電機子反作用であり、回転速度ωとｄ軸インダクタンスＬｄと実ｄ軸電流Ｉｄｒとの積で与えられる。Ｅｑはｑ軸電機子反作用であり、回転速度ωとｑ軸インダクタンスＬｑと実ｑ軸電流Ｉｑｒとの積で与えられる。Ｅｍは永久磁石（図示せず）の電機子鎖交磁束による誘起電圧であり、当該永久磁石の電機子鎖交磁束の実効値により定まる誘起電圧定数ＭＩｆと回転速度ωとの積で与えられる。なお、本例では、上記永久磁石はロータに配置されている。

変調率導出部２９には、電流制御部２４により導出されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑが入力される。また、変調率導出部２９には、電圧センサ４１により検出された直流電圧Ｖｄｃの値が入力される。変調率導出部２９は、これらの値に基づいて変調率Ｍを、下記の式（８）に従って導出する。
Ｍ＝√（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）／Ｖｄｃ・・・（８）
本実施形態では、変調率Ｍは、直流電圧Ｖｄｃに対するインバータ６の出力電圧波形の基本波成分の実効値の比率であり、ここでは、３相の線間電圧実効値を直流電圧Ｖｄｃの値で除算した値として導出される。本実施形態においては、この変調率Ｍが、そのときの直流電圧Ｖｄｃに対する電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑの大きさを表す電圧指標に相当する。

ところで、電動機４は、回転速度ωが高くなるに従って誘起電圧が高くなり、電動機４を駆動するために必要となる交流電圧（以下「必要電圧」という。）も高くなる。そして、この必要電圧が、そのときの直流電圧Ｖｄｃを変換してインバータ６から出力し得る最大の交流電圧（以下「最大出力電圧」という。）を超えると、コイルに必要な電流を流すことができなり、電動機４を適切に制御することができない。そこで、制御装置２は、直流電圧Ｖｄｃに基づく最大出力電圧に対する電動機４の必要電圧を表す変調率Ｍが、理論上の最大値である「０．７８」より大きくなる領域では、後述する弱め界磁制御を行うように構成されている。すなわち、変調率導出部２９により導出された変調率Ｍに基づいて、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが導出され、導出されたｄ軸電流調整指令値ΔＩｄに基づいて基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂが調整される構成となっている。なお、上記の必要電圧及び最大出力電圧は、共に交流電圧の実効値として互いに比較することができる。

具体的には、減算器３０には、変調率導出部２９により導出された変調率Ｍと、変調率Ｍの理論上の最大値である「０．７８」とが入力される。減算器３０は、下記の式（９）に示すように、変調率Ｍから「０．７８」を減算した変調率偏差ΔＭを導出する。
ΔＭ＝Ｍ−０．７８・・・（９）
なお、本例では変調率Ｍから「０．７８」を減算して変調率偏差ΔＭを導出する場合を例として示しているが、「０．７８」未満の値を変調率Ｍから減算する構成とすることもできる。

電流調整指令値導出部３１には、減算器３０により導出された変調率偏差ΔＭが入力される。電流調整指令値導出部３１は、この変調率偏差ΔＭを所定のゲインを用いて積算することで積算値ΣΔＭを算出する。そして、積算値ΣΔＭが正の値である場合には、当該積算値ΣΔＭに比例定数を乗算してｄ軸電流調整指令値ΔＩｄ（＞０）を導出し、積算値ΣΔＭが零以下の値である場合には、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄを零にする。このようにして導出されるｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが上記の式（１）に示すように基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂから減算され、ｄ軸電流指令値Ｉｄが導出される。すなわち、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄがゼロである場合（ΔＩｄ＝０）には、通常界磁制御が実行され、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが正の値をとる場合（ΔＩｄ＞０）には、弱め界磁制御が実行される。

ここで、通常界磁制御とは、ｄ軸電流指令値導出部２１により導出された基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂに対する調整を行わない界磁制御である。すなわち、通常界磁制御の実行中には、本実施形態では最大トルク制御を行うことになる。また、弱め界磁制御とは、通常界磁制御に比べて電動機４の界磁磁束を弱めるように、基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂに対する調整を行う界磁制御である。すなわち、弱め界磁制御は、電動機４の界磁磁束を弱める方向の磁束が電機子コイルから発生するように、通常界磁制御よりも電流位相を進めるように基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂに対する調整を行う。

モード制御部５は、回転速度ω及び目標トルクＴＭを含む電動機４の動作状態に基づいて複数の制御モードの中から実行する制御モードを決定し、当該制御モードに応じて制御装置２の各部の動作状態を制御する。ここでは、図２に示すように、モード制御部５には、回転速度ω、目標トルクＴＭ、変調率Ｍ、及びｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが入力され、これらに基づいてモード制御部５の制御動作が行われる。そして、モード制御部５は、入力される目標トルクＴＭと回転速度ωとに基づいて制御モードを決定することを前提としつつ、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄに基づいて制御モードの選択に一定の制限を課すことも可能な構成となっている。

本実施形態では、制御装置２は、電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに基づいてインバータ６を制御して行う電圧波形制御に関してＰＷＭ制御及び矩形波制御を実行可能に構成されている。また、制御装置２は、電動機４の界磁磁束の制御を行う界磁制御に関して、目標トルクＴＭに基づいて決定された基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂに対する調整を行わない通常界磁制御、及び電動機４の界磁磁束を弱めるようにｄ軸電流指令値Ｉｄｂに対する調整を行う弱め界磁制御を実行可能に構成されている。モード制御部５は、これらの電圧波形制御と界磁制御とを組み合わせて複数の制御モードの何れかを選択する。例えば、モード制御部５が、変調率Ｍが０．７８以上の状態では弱め界磁制御とともに矩形波制御を実行する制御モードを選択し、変調率Ｍが０．７８未満の状態では通常界磁制御（最大トルク制御）とともにＰＷＭ制御を実行する制御モードを選択する構成とすることができる。なお、ＰＷＭ制御及び矩形波制御については公知であるので、ここでは詳細な説明を省き、以下簡単に説明する。

