JP5625363B2 - 双方向スイッチのゲート駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、ゲート信号に制御により４つの状態を有する双方向スイッチの駆動装置に関する。

従来、単方向スイッチを使用した一般的なインバータ等の電力変換回路は、各スイッチング素子と逆並列に還流ダイオードを接続し、このフライホイルダイオードを通じてモータのインダクタンスに蓄積されたエネルギーの消勢を行っている。

インバータのＰＷＭ制御では、フライホイルダイオードに順方向の電流が通電した直後に、逆方向の高電圧が印加される動作が行われる。このとき、還流ダイオードはリカバリ電流とよばれる逆方向へ流れる電流を瞬間的に通電する。リカバリ電流は、モータを駆動するために不要な電力であり、インバータ回路で熱として消費され、インバータの電力変
換効率を低下させる一因となる。

スイッチング素子にＭＯＳ（金属−絶縁膜−半導体）トランジスタを用いる場合には、フライホイルダイオードとして、ＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードが用いられる。しかし、ＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードはリカバリ電流が流れるリカバリ時間が長い。このため、リカバリ電流による電力損失が大きく、発熱しやすい。

スイッチング素子に絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を用いる場合には、寄生ダイオードを有していないため、フライホイルダイオードを外付けする必要がある。外付けの還流ダイオードにリカバリ電流の少ないファーストリカバリダイオードを用いることにより、スイッチングロスを低減することができる（例えば特許文献１を参照）。

また、特許文献２のようにユニポーラ素子（ここでは、炭化ケイ素 ＭＯＳＦＥＴ）によって構成された単方向スイッチング素子を使用し、寄生ダイオードを還流ダイオードとして使用したインバータ回路の同期整流方法もある。この方法を使用することによって還流ダイオードを別途逆並列接続させる必要がなくコストを抑えることができ、かつ同期整流させることでダイオードでの損失を低減することができる。

特開平７−２２２４５９号公報 特開２００９−１８３１１５号公報

しかしながら、特許文献１の例では、単方向スイッチを使用した一般的なインバータ等の電力変換回路は、スイッチング素子と逆並列に還流ダイオードを接続していたため、回路の部品点数が増大し、また、逆方向に流す際のダイオードの順方向電圧による損失が大きくなるため、冷却フィン、あるいは冷却ファンなど装置が大型化し、小型化及び低コスト化を阻害するという問題がある。

また、特許文献２の例では、同期整流を行うことで損失を低減できるが炭化ケイ素 ＭＯＳＦＥＴを使用した場合、素子の定格に近い大きな電流を流す場合は逆に損失が大きくなってしまうという問題がある。

本発明は、前記の問題を解決し、ダイオードを外付けしないでインバータを構成し、単方向スイッチを応用した一般的なインバータ等の電力変換回路に比べて低損失な電力変換回路を実現することを可能とした双方向スイッチの駆動装置を提供することを目的としている。

そして、この目的を達成するために、本発明の双方向スイッチの駆動装置は、ブリッジ回路に配置して単相あるいは三相インバータを構成する双方向スイッチと、この双方向スイッチを駆動する駆動装置とを備え、前記双方向スイッチは、チャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成した第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に前記第１のオーミック電極側から順に形成した、第１のｐ型半導体層及び第２のｐ型半導体層と、前記第１のｐ型半導体層の上に形成した第１のゲート電極と、前記第２のｐ型半導体層の上に形成した第２のゲート電極とを備えた基板と、前記第１のオーミック電極に接続したドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続したソース端子と、前
記第１のゲート電極に接続した第一ゲート端子と、前記第２のゲート電極に接続した第二ゲート端子とで構成し、かつ、前記第一ゲート端子とドレイン端子間にのみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モードと、前記第二ゲート端子と前記ソース端子間にのみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間にゲート駆動信号を入力して前記ドレイン端子から前記ソース端子間に順方向ダイオードおよび逆方向ダイオードのいずれも介さない双方向に導通する第三モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のいずれにもゲート駆動信号を加えないで順逆双方向の電流を遮断する第四モードとを有し、前記駆動装置は、前記双方向スイッチのうちの第１の双方向スイッチに順方向電流を流している状態から、切り替えによって前記順方向電流を遮断し、前記単相あるいは三相インバータの負荷電流を還流電流として第２の双方向スイッチに流す場合において、前記第１の双方向スイッチを第三モードから第三モード、第一モード、第四モードの順で移行させ、前記第２の双方向スイッチを第四モードから第一モード、第一モード、第三モードの順で前記第１の双方向スイッチの駆動状態に同期させて移行させる同期制御手段を備えたことを特徴とするものであり、これにより所期の目的を達成するものである。

本発明によれば、ブリッジ回路に配置して単相あるいは三相インバータを構成する双方向スイッチと、この双方向スイッチを駆動する駆動装置とを備え、前記双方向スイッチは、チャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成した第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に前記第１のオーミック電極側から順に形成した、第１のｐ型半導体層及び第２のｐ型半導体層と、前記第１のｐ型半導体層の上に形成した第１のゲート電極と、前記第２のｐ型半導体層の上に形成した第２のゲート電極とを備えた基板と、前記第１のオーミック電極に接続したドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続したソース端子と、前記第１のゲート電極に接続した第一ゲート端子と、前記第２のゲート電極に接続した第二ゲート端子とで構成し、かつ、前記第一ゲート端子とドレイン端子間にのみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モードと、前記第二ゲート端子と前記ソース端子間にのみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間にゲート駆動信号を入力して前記ドレイン端子から前記ソース端子間に順方向ダイオードおよび逆方向ダイオードのいずれも介さない双方向に導通する第三モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のいずれにもゲート駆動信号を加えないで順逆双方向の電流を遮断する第四モードとを有し、前記駆動装置は、前記双方向スイッチのうちの第１の双方向スイッチに順方向電流を流している状態から、切り替えによって前記順方向電流を遮断し、前記単相あるいは三相インバータの負荷電流を還流電流として第２の双方向スイッチに流す場合において、前記第１の双方向スイッチを第三モードから第三モード、第一モード、第四モードの順で移行させ、前記第２の双方向スイッチを第四モードから第一モード、第一モード、第三モードの順で前記第１の双方向スイッチの駆動状態に同期させて移行させる同期制御手段を備えた構成にして、前記同期制御手段は、前記単相あるいは三相インバータにおいて、接続された誘導負荷から流れる還流電流を第２の双方向スイッチに流す場合に前記第三モードで通電するように前記第一ゲート端子、および第二ゲート端子に制御信号を送り、第２の双方向スイッチを駆動させるので、
双方向スイッチに還流ダイオードを並列接続する必要がなく、還流ダイオードのＶｆによる損失を無くすることができ、低損失な電力変換回路を実現することを可能とした双方向スイッチの駆動装置を提供することができる。そして、この双方向スイッチの駆動装置を用いることで損失が少なく効率の良い前記単相あるいは三相インバータを提供することもできるという効果が得られる。

本発明の実施の形態１の双方向スイッチの構成図 同双方向スイッチの等価回路図（（ａ）第１、第２のトランジスタで構成する等価回路図、（ｂ）第２のトランジスタの等価回路図、（ｃ）第２のトランジスタをダイオードとみなした場合の等価回路図） 同双方向スイッチの電圧・電流の相関図 同双方向スイッチの動作モードを示す図 同インバータ装置の構成図同ゲート駆動を行う駆動装置の説明図 同ゲート駆動を行う駆動装置の説明図 同双方向スイッチを同期制御手段した場合のインバータのタイミングチャート 同インバータ装置の構成図 同インバータ装置の構成図 同オン・オフテーブルを示す図 同双方向スイッチを同期制御した場合の拡大したスイッチング波形図 本発明の実施の形態２におけるインバータ装置の構成図 同単方向素子を使用した一般的なインバータのタイミングチャート 同論理回路図

本発明の請求項１記載の双方向スイッチの駆動装置は、ブリッジ回路に配置して単相あるいは三相インバータを構成する双方向スイッチと、この双方向スイッチを駆動する駆動回路とを備え、前記双方向スイッチは、チャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成した第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に前記第１のオーミック電極側から順に形成した、第１のｐ型半導体層及び第２のｐ型半導体層と、前記第１のｐ型半導体層の上に形成した第１のゲート電極と、前記第２のｐ型半導体層の上に形成した第２のゲート電極とを備えた基板と、前記第１のオーミック電極に接続したドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続したソース端子と、前記第１のゲート電極に接続した第一ゲート端子と、前記第２のゲート電極に接続した第二ゲート端子とで構成し、かつ、前記第一ゲート端子とドレイン端子間にのみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モードと、前記第二ゲート端子と前記ソース端子間にのみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間にゲート駆動信号を入力して前記ドレイン端子から前記ソース端子間に順方向ダイオードおよび逆方向ダイオードのいずれも介さない双方向に導通する第三モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のいずれにもゲート駆動信号を加えないで順逆双方向の電流を遮断する第四モードとを有し、前記駆動装置は、前記双方向スイッチのうちの第１の双方向スイッチに順方向電流を流している状態から、切り替えによって前記順方向電流を遮断し、前記単相あるいは三相インバータの負荷電流を還流電流として第２の双方向スイッチに流す場合において、前記第１の双方向スイッチを第三モードから第三モード、第一モード、第四モードの順で
移行させ、前記第２の双方向スイッチを第四モードから第一モード、第一モード、第三モードの順で前記第１の双方向スイッチの駆動状態に同期させて移行させる同期制御手段を備えたものである。これにより、前記同期制御手段は、前記単相あるいは三相インバータにおいて、接続された誘導負荷から還流電流を第２の双方向スイッチに流す場合に前記第三モードで通電するように前記第一ゲート端子、および第二ゲート端子に制御信号を送り、第２の双方向スイッチを駆動させるので、還流ダイオードを双方向スイッチと並列接続する必要がなく、還流ダイオードのＶｆによる損失を無くすことができ、低損失な電力変換回路を実現することを可能とした双方向スイッチの駆動装置を提供する。

