JP5624988B2 - Ｍｉｍｏ受信装置及び受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、ＭＩＭＯ（Multi Input Multi Output）受信装置及び受信方法に関する。

近年、有限な無線周波数資源を有効活用する方法として、ＭＩＭＯ方式が盛んに用いられている。ＭＩＭＯ方式を用いた伝送方式は、送信側及び受信側で複数のアンテナを用いて、同期した複数の無線ストリームを同時に空間的に多重して伝送する。そのため、ＭＩＭＯ方式を用いた伝送方式は、無線伝送チャネルの状況によって、単一の信号を伝送する場合に比べ周波数利用効率の向上を図ることができる。

ＭＩＭＯ方式では、受信側でも複数のアンテナを利用して信号処理することにより、空間で合成された複数のストリームを分離することが可能である（特許文献１参照）。しかし、無線伝送チャネルの状況によっては、ストリーム間での相互干渉による影響が大きく、伝送誤り率が劣化してしまう場合がある。

そこで、ＭＩＭＯ方式では、この影響を緩和するために、デマッピング後の軟判定値を活用して誤り訂正を行う方法が一般的に用いられている。この方法は、ＭＩＭＯ分離後のストリームに対して、分離後のストリームの信号対雑音電力、またはその平方根等に比例した係数を乗算するものである。これにより、本来の受信振幅情報を保持させ、軟判定誤り訂正復号器の性能を最大限発揮させ、ストリーム間での相互干渉による影響を抑えることができる。

また、ＭＩＭＯ方式には、包絡線生成を別途設け無くとも、伝達係数の逆行列を演算する過程で得られるパラメータを用いて、上記ＭＩＭＯ分離後のストリームの信号対雑音電力に比例する係数を取得する方法がある（特許文献２参照）。

また、非特許文献１には、この演算について詳細に述べられている。以下に、この演算について簡単に説明する。Ｎ本の送信アンテナとＮ本の受信アンテナ間のチャネル特性Ｈを式（１）のように表記したとき、チャネル特性Ｈの逆行列Ｇは式（２）のように表される。
ここで、｜Ｈ_ｉｊ｜はｈ_ｉｊの小行列を示し、ｔは転置行列を示す。

空間多重された信号は、ＺＦ（Zero Forcing）基準またはＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）基準、等のフィードフォワード型チャネル間干渉キャンセラ（線形干渉キャンセラ）によって、複数のストリームに分離される。ストリーム分離後のｎ番目のストリームは、重み付け係数ｗ_ｎ（式（３）参照）が乗ぜられる。

図１は、上記の様な処理を行う受信装置のブロック図である。図１において、行列演算によりＭＩＭＯ分離された各ストリームに対して、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等の線形変調に対するデマッピングが行われる。行列演算によって振幅及び位相が等化されるため、デマッピング部では、位相空間ダイヤグラム上のｘ軸またはｙ軸に設定される閾値に基づく判定が可能である。そして、それぞれのビットに対して、閾値からの距離を求めることで、近似的な尤度が算出される。

図２は、１６ＱＡＭの場合のコンスタレーション（Constellation）を位相空間ダイヤグラム上に図示した一例である。例えば、（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３）の４つのビット列に対応する信号点のうち、図中の斜線部の領域に位置する信号点では、ｂ１ビットが１の確率が高く、斜線部の領域の外側に位置する信号点では、ｂ１ビットが０の確率が高い。よって、判定対象の信号点のｘ座標が＋の場合には、閾値＋２からの距離がｂ１ビットの尤度として算出され、判定対象の信号点のｘ座標が−の場合には閾値−２からの距離がｂ１ビットの尤度として算出される。このようにして、変調方式が１６ＱＡＭの場合には、４ビットに対してそれぞれ尤度が算出される。