ＰＷＭ制御では、インバータ６の各スイッチング素子Ｅ１〜Ｅ６のオンオフを、電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに基づく交流電圧波形（後述する、交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）に基づいて制御する。具体的には、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相のインバータ６の出力電圧波形（ＰＷＭ波形）が、上アーム素子Ｅ１、Ｅ３、Ｅ５がオン状態となるハイレベル期間と、下アーム素子Ｅ２、Ｅ４、Ｅ６がオン状態となるローレベル期間とにより構成されるパルスの集合で構成されると共に、その基本波成分が一定期間で略正弦波状となるように、各パルスのデューティ比を制御する。ＰＷＭ制御では、変調率Ｍは「０〜０．７８」の範囲で変化させることができる。このようなＰＷＭ制御には、空間ベクトルＰＷＭ（ＳＶＰＷＭ）制御、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御等が含まれる。なお、ＰＷＭ制御では、交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとキャリア（搬送波）との比較に基づいて、各スイッチング素子Ｅ１〜Ｅ６のオンオフを制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６（ＰＷＭ信号）を生成する。ＳＶＰＷＭ制御では、キャリアとの比較によらずにデジタル演算により直接ＰＷＭ波形を生成するが、この場合でも仮想的なキャリアに基づいて、スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６（ＰＷＭ信号）を生成しているといえる。

矩形波制御では、各スイッチング素子Ｅ１〜Ｅ６のオン及びオフが電動機４の電気角１周期につき１回ずつ行われる。すなわち、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相のインバータ６の出力電圧波形が、１周期につき前記ハイレベル期間と前記ローレベル期間とが１回ずつ交互に表れるとともにこれらのハイレベル期間とローレベル期間との比が１：１の矩形波となるように制御する。このとき、各相の出力電圧波形は、互いに１２０°位相をずらして出力される。矩形波制御では、変調率Ｍは最大変調率である「０．７８」で固定される。

電圧制御部１０は、電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに対応するインバータ６のスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６を生成する電圧制御処理を実行する。本例では、電圧制御部１０は、モード制御部５の制御モードの決定に基づいて、ＰＷＭ制御及び矩形波制御をそれぞれ選択的に実行する。なお、電圧制御部１０（本例では、二相三相変換部２５及び制御信号生成部２６の双方）には、後述する制御周期設定部１４から電圧制御周期Ｐｖが入力される。そして、電圧制御部１０は、電圧制御処理を電圧制御周期Ｐｖ毎に実行する。

本実施形態では、図２に示すように、電圧制御部１０は、二相三相変換部２５及び制御信号生成部２６を備えている。二相三相変換部２５には、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑが入力される。また、二相三相変換部２５には、回転センサ４３（図１参照）により検出された磁極位置θや、上記の電圧制御周期Ｐｖも入力される。二相三相変換部２５は、磁極位置θを用いてｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑに対して二相三相変換を行い、三相の交流電圧指令値、すなわちＵ相電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ、及びＷ相電圧指令値Ｖｗを導出する。本例では、この処理は、電圧制御周期Ｐｖ毎に実行される。但し、これらの交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの波形は、制御モード毎に異なるため、二相三相変換部２５は、制御モード毎に異なる電圧波形の交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを制御信号生成部２６に出力する。

具体的には、二相三相変換部２５は、モード制御部５からＰＷＭ制御の実行指令を受けた場合には、当該ＰＷＭ制御に応じた交流電圧波形の交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを出力する。また、二相三相変換部２５は、モード制御部５から矩形波制御の実行指令を受けた場合には、当該矩形波制御に応じた交流電圧波形の交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを出力する。ここで、矩形波制御を実行する際の交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、インバータ６の各スイッチング素子Ｅ１〜Ｅ６のオンオフ切替位相の指令値とすることができる。この指令値は、各スイッチング素子Ｅ１〜Ｅ６のオンオフ制御信号に対応し、各スイッチング素子Ｅ１〜Ｅ６のオン又はオフを切り替えるタイミングを表す磁極位置θの位相を表す指令値である。

制御信号生成部２６には、二相三相変換部２５により生成されたＵ相電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ、及びＷ相電圧指令値Ｖｗが入力される。また、制御信号生成部２６には、上記の電圧制御周期Ｐｖも入力される。制御信号生成部２６は、それらの交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに従って、図１に示すインバータ６の各スイッチング素子Ｅ１〜Ｅ６を制御するスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６を生成する。本例では、この処理は、電圧制御周期Ｐｖ毎に実行される。そして、インバータ６は、スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６に従って各スイッチング素子Ｅ１〜Ｅ６のオンオフ動作を行う。これにより、電動機４のＰＷＭ制御又は矩形波制御が行われる。

３．制御周期設定に係る機能部の構成
次に、本発明の要部である制御周期設定に係る各機能部の構成について説明する。このような機能部として、本実施形態に係る制御装置２は、図２に示すように、電流制御周期決定部１２、電圧制御周期決定部１３、制御周期設定部１４、制御周期記憶部１５を備えている。

電流制御周期決定部１２は、電流制御処理の実行周期である電流制御周期Ｐｉを、入力された電動機４の目標トルクＴＭに基づいて決定する。この電流制御周期Ｐｉの決定は、予め定められた所定の電流制御タイミングで逐次繰り返し実行され、当該電流制御タイミングにおける目標トルクＴＭに応じた電流制御周期Ｐｉが決定される。そして、電流制御周期決定部１２により決定された電流制御周期Ｐｉは、制御周期設定部１４へ出力される。

本実施形態では、電流制御周期決定部１２は、図３に示すように、制御周期記憶部１５に記憶された電流制御周期マップを参照して、上記電流制御タイミングにおける目標トルクＴＭが属する目標トルク域に割り当てられた電流制御周期Ｐｉを、電流制御処理の実行周期として決定する。なお、電流制御周期マップには、目標トルクＴＭが小さくなるに従って段階的に長くなる値が電流制御周期Ｐｉとして規定されている。よって、電流制御周期決定部１２は、電流制御周期マップを参照するだけで、目標トルクＴＭが小さくなるに従って段階的に長くなる値を、目標トルクＴＭに応じて電流制御周期Ｐｉとして決定することができる。これにより、目標トルクＴＭが小さくなることで低下する電動機４の応答性に合わせて、電流制御周期Ｐｉを適切に設定することが可能となっている。また、電動機４が適切に追従できないような短い周期で電圧指令値の更新（電流制御処理）が行われることが抑制されている。なお、電流制御周期マップについての詳細は後述する。