また、インバータの出力側に誘導性の負荷が接続された場合に、直列に接続された双方向スイッチが同時に同通して上下アーム短絡となる状態を防止するとともに、還流電流の経路を意図的に確保することができるので、素子の破壊等を防止することができる。

また、同期制御手段は、第１、第２の双方向スイッチを切り替えるステップを所定の時間間隔で行う遅延手段を設けたことを特徴とするものである。これにより、ターンオン、オフ時の過渡期おける意図しないスイッチング動作の組合せを避けることができるので、過渡期における上下アーム短絡の防止をすることができ、素子の破壊等を防止することができる。

また、遅延手段にて設定する遅延時間は、遅延手段にて設定する遅延時間は、少なくとも双方向スイッチのモード間の移行時間よりも長い時間であることを特徴とするものである。これにより、単相または三相インバータを構成する双方向スイッチの個体差による応答時間の影響を排除して、過渡期における意図しないスイッチング動作の組合せを防止することができるので、上下アーム短絡を防止することができる。

また、電力変換装置について、同期制御手段を用いた双方向スイッチの駆動回路を使用したものである。これにより、同期制御手段によって損失が低減されるので、変換効率が良く、省エネ効果もある電力変換装置を得ることができる。

また、モータ駆動装置について、同期制御手段を用いた双方向スイッチの駆動回路を使用したものである。これにより、同期制御手段によって損失が低減されるので、変換効率が良く、省エネ効果もあるモータ駆動装置を得ることができる。

また、空気調和機について、同期制御手段を用いた双方向スイッチの駆動回路を使用したものである。これにより、同期制御手段によって損失が低減されるので、変換効率が良く、省エネ効果もある空気調和機を得ることができる。

（実施の形態１）
双方向スイッチ１について、図１を参照しながら構成について説明する。図１に示すように、双方向スイッチ１は、第一ゲート端子２と第二ゲート端子３とドレイン端子４とソース端子５により構成されている。双方向スイッチ１は、シリコン（Ｓｉ）からなる基板６の上に厚さが１０ｎｍ窒化アルミニウム（ＡｌＮ）と厚さが１０ｎｍの窒化ガリウム（ＧａＮ）とが交互に積層されてなる厚さが１μｍのバッファ層７が形成され、その上に半導体層積層体８が形成されている。半導体層積層体８は、第１の半導体層とこの第１の半導体層と比べてバンドギャップが大きい第２の半導体層とが基板側から順次積層されている。第１の半導体層は、厚さが２μｍのＧａＮ（アンドープの窒化ガリウム）層９であり、第２の半導体層は、厚さが２０ｎｍのｎ型のＡｌＧａＮ（窒化アルミニウムガリウム）層１０である。ＧａＮ層９のＡｌＧａＮ層１０とのヘテロ界面近傍には、自発分極及びピエゾ分極による電荷が生じる。これにより、シートキャリア濃度が１×１０１３ｃｍ^―２以上で且つ移動度が１０００ｃｍ^２Ｖ／ｓｅｃ以上の２次元電子ガス（２ＤＥＧ）層であ
るチャネル領域が生成されている。つまり、半導体層積層体８は、２次元電子ガス（２ＤＥＧ）層であるチャネル領域を有し、基板の上に形成されている。半導体層積層体８の上には、互いに間隔をおいて第１のオーミック電極１１Ａと第２のオーミック電極１１Ｂとが形成されている。第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂは、チタン（Ｔｉ）とアルミニウム（Ａｌ）とが積層されており、チャネル領域とオーミック接合を形成している。また、コンタクト抵抗を低減するために、ＡｌＧａＮ層１０の一部を除去すると共にＧａＮ層９を４０ｎｍ程度掘り下げて、第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１ＢがＡｌＧａＮ層１０とＧａＮ層９との界面に接するように形成した例を示している。なお、第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂは、ＡｌＧａＮ層１０の上に形成してもよい。ｎ型のＡｌＧａＮ層１０の上における第１のオーミック電極１１Ａと第２のオーミック電極１１Ｂとの間の領域には、第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂが互いに間隔をおいて選択的に形成されている。第１のｐ型半導体層１２Ａの上には第１のゲート電極１３Ａが形成され、第２のｐ型半導体層１２Ｂの上には第２のゲート電極１３Ｂが形成されている。第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂは、それぞれパラジウム（Ｐｄ）と金（Ａｕ）とが積層されており、第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂとオーミック接触している。ＡｌＧａＮ層１０及び第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂを覆うように窒化シリコン（ＳｉＮ）からなる保護膜１４が形成されている。保護膜１４を形成することで、いわゆる電流コラプスの原因となる欠陥を保障し、電流コラプスを改善することが可能となる。第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂは、それぞれ厚さが３００ｎｍで、マグネシウム（Ｍｇ）がドープされたｐ型のＧａＮからなる。第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂと、ＡｌＧａＮ層１０とによりＰＮ接合がそれぞれ形成される。これにより、第１のオーミック電極１１Ａと第１のゲート電極１３Ａとの間の電圧が例えば０Ｖでは、第１のｐ型ＧａＮ層からチャネル領域中に空乏層が広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができ、同様に、第２のオーミック電極１１Ｂと第２のゲート電極１３Ｂとの間の電圧が例えば０Ｖ以下のときには、第２のｐ型ＧａＮ層からチャネル領域中に空乏層が広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができ、いわゆるノーマリーオフ動作をする半導体素子を実現している。第１のオーミック電極１１Ａの電位をＶ１、第１のゲート電極１３Ａの電位をＶ２、第２のゲート電極１３Ｂの電位をＶ３、第２のオーミック電極１１Ｂの電位をＶ４とする。この場合において、Ｖ２がＶ１より１．５Ｖ以上高ければ、第１のｐ型半導体層１２Ａからチャネル領域中に広がる空乏層が縮小するため、チャネル領域に電流を流すことができる。同様にＶ３がＶ４より１．５Ｖ以上高ければ、第２のｐ型半導体層１２Ｂからチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができる。つまり、第１のゲート電極１３Ａのいわゆる閾値電圧及び第２のゲート電極１３Ｂのいわゆる閾値電圧は共に１．５Ｖである。以下においては、第１のゲート電極１３Ａの下側においてチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができるようになる第１のゲート電極１３Ａの閾値電圧を第１の閾値電圧とし、第２のゲート電極１３Ｂの下側においてチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができるようになる第２のゲート電極１３Ｂの閾値電圧を第２の閾値電圧とする。また、第１のｐ型半導体層１２Ａと第２のｐ型半導体層１２Ｂとの間の距離は、第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂに印加される最大電圧に耐えられるように構成する。

つまり、双方向スイッチ１は、チャネル領域を有する半導体層積層体８と、この半導体層積層体８の上に互いに間隔をおいて形成した第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂと、第１のオーミック電極１１Ａと前記第２のオーミック電極１１Ｂとの間に前記第１のオーミック電極１１Ａ側から順に形成した第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂと、第１のｐ型半導体層１２Ａの上に形成した第１のゲート電極１３Ａと、第２のｐ型半導体層１２Ｂの上に形成した第２のゲート電極１３Ｂとを
備えた基板と、前記第１のオーミック電極１１Ａに接続したドレイン端子４と、前記第２のオーミック電極１１Ｂに接続したソース端子５と、前記第１のゲート電極１３Ａに接続した第一ゲート端子２と、前記第２のゲート電極１３Ｂに接続した第二ゲート端子３とで構成される。

次に、双方向スイッチ１の動作について説明する。説明のため、第１のオーミック電極１１Ａの電位を０Ｖとし、第一ゲート端子２に印加する電圧をＶｇ１、第二ゲート端子３に印加する電圧をＶｇ２、第２のオーミック電極１１Ｂと第１のオーミック電極１１Ａとの間の電圧をＶｓ２ｓ１、第２のオーミック電極１１Ｂと第１のオーミック電極１１Ａとの間に流れる電流をＩｓ２ｓ１とする。

Ｖ４がＶ１よりも高い場合、例えば、Ｖ４が＋１００Ｖで、Ｖ１が０Ｖの場合において、第一ゲート端子２と第二ゲート端子３の入力電圧であるＶｇ１及びＶｇ２をそれぞれ第１の閾値電圧及び第２の閾値電圧以下の電圧、例えば０Ｖとする。これにより、第１のｐ型半導体層１２Ａから広がる空乏層が、チャネル領域中を第２のｐ型ＧａＮ層の方向へ向けて広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができる。従って、Ｖ４が正の高電圧であっても、第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａへ流れる電流を遮断する遮断状態を実現できる。一方、Ｖ４がＶ１よりも低い場合、例えばＶ４が−１００Ｖで、Ｖ１が０Ｖの場合においても、第２のｐ型半導体層１２Ｂから広がる空乏層が、チャネル領域中を第１のｐ型半導体層１２Ａの方向へ向けて広がり、チャネルに流れる電流を遮断することができる。このため、第２のオーミック電極１１Ｂに負の高電圧が印加されている場合においても、第１のオーミック電極１１Ａから第２のオーミック電極１１Ｂへ流れる電流を遮断することができる。すなわち、双方向スイッチ１の双方向の電流を遮断することが可能となる。

以上のような構造及び動作において、耐圧を確保するためのチャネル領域を第１のゲート電極１３Ａと第２のゲート電極１３Ｂとが共有する。この素子は、１素子分のチャネル領域の面積で双方向スイッチ１が実現可能であり、双方向スイッチ１全体を考えると、２つのダイオードと２つのノーマリーオフ型のＡｌＧａＮ／ＧａＮ−ＨＦＥＴとを用いた場合と比べてチップ面積をより少なくすることができ、双方向スイッチ１の低コスト化及び小型化が可能となる。

次に、第一ゲート端子２、第二ゲート端子３の入力電圧であるＶｇ１及びＶｇ２が、それぞれ第１の閾値電圧及び第２の閾値電圧よりも高い電圧、例えば５Ｖの場合には、第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂに印加される電圧は、共に閾値電圧よりも高くなる。従って、第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂからチャネル領域に空乏層が広がらないため、チャネル領域は第１のゲート電極１３Ａの下側においても、第２のゲート電極１３Ｂの下側においてもピンチオフされない。その結果、第１のオーミック電極１１Ａと第２のオーミック電極１１Ｂとの間に双方向に電流が流れる導通状態を実現できる。