さらに、送信側でビット単位のインターリービング（interleaving）が施されている場合には、デマッピング部において、各ストリームに対する尤度がパラレル／シリアル変換されて、変換後の尤度が出力される。乗算部では、デマッピング部から出力される尤度に対して、重み付け係数ｗ_ｎが乗ぜられ、乗算後の尤度は、デインターリーバー（Deinterleaver）において並べ替えられる。送信側で畳み込み符号化が行われている場合には、軟判定ビタビ回路において、並び替え後の尤度に対して誤り訂正が行われ、復号語が得られる。復号語は、プロトコル処理を行うＭＡＣ（Media Access Control）部に出力される。

このように、上記従来技術によれば、逆行列算出部及び重み付け係数算出部において、除算演算が行われる（式（２）及び式（３）参照）。

ところで、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎのように、プリアンブル部及びデータ部から構成されるフレームを用いる場合、ＭＩＭＯ受信装置は、フレームの先頭で送信されるプリアンブル部を用いてチャネル推定を行い、チャネル行列を求める。そして、ＭＩＭＯ受信装置は、得られたチャネル行列の逆行列（特許文献２における伝達係数逆行列）を算出し、当該逆行列を一旦保存しておき、プリアンブル部に続いて送信されるデータ部では、保存した逆行列を繰返し用いる構成を採る。すなわち、一般的なＭＩＭＯ受信装置では、逆行列を算出するために必要な除算演算が、プリアンブル部の処理時にだけ行われる。

また、ＭＩＭＯ受信装置は、ＣＳＭＡ／ＣＡ（Carrier Sense Multiple Access/Collision Avoidance）方式を採用する。ＣＳＭＡ／ＣＡ方式を採用したＭＩＭＯ受信装置は、受信が成功したことを送信側に伝えるためのＡｃｋ（ACKnowledgement）信号を規定時間に返信しなくてはならない。そのため、ＭＩＭＯ受信装置は、プリアンブル部の処理を可能な限り素早く終了する必要がある。このように、逆行列算出用の除算演算は、フレームあたり一度しか実行されないにも関わらず高速に処理する必要がある。

特開２００３−１２４９０７号公報 特開２００３−２３４７１８号公報

「A SDM‐COFDM Scheme Employing a Simple Feed-Forward Inter−Channel Interference Canceller for MIMO Based Broadband Wireless LANs 」、Satoshi KUROSAKI他、IEICE TRANS.COMMUN., VOL.E86-B,NO.1 JANUARY 2003

しかしながら、除算演算は、同じビット幅の乗算等に比べて、必要とされる演算リソースが大きい。結果として、回路規模の増大を招いたり、演算に要する時間が長くなったりする等、小型・省電力化の妨げになるという課題がある。

本発明の目的は、演算リソースが大きい除算演算を用いずに、空間多重された信号を復調することができるＭＩＭＯ受信装置及び受信方法を提供することである。

本発明のＭＩＭＯ受信装置は、複数の送信アンテナから送信され、空間多重された信号を受信する複数の受信アンテナと、前記複数の送信アンテナと前記複数の受信アンテナ間のチャネル行列を推定する推定手段と、前記チャネル行列及び干渉キャンセラ方式によって定まり、前記空間多重された信号の位相及び振幅を等化するストリーム分離行列の分子に相当する部分行列に基づいて、前記空間多重された信号を複数のストリームに分離する分離手段と、前記ストリーム分離行列の分母を算出する算出手段と、前記空間多重された信号の変調方式によって定まる閾値を、前記ストリーム分離行列の分母を用いて補正する補正手段と、補正後の前記閾値を用いて閾値判定により前記複数のストリームの尤度を算出するデマッピング手段と、前記複数のストリームの各々の信号対雑音電力比の平方根に比例する重み付け係数を決定する重み付け係数導出手段と、前記重み付け係数を用いて前記尤度を重み付けする重み付け手段と、を具備しており、前記重み付け係数導出手段は、前記部分行列及び前記ストリーム分離行列の分母を用いて、前記重み付け係数を決定する構成を採る。