電圧制御周期決定部１３は、電圧制御処理の実行周期である電圧制御周期Ｐｖを、入力された電動機４の回転速度ωに基づいて決定する。この電圧制御周期Ｐｖの決定は、予め定められた所定の電圧制御タイミングで逐次繰り返し実行され、当該電圧制御タイミングにおける回転速度ωに応じた電圧制御周期Ｐｖが決定される。そして、電圧制御周期決定部１３により決定された電圧制御周期Ｐｖは、制御周期設定部１４へ出力される。

本実施形態では、電圧制御周期決定部１３は、図３に示すように、制御周期記憶部１５に記憶された電圧制御周期マップを参照して、上記電圧制御タイミングにおける回転速度ωが属する回転速度域に割り当てられた電圧制御周期Ｐｖを、電圧制御処理の実行周期として決定する。なお、電圧制御周期マップには、回転速度ωが低くなるに従って段階的に長くなる値が電圧制御周期Ｐｖとして規定されている。よって、電圧制御周期決定部１３は、電圧制御周期マップを参照するだけで、回転速度ωが低くなるに従って段階的に長くなる値を、回転速度ωに応じて電圧制御周期Ｐｖとして決定することができる。これにより、回転速度ωが低くなることで緩慢になる、電動機４の回転子（図示せず）の回転角を表す磁極位置の時間的変化に合わせて、電圧制御周期Ｐｖを適切に設定することが可能となっている。また、電流リプルの大きさを実用上問題のない程度に抑えるという観点から不必要に短い周期でスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６の生成（電圧制御処理）が行われることが抑制されている。なお、電圧制御周期マップについての詳細は後述する。

制御周期設定部１４は、電流制御周期決定部１２及び電圧制御周期決定部１３の決定に基づいて、電流制御周期Ｐｉ及び電圧制御周期Ｐｖを設定する。本例では、電流制御周期決定部１２による電流制御周期Ｐｉの決定や、電圧制御周期決定部１３による電圧制御周期Ｐｖの決定は、上記のように予め定められた所定のタイミングで逐次繰り返し実行される。そして、制御周期設定部１４は、基本的に、電流制御周期決定部１２の決定した電流制御周期Ｐｉと同じ値を電流制御部２４へ出力することで電流制御処理の実行周期を設定するとともに、電圧制御周期決定部１３の決定した電圧制御周期Ｐｖと同じ値を電圧制御部１０へ出力することで電圧制御処理の実行周期を設定する。このように電流制御周期Ｐｉや電圧制御周期Ｐｖを設定する構成とすることで、必要以上に短い周期で電流制御処理や電圧制御処理が実行されることを抑制しつつ、電動機４の動作点に応じて電流制御周期Ｐｉ及び電圧制御周期Ｐｖを設定することができ、制御装置２が備える演算処理ユニットの演算負荷が不必要に増大するのが抑制されている。また、電流制御周期Ｐｉや電圧制御周期Ｐｖが長くなるにつれて制御装置２が備える演算処理ユニットの電流フィードバック制御に係る演算負荷が抑制されるため、当該演算処理ユニットに他の処理を同時に行わせること等が容易な構成となっている。

なお、本実施形態では、制御周期設定部１４は、電流制御周期決定部１２により決定された電流制御周期Ｐｉが電圧制御周期決定部１３により決定された電圧制御周期Ｐｖより短い場合には、電流制御周期決定部１２により決定された電流制御周期Ｐｉと同じ値を、電圧制御部１０に対して電圧制御周期Ｐｖとして設定するように構成されている。これにより、本例のように、電圧制御部１０により実行される電圧制御処理が、時間的に直近の電流制御処理により決定された電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに基づきインバータ６のスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６を生成する構成において、電流制御処理による電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑの更新結果の一部が電圧制御処理に反映されず、電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑが不必要に頻繁に更新される状態となるのを抑制することが可能となっている。

制御周期記憶部１５は、目標トルクＴＭがとり得る値の範囲を複数領域に区分して設定される複数の目標トルク域毎に電流制御周期Ｐｉを規定した電流制御周期マップと、回転速度ωがとり得る値の範囲を複数領域に区分して設定される複数の回転速度域毎に電圧制御周期Ｐｖを規定した電圧制御周期マップと、を記憶している。

図３は、横軸に回転速度ωをとり、縦軸に目標トルクＴＭをとったグラフ上に、上記の電流制御周期マップと電圧制御周期マップとを概念的に示した図である。なお、図３には、電動機４の動作可能領域の境界を実線で示しており、本例では、回転速度ωのとり得る値の最大値がω３であり、目標トルクＴＭのとり得る値の最大値がＴＭ３とされている。また、図３に示す例では、基準となる基本演算周期を「１００μｓ」とし、電流制御周期Ｐｉや電圧制御周期Ｐｖは、基本演算周期の整数倍の値に設定されている。なお、基本演算周期は、ＰＷＭ制御におけるスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６を生成するためのキャリアの周期に応じて定めることができる。例えば、基本演算周期を、キャリアの周期の半分の値とすることができる。なお、図３では、制御周期記憶部１５が備える電流制御周期マップや電圧制御周期マップを説明するため、これらのマップを組み合わせて示しているが、電流制御周期マップと電圧制御周期マップとが組み合わされて二次元マップとして制御周期記憶部１５に記憶されている構成としても良いし、電流制御周期マップと電圧制御周期マップとが互いに独立したマップとして制御周期記憶部１５に記憶されている構成としても良い。

図３に示すように、本実施形態では、電流制御周期マップは、目標トルクＴＭがとり得る値の範囲を互いに重複しない３つの領域に区分して設定された３つの目標トルク域毎に電流制御周期Ｐｉを規定している。具体的には、目標トルクＴＭがＴＭ１以下の領域（以下、「第一目標トルク域Ａ１」という。）と、目標トルクＴＭがＴＭ１より大きくＴＭ２以下の領域（以下、「第二目標トルク域Ａ２」という。）と、目標トルクＴＭがＴＭ２より大きくＴＭ３以下の領域（以下、「第三目標トルク域Ａ３」という。）との３つの目標トルク域が設定されている。そして、第一目標トルク域Ａ１には電流制御周期Ｐｉとして「８００μｓ」が割り当てられ、第二目標トルク域Ａ２には電流制御周期Ｐｉとして「４００μｓ」が割り当てられ、第三目標トルク域Ａ３には電流制御周期Ｐｉとして「２００μｓ」が割り当てられている。このように、電流制御周期マップは、目標トルク域が小さくなるに従って段階的に長くなる電流制御周期Ｐｉを規定している。