次に、Ｖｇ１を第１の閾値電圧よりも高い電圧とし、Ｖｇ２を第２の閾値電圧以下とした場合の動作について説明する。第一ゲート端子２、第二ゲート端子３を備えた双方向スイッチ１を等価回路で表すと図２（ａ）に示すように第１のトランジスタ１５と第２のトランジスタ１６とが直列に接続された回路とみなすことができる。この場合、第１のトランジスタ１５のソース（Ｓ）が第１のオーミック電極１１Ａ、第１のトランジスタ１５のゲート（Ｇ）が第１のゲート電極１３Ａに対応し、第２のトランジスタ１６のソース（Ｓ）が第２のオーミック電極１１Ｂ、第２のトランジスタ１６のゲート（Ｇ）が第２のゲート電極１３Ｂに対応する。このような回路において、例えば、Ｖｇ１を５Ｖ、Ｖｇ２を０Ｖとした場合、Ｖｇ２が０Ｖであるということは第２のトランジスタ１６のゲートとソー
スが短絡されている状態と等しいため、双方向スイッチ１は図２（ｂ）に示すような回路とみなすことができる。

さらに、図２（ｂ）に示す第２のトランジスタ１６のソース（Ｓ）をＡ端子、ドレイン（Ｄ）をＢ端子、ゲート（Ｇ）をＣ端子として説明を行う。図に示すＢ端子の電位がＡ端子の電位よりも高い場合には、Ａ端子がソースでＢ端子がドレインであるトランジスタとみなすことができ、このような場合、Ｃ端子（ゲート）とＡ端子（ソース）との間の電圧は０Ｖであり、閾値電圧以下のため、Ｂ端子（ドレイン）からＡ端子（ソース）に電流は流れない。一方、Ａ端子の電位がＢ端子の電位よりも高い場合には、Ｂ端子がソースでＡ端子がドレインのトランジスタとみなすことができる。このような場合、Ｃ端子（ゲート）とＡ端子（ドレイン）との電位が同じであるため、Ａ端子の電位がＢ端子を基準として閾値電圧以下の場合にはＡ端子（ドレイン）からＢ端子（ソース）へ電流を通電しない。Ａ端子の電位がＢ端子を基準として閾値電圧以上となると、ゲートにＢ端子（ソース）を基準として閾値電圧以上の電圧が印加され、Ａ端子（ドレイン）からＢ端子（ソース）へ電流を流すことができる。つまり、トランジスタのゲートとソースとを短絡させた場合、ドレインがカソードでソースがアノードのダイオードとして機能し、その順方向立上り電圧はトランジスタの閾値電圧となる。そのため、図２（ａ）に示す第２のトランジスタ１６の部分は、ダイオードとみなすことができ、図２（ｃ）に示すような等価回路となる。図２（ｃ）に示す等価回路において、双方向スイッチ１のドレイン端子４の電位がソース端子５の電位よりも高い場合、第１のトランジスタ１５の第一ゲート端子２に５Ｖが印加されている場合には、第１のトランジスタ１５はオン状態であり、Ｓ２からＳ１へ電流を流すことが可能となる。ただし、ダイオードの順方向立上り電圧によるオン電圧が発生する。また、双方向スイッチ１のＳ１の電位がＳ２の電位よりも高い場合、その電圧は第２のトランジスタ１６からなるダイオードが担い、双方向スイッチ１のＳ１からＳ２へ流れる電流を阻止する。つまり、第一ゲート端子２に閾値電圧以上の電圧を与え、第二ゲート端子３に閾値電圧以下の電圧を与えることにより、いわゆる双方向素子をオンした状態とドレイン側にダイオードのカソード側を直列接続した動作が可能なスイッチが実現できる。

図３は、双方向スイッチ１のＶｓ２ｓ１とＩｓ２ｓ１との関係であり、図３（ａ）は、Ｖｇ１とＶｇ２とを同時に変化させた場合を示し、図３（ｂ）はＶｇ２を第２の閾値電圧以下の０Ｖとし、Ｖｇ１を変化させた場合を示し、図３（ｃ）はＶｇ１を第１の閾値電圧以下の０ＶとしてＶｇ２を変化させた場合を示している。なお、図３において横軸であるＳ２−Ｓ１間電圧（Ｖｓ２ｓ１）は、第１のオーミック電極１１Ａを基準とした電圧であり、縦軸であるＳ２−Ｓ１間電流（Ｉｓ２ｓ１）は第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａへ流れる電流を正としている。図３（ａ）に示すように、Ｖｇ１及びＶｇ２が０Ｖの場合及び１Ｖの場合には、Ｖｓ２ｓ１が正の場合にも負の場合にもＩｓ２ｓ１は流れず、双方向スイッチ１は遮断状態となる。また、Ｖｇ１とＶｇ２とが共に閾値電圧よりも高くなると、Ｖｓ２ｓ１に応じてＩｓ２ｓ１が双方向に流れる導通状態となる。一方、図３（ｂ）に示すように、Ｖｇ２を第２の閾値電圧以下の０Ｖとし、Ｖｇ１を第１の閾値電圧以下の０Ｖとした場合には、Ｉｓ２ｓ１は双方向に遮断される。しかし、Ｖｇ１を第１の閾値電圧以上の２Ｖ〜５Ｖとした場合には、Ｖｓ２ｓ１が１．５Ｖ未満の場合にはＩｓ２ｓ１が流れないが、Ｖｓ２ｓ１が１．５Ｖ以上になるとＩｓ２ｓ１が流れる。つまり、第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａにのみに電流が流れ、第１のオーミック電極１１Ａから第２のオーミック電極１１Ｂには電流が流れない逆阻止状態となる。また、Ｖｇ１を０Ｖとし、Ｖｇ２を変化させた場合には図３（ｃ）に示すように、第１のオーミック電極１１Ａから第２のオーミック電極１１Ｂにのみに電流が流れ、第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａには電流が流れない逆阻止状態となる。

以上より、双方向スイッチ１は、そのゲートバイアス条件により、双方向の電流を遮断・通電する機能を有すると共に、ダイオード動作も可能であり、そのダイオードの電流が通電する方向も切り換えることができる。

以上、説明したように双方向スイッチ１の第一ゲート端子２と第二ゲート端子３のオンあるいはオフ条件に応じて、図４示す４つの動作モードで動作することができる。つまり、双方向スイッチ１は、前記第一ゲート端子２とドレイン端子４間のみにゲート駆動信号を入力する（簡略化して言うと、第一ゲート端子２のみをオンする）と、前記ドレイン端子４から前記ソース端子５間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モードと、前記第二ゲート端子３と前記ソース端子５間のみにゲート駆動信号を入力する（簡略化して言うと、第二ゲート端子３のみをオンする）と、前記ドレイン端子４から前記ソース端子５間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モードと、前記第一ゲート端子２とドレイン端子４間および前記第二ゲート端子３と前記ソース端子５間にゲート駆動信号を入力（簡略化して言うと、第一ゲート端子２および前記第二ゲート端子３をオンする信号を入力）して前記ドレイン端子４から前記ソース端子５間に順方向ダイオードおよび逆方向ダイオードのいずれも介さない双方向に導通する動作する第三モードと、前記第一ゲート端子２とドレイン端子４間および前記第二ゲート端子３と前記ソース端子５間のいずれにもゲート駆動信号を加えないで（簡略化して言うと、第一ゲート端子２および前記第二ゲート端子３をオフして）順逆双方向の電流を遮断する第四モードとを有するものである。

本構造はＪＦＥＴに類似しているが、キャリア注入を意図的に行うという点で、ゲート電界によりチャネル領域内のキャリア変調を行うＪＦＥＴとは全く異なった動作原理により動作する。具体的には、ゲート電圧が３ＶまではＪＦＥＴとして動作するが、ｐｎ接合のビルトインポテンシャルを超える３Ｖ以上のゲート電圧が印加された場合には、ゲートに正孔が注入され、前述したメカニズムにより電流が増加し、大電流且つ低オン抵抗の動作が可能となる。

また、双方向スイッチ１は、第１のゲート電極１３Ａがｐ型の導電性を有する第１のｐ型半導体層１２Ａの上に形成され、第２のゲート電極１３Ｂがｐ型の導電性を有する第２のｐ型半導体層１２Ｂの上に形成されている。このため、第１の半導体層と第２の半導体層との界面領域に生成されるチャネル領域に対して、第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂから順方向のバイアスを印加することにより、チャネル領域内に正孔を注入することができる。窒化物半導体においては正孔の移動度は、電子の移動度よりもはるかに低いため、チャネル領域に注入された正孔は電流を流す担体としてほとんど寄与しない。このため、第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂから注入された正孔は同量の電子をチャネル領域内に発生させるので、チャネル領域内に電子を発生させる効果が高くなり、ドナーイオンのような機能を発揮する。つまり、チャネル領域内においてキャリア濃度の変調を行うことが可能となるため、動作電流が大きいノーマリーオフ型の窒化物半導体層双方向スイッチを実現することが可能となる。

次に双方向スイッチ１を使用した電力変換装置としてインバータ装置である三相用のインバータ装置１７について、図５を参照しながら説明する。図５に示すように、三相用のインバータ装置１７は、双方向スイッチ１を二個直列に接続したハーフブリッジ回路１８ａ、１８ｂ、１８ｃを並列に備え、第一ゲート端子２ａ〜２ｆ、第二ゲート端子３ａ〜３ｆの１２ゲートをＰＷＭ変調する同期制御手段１９が備えられており、前記同期制御手段１９は、駆動装置２０に備えられている。ここで、双方向スイッチ１ａ、１ｃ、１ｅを上アーム、双方向スイッチ１ｂ、１ｄ、１ｆを下アームとする。三相用のインバータ装置１７の出力としてハーフブリッジ回路１８ａ、１８ｂ、１８ｃの中間接続点には、例えばブ
ラシレスＤＣモータが誘導負荷１９ａとして接続されている。ここでは、三相用のインバータ装置としたが、直列回路を２対備えた構成として、単相負荷を接続してもよい。