本発明の受信方法は、複数の送信アンテナから送信され、空間多重された信号を、複数の受信アンテナを用いて受信する受信方法であって、前記複数の送信アンテナと前記複数の受信アンテナ間のチャネル行列を推定し、前記チャネル行列及び干渉キャンセラ方式によって定まり、前記空間多重された信号の位相及び振幅を等化するストリーム分離行列の分子に相当する部分行列に基づいて、前記空間多重された信号を複数のストリームに分離し、前記ストリーム分離行列の分母を算出し、前記空間多重された信号の変調方式によって定まる閾値を、前記ストリーム分離行列の分母を用いて補正し、補正後の前記閾値を用いて閾値判定により前記複数のストリームの尤度を算出し、前記複数のストリームの各々の信号対雑音電力比の平方根に比例する重み付け係数を決定し、前記重み付け係数を用いて前記尤度を重み付けし、前記重み付け係数は、前記部分行列及び前記ストリーム分離行列の分母を用いて決定される。

本発明によれば、演算リソースが大きい除算演算を用いずに、空間多重された信号を復調することができる。

従来のＭＩＭＯ受信装置の要部構成の一例を示すブロック図 １６ＱＡＭの場合のコンスタレーションを位相空間ダイヤグラム上に図示した図 本発明の実施の形態１に係るＭＩＭＯ受信装置の要部構成の一例を示すブロック図 重み付け係数算出部の内部構成の一例を示すブロック図 実施の形態１に係るＭＩＭＯ受信装置の要部構成の別の例を示すブロック図 本発明の実施の形態２に係るＭＩＭＯ受信装置の要部構成の一例を示すブロック図 重み付け係数算出部及び重み付け係数補正部の内部構成の一例を示すブロック図 本発明の実施の形態３に係るＭＩＭＯ受信装置の要部構成の一例を示すブロック図 本発明の実施の形態４に係るＳＩＳＯ受信装置の要部構成の一例を示すブロック図

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
本実施の形態では、除算演算に代えて、除算演算に比べて回路規模の小さい乗算演算を用いる。そのため、回路の小型化、さらに低消費電力化を図ることができる。

図３は、本発明の実施の形態に係るＭＩＭＯ受信装置の要部構成を示すブロック図である。本実施の形態では、図示しない送信側において、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式によって変調された信号が、複数（Ｎ本）の送信アンテナから送信される。本実施の形態に係るＭＩＭＯ受信装置１００は、図示しない送信側から送信された空間多重された無線信号（同期した複数（Ｎ本）のストリーム）を復調することを想定している。また、以下の説明では、送信アンテナ及び受信アンテナ数Ｎが３の場合を例に説明する。

以下、ＭＩＭＯ受信装置１００は、無線ＬＡＮ（Local Area Network）の規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ｎ等で用いられる構成のフレームを、受信する場合を例として説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。

図３に示すＭＩＭＯ受信装置１００は、受信アンテナ１０１−１〜１０１−３、無線受信部１０２−１〜１０２−３、高速離散フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）部１０３−１〜１０３−３、チャネル推定部１０４、ストリーム分離部１０５、分母部分算出部１０８、デマッピング部１０９−１〜１０９−３、重み付け係数算出部１１０、重み付け演算部１１１−１〜１１１−３、デインターリーバー１１２、ビタビ復号器１１３、変調方式及び符号化率（ＭＣＳ：Modulation Coding Scheme）判定部１１４、及び、閾値補正部１１５を有する。

無線受信部１０２−１〜１０２−３は、無線信号を受信アンテナ１０１−１〜１０１−３を介してそれぞれ受信し、無線信号に対してダウンコンバート、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換等の無線受信処理を施す。そして、無線受信部１０２−１〜１０２−３は、無線受信処理後の受信信号をＦＦＴ部１０３−１〜１０３−３に出力する。

ＦＦＴ部１０３−１〜１０３−３は、受信信号にＦＦＴ処理を施して、無線受信処理後の受信信号を時間領域から周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号をチャネル推定部１０４及びストリーム分離部１０５に出力する。