一方、図３に示すように、本実施形態では、電圧制御周期マップは、回転速度ωがとり得る値の範囲を互いに重複しない３つの領域に区分して設定された３つの回転速度域毎に電圧制御周期Ｐｖを規定している。具体的には、回転速度ωがω１以下の領域（以下、「第一回転速度域Ｂ１」という。）と、回転速度ωがω１より大きくω２以下の領域（以下、「第二回転速度域Ｂ２」という。）と、回転速度ωがω２より大きくω３以下の領域（以下、「第三回転速度域Ｂ３」という。）との３つの回転速度域が設定されている。そして、第一回転速度域Ｂ１には電圧制御周期Ｐｖとして「４００μｓ」が割り当てられ、第二回転速度域Ｂ２には電圧制御周期Ｐｖとして「２００μｓ」が割り当てられ、第三回転速度域Ｂ３には電圧制御周期Ｐｖとして「１００μｓ」が割り当てられている。このように、電圧制御周期マップは、回転速度域が低くなるに従って段階的に長くなる電圧制御周期Ｐｖを規定している。

ところで、上記のように、制御周期設定部１４は、電流制御周期決定部１２により決定された電流制御周期Ｐｉが電圧制御周期決定部１３により決定された電圧制御周期Ｐｖより短い場合には、電圧制御周期Ｐｖとして電流制御周期決定部１２により決定された電流制御周期Ｐｉと同じ値を設定するように構成されている。図３に示す例では、電動機４の目標トルクＴＭが第三目標トルク域Ａ３にあり、回転速度ωが第一回転速度域Ｂ１にある場合に、このような設定が行われる。具体的には、この場合、電圧制御周期決定部１３は、電圧制御周期Ｐｖを「４００μｓ」に決定するが、電流制御周期決定部１２により決定される電流制御周期Ｐｉは「２００μｓ」であり、この値は「４００μｓ」より小さいため、制御周期設定部１４は、電圧制御周期Ｐｖを「４００μｓ」に替えて「２００μｓ」に設定する。

このような制御周期記憶部１５を備えることで、電流制御周期決定部１２や電圧制御周期決定部１３は、制御周期記憶部１５に記憶された電流制御周期マップや電圧制御周期マップを参照するだけで電流制御周期Ｐｉや電圧制御周期Ｐｖを適切に決定することができる。よって、電流制御周期決定部１２や電圧制御周期決定部１３の構成を簡素なものとすることができるとともに、制御装置２が備える演算処理ユニットの演算負荷が電流制御周期Ｐｉや電圧制御周期Ｐｖの決定時に大きく増大するのが抑制されている。

ところで、電流制御周期マップが規定する電流制御周期Ｐｉの値は、目標トルクＴＭに応じて定まる電動機４の電気的時定数Ｔに基づき設定された値とされている。以下、この点について詳細に説明する。電動機４が適切に追従できる電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑの最小の更新周期（以下、「最小電流制御周期」という。）は、目標トルクＴＭ（電流指令値Ｉｄ、Ｉｑ）の減少とともに増大し、この最小電流制御周期は電気的時定数Ｔに基づいて適切に導出することができる。ここで、電動機４の電気的時定数Ｔは、電機子巻線抵抗ＲとインダクタンスＬにより、Ｔ＝（Ｌ／Ｒ）として与えられる。そして、この電気的時定数Ｔに、例えば所定の係数を乗ずることで、最小電流制御周期を導出することができる。なお、所定の係数は、例えば、目標トルクＴＭの変化率の想定される最大値に基づいた係数とすることができる。

このような電気的時定数Ｔを考慮することで、電流制御周期Ｐｉとして、上記の最小電流制御周期や、当該最小電流制御周期から長くなる側に大きく乖離しない周期が設定される構成とすることができ、制御装置２に起因する制御応答性の低下を抑制しつつ、目標トルクＴＭに応じて必要以上に短くない適切な周期を電流制御周期Ｐｉとして設定することが可能となっている。

図４は、本実施形態に係る電動機４における、ｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑと電流との関係の一例を示した図である。なお、図４の横軸は、ｄ軸インダクタンスＬｄに対してはｄ軸の電流であり、ｑ軸インダクタンスＬｑに対してはｑ軸の電流である。なお、以下の説明では、ｄ軸の電流及びｑ軸の電流の双方を単に電流Ｉとするが、ｄ軸インダクタンスＬｄ等のｄ軸に関連する物理量に関して電流Ｉというときはｄ軸の電流を指し、ｑ軸インダクタンスＬｑ等のｑ軸に関連する物理量に関して電流Ｉというときはｑ軸の電流を指すものとする。

図４に示す例では、ｑ軸インダクタンスＬｑの方が、ｄ軸インダクタンスＬｄよりも電流Ｉに対する変化量が大きくなっている。そして、図４に示す電流値の全域において、ｑ軸インダクタンスＬｑがｄ軸インダクタンスＬｄより大きな値となっている。そのため、図４に示す電流値の全域において、ｑ軸の電気的時定数Ｔｑ（＝Ｌｑ／Ｒ）がｄ軸の電気的時定数Ｔｄ（＝Ｌｄ／Ｒ）よりも大きくなる。よって、ｑ軸の方がｄ軸よりも応答性が低くなり、本例では、応答性が低くなる方のｑ軸の電気的時定数Ｔｑに基づいて、以下に述べるように、電流制御周期マップに規定されている電流制御周期Ｐｉの異なる目標トルク域間での関係が設定されている。

ここで、図４に示すように、電流ＩがＩ１の時のｑ軸インダクタンスＬｑをＬｑ１とし、電流ＩがＩ２の時のｑ軸インダクタンスＬｑをＬｑ２とし、電流ＩがＩ３の時のｑ軸インダクタンスＬｑをＬｑ３とする。なお、電流Ｉ１は、上記の第一目標トルク域Ａ１の上限を定める目標トルクＴＭの値（ＴＭ１）に対応する電流であり、電流Ｉ２は、上記の第二目標トルク域Ａ２の上限を定める目標トルクＴＭの値（ＴＭ２）に対応する電流であり、電流Ｉ３は、上記の第三目標トルク域Ａ３の上限を定める目標トルクＴＭの値（ＴＭ３）に対応する電流である。そして、図４に示すように、Ｌｑ１及びＬｑ２は、それぞれ、Ｌｑ３の４倍及び２倍の値になっている。