次に、双方向スイッチ１ａ〜１ｆの変調パターンは、各端子共にＰＷＭ制御を行なう方法や、上アームである双方向スイッチ１ｂ、１ｄ、１ｆを出力の電気角１２０度毎に常時オンとし、下アームである双方向スイッチ１ａ、１ｃ、１ｅのみＰＷＭ制御を行なう方法などがあるが、その方法そのものは本発明の前提となるものであるが、一般に行われるものであるので、詳細な説明は省略する。

次に双方向スイッチ１のゲート駆動を行う前記同期制御手段１９について図６を参照しながら説明する。図６に示すように、前記駆動装置２０は、ゲート駆動回路１９ｂ、１９ｃを介して、第一ゲート端子２、第二ゲート端子３に接続されている。前記同期制御手段１９の構成は、図８に示す三相インバータに接続された誘導負荷１９ａに流れる還流電流を第三モードで双方向スイッチ１へ流すものである。すなわち、前記負荷からの還流電流が流れるタイミングに応じて、双方向スイッチ１を第四モードから第一モードを経由させて第三モードで通電するものである。そして、図４に示した４つの動作モードに対応させて、前記第一ゲート端子２、および第二ゲート端子３を駆動させるものである。

つまり、同期制御手段１９は、第１の双方向スイッチに順方向電流を流している状態から、切り替えによって前記順方向電流を遮断し、前記単相あるいは三相インバータの負荷電流を還流電流として第２の双方向スイッチに流す場合において、前記第２の双方向スイッチを第三モードで通電させるようにこの第２の双方向スイッチの第一ゲート端子、および第二ゲート端子を第１の双方向スイッチの駆動状態に同期させて駆動させるものである。

ここでインバータの双方向スイッチ１ａ〜１ｆを１２０度通電で同期制御手段１９を備えた場合についてのタイミングチャートを図７に示す。例えば、双方向スイッチ１ａがスイッチング動作を行い、誘導負荷１９ａに順方向電流を流し込むタイミング２１では、図８に示すように双方向スイッチ１ａをＰＷＭ駆動し、双方向スイッチ１ｄを導通状態にして負荷に電流を流している。この場合、双方向スイッチ１ａを導通状態と遮断状態の間を行き来させることになる。双方向スイッチ１ａを遮断状態にすると誘導負荷１９ａに還流電流を流す流路を確保することが必要である。この場合双方向スイッチ１ａは遮断された状態で、双方向スイッチ１ｂに逆方向の電流を流すことになる。すなわち図９に示すように誘導負荷１９ａに流し込む電流は、双方向スイッチ１ｂを通して、流すこととなる。このときの本実施の形態のように双方向スイッチを使用した場合、前記双方向スイッチ１ｂのモードを制御することで還流電流を流しても損失を少なくすることができる。

つまり、還流電流は通常スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードを通して流すために損失となるが双方向スイッチ１ｂを第三モードに切り替えることで、還流電流は逆並列ダイオードを流れないために損失を少なくすることができる。しかし、双方向スイッチ１ｂは、双方向スイッチ１ａの動作に同期させて切り替えなければ、上アームと下アームの上下短絡が発生したり、双方向スイッチ１ａと双方向スイッチ１ｂのスイッチング動作のばらつきにより不用意に負荷電流を遮断してしまったり、モード変化の際に過渡的に発生する第一モードや第二モードで発生するダイオードに電流を流してしまい損失の増加を招くことがある。

そこで、本実施の形態のように同期制御手段１９を備え、所定のシーケンスに基づき双方向スイッチ１ａと双方向スイッチ１ｂを切り替えることが重要である。以下その切り替えのシーケンスを説明する。

図１０は、図７で示したインバータ装置１７におけるハーフブリッジ回路１８ａの上下に直列接続された二つの双方向スイッチ１ａ、１ｂの同期動作について説明するためのオン・オフテーブルである。

以下、このオン・オフテーブルを参照して出力した場合の電力変換装置としてのインバータ装置１７について、図８を参照しながら説明する。図８では、双方向スイッチ１ａ〜１ｆにて主回路を構成している。双方向スイッチ１ａ〜１ｆは、それぞれ第一ゲート端子２ａ〜２ｆ、第二ゲート端子３ａ〜３ｆに対して、図７のような１２個の同期制御信号を駆動装置２０から出力することで、図１０のオン・オフテーブルを参照した４つのモードを遷移する。

すなわち、図１０の組合せ（１）は、上アームがスイッチング動作を行い、例えば、ハーフブリッジ回路１８ａから負荷に電流を流し込むタイミング２１において、双方向スイッチ１ａは第三モードの双方向に通電している状態で、双方向スイッチ１ｂは第四モードの双方向に遮断の状態であり、インバータ装置１７に流れる電流はすでに説明したように、図８のような流路になり、順方向電流が双方向スイッチ１ａを介して誘導負荷１９ａに流れ、双方向スイッチ１ｄを通って電源へ帰還する回路が形成されている。次にタイミング２１において双方向スイッチ１ａがオフし第四モードの双方向に遮断の状態で双方向スイッチ１ｂがオンし第三モードの双方向に通電している状態となると、インバータ装置１７に流れる電流は図９のような流路になり、還流電流が双方向スイッチ１ｂの第三モードを介して負荷に流れている状態に切り替わる。

このように図７のタイミング２１においてインバータ装置１７に流れる電流の流路を双方向スイッチ１ａから双方向スイッチ１ｂに切り替える場合に、図１０のオン・オフテーブルにおいて、組合せ（１）、組合せ（２）、組合せ（３）、組合せ（４）の順番に駆動させることによって、上下アームの短絡がなく貫通電流が流れず、かつ負荷に流れる電流が不連続になることなく素子、回路等の破壊を防止し、最も損失が少ない双方向スイッチ１ａ、１ｂの駆動をすることができる。

そこで、駆動装置２０は、第四モードにある第２の双方向スイッチの第一ゲート端子、および第二ゲート端子の状態を第三モードにある第１の双方向スイッチの駆動状態に同期させる同期制御手段１９を備えている。この同期制御手段１９には、すでに図１０を用いて説明した組合せ（１）から（４）の４つのステップとこれらを順番に実行させるシーケンスが備えられている。

つまり、前記４つのステップを順番に遷移させることで、第１の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ａ）に順方向電流を流している状態から、切り替えによって前記順方向電流を遮断し、前記単相あるいは三相インバータの負荷電流を還流電流として第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）に流す場合において、前記第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）を第三モードで通電させるようにこの第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）の第一ゲート端子（２ａ）、および第二ゲート端子（３ａ）の状態を第１の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ａ）の駆動状態に同期させるものである。

また、同期制御手段１９は、第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）を第四モードから第三モードへ移行させて通電する場合に、第１の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ａ）と第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）を切り替える所定のステップを実行するシーケンスを有するもので以下のステップおよびシーケンスを含むものである。

つまり、組合せ（１）から組合せ（２）、組合せ（３）を経由して組合せ（４）へ移行させるステップは、第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）を第四モードから第三
モードへ移行させて通電する場合に、第１の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ａ）および第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）を第一モードへ経由させるステップである。

また、第１の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ａ）と第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）を第一モードに切り替える場合に第１の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ａ）を第一モードに切り替える（ステップ組合せ（３））と第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）を第一モードに切り替えるステップ（組合せ（２））を備え、第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）を第１の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ａ）よりも先に切り替えるシーケンスを備えたものである。

また、同期制御手段１９は、組合せ（３）、（４）を順番に実行することで、第１の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ａ）が第一モードに切り替わった後に、第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）を第三モードへ切り替えるものである。

さらに、同期制御手段１９は、前記第１の双方向スイッチ、第２の双方向スイッチを切り替えるステップを所定の時間間隔で行う遅延手段１９ｄを設けたものであり、この遅延手段１９ｄにて設定する所定の時間間隔は、双方向スイッチ素子の応答時間よりも長い時間としたものである。

以下同期制御手段１９の作用による動作について図８、９、１０を用いて説明する。

まず、図１０の組合せ（１）では、前記第１の双方向スイッチとしての双方向スイッチ１ａは、第三モードの双方向に通電する状態で、前記第２の双方向スイッチとしての双方向スイッチ１ｂは、第四モードの双方向に遮断の状態である。つまり双方向スイッチ１ａと双方向スイッチ１ｂのゲート駆動信号は、図１１の組み合わせ（１）に示すものである。すなわち、第一ゲート端子２ａと第二ゲート端子３ａは共にＯＮ、第一ゲート端子２ｂと第二ゲート端子３ｂは共にＯＦＦとしている。この組合せ（１）の状態では、意図する電流の通流方向は、双方向スイッチ１ａのドレイン端子４からソース端子５への方向であり、双方向スイッチ１ｂが遮断状態にあるので、電流の流路は図８のような双方向スイッチ１ａを通ってインバータ装置１７の誘導負荷１９ａに流れ込み、双方向スイッチ１ｄを通って電源へ帰還する回路が形成されている状態である。

次に組合せ（２）に移行させると、双方向スイッチ１ａは、第三モードの双方向に通電する状態で、双方向スイッチ１ｂは、第一モードの双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された状態であるので、電流の方向は組合せ（１）の場合と同じで電流の流路は図８のままである。つまり双方向スイッチ１ａと双方向スイッチ１ｂのゲート駆動信号は、図１１の組み合わせ（２）に示すものである。すなわち、上アームの第一ゲート端子２ａと第二ゲート端子３ａと下アームの第一ゲート端子２ｂはＯＮ、第二ゲート端子３ｂはＯＦＦとしている。しかし、この組合せ（２）の状態をあらかじめ作ることによって、図７のタイミング２１で双方向スイッチ１ａがもし順方向に遮断された状態（たとえば組合せ（３）、（４））となっても双方向スイッチ１ｂのソース端子５からドレイン端子４の方向へ逆方向ダイオードを介して還流電流を流すための経路を確保でき、誘導負荷１９ａに供給する電流が不連続とならないように制御できる。つまり、双方向スイッチ１ｂのモード推移が双方向スイッチ１ａ遮断へのモード推移に対して遅れると電流が不連続となる。これを避けるために組合せ（２）を実施する。また、双方向スイッチに逆方向ダイオードがあることから上下アームの短絡状態を避けることができるためこの組合せ（２）の状態は必須である。