チャネル推定部１０４は、周波数領域の信号を用いて、送信側の第ｉ番目の送信アンテナ（ｉ＝１、２、３）と、受信側の第ｊ番目の受信アンテナ１０１−ｊ（ｊ＝１、２、３）との間のチャネル行列Ｈを推定する。チャネル推定部１０４は、推定したチャネル行列Ｈをストリーム分離部１０５及び分母部分算出部１０８に出力する。

ストリーム分離部１０５は、行列演算部１０６及び分子部分算出部１０７を有する。

分子部分算出部１０７は、チャネル推定部１０４により推定されたチャネル行列Ｈ、及び、キャンセラ方式によって定まるストリーム分離行列Ｓの分子に相当する係数を要素に有する行列（以下「分子部分行列」という）を算出する。ここで、キャンセラ方式とは、空間多重された信号を複数のストリームに分離するための方式である。

線形キャンセラとしては、ＺＦ基準またはＭＭＳＥ基準等がある。例えば、ストリームを分離するキャンセラ方式にＺＦ基準を用いる場合、ストリーム分離行列Ｓは、チャネル行列Ｈの逆行列Ｇとなる。したがって、キャンセラ方式にＺＦ基準を用いる場合、分子部分算出部１０７は、チャネル行列Ｈの逆行列Ｇの分子に相当する係数を要素に有する行列を算出する。分子部分行列の詳細については、後述する。

分子部分算出部１０７は、算出した分子部分行列を行列演算部１０６及び重み付け係数算出部１１０に出力する。

行列演算部１０６は、ＦＦＴ部１０３−１〜１０３−３から出力される周波数領域の信号に対して、分子部分行列を乗じて、空間多重された信号を各ストリームに分離（「ＭＩＭＯ分離」ともいう）する。そして、行列演算部１０６は、分離後のストリームをデマッピング部１０９−１〜１０９−３に出力する。

分母部分算出部１０８は、チャネル行列Ｈ及びキャンセラ方式によって定まるストリーム分離行列Ｓの分母に相当する係数（以下「分母係数」という）を、算出する。例えば、キャンセラ方式にＺＦ基準を用いる場合、ストリーム分離行列Ｓは、チャネル行列Ｈの逆行列Ｇとなる。したがって、この場合、分母部分算出部１０８は、分母係数として、チャネル行列Ｈの行列式（Determinant）｜Ｈ｜を算出する。分母部分算出部１０８は、算出した分母係数を重み付け係数算出部１１０及び閾値補正部１１５に出力する。

デマッピング部１０９−１〜１０９−３は、後述の閾値補正部１１５から出力される補正後の閾値に応じて、ストリーム毎に軟判定誤り訂正復号用の尤度を算出し、算出した尤度を重み付け演算部１１１−１〜１１１−３に出力する。

重み付け係数算出部１１０は、ストリーム分離行列Ｓの分子部分行列及び分母係数を用いて、各ストリームの尤度に対する重み付け係数を決定し、決定した重み付け係数を重み付け演算部１１１−１〜１１１−３に出力する。重み付け係数算出部１１０の内部構成及び重み付け係数の算出方法については、後述する。

重み付け演算部１１１−１〜１１１−３は、それぞれのストリームの尤度に対して、重み付け係数算出部１１０により出力された重み付け係数を用いて重み付け演算を行う。重み付け演算部１１１−１〜１１１−３は、重み付け演算後の尤度をデインターリーバー１１２に出力する。

デインターリーバー１１２は、後述のＭＣＳ判定部１１４から通知される変調方式及び符号化率の情報に応じて、デインターリービングパターンを切り替えて、送信側で実施されたインターリービングの逆操作（デインターリービング）を行う。デインターリーバー１１２は、デインターリービング後の尤度をビタビ復号器１１３に出力する。