ここで、電機子巻線抵抗Ｒの電流Ｉに対する変化が無視できるとすると、電流ＩがＩ１の時のｑ軸の電気的時定数Ｔｑ（＝Ｌｑ１／Ｒ）、及び電流ＩがＩ２の時のｑ軸の電気的時定数Ｔｑ（＝Ｌｑ２／Ｒ）は、それぞれ、電流ＩがＩ３の時のｑ軸の電気的時定数Ｔｑ（＝Ｌｑ３／Ｒ）の４倍及び２倍の値となる。このようなｑ軸の電気的時定数Ｔｑに関する関係に鑑みて、図３に示すように、電流制御周期マップに規定されている電流制御周期Ｐｉの異なる目標トルク域間での関係が設定されている。すなわち、電流Ｉ１に対応する目標トルクＴＭ１により上限が定まる第一目標トルク域Ａ１に割り当てられる電流制御周期Ｐｉ、及び電流Ｉ２に対応する目標トルクＴＭ２により上限が定まる第二目標トルク域Ａ２に割り当てられる電流制御周期Ｐｉが、それぞれ、電流Ｉ３に対応する目標トルクＴＭ３により上限が定まる第三目標トルク域Ａ３に割り当てられる電流制御周期Ｐｉ（本例では「２００μｓ」）の４倍（本例では「８００μｓ」）及び２倍（本例では「４００μｓ」）の値となるように、電流制御周期Ｐｉが設定されている。

一方、電圧制御周期マップが規定する電圧制御周期Ｐｖの値は、回転速度ωに応じて定まる電気角一周に相当する時間（以下、単に「電気角一周時間」という。）に基づき設定された値とされている。以下、この点について詳細に説明する。電流リプルの大きさが実用上問題のない程度に抑えられるスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６の最大の更新周期（以下、「最大電圧制御周期」という。）は、回転速度ωの低下とともに増大し、この最大電圧制御周期は電気角一周時間に基づいて適切に導出することができる。ここで、電気角一周時間は、回転相度ωと磁極数とに基づいて導出することができ、回転速度ωの低下とともに増大する。具体的には、電気角一周時間は、回転速度ωの逆数に比例する。そして、電気角一周時間を所定の定数で除することで、最大電圧制御周期を導出することができる。なお、所定の定数は、例えば、「１０」とすることができる。

このような電気角一周時間を考慮することで、電圧制御周期Ｐｖとして、上記の最大電圧制御周期や、当該最大電圧制御周期から短くなる側に大きく乖離しない周期が設定される構成とすることができ、電流リプルの増大を抑制しつつ、回転速度ωに応じて必要以上に短くない適切な周期を電圧制御周期Ｐｖとして設定することが可能となっている。

図３に示す例では、回転速度ω１及び回転速度ω２は、それぞれ、回転速度ω３の「１／４」及び「１／２」の値となっている。すなわち、回転速度ω１に対応する電気角一周時間、及び回転速度ω２に対応する電気角一周時間は、それぞれ、回転速度ω３に対応する電気角一周時間の４倍及び２倍の値となる。このような電気角一周時間に関する関係に鑑みて、図３に示すように、電圧制御周期マップに規定されている電圧制御周期Ｐｖの異なる回転速度域間での関係が設定されている。すなわち、回転速度ω１により上限が定まる第一回転速度域Ｂ１に割り当てられる電圧制御周期Ｐｖ、及び回転速度ω２により上限が定まる第二回転速度域Ｂ２に割り当てられる電圧制御周期Ｐｖが、それぞれ、回転速度ω３により上限が定まる第三回転速度域Ｂ３に割り当てられる電圧制御周期Ｐｖ（本例では「１００μｓ」）の４倍（本例では「４００μｓ」）及び２倍（本例では「２００μｓ」）の値となるように、電圧制御周期Ｐｖが設定されている。

ところで、上記のように、電流制御部２４は、電流指令値Ｉｄ、Ｉｑと電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒとの偏差に基づいて比例制御及び積分制御を行って電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを決定する電流フィードバック制御処理を行う。そして、本実施形態では、この電流フィードバック制御処理で用いられるｄ軸比例制御ゲインＫｐｄ、ｑ軸比例制御ゲインＫｐｑ、ｄ軸積分制御ゲインＫｉｄ、ｑ軸積分制御ゲインＫｉｑは、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、及び電機子巻線抵抗Ｒにより以下の式で与えられる。
Ｋｐｄ＝ωｃ×Ｌｄ・・・（１０）
Ｋｐｑ＝ωｃ×Ｌｑ・・・（１１）
Ｋｉｄ＝Ｋｉｑ＝ωｃ×Ｒ・・・（１２）
ここで、ωｃはカットオフ角周波数であり、目標応答時定数の逆数となる。なお、カットオフ角周波数ωｃは、電流制御周期Ｐｉに応じて上限値が存在するものの、基本的に任意に設定することが可能である。

そして、本実施形態では、ｄ軸比例制御ゲインＫｐｄ、ｑ軸比例制御ゲインＫｐｑ、ｄ軸積分制御ゲインＫｉｄ、及びｑ軸積分制御ゲインＫｉｑが、電流制御周期Ｐｉに応じて変更されるように構成されている。すなわち、比例制御ゲインＫｐｄ、Ｋｐｑ及び積分制御ゲインＫｉｄ、Ｋｉｑの双方が、電流制御周期Ｐｉに応じて変更されるように構成されている。これにより、電流制御周期Ｐｉが変更された場合に、オーバーシュート現象の発生や電流指令値Ｉｄ、Ｉｑに対する電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒの追従性の低下を抑制しつつ、比例制御ゲインＫｐｄ、Ｋｐｑや積分制御ゲインＫｉｄ、Ｋｉｑを適切に設定することが可能となっている。

具体的には、本実施形態では、電流制御周期Ｐｉに応じてカットオフ角周波数ωｃを変更することで、比例制御ゲインＫｐｄ、Ｋｐｑ及び積分制御ゲインＫｉｄ、Ｋｉｑの双方を電流制御周期Ｐｉに応じて変更するように構成されている。例えば、カットオフ角周波数ωｃを、電流制御周期Ｐｉと同じ割合で変化させる構成とすることができる。すなわち、電流制御周期ＰｉがＮ倍（Ｎは正数）になれば、カットオフ角周波数ωｃもＮ倍する構成とすることができる。