またもし、この組合せを意図的に経由せずに組合せ（１）から組合せ（４）に移行させ
ようとすると、各ゲート回路や応答性のばらつき等によりスイッチングのタイミングにズレが生じ、同時に４ゲートが切り替わることはないため、例えば組合せ（１）に状態から一番初めに双方向スイッチ１ｂの第二ゲート端子３ｂがオンしてしまうタイミング発生すると上下短絡を起こし、貫通電流が流れ素子等の破壊に至る。また、組合せ（１）の状態から一番初めに双方向スイッチ１ａの第二ゲート端子３ａがオフするタイミングが少しでも発生すると順方向電流、還流電流共に遮断されてしまうため負荷に電流を流し込めなくなり、誘導負荷１９ａのインダクタンスのエネルギーの逃げ場がなくなってサージ電圧が発生し、素子や周辺回路等の破壊に至る。このような事を避けるためにも組合せ（１）の次には組合せ（２）を意図的に作る必要がある。

また、次に組合せ（３）に移行すると、双方向スイッチ１ａは、第一モードの双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された状態で、双方向スイッチ１ｂも第一モードの双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された状態であるため双方向スイッチ１ａのドレイン端子４からソース端子５の方向への電流は遮断され、双方向スイッチ１ｂのソース端子５からドレイン端子４の方向へ逆方向ダイオードを介して還流電流が流れる状態となる。つまり双方向スイッチ１ａと双方向スイッチ１ｂのゲート駆動信号は、図１１の組み合わせ（３）に示すものである。すなわち、上アームの第一ゲート端子２ａはＯＮで第二ゲート端子３ａはＯＦＦ、下アームの第一ゲート端子２ｂはＯＮで第二ゲート端子３ｂはＯＦＦとしている。この組合せ（３）の状態は、電流の流路は図９のようなインバータ装置１７の誘導負荷１９ａに、双方向スイッチ１ｂの第一モードを経由して還流電流が流れる状態である。この状態だと逆方向ダイオードを介して電流が流れるため損失が第三モードで電流を流すよりも多くなってしまうが、上下短絡を防止し素子の破壊等なくスイッチングを行うためには、組合せ（３）の状態が一瞬でも必要である。

もし、この組合せを意図的に作らず組合せ（２）から組合せ（４）に移行させようとすると、各ゲート回路や応答性のばらつき等によりスイッチングのタイミングにズレが生じ、同時に４ゲートが切り替わることがないため、例えば組合せ（２）の状態から一番初めに双方向スイッチ１ｂの第二ゲート端子３ｂがオンしてしまうタイミングが少しでも発生すると上下短絡を起こし、貫通電流が流れ素子等の破壊に至る。または、双方向スイッチの第一ゲート端子２ａがオフすると電流は順方向に流れているが順方向ダイオードを介して電流が負荷に流れることになるためダイオードでの損失が発生した状態となり、順方向電流を遮断するためには結局双方向スイッチ１ａの第二ゲート端子３ａをオフする必要があるため、無駄な損失が発生してしまうだけである。このような、上下アーム短絡を防止し、低損失でゲート駆動するためには組合せ（２）の次には組合せ（３）を意図的に作る必要がある。

また、次に組合せ（４）に移行すると、双方向スイッチ１ａは、第四モードの双方向に遮断の状態で、双方向スイッチ１ｂは、第三モードの双方向に通電する状態であるので、双方向スイッチ１ｂのソース端子５からドレイン端子４の方向へ還流電流が流れる状態である。つまり双方向スイッチ１ａと双方向スイッチ１ｂのゲート駆動信号は、図１１の組み合わせ（４）に示すものである。すなわち、上アームの第一ゲート端子２ａと第二ゲート端子３ａはＯＦＦ、下アームの第一ゲート端子２ｂと第二ゲート端子３ｂはＯＮとしている。この組合せ（４）の状態では、電流の流路は図９のような前記インバータ装置１７の誘導負荷１９ａに、双方向スイッチ１ｂの第三モードで還流電流が流れる状態であるので、組合せ（３）の状態よりも損失が少ない状態で通流することができる。また、双方向スイッチ１ａを第四モードにすることによって第一ゲート端子２ａを駆動させる電力が必要ないため、より低損失な状態で負荷に還流電流を流すことができる。この場合、双方向スイッチ１ａの第一ゲート端子２ａと双方向スイッチ１ｂの第一ゲート端子２ｂを同時に駆動させることになるが、先述のように各ゲート回路や応答性のばらつき等によりスイッチングにズレが生じたとしても電流の流路や損失に影響することはないため、この二つの
ゲートに関しては同時に駆動させても良い。

以上のように、同期制御手段１９のシーケンスによって、組合せ（１）、組合せ（２）、組合せ（３）、組合せ（４）、の順番に双方向スイッチ１ａ、１ｂを動作させることによって、上アームより順方向電流を負荷に供給している状態から上下アーム短絡することなく、また負荷へ供給される電流が不連続になることなく、下アームより還流電流を負荷に供給する状態に最も損失が少ない状態でかつスムーズに移行することができる。また逆の動作、すなわち下アームより還流電流を負荷に供給している状態から、上アームより順方向電流を負荷に供給する状態へ移行する双方向スイッチ１ａ、１ｂの動作の組合せは、組合せ（４）、組合せ（３）、組合せ（２）、組合せ（１）の順番で、上アームより順方向電流を負荷に供給する状態から下アームより還流電流を負荷に供給している状態に移行する組合せの逆の動作をすることになる。逆の動作もこの組合せの順番で動作させると上下アーム短絡することなく、また負荷へ供給される電流が不連続になることなく、最も損失が少なくスムーズに移行することができる。このような前記同期制御手段１９を備えることによって低損失で効率の良い前記インバータ装置１７を得ることができる。

ここで、通常の単方向素子の場合だと、還流電流は素子と並列接続された、例えば還流ダイオードを通って電流が流れるため、図７のタイミング２１では、下アームには何も信号は出力されておらず常にＯＦＦ状態である。しかし、本実施の形態の双方向スイッチ１ａ〜１ｆでインバータが構成される場合は、前記同期制御手段１９を備えることによって、双方向スイッチ１ｂは、還流電流を第三モードの双方向に通電できる状態で流すことができるので、ゲート駆動回路での消費も最小限に抑え、かつ還流電流による損失を低減することができ、変換効率の良いインバータ装置１７を得ることができる双方向スイッチ１ａ〜１ｆの駆動装置を提供できる。

また、この前記同期制御手段１９では、双方向スイッチ１は、第四モードから第三モードに移行する際に、第一モードを介して移行し、第三モードから第四モードに移行する際も第一モードに移行して上下短絡を防止し、還流電流の経路を確保する形を取っている。

また、前記同期制御手段１９は、上下に配した双方向スイッチが同時に第三モードとならないように組合せ（１）から（４）を用意して、それぞれのステップを順番に実行するシーケンスを備え、さらに遅延手段１９ｄにより、先述の前記同期制御手段１９の各組合せが移行するステップ間にソフトウェアにて所定の時間間隔を設けることによって簡単な回路構成で遅延時間を持つことができ、組合せが移行している過渡期において意図しないスイッチング動作を防止することができ、前記同期制御手段１９は上下アーム短絡なく低損失な状態で動作させることができる。例えば、双方向スイッチのスイッチング動作が極端に早い場合を想定すると、ＯＮからＯＦＦまたはＯＦＦからＯＮに切り替わる時にリンギングが発生し電圧が跳ね上がるといった現象が起こる。このような現象が発生すると過電圧によって素子破壊が発生したり、スイッチングを行うことでノイズ発生の原因となってしまうためこのような現象を避けるために意図的にスイッチングスピードを遅らせる場合がある。そのような場合では、たとえマイクロコンピュータから図１１のような波形を双方向スイッチに出力したとしても実際のスイッチングスピードに遅れが生じているため回路等のばらつきによって双方向スイッチが意図しない動作をしてしまい、上下アーム短絡や電流不連続が発生してしまうタイミングが生じてしまう可能性がある。その防止策として、遅延手段１９ｄを設けて図１０のような組合せの順番で上下の双方向スイッチが動作するようにする必要がある。

また、前記同期制御手段１９において遅延手段２５にて設定する遅延時間は、少なくとも双方向スイッチの第三モードへの移行時間あるいは第三モードから他のモードへの移行時間よりも長い時間と設定しており、例えば第三モードに移行する時間が１００ｎｓとす
ると先述の各組合せの移行する間に設けたデットタイムを少なくとも１００ｎｓ以上と設定することにより、過渡期における意図しないスイッチング動作を防止することができる。

また、前記同期制御手段１９を用いた本実施の形態に記載の双方向スイッチのゲート駆動装置を使用することによって、電力変換損失の少ない高効率な例えばインバータのような電力変換器を得ることができ、消費電力の少なくても同じ出力ができる電力変換装置を得ることができる。

また、前記同期制御手段１９を用いた本実施の形態に記載の双方向スイッチのゲート駆動装置を使用することによって、例えば電力変換損失の少ない高効率なインバータ回路が搭載されることになり、消費電力が少なく省エネ効果のあるモータ駆動装置を得ることができる。

また、前記同期制御手段１９を用いた本実施の形態に記載の双方向スイッチのゲート駆動装置を使用することによって、電力変換損失の少ない高効率なインバータ回路の搭載された空気調和機として、消費電力が少なく省エネ効果のある例えばレンジフードのようなものを得ることができる。