ビタビ復号器１１３は、デインターリービング後の尤度に対し、軟判定誤り訂正復号を行って復号語を取得し、取得した復号語をＭＣＳ判定部１１４及び図示せぬＭＡＣ部に出力する。

ＭＣＳ判定部１１４は、ビタビ復号器１１３から出力される復号語から送信側で定められた変調方式及び符号化率の情報を抽出し、抽出した情報を閾値設定部１１６に入力する。また、ＭＣＳ判定部１１４は、抽出した情報をデインターリーバー１１２に入力する。

閾値補正部１１５は、閾値設定部１１６及び補正部１１７を有する。

閾値設定部１１６は、変調方式によって定まる閾値を設定し、設定した閾値を補正部１１７に出力する。

補正部１１７は、閾値設定部１１６から出力される閾値に対して、分母部分算出部１０８により得られた分母係数を乗じて、閾値を補正する。補正部１１７は、補正後の閾値をデマッピング部１０９−１〜１０９−３に出力する。

以上のように構成されたＭＩＭＯ受信装置１００の動作について説明する。なお、以下では、キャンセラ方式としてＺＦ基準を用いる場合を例に説明する。

受信アンテナ１０１−１〜１０１−３を介して受信された無線信号は、無線受信部１０２−１〜１０２−３において、ダウンコンバート、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換等の無線受信処理が施される。そして、無線受信処理後の受信信号は、ＦＦＴ部１０３−１〜１０３−３において、ＦＦＴ処理が施されて、時間領域から周波数領域の信号に変換される。

チャネル推定部１０４では、周波数領域の信号を用いて、送信側の第ｉ番目の送信アンテナ（ｉ＝１、２、３）から、受信側の第ｊ番目の受信アンテナ１０１−ｊ（ｊ＝１、２、３）までのチャネル行列Ｈが推定される。

キャンセラ方式にＺＦ基準を用いる場合、空間多重された信号を複数のストリームに分離するためのストリーム分離行列Ｓは、チャネル行列Ｈの逆行列Ｇとなる。そのため、分子部分算出部１０７では、式（２）で表される逆行列Ｇの分子に相当する係数を要素に有する行列（分子部分行列）Ａ（式（４）参照）が算出される。

式（２）と式（４）とを比較すると分かるように、分子部分行列Ａは、逆行列Ｇに行列式｜Ｈ｜が分母係数として乗算された行列である。

そして、行列演算部１０６において、周波数領域の信号に分子部分行列Ａが乗算されることにより、周波数領域の信号が各ストリームに分離される。

従来、キャンセラ方式がＺＦ基準の場合、周波数領域の信号には、式（２）で表される逆行列Ｇが、ストリーム分離行列Ｓとして乗算される。これに対し、本実施の形態のストリーム分離部１０５は、ストリーム分離行列Ｓ（逆行列Ｇ）に代えて、当該ストリーム分離行列Ｓ（逆行列Ｇ）に分母係数（行列式｜Ｈ｜）を乗算した分子部分行列Ａを周波数領域の信号に乗算する。

ストリーム分離部１０５は、ストリーム分離行列Ｓ（逆行列Ｇ）の分子に相当する係数を要素に有する分子部分行列Ａを、周波数領域の信号に乗ずることにより、各ストリームに対して位相空間ダイヤグラム上で位相等化を施す。しかし、分子部分行列Ａは、ストリーム分離行列Ｓ（逆行列Ｇ）に分母係数（行列式｜Ｈ｜）が乗算された行列であるため、振幅正規化までは行われない。

そこで、本実施の形態では、ストリーム分離部１０５の後段のデマッピング部１０９−１〜１０９−３が、各ストリームの振幅正規化を行う。具体的には、デマッピング部１０９−１〜１０９−３は、閾値補正部１１５から出力される補正後の閾値を用いてデマッピングする。補正後の閾値は、周波数領域の信号にストリーム分離行列Ｓ（逆行列Ｇ）を乗算する場合に用いられる閾値に、分母係数（行列式｜Ｈ｜）を乗算して得られる。これにより、振幅正規化が行われることになる。