また、上記のように、ＰＷＭ制御では、インバータ６のスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６は、キャリアに基づいて生成されるＰＷＭ信号である。そこで、制御装置２がキャリアの周波数（キャリア周波数）を切替可能に構成されている場合には、電圧制御周期Ｐｖの増大に合わせてキャリア周波数を低くする構成とすると、スイッチング損失の低減を図ることができる。例えば、キャリアの周期と電圧制御周期Ｐｖとの関係を一定（例えば、キャリアの周期が電圧制御周期Ｐｖの１倍や２倍等）に保ったまま、キャリア周波数と電圧制御周期Ｐｖとを同時に切り替える構成とすることができる。

以上のように、本発明によれば、必要以上に短い周期で電流制御処理や電圧制御処理が実行されることを抑制しつつ、電動機４の動作点に応じて電流制御周期Ｐｉ及び電圧制御周期Ｐｖを設定することができる。よって、制御装置２が備える演算処理ユニットの演算負荷が不必要に増大するのを抑制することができる。また、電流制御周期Ｐｉや電圧制御周期Ｐｖが長くなるにつれて制御装置２が備える演算処理ユニットの電流フィードバック制御に係る演算負荷が抑制されるため、当該演算処理ユニットに他の処理を同時に行わせること等が容易な構成となっている。

４．その他の実施形態
（１）上記の実施形態では、図３に示すように、目標トルクＴＭがとり得る値の範囲を互いに重複しない３つの領域に区分することで、３つの目標トルク域が設定されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、目標トルクＴＭがとり得る値の範囲に設定される目標トルク域の個数を３つ以外の数（例えば、２つ、４つ等）に設定することも、本発明の好適な実施形態の一つである。また、目標トルクＴＭがとり得る値の範囲を互いに重複する複数の領域に区分することで、複数の目標トルク域を設定する構成としても好適である。このような構成において、電流制御周期決定部１２が電流制御周期Ｐｉを決定する時点の目標トルクＴＭが、隣接する目標トルク域の重複部分にある場合には、目標トルクＴＭ以外の指標（回転速度ω、変調率Ｍ、電動機４が電動機として機能しているか発電機として機能しているか等）にも基づいて、何れの目標トルク域に属するかを判定する構成とすることができる。

（２）上記の実施形態では、図３に示すように、回転速度ωがとり得る値の範囲を互いに重複しない３つの領域に区分することで、３つの回転速度域が設定されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、回転速度ωがとり得る値の範囲に設定される回転速度域の個数を３つ以外の数（例えば、２つ、４つ等）に設定することも、本発明の好適な実施形態の一つである。また、回転速度ωがとり得る値の範囲を互いに重複する複数の領域に区分することで、複数の回転速度域を設定する構成としても好適である。このような構成において、電圧制御周期決定部１３が電圧制御周期Ｐｖを決定する時点の回転速度ωが、隣接する回転速度域の重複部分にある場合には、回転速度ω以外の指標（目標トルクＴＭ、変調率Ｍ、電動機４が電動機として機能しているか発電機として機能しているか等）にも基づいて、何れの回転速度域に属するかを判定する構成とすることができる。

（３）上記の実施形態では、電流制御周期決定部１２が、制御周期記憶部１５に記憶された電流制御周期マップを参照して電流制御周期Ｐｉを決定するとともに、電圧制御周期決定部１３が、制御周期記憶部１５に記憶された電圧制御周期マップを参照して電圧制御周期Ｐｖを決定する場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではない。例えば、電流制御周期決定部１２が、目標トルクＴＭに応じて所定の計算式に基づき電流制御周期Ｐｉを決定する構成としても好適である。また、いずれの場合でも、目標トルクＴＭが小さくなるに従って段階的に長くなる値を電流制御周期Ｐｉとして決定する上記の実施形態とは異なり、目標トルクＴＭが小さくなるに従って連続的に長くなる値を電流制御周期Ｐｉとして決定する構成としても好適である。また、電圧制御周期決定部１３が、回転速度ωに応じて所定の計算式に基づき電圧制御周期Ｐｖを決定する構成としても好適である。また、いずれの場合でも、回転速度ωが低くなるに従って段階的に長くなる値を電圧制御周期Ｐｖとして決定する上記の実施形態とは異なり、回転速度ωが低くなるに従って連続的に長くなる値を電圧制御周期Ｐｖとして決定する構成としても好適である。

（４）上記の実施形態では、制御周期設定部１４は、電流制御周期決定部１２により決定された電流制御周期Ｐｉが電圧制御周期決定部１３により決定された電圧制御周期Ｐｖより短い場合には、電圧制御周期Ｐｖとして電流制御周期決定部１２により決定された電流制御周期Ｐｉと同じ値を設定するように構成されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、制御周期設定部１４は、電流制御周期決定部１２により決定された電流制御周期Ｐｉが電圧制御周期決定部１３により決定された電圧制御周期Ｐｖより短い場合であっても、電圧制御周期決定部１３により決定された値を電圧制御周期Ｐｖとして設定する構成としても好適である。このような構成では、電圧制御部１０による電圧制御処理において、時間的に直近の電流制御処理により決定された電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑだけでなく、それより以前の電流制御処理により決定された電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑにも基づいて、インバータ６のスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６を生成する構成とすると好適である。

（５）上記の実施形態では、ｄ軸電圧調整値ΔＶｄ及びｑ軸電圧調整値ΔＶｑが、式（６）及び式（７）で与えられる場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではない。例えば、ｄ軸電圧調整値ΔＶｄやｑ軸電圧調整値ΔＶｑが、下記の式（１３）、式（１４）で与えられる構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。
ΔＶｄ＝Ｖｚｄ−Ｅｑ・・・（１３）
ΔＶｑ＝Ｖｚｑ＋Ｅｄ＋Ｅｍ・・・（１４）
ここで、Ｖｚｄはｄ軸電圧降下であり、電機子巻線抵抗Ｒと実ｄ軸電流Ｉｄｒとの積で与えられる。Ｖｚｑはｑ軸電圧降下であり、電機子巻線抵抗Ｒと実ｑ軸電流Ｉｑｒとの積で与えられる。また、式（６）及び式（７）、或いは式（１３）及び式（１４）に基づきｄ軸電圧調整値ΔＶｄ及びｑ軸電圧調整値ΔＶｑを導出する際に、実ｄ軸電流Ｉｄｒや実ｑ軸電流Ｉｑｒにかえて、ｄ軸電流指令値Ｉｄやｑ軸電流指令値Ｉｑを用いる構成としても好適である。さらに、ｄ軸電圧調整値ΔＶｄやｑ軸電圧調整値ΔＶｑを零にする構成、すなわち、基本ｄ軸電圧指令値Ｖｄｂ及び基本ｑ軸電圧指令値Ｖｑｂを、そのままｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑとする構成としても好適である。