（実施の形態２）
以下、実施の形態２について、図１２を参照しながら双方向スイッチ１の同期制御手段１９について説明する。

なお、実施の形態１と同一機能を有するものは、同一符号を付して詳細な説明は省略する。

実施の形態１のように双方向スイッチ１を用いることで、一般的なインバータを単方向のスイッチング素子で１２０度通電制御した場合における課題を解決することができる。すなわち、図１２に示すインバータ装置は、一般的な三相インバータを単方向のスイッチング素子で１２０度通電制御するための信号を変更することなくそのまま使用し、図１３で示すモータ位置検出信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗと単方向のスイッチング素子を１２０度通電制御する信号を論理回路２２に入力することで実施の形態１で示した図７の双方向スイッチ１ａ〜１ｆを１２０度通電で同期制御手段１９を備えた場合のゲート駆動信号を生成し、双方向スイッチ１ａ〜１ｆを駆動させることができる。

そこで、本実施の形態では、１２０度通電制御用のタイミングを用いて同期制御手段１９を備えた場合について説明する。この場合、図１２に示すインバータ装置において、駆動装置２０は、単方向スイッチング素子を用いた場合の１２０度通電制御用のタイミング（図１３に示す上アームのゲート駆動信号１ａｇ、１ｂｇ、１ｃｇ、１ｄｇ、１ｅｇ、１ｆｇ）のスイッチング信号をもとに実施の形態１の双方向スイッチ１を用いた場合のゲート信号を生成することで回路を簡略化することができる。すなわち、三相インバータの一相の上アームを駆動する一つの信号（例えばゲート駆動信号１ａｇ）を基本にして、図１３に示す誘導負荷１９ａに順方向電流を流すタイミング２３における双方向スイッチ１の上下アーム分の４つの同期制御信号を生成し、上アームに関しては生成した２つの信号をそのまま出力（第一ゲート駆動信号２ａｇ、第二ゲート駆動信号３ａｇ）とし、下アームに関しては生成した２つの同期制御信号と１２０度通電するためゲート駆動信号１ｂｇを組み合わせた信号（第一ゲート駆動信号２ｂｇ、第二ゲート駆動信号３ｂｇ）を生成するものである。実際には、３相分を用意すればよい（つまりゲート駆動信号１ｃｇ、１ｄｇおよび１ｅｇ、１ｆｇからもそれぞれ４つの第一ゲート駆動信号２ｃｇ、２ｄｇ、第二ゲート駆動信号３ｃｇ、３ｄｇおよび第一ゲート駆動信号２ｅｇ、２ｆｇ、第二ゲート駆動
信号３ｅｇ、３ｆｇを生成すればよい）。そこで、本実施の形態の論理回路が有益となる。

つまり、Ｕ相の第一ゲート駆動信号２ａｇ、２ｂｇ、第二ゲート駆動信号３ａｇ、３ｂｇは、図１４に示すようにＵ相とＶ相に対応するモータ位置検出信号ＨｕとＨｖと、これらモータ位置検出信号Ｈｕとモータ位置検出信号Ｈｖから生成されるＵ相の上下アームのゲート駆動信号１ａｇ、１ｂｇを入力信号として論理回路２２によって生成される。

この論理回路２２はモータ位置検出信号Ｈｕ、Ｈｖの二つの信号からハーフブリッジ回路１８ａにおける上アームのＯＮ区間、すなわちタイミング２３の区間を検出するブロック２４ａと、図１１に示すような上アームのゲート駆動信号１ａｇを基準に上下アームの４つの同期制御信号を生成するブロック２４ｂと１２０度通電常時オンするための下アームのゲート駆動信号１ｂｇとブロック２４ｂで生成された下アームのゲート駆動信号 の同期制御信号とを組み合わせるブロック２４ｃとで構成されている。本実施の形態で図１１のような４つの同期制御信号はブロック２４ａ、ブロック２４ｂで生成されるため以下に詳細を記載する。

まず、ブロック２４ａは、モータ位置検出信号Ｈｕの信号がＨｉｇｈであり、かつモータ位置検出信号Ｈｖの信号がＬｏｗである区間、すなわち図１３に示すタイミング２３の１２０度区間のみＯＮ信号が出力されるように構成されている。

次に、ブロック２４ｂは、１２０度通電制御用のゲート駆動信号１ａｇがＯＮからＯＦＦに切り替わってからある一定時間ｔ１だけ遅延した後にＯＮからＯＦＦに切り替わり、さらにゲート駆動信号１ａｇがＯＦＦからＯＮに切り替わるとほぼ同時にＯＦＦからＯＮに切り替わる第一ゲート駆動信号２ａｇと、ゲート駆動信号１ａｇがＯＮからＯＦＦ、ＯＦＦからＯＮに切り替わるときに一定時間ｔ２だけ遅延した後にＯＮからＯＦＦ、ＯＦＦからＯＮに切り替わる第二ゲート駆動信号３ａｇと、ゲート駆動信号１ａｇがＯＮからＯＦＦに切り替わるとほぼ同時にＯＦＦからＯＮに切り替わり、さらにゲート駆動信号１ａｇがＯＦＦからＯＮに切り替わってから一定時間ｔ１だけ遅延した後にＯＮからＯＦＦに切り替わる第一ゲート駆動信号２ｂｇと、ゲート駆動信号１ａｇがＯＮからＯＦＦに切り替わってから一定時間ｔ１だけ遅延した後にＯＦＦからＯＮに切り替わり、さらにゲート駆動信号１ａｇがＯＦＦからＯＮに切り替わるとほぼ同時にＯＮからＯＦＦに切り替わる第二ゲート駆動信号３ｂｇの４つの信号を生成するように構成されている。ここで一定時間ｔ１と一定時間ｔ２の関係は、０＜一定時間ｔ２＜一定時間ｔ１という関係である。

すなわち、ブロック２４ａで生成された信号によりタイミング２３の１２０度区間でのみブロック２４ｂで生成した４つの同期制御信号が出力されるようになっており、ブロック２４ｂで作成される４つの信号のスイッチングの順番は、第一ゲート駆動信号２ａｇを基準とすると、この第一ゲート駆動信号２ａｇがＯＮからＯＦＦに切り替わる場合は、まず第一ゲート駆動信号２ａｇがＯＮからＯＦＦに切り替わるタイミングから一定時間ｔ１だけ早く第一ゲート駆動信号２ｂｇがＯＦＦからＯＮに切り替わり、第一ゲート駆動信号２ｂｇが切り替わってから一定時間ｔ２だけ遅延した後に第二ゲート駆動信号３ａｇがＯＮからＯＦＦに切り替わる。その後一定時間ｔ２＜一定時間ｔ１であるので第一ゲート駆動信号２ｂｇが切り替わってから一定時間ｔ１経過すると第一ゲート駆動信号２ａｇがＯＮからＯＦＦに切り替わり、それとほぼ同時に第二ゲート駆動信号３ｂｇがＯＦＦからＯＮに切り替わる。

次に第一ゲート駆動信号２ａｇがＯＦＦからＯＮになる場合は、まず第二ゲート駆動信号３ｂｇがほぼ同時にＯＮからＯＦＦに切り替わり、その後第一ゲート駆動信号２ａｇが切り替わってから一定時間ｔ２だけ遅延した後に第二ゲート駆動信号３ａｇがＯＦＦから
ＯＮに切り替わり、さらにその後、一定時間ｔ２＜一定時間ｔ１であるので第一ゲート駆動信号２ａｇが切り替わってから一定時間ｔ１経過すると第一ゲート駆動信号２ｂｇがＯＮからＯＦＦに切り替わる。このような順番でスイッチングする４つの第一ゲート駆動信号２ａｇ、２ｂｇ、第二ゲート駆動信号３ａｇ、３ｂｇが出力されるようにブロック２４ｂは構成されている。

ここで、図１１を見ると元のゲート駆動信号１ａｇがオンして順方向に電流を流すタイミングと本実施の形態で作成した第二ゲート駆動信号３ａｇの信号がオンするタイミング（本実施の形態では第二ゲート駆動信号３ａｇがオンすると順方向に電流を流す）にズレが生じているが、このズレは数百ｎｓであり、１２０度通電区間が数ｍｓ〜数十ｍｓであるのに対して極微少であるので特に位相がずれるといった問題等は発生しないようになっている。

このような論理回路を組み、駆動装置２０と双方向スイッチ１ａ、１ｂの各ゲートの間に接続することでハーフブリッジ回路１８ａの上下に直列接続された二つの双方向スイッチ１ａ、１ｂを同期動作させるために４つのゲート駆動信号を出力する構成となっている。

以上のような構成とした場合に、例えば上記のような４つの信号を出力する論理回路を図１４のようにブロック２４ａをＮＯＴ回路２６ａとＡＮＤ回路２７ａで、ブロック２４ｂを遅延手段２５とＮＯＴ回路２６ｂ〜２６ｅとＡＮＤ回路２７ｂ〜２７ｆとＯＲ回路２８ａ、２８ｂとで、ブロック２４ｃをＯＲ回路２８ｃ、２８ｄとで構成することができる。この論理回路の動作については図１０に示すオン・オフテーブルを参照して以下に詳細を説明する。

まず、図１３のタイミング２３において駆動装置２０からＯＮ信号が出力され、論理回路２２に入力されている状態を説明する。この状態では、論理回路２２の出力は、双方向スイッチ１ａの第一ゲート端子２ａ、第二ゲート端子３ａには共にＯＮ信号が入力され、双方向スイッチ１ｂの第一ゲート端子２ｂ、第二ゲート端子３ｂは共にＯＦＦ信号が入力されているので、誘導負荷１９ａに順方向電流を流し込んでいる状態である。つまり、この状態は図１１の組合せ（１）の状態であることがわかる。