閾値補正部１１５は、次のようにしてデマッピング部１０９−１〜１０９−３が用いる閾値を生成する。閾値設定部１１６から補正部１１７には、振幅正規化された閾値が出力される。振幅正規化された閾値とは、空間多重された信号の位相及び振幅を等化するストリーム分離行列Ｓを用いて正規化される場合に用いられる閾値である。

この閾値は、変調方式毎に異なる。例えば、変調方式が１６ＱＡＭの場合、閾値設定部１１６は、ビット列（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３）のうち、ビットｂ１の尤度を求めるための閾値Ｘを、先に示した図２のように、Ｘ＝±２に設定する。なお、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎの場合には、変調方式の情報がプリアンブル部分のＳＩＧＮＡＬシンボルに記載されており、ＳＩＧＮＡＬシンボルの変調方式はＢＰＳＫに固定されている。そのため、この場合には、閾値設定部１１６は、まず、ＢＰＳＫ用のデマッピング閾値（Ｘ＝０）を設定する。そして、ＳＩＧＮＡＬシンボルが復号された後に、閾値設定部１１６は、ＭＣＳ判定部１１４において判定された変調方式に応じて、振幅正規化された閾値を設定する。

そして、補正部１１７は、従来用いられる閾値に分母係数（行列式｜Ｈ｜）を乗算し、閾値を補正する。そして、補正部１１７は、補正後の閾値を、デマッピング部１０９−１〜１０９−３に出力する。

このように、大きな演算リソースが要求される除算演算を排除すべく、閾値補正部１１５は、ストリーム分離行列Ｓの分母に相当する分母係数を、振幅正規化された閾値に乗じて、閾値を補正する。そして、デマッピング部１０９−１〜１０９−３は、補正後の閾値に応じて、軟判定誤り訂正復号用の尤度を算出する。これにより、本実施の形態では、行列演算部１０６が、ストリーム分離行列Ｓの分子に相当する係数を要素に有する分子部分行列Ａしか乗じていない影響を、デマッピング部１０９−１〜１０９−３が吸収する構成としている。このような構成とすることで、除算演算に代えて乗算演算を用いることができるので、演算リソースを削減することができる。

そして、重み付け演算部１１１−１〜１１１−３では、各ストリームの尤度に対して、重み付け係数算出部１１０から出力された重み付け係数が乗算される。

図４は、本実施の形態に係る重み付け係数算出部１１０の内部構成を示すブロック図である。なお、図４には、受信アンテナ数Ｎが３であり、キャンセル方式としてＺＦ基準が用いられる場合の例が示されている。

重み付け係数算出部１１０は、加算部１１０１−１〜１１０１−３、乗算器１１０２−１〜１１０２−３、及び、乗算器１１０３−１〜１１０３−３を有する。

従来は、周波数領域の信号にストリーム分離行列Ｓ（チャネル行列Ｈの逆行列Ｇ）がそのまま乗算される。この場合、ＭＩＭＯ分離後の各ストリームは、式（５−１）〜（５−３）に示す重み付け係数ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３により重み付けされる。
ここで、ａ_ｌｍ（ｍ＝１，２，３）は、分子部分行列Ａの要素である。

これに対し、本実施の形態の重み付け演算部１１１−１〜１１１−３では、式（６−１）〜（６−３）に示す重み付け係数ｎｗ_１，ｎｗ_２，ｎｗ_３が用いられる。

つまり、重み付け係数算出部１１０は、各ストリームの尤度に乗算される重み付け係数ｎｗ_１，ｎｗ_２，ｎｗ_３を、式（６−１）〜（６−３）にしたがって算出する。

なお、重み付け係数ｎｗ_１，ｎｗ_２，ｎｗ_３を演算する式（６−１）〜（６−３）は、式（７）で表される定数Ｃにより、式（８−１）〜（８−３）のように書き替えられる。