（６）上記の実施形態では、電流制御周期決定部１２が、電流制御周期マップを参照し、電流制御周期Ｐｉを決定するタイミングにおける目標トルクＴＭが属する目標トルク域に割り当てられた電流制御周期Ｐｉを、電流制御処理の実行周期として決定する場合を例として説明した。また、電圧制御周期決定部１３が、電圧制御周期マップを参照し、電圧制御周期Ｐｖを決定するタイミングにおける回転速度ωが属する回転速度域に割り当てられた電圧制御周期Ｐｖを、電圧制御処理の実行周期として決定する場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではない。例えば、隣接する目標トルク域の境界にヒステリシスを設け、目標トルクＴＭが増大中である場合の境界値を、目標トルクＴＭが減少中である場合の境界値より大きな値に設定する構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。また、隣接する回転速度域の境界にヒステリシスを設け、回転速度ωが上昇中である場合の境界値を、回転速度ωが下降中である場合の境界値よりも大きな値に設定する構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。

（７）上記の実施形態では、電流制御周期決定部１２が決定する電流制御周期Ｐｉが、目標トルクＴＭに応じて定まる電動機４の電気的時定数Ｔに基づき設定された値であり、電圧制御周期決定部１３が決定する電圧制御周期Ｐｖが、回転速度ωに応じて定まる電気角一周に相当する時間に基づき設定された値である場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではない。例えば、電流制御周期Ｐｉが、電気的時定数Ｔに基づかず、その他の指標（例えば、目標トルクＴＭの逆数等）に基づき設定された値である構成としても好適である。また、電圧制御周期Ｐｖが、電気角一周に相当する時間に基づかず、その他の指標（例えば、回転速度ωの逆数等）に基づき設定された値である構成としても好適である。

（８）上記の実施形態では、目標トルク域の境界を定めるＴＭ１、ＴＭ２、ＴＭ３が、図４に示すｑ軸インダクタンスＬｑの特性に基づいて定められている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、目標トルク域の境界を定める目標トルクＴＭの値は互いに独立に任意に設定することができる。例えば、目標トルクＴＭがとり得る値の範囲が略均等に分割されるように、目標トルク域の境界を定める目標トルクＴＭの値を設定すると好適である。また、上記の実施形態では、回転速度域の境界を定めるω１、ω２、ω３が、ω１及びω２が、それぞれ、ω３の「１／４」及び「１／２」の値となるように定められている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、回転速度域の境界を定める回転速度ωの値は互いに独立に任意に設定することができる。例えば、回転速度ωがとり得る値の範囲が略均等に分割されるように、回転速度域の境界を定める回転速度ωの値を設定すると好適である。

（９）上記の実施形態では、ｄ軸比例制御ゲインＫｐｄ、ｑ軸比例制御ゲインＫｐｑ、ｄ軸積分制御ゲインＫｉｄ、及びｑ軸積分制御ゲインＫｉｑが式（１０）〜式（１２）で与えられ、電流制御周期Ｐｉに応じてカットオフ角周波数ωｃを変更することで、電流制御周期Ｐｉに応じて比例制御ゲインＫｐｄ、Ｋｐｑ及び積分制御ゲインＫｉｄ、Ｋｉｑの双方を変更するように構成されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、電流制御周期Ｐｉに応じてカットオフ角周波数ωｃを変更せず、インダクタンスＬｄ、Ｌｑや電機子巻線抵抗Ｒが変化することによってのみ、各ゲインが変更されるように構成することも、本発明の好適な実施形態の一つである。

（１０）上記の実施形態では、ｄ軸比例制御ゲインＫｐｄ、ｑ軸比例制御ゲインＫｐｑ、ｄ軸積分制御ゲインＫｉｄ、及びｑ軸積分制御ゲインＫｉｑが式（１０）〜式（１２）で与えられている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、これらのゲインを共通の物理量（上記の実施形態ではカットオフ角周波数ωｃ）を用いずに、互いに独立に設定する構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。この場合において、電流制御周期Ｐｉに応じて一部のゲインのみを変更し、残りのゲインを電流制御周期Ｐｉに応じて変更しない構成としても好適である。例えば、電流制御周期Ｐｉに応じて比例制御ゲインＫｐｄ、Ｋｐｑ及び積分制御ゲインＫｉｄ、Ｋｉｑの何れか一方のみを変更し、他方を電流制御周期Ｐｉに応じて変更しない構成とすることができる。ここで、「電流制御周期Ｐｉに応じて変更しない」とは、必ずしも固定値であることを意味するものではなく、電流制御周期Ｐｉ以外の指標に基づいて変更される構成を含む概念である。

（１１）上記の実施形態では、交流電動機（電動機４）が三相交流により動作する埋込磁石構造の同期電動機（ＩＰＭＳＭ）である場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、例えば、電動機４として、表面磁石構造の同期電動機（ＳＰＭＳＭ）を用いることができ、或いは、同期電動機以外にも、例えば、誘導電動機等を用いることもできる。また、このような交流電動機に供給する交流として、三相以外の単相、二相、又は四相以上の多相交流を用いることができる。

（１２）上記の実施形態では、電流制御周期決定部１２が決定する電流制御周期Ｐｉが、目標トルクＴＭに応じて定まり、電圧制御周期決定部１３が決定する電圧制御周期Ｐｖが、回転速度ωに応じて定まり、電流制御周期Ｐｉや電圧制御周期Ｐｖは、基本演算周期の整数倍の値に設定される場合を例として説明した。この場合、電流制御部２４による電流制御処理と電圧制御部１０による電圧制御処理が同時に発生することがある。電流制御処理と電圧制御処理が同時に発生する場合、電圧制御処理を電流制御処理より先行して実施すると好適である。このように、電圧制御処理を電流制御処理より優先して処理することにより、電流制御周期Ｐｉは基本演算周期の整数倍とは限られず、電圧制御周期Ｐｖと同等または大きくなるように電流制御周期Ｐｉを決定することもできる。