次ぎに、組合せ（１）の状態からタイミング２３において駆動装置２０からにＯＦＦ信号が出力された場合について以下に説明する。ＯＦＦ信号が論理回路２２に入力されるとゲート駆動信号１ａｇとしてＯＦＦ信号が出力されていることになるため、ＮＯＴ回路２６ａを通して信号は反転し、ＡＮＤ回路２７ａからＯＮ信号が出力され、その信号はＮＯＴ回路２６ｂ、ＯＲ回路２８ｂ、ＡＮＤ回路２７ｆに入力される。そしてＯＲ回路２８ｂには、ＯＮ信号が入力され、そのままＯＲ回路２８ｃにもＯＮ信号が入力されるので、ＯＲ回路２８ｃの出力もＯＮ信号が出力されることになり、双方向スイッチ１ｂの第一ゲート端子２ｂはＯＮとなる。ＡＮＤ回路２７ｆにもＯＮ信号が入力されるがこの瞬間では、ＡＮＤ回路２７ｃの出力はＯＦＦ信号のままなので、ＡＮＤ回路２７ｆの出力はＯＦＦ信号となり、ＯＲ回路２８ｄの出力もＯＦＦとなり双方向スイッチの第二ゲート端子３ｂはＯＦＦのままである。同様に双方向スイッチ１ａの第一ゲート端子２ａ、第二ゲート端子３ａもこの瞬間ではＯＮのままである。すなわち、この状態は、図１０における組合せ（２）の状態で、電流方向は組合せ（１）と同様に順方向電流であることがわかる。ここで、ブロック２４ａのＮＯＴ回路２６ｅとＡＮＤ回路２７ｅは、モータ位置検出信号Ｈｕ、Ｈｖからタイミング２３の時のみＯＮ信号が出力されるように構成されており、これをＡＮＤ回路２７ａ〜２７ｄに入力することで、タイミング２３の時のみ双方向スイッチ１ａ、１ｂにＰＷＭ駆動信号が出力されるように構成されている。以下、ＡＮＤ回路２７ａ〜２７ｄは同様の処理のため説明を省略する。

また、ブロック２４ｃのＯＲ回路２８ｃ、２８ｄは下アームをタイミング２３とは別のタイミングで１２０度常時ＯＮするゲート駆動信号１ｂｇとブロック２４ｂで生成されたタイミング２３における下アームの同期制御信号（ＯＲ回路２８ｂとＡＮＤ回路２７ｆの出力）との論理和（ＯＲ）を取る構成となっているため、タイミング２３においてブロック２４ｂで生成された下アームの同期制御信号は、ＯＲ回路２８ｂとＡＮＤ回路２７ｆの出力がそのまま双方向スイッチ１ｂの駆動信号となる。そのため以下では、ＯＲ回路２８ｃ、２８ｄの動作は省略する。

また、次に上記の組合せ（２）の状態になると同時にＮＯＴ回路２６ｂにＯＮ信号が入力され、反転したＯＦＦ信号がＡＮＤ回路２７ｂに入力されることになる。ＡＮＤ回路２７ｂから出力されたＯＦＦ信号は、ＮＯＴ回路２６ｃ、双方向スイッチ１ａの第二ゲート端子３ａに入力される。これによって双方向スイッチ１ａの第二ゲート端子３ａはＯＦＦとなる。この時、双方向スイッチ１ａ、１ｂの第一ゲート端子２ａ、２ｂは共にＯＮ、双方向スイッチ１ｂの第二ゲート端子３ｂはＯＦＦである。すなわち、この瞬間では図１０において組合せ（３）の状態で、上アームが遮断されたので還流電流が誘導負荷１９ａに流れていることになる。ここで、ＡＮＤ回路２７ｂの出力に遅延時間を設けるために例えば、図１４に示すように遅延手段２５としてＣＲ回路を設ける。ロジック回路での遅延時間はあるが、その遅延時間は微少な時間であるため、組合せ（２）の状態を確実に作ってから組合せ（３）に移行するようにする必要がある。そうしなければ、実施の形態（１）で述べたように電流不連続となってしまう時間が発生する可能性があるため、このようにＣＲ回路を接続し遅延時間を作成し、組合せ（２）に移行した後に組合せ（３）となるように構成する必要がある。

また、次に上記の組合せ（３）となると同時にＮＯＴ回路２６ｃにＯＦＦ信号が入力され反転したＯＮ信号がＡＮＤ回路２７ｃに入力される。ＡＮＤ回路２７ｃから出力されたＯＮ信号は、ＮＯＴ回路２６ｄ、ＯＲ回路２８ｂ、ＡＮＤ回路２７ｆに入力される。この時、ＯＲ回路２８ｂには先述のように、すでにＡＮＤ回路２７ａからＯＮ信号が入力されているためＯＲ回路２８ｂの出力はＯＮ信号であり、双方向スイッチ１ｂの第一ゲート端子２ｂはＯＮのままである。この時、ＡＮＤ回路２７ｆは、先述のようにＡＮＤ回路２７ａからＯＮ信号が入力されているためＡＮＤ回路２７ｃからＯＮ信号が入力されたこの時点で出力がＯＦＦ信号からＯＮ信号に切り替わり、双方向スイッチ１ｂの第二ゲート端子３ｂがＯＮとなる。そして、ＮＯＴ回路２６ｄに入力された信号は、反転しＯＦＦ信号となりＡＮＤ回路２７ｄに入力され、ＯＲ回路２８ａに入力される。これ以前ではＯＲ回路２８ａにはＡＮＤ回路２７ｄからはＯＮ信号が入力されていたが、この時初めてＯＲ回路２８ａにＯＦＦ信号が入力されることになり、もう一方の入力はもともとＯＦＦ信号であるため、ＯＲ回路２８ａからＯＦＦ信号が出力され、双方向スイッチ１ａの第一ゲート端子２ａがＯＦＦとなる。すなわち、この瞬間に図１０において組合せ（４）の状態で、双方向スイッチ１ｂが第三モードで双方向に通電状態で還流電流を流すことができる。ここで、ＡＮＤ回路２７ｃの出力に遅延時間を設けるために先述と同様にＣＲ回路を設ける。組合せ（３）になると上アームから流れている電流が遮断されることになるが、上アームがターンオフするために遅延時間が発生する。この過渡状態で双方向スイッチを駆動させるための信号を出力しても意図しないスイッチング動作となり、上下短絡等の事象が発生する可能性がある。これを防止するためにもＣＲ回路を設けて意図的に遅延時間を作り、組合せ（３）になって上アームが確実にターンオフしてから組合せ（４）に移行させるようにする必要がある。このようにＣＲ回路を作成し、遅延時間を設けることで上下短絡なく確実に双方向スイッチ１ａ、１ｂを駆動する構成となっている。

このように構成することで、上アームより順方向電流を負荷に供給している状態から下アームより還流電流を負荷に供給する状態になる場合は、図１３のタイミング２３におけ
る上アームのゲート駆動信号１ａｇがオフするタイミングの信号が入力された場合に同期して、図１０のオン・オフテーブルにおいて組合せ（１）から順番に組合せ（２）、組合せ（３）、組合せ（４）と移行するようにハーフブリッジ回路１８ａの双方向スイッチ１ａ、１ｂの各４ゲート（２ａ、３ａ、２ｂ、３ｂ）に信号が出力されるようになっている。

また、次に逆の動作である組合せ（４）の状態から駆動装置２０よりタイミング２３におけるＯＮ信号が論理回路２２に入力された場合について以下に説明する。ＯＮ信号が論理回路２２に入力されると１ａにＯＮ信号が出力されていることになるため、ＯＲ回路２８ａとＮＯＴ回路２６ａにＯＮ信号が入力される。ＯＲ回路２８ａには、組合せ（４）の際は二つのゲート共にＯＦＦ信号が入力されているため、この時にＯＮ信号がＯＲ回路２８ａに入力されるとＯＲ回路２８ａからはＯＮ信号が出力され、双方向スイッチ１ａの第一ゲート端子２ａがＯＮになる。そして、ＮＯＴ回路２６ａに入力されたＯＮ信号は、反転しＯＦＦ信号となりＡＮＤ回路２７ａに入力される。ＡＮＤ回路２７ａから出力されたＯＦＦ信号は、ＮＯＴ回路２６ｂ、ＯＲ回路２８ｂ、ＡＮＤ回路２７ｆに入力される。ＯＲ回路２８ｂには、もう一つのゲートからＯＮ信号が入力されているため出力はＯＮ信号が出力されることになり、双方向スイッチ１ｂの第一ゲート端子２ｂはＯＮである。ＡＮＤ回路２７ｆにＯＦＦ信号が入力されると、ＡＮＤ回路２７ｃの出力はＯＦＦ信号となるため、双方向スイッチの第二ゲート端子３ｂはＯＦＦとなる。ここで、双方向スイッチ１ａの第一ゲート端子２ａ、第二ゲート端子３ａはこの瞬間ではＯＮのままである。すなわち、この状態は、図１０における組合せ（３）の状態で、電流方向は逆方向ダイオードを介した還流電流が誘導負荷１９ａに流れていることになる。

また、次に上記の組合せ（３）の状態になると同時にＮＯＴ回路２６ｂにＯＦＦ信号が入力され、反転したＯＮ信号がＡＮＤ回路２７ｂに入力されることになる。ＡＮＤ回路２７ｂから出力されたＯＮ信号は、ＮＯＴ回路２６ｃ、双方向スイッチ１ａの第二ゲート端子３ａに入力される。これによって双方向スイッチ１ａの第二ゲート端子３ａはＯＮとなる。この時、双方向スイッチ１ａ、１ｂの第一ゲート端子は共にＯＮ、双方向スイッチ１ｂの第二ゲート端子３ｂはＯＦＦである。すなわち、この瞬間では図１０において組合せ（２）の状態で、上アームが第三モードの双方向に通電状態となったので順方向電流が誘導負荷１９ａに流れていることになることになる。ここで、先述のように図１４のようなＣＲ回路を設けたことによって遅延時間が発生し、組合せ（３）の状態を確実に作ってから組合せ（２）に移行するように構成されている。遅延時間を設けることによって、実施の形態（１）で述べたように上下短絡となってしまう時間が発生する可能性があるため、このようにＣＲ回路を接続し遅延時間を作成し、組合せ（３）に移行した後に組合せ（２）となるように構成する必要がある。