ここで、式（７）から分かるように、定数Ｃは、重み付け係数ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３の分母を乗算した値であり、重み付け係数ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３を通分するための定数（通分定数）である。

すなわち、重み付け係数ｎｗ_１，ｎｗ_２，ｎｗ_３は、定数Ｃを用いて重み付け係数ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３を通分した場合に得られる値と等価の値である。

具体的には、重み付け係数算出部１１０は、次のようにして重み付け係数ｎｗ_１，ｎｗ_２，ｎｗ_３を算出する。まず、加算部１１０１−ｍ（ｍ＝１，２，３）は、式（９−１）〜（９−３）にしたがって、分子部分行列Ａの要素ａ_ｌｍの電力和の平方根ｐ_ｍを算出する。

そして、加算部１１０１−１は、算出したｐ_１を乗算器１１０２−２，１１０２−３に出力する。また、加算部１１０１−２は、算出したｐ_２を乗算器１１０２−１，１１０２−３に出力する。また、加算部１１０１−３は、算出したｐ_３を乗算器１１０２−１，１１０２−２に出力する。

そして、乗算器１１０２−１は、ｐ_２とｐ_３とを乗算してｐｐ_１を取得し（式（１０−１）参照）、ｐｐ_１を乗算器１１０３−１に出力する。また、乗算器１１０２−２は、ｐ_１とｐ_３とを乗算してｐｐ_２を取得し（式（１０−２）参照）、ｐｐ_２を乗算器１１０３−２に出力する。また、乗算器１１０２−３は、ｐ_１とｐ_２とを乗算してｐｐ_３を取得し（式（１０−３）参照）、ｐｐ_３を乗算器１１０３−３に出力する。

そして、乗算器１１０３−１は、ｐｐ_１と分母係数（行列式｜Ｈ｜）とを乗算して重み付け係数ｎｗ_１を取得する（式（６−１）参照）。また、乗算器１１０３−２は、ｐｐ_２と分母係数（行列式｜Ｈ｜）とを乗算して重み付け係数ｎｗ_２を取得する（式（６−２）参照）。また、乗算器１１０３−３は、ｐｐ_３と分母係数（行列式｜Ｈ｜）とを乗算して重み付け係数ｎｗ_３を取得する（式（６−３）参照）。

このようにして、重み付け係数算出部１１０は、定数Ｃを用いて、重み付け係数ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３を通分することにより得られる値と等価の値を、重み付け係数ｎｗ_１，ｎｗ_２，ｎｗ_３として取得する。定数Ｃは、重み付け係数ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３の各々の分母を乗算して得られる通分定数である。

このように、本実施の形態では、軟判定誤り訂正復号器の性能を最大限発揮させるために、ＭＩＭＯ分離後のストリームに対して乗算される重み付け係数の算出の際に必要とされる除算演算をも取り除くことができる。

なお、式（５−１）〜（５−３）により得られる重み付け係数ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３と、式（６−１）〜（６−３）により得られる通分後の重み付け係数ｎｗ_１，ｎｗ_２，ｎｗ_３とは、各係数同士の比率が同じである。そのため、重み付け係数ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３に代えて、重み付け係数ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３が通分された結果と等価である重み付け係数ｎｗ_１，ｎｗ_２，ｎｗ_３を用いる場合にも、ストリーム間の比率を維持することができる。

このように、重み付け係数算出部１１０は、重み付け係数ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３に代えて、重み付け係数ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３が通分された結果と等価である重み付け係数ｎｗ_１，ｎｗ_２，ｎｗ_３を算出する。このため、重み付け係数算出部１１０において除算演算が不要となり、結果として、演算リソースを削減でき、回路規模を小型化し、低消費電力化を図ることができる。