（１３）上記の実施形態では、電流センサ４２によりＵ相電流Ｉｕｒ、Ｖ相電流Ｉｖｒ、及びＷ相電流Ｉｗｒを検出し、回転センサ４３により磁極位置θを検出する場合を例として説明した。この際、各相の電流Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒおよび磁極位置θを、電圧制御周期Ｐｖに同期して、電圧制御周期Ｐｖに対して１回または複数回検出する構成としても好適であるし、電流制御周期Ｐｉに同期して、電流制御周期Ｐｉに対して１回または複数回検出する構成としても好適である。また、各相の電流Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒおよび磁極位置θを、電流制御周期Ｐｉ及び電圧制御周期Ｐｖの何れにも同期せずに実行し、所定の回転周期（例えば、電気角３６０°など）に同期して、所定の回転周期に対して１回または複数回検出する構成としても好適である。

（１４）上記の実施形態では、電流制御周期決定部１２に目標トルクＴＭが入力され、電流制御周期決定部１２が、当該目標トルクＴＭに基づき、且つ、制御周期記憶部１５を参照し、電流制御周期Ｐｉを決定する場合を例として説明した。また、上記の実施形態では、電圧制御周期決定部１３に回転速度ωが入力され、電圧制御周期決定部１３が、当該回転速度ωに基づき、且つ、制御周期記憶部１５を参照し、電圧制御周期Ｐｖを決定する場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではない。例えば、制御周期記憶部１５に目標トルクＴＭや回転速度ωが入力され、制御周期記憶部１５が当該目標トルクＴＭや回転速度ωに応じた電流制御周期Ｐｉや電圧制御周期Ｐｖを電流制御周期決定部１２や電圧制御周期決定部１３に出力する構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。この場合、目標トルクＴＭが電流制御周期決定部１２に入力されない構成とすることもできる。また、回転速度ωが電圧制御周期決定部１３に入力されない構成とすることもできる。

本発明は、直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給するインバータを備えた電動機駆動装置の制御を行う制御装置に好適に利用することができる。

１：電動機駆動装置
２：制御装置
４：電動機（交流電動機）
６：インバータ
１０：電圧制御部
１２：電流制御周期決定部
１３：電圧制御周期決定部
１４：制御周期設定部
１５：制御周期記憶部
２４：電流制御部
Ｉｄ：ｄ軸電流指令値（電流指令値）
Ｉｑ：ｑ軸電流指令値（電流指令値）
Ｉｄｒ：実ｄ軸電流（電流検出値）
Ｉｑｒ：実ｑ軸電流（電流検出値）
Ｐｉ：電流制御周期
Ｐｖ：電圧制御周期
Ｓ１〜Ｓ６：スイッチング制御信号
ＴＭ：目標トルク
Ｖｄ：ｄ軸電圧指令値（電圧指令値）
Ｖｑ：ｑ軸電圧指令値（電圧指令値）
ω：回転速度

Claims (5)

1. 直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給するインバータを備えた電動機駆動装置の制御を行う制御装置であって、
   前記交流電動機のコイルに流す電流の指令値である電流指令値と前記コイルに流れる電流の検出値である電流検出値との偏差に基づいて電圧指令値を決定する電流制御処理を行う電流制御部と、
   前記電圧指令値に対応する前記インバータのスイッチング制御信号を生成する電圧制御処理を行う電圧制御部と、
   前記電流制御処理の実行周期である電流制御周期を、前記交流電動機の目標トルクに基づいて決定する電流制御周期決定部と、
   前記電圧制御処理の実行周期である電圧制御周期を、前記交流電動機の回転速度に基づいて決定する電圧制御周期決定部と、
   前記電流制御周期決定部及び前記電圧制御周期決定部の決定に基づいて、前記電流制御周期及び前記電圧制御周期を設定する制御周期設定部と、
   を備え、
   前記電流制御周期決定部は、前記目標トルクが小さくなるに従って連続的又は段階的に長くなる値を、前記目標トルクに応じて前記電流制御周期として決定し、
   前記電圧制御周期決定部は、前記回転速度が低くなるに従って連続的又は段階的に長くなる値を、前記回転速度に応じて前記電圧制御周期として決定する電動機駆動装置の制御装置。
2. 前記電流制御周期決定部が決定する前記電流制御周期は、前記目標トルクに応じて定まる前記交流電動機の電気的時定数に基づき設定された値であり、
   前記電圧制御周期決定部が決定する前記電圧制御周期は、前記回転速度に応じて定まる電気角一周に相当する時間に基づき設定された値である請求項１に記載の電動機駆動装置の制御装置。
3. 前記制御周期設定部は、前記電流制御周期決定部により決定された前記電流制御周期が前記電圧制御周期決定部により決定された前記電圧制御周期より短い場合には、前記電圧制御周期として前記電流制御周期決定部により決定された前記電流制御周期と同じ値を設定する請求項１又は２に記載の電動機駆動装置の制御装置。
4. 前記目標トルクがとり得る値の範囲を複数領域に区分して設定される複数の目標トルク域毎に前記電流制御周期を規定した電流制御周期マップと、前記回転速度がとり得る値の範囲を複数領域に区分して設定される複数の回転速度域毎に前記電圧制御周期を規定した電圧制御周期マップと、を記憶する制御周期記憶部を更に備え、
   前記電流制御周期マップは、前記目標トルク域が小さくなるに従って段階的に長くなる前記電流制御周期を規定し、
   前記電圧制御周期マップは、前記回転速度域が低くなるに従って段階的に長くなる前記電圧制御周期を規定し、
   前記電流制御周期決定部は、前記制御周期記憶部に記憶された前記電流制御周期マップを参照して前記電流制御周期を決定するとともに、前記電圧制御周期決定部は、前記制御周期記憶部に記憶された前記電圧制御周期マップを参照して前記電圧制御周期を決定する請求項１から３のいずれか一項に記載の電動機駆動装置の制御装置。
5. 前記電流制御処理は、前記電流指令値と前記電流検出値との偏差に基づいて少なくとも比例制御及び積分制御を行って前記電圧指令値を決定する電流フィードバック制御処理であり、
   前記比例制御の制御ゲインである比例制御ゲイン、及び前記積分制御の制御ゲインである積分制御ゲインの双方が、前記電流制御周期に応じて変更される請求項１から４のいずれか一項に記載の電動機駆動装置の制御装置。

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