また、次に上記の組合せ（２）となると同時にＮＯＴ回路２６ｃにＯＮ信号が入力され反転したＯＦＦ信号がＡＮＤ回路２７ｃに入力される。ＡＮＤ回路２７ｃから出力されたＯＦＦ信号は、ＮＯＴ回路２６ｄ、ＯＲ回路２８ｂ、ＡＮＤ回路２７ｆに入力される。この時、ＯＲ回路２８ｂには先述のように、すでにＡＮＤ回路２７ａからＯＦＦ信号が入力されているので、ＡＮＤ回路２７ｃからＯＦＦ信号が入力されるとＯＲ回路２８ｂの出力はＯＦＦ信号となり、双方向スイッチ１ｂの第一ゲート端子２ｂはＯＦＦになる。この時、ＡＮＤ回路２７ｆは、先述のようにＡＮＤ回路２７ａからＯＦＦ信号が入力されているためＡＮＤ回路２７ｃからＯＦＦ信号が入力されても、双方向スイッチ１ｂの第二ゲート端子３ｂがＯＦＦのままである。そして、ＮＯＴ回路２６ｄに入力された信号は、反転しＯＮ信号となりＡＮＤ回路２７ｄに入力され、ＯＲ回路２８ａに入力される。しかし、すでにＯＲ回路２８ａには、ＯＮ信号が入力されているため、ＯＲ回路２８ａの出力はＯＮ信号のままで、双方向スイッチ１ａの第一ゲート端子２ａはＯＮである。すなわち、この瞬間に図１０において組合せ（１）の状態で、電流方向は、組合せ（２）と同様である。
ここで、ＡＮＤ回路２７ｃの出力に遅延時間を設けるためにＣＲ回路を設けたことによって、上アームがターンオンする際の遅延時間における過渡状態で双方向スイッチを駆動させて意図しないスイッチング動作を防止し、上下短絡等の事象が発生しないようにすることができる。そのためＣＲ回路を設けて意図的に遅延時間を作り、組合せ（２）になって上アームが確実にターンオンしてから組合せ（１）に移行させるようにする必要がある。このようにＣＲ回路を作成し、遅延時間を設けることで上下短絡なく確実に双方向スイッチ１ａ、１ｂを駆動する構成となっている。

以上のように、逆の動作の下アームより還流電流を誘導負荷１９ａに供給する状態から上アームより順方向電流を負荷に供給している状態になる場合は、タイミング２３における上アームのゲート駆動信号１ａｇがオンするタイミングの信号が論理回路２２に入力された場合に同期して、組合せ（４）、組合せ（３）、組合せ（２）、組合せ（１）と移行する信号を出力するように構成されている。

以上のような論理回路２２を駆動装置２０と双方向スイッチ１ａ〜１ｆの第一ゲート端子２ａ〜２ｆ、および第二ゲート端子３ａ〜３ｆの間に備えることによって、一般的な三相インバータの場合は双方向スイッチが６素子必要となることから、１２個のゲート信号を出力する必要があるが、同期制御手段１９は、論理回路２２で６個のゲート信号と３個の位置検出信号から１２個のゲート信号を作り、６個のゲート信号入力のままで双方向スイッチ１ａ〜１ｆの１２個のゲート駆動をするので、回路の特別な変更等なく簡単な回路構成、かつ高機能なマイクロコンピュータが必要なく安価で変換効率の良い双方向スイッチ１の駆動方法を提供できる。

なお、論理回路を図１４のような回路としたが、スイッチングの順番が図１１のような順番で切り替えることができる構成のものであれば別の回路であってもよい。また、遅延手段２５はここではＣＲ回路で構成し遅延時間を作成したが、他の回路で遅延時間を作成し遅延手段としてもよい。

本発明にかかる双方向スイッチのゲート駆動回路は、ブリッジ回路に配置して単相あるいは三相インバータを構成する双方向スイッチと、この双方向スイッチを駆動する駆動回路とを備え、前記双方向スイッチは、チャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成した第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に前記第１のオーミック電極側から順に形成した、第１のｐ型半導体層及び第２のｐ型半導体層と、前記第１のｐ型半導体層の上に形成した第１のゲート電極と、前記第２のｐ型半導体層の上に形成した第２のゲート電極とを備えた基板と、前記第１のオーミック電極に接続したドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続したソース端子と、前記第１のゲート電極に接続した第一ゲート端子と、前記第２のゲート電極に接続した第二ゲート端子とで構成し、かつ、前記第一ゲート端子とドレイン端子間にのみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モードと、前記第二ゲート端子と前記ソース端子間にのみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間にゲート駆動信号を入力して前記ドレイン端子から前記ソース端子間に順方向ダイオードおよび逆方向ダイオードのいずれも介さない双方向に導通する動作する第三モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のいずれにもゲート駆動信号を加えないで順逆双方向の電流を遮断する第四モードとを有し、前記駆動回路は、前記双方向スイッチのうちの第１の双方向スイッチに順
方向電流を流している状態から、切り替えによって前記順方向電流を遮断し、前記単相あるいは三相インバータの負荷電流を還流電流として第２の双方向スイッチに流す場合において、前記第２の双方向スイッチを第三モードで通電させるようにこの第２の双方向スイッチの第一ゲート端子、および第二ゲート端子の状態を第１の双方向スイッチの駆動状態に同期させて同期制御手段を備えた構成にして、前記同期制御手段は、前記単相あるいは三相インバータにおいて、接続された誘導負荷から流れる還流電流を第２の双方向スイッチに流す場合に前記第三モードで通電するように前記第一ゲート端子、および第二ゲート端子に制御信号を送り、第２の双方向スイッチを駆動させるので、双方向スイッチに還流ダイオードを並列接続する必要がなく、還流ダイオードのＶｆによる損失を無くすることができ、損失が少なく効率の良い前記単相あるいは三相インバータを提供することもでき有用である。

１ 双方向スイッチ
１ａ〜１ｆ 双方向スイッチ
１ａｇ〜１ｆｇ ゲート駆動信号
２ 第一ゲート端子
２ａ〜２ｆ 第一ゲート端子
２ａｇ〜２ｆｇ 第一ゲート駆動信号
３ 第二ゲート端子
３ａ〜３ｆ 第二ゲート端子
３ａｇ〜３ｆｇ 第二ゲート駆動信号
４ ドレイン端子
５ ソース端子
６ 基板
７ バッファ層
８ 半導体層積層体
９ ＧａＮ層
１０ ＡｌＧａＮ層
１１Ａ 第１のオーミック電極
１１Ｂ 第２のオーミック電極
１２Ａ 第１のｐ型半導体層
１２Ｂ 第２のｐ型半導体層
１３Ａ 第１のゲート電極
１３Ｂ 第２のゲート電極
１４ 保護膜
１５ 第１のトランジスタ
１６ 第２のトランジスタ
１７ インバータ装置
１８ａ〜１８ｃ ハーフブリッジ回路
１９ 同期制御手段
１９ａ 誘導負荷
１９ｄ 遅延手段
２０ 駆動装置
２１ タイミング
２２ 論理回路
２３ タイミング
２４ａ〜２４ｃ ブロック
２５ 遅延手段
２６ａ〜２６ｅ ＮＯＴ回路
２７ａ〜２７ｆ ＡＮＤ回路
２８ａ〜２８ｄ ＯＲ回路

Claims (7)

1. ブリッジ回路に配置して単相あるいは三相インバータを構成する双方向スイッチと、
   この双方向スイッチを駆動する駆動装置とを備え、
   前記双方向スイッチは、
   チャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成した第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に前記第１のオーミック電極側から順に形成した第１のｐ型半導体層及び第２のｐ型半導体層と、前記第１のｐ型半導体層の上に形成した第１のゲート電極と、前記第２のｐ型半導体層の上に形成した第２のゲート電極とを備えた基板と、
   前記第１のオーミック電極に接続したドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続したソース端子と、前記第１のゲート電極に接続した第一ゲート端子と、前記第２のゲート電極に接続した第二ゲート端子とで構成し、
   かつ、前記第一ゲート端子とドレイン端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モードと、
   前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モードと、
   前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間にゲート駆動信号を入力して前記ドレイン端子から前記ソース端子間に順方向ダイオードおよび逆方向ダイオードのいずれも介さない双方向に導通する第三モードと、
   前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のいずれにもゲート駆動信号を加えないで順逆双方向の電流を遮断する第四モードとを有し、前記駆動装置は、前記双方向スイッチのうちの第１の双方向スイッチに順方向電流を流している状態から、切り替えによって前記順方向電流を遮断し、前記単相あるいは三相インバータの負荷電流を還流電流として第２の双方向スイッチに流す場合において、
   前記第１の双方向スイッチを第三モードから第三モード、第一モード、第四モードの順で移行させ、
   前記第２の双方向スイッチを第四モードから第一モード、第一モード、第三モードの順で
   前記第１の双方向スイッチの駆動状態に同期させて移行させる同期制御手段を備えたことを特徴とする双方向スイッチの駆動装置。
2. 前記同期制御手段は、
   前記双方向スイッチのうちの第２の双方向スイッチに還流電流を流している状態から、切り替えによって前記還流電流を遮断し、前記単相あるいは三相インバータの負荷電流を順方向電流として第１の双方向スイッチに流す場合において、
   前記第１の双方向スイッチを第四モードから第一モード、第三モード、第三モードの順で移行させ、
   前記第２の双方向スイッチを第三モードから第一モード、第一モード、第四モードの順で前記第１の双方向スイッチの駆動状態に同期させて移行させることを特徴とする請求項１記載の双方向スイッチの駆動装置。
3. 同期制御手段は、第１、第２の双方向スイッチを切り替えるステップを所定の時間間隔で行う遅延手段を設けたことを特徴とする請求項１または２に記載の双方向スイッチ駆動装置。
4. 遅延手段にて設定する遅延時間は、少なくとも双方向スイッチのモード間の移行時間よりも長い時間であることを特徴とする請求項３記載の双方向スイッチの駆動装置。
5. 請求項１から４いずれか一つに記載の双方向スイッチの駆動装置を使用したことを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項１から４いずれか一つに記載の双方向スイッチの駆動装置を使用したことを特徴とするモータ駆動装置。
7. 請求項１から４いずれか一つに記載の双方向スイッチの駆動装置を使用したことを特徴とする空気調和機。
   

Images