以上のように、本実施の形態では、ストリーム分離部１０５は、分子部分行列Ａに基づいて、空間多重された信号を複数のストリームに分離する。なお、分子部分行列Ａは、チャネル行列Ｈ及びキャンセラ方式によって定まり、空間多重された信号の位相及び振幅を等化するストリーム分離行列Ｓの分子に相当する。また、分母部分算出部１０８は、ストリーム分離行列Ｓの分母（分母係数）を算出し、補正部１１７は、空間多重された信号の変調方式によって定まる閾値を、ストリーム分離行列Ｓの分母（分母係数）を用いて補正する。デマッピング部１０９−１〜１０９−３は、補正後の閾値を用いて閾値判定により複数のストリームの尤度を算出する。これにより、除算演算に代えて乗算演算を用いて振幅及び位相を行い各ストリームの尤度を算出することができるので、演算リソースを削減することができる。

また、重み付け係数算出部１１０は、分子部分行列Ａ及びストリーム分離行列Ｓの分母（分母係数）を用いて、複数のストリームの各々の信号対雑音電力比の平方根に比例する重み付け係数を算出する。これにより、重み付け係数算出部１１０においても除算演算が不要となるため、演算リソースを削減することができる。

なお、以上の説明では、加算部１１０１−ｍ（ｍ＝１，２，３）が、式（９−１）〜（９−３）にしたがって、分子部分行列Ａの要素ａ_ｌｍの電力和の平方根ｐｍを算出する場合について説明した。これに対し、分子部分行列Ａの要素ａ_ｌｍの電力和の平方根に代えて、加算部１１０１−ｍ（ｍ＝１，２，３）は、式（１１−１）〜（１１−３）にしたがって、分子部分行列Ａの要素ａ_ｌｍの電力和を算出してもよい。

また、以上の説明では、送信アンテナ数及び受信アンテナ数Ｎが３の場合について説明したが、本発明はこれに限られない。送信アンテナ数及び受信アンテナ数Ｎ（Ｎが３以外の複数）の場合には、無線受信部、ＦＦＴ部、デマッピング部をアンテナ数分だけ設ければよい。

また、送信アンテナ数及び受信アンテナ数Ｎが２の場合には、チャネル行列Ｈは２行２列の行列となるため、重み付け係数算出部１１０は、分子部分行列Ａに代えて、チャネル行列Ｈを用いても重み付け係数を算出することができる。図５は、この場合のＭＩＭＯ受信装置の要部構成を示す。なお、図５のＭＩＭＯ受信装置１００Ａにおいて、図３のＭＩＭＯ受信装置１００と共通する構成部分には、図３と同一の符号を付している。図５のＭＩＭＯ受信装置１００Ａは、図３のＭＩＭＯ受信装置１００に対して、分子部分算出部１０７から重み付け係数算出部１１０への結線を削除して、チャネル推定部１０４から重み付け係数算出部１１０への結線を追加した構成を採る。

図５のＭＩＭＯ受信装置１００Ａでは、重み付け係数算出部１１０は、チャネル行列Ｈから直接重み付け係数を算出することができる。そのため、分子部分算出部１０７は、分子部分行列Ａの演算時間分だけ、重み付け係数を取得するまでの演算時間を短縮することができる。

なお、以上の説明では、ストリーム分離部１０５及び重み付け係数算出部１１０が、ＺＦ基準の線形干渉キャンセルを用いる場合について説明したが、本発明はこれに限られない。例えば、本発明は、ストリーム分離部１０５及び重み付け係数算出部１１０にＭＭＳＥ基準の線形干渉キャンセラを用いる場合にも、適用可能である。ＭＭＳＥ基準の場合、重み付け係数算出部１１０は、サブキャリア毎の信号対雑音電力比を推定し、推定した信号対雑音電力比をチャネル行列Ｈの対角成分に加える点がＺＦ基準の場合と異なる。したがって、ＭＭＳＥ基準の場合でも、重み付け係数算出部１１０は、ＺＦ基準の場合と同様の構成を用いることが可能である。

すなわち、ＭＭＳＥ基準の場合には、式（２）に代えて、式（１２）で示されるストリーム分離行列Ｓが用いられる。
式（１２）において、σ^２は信号対雑音電力比であり、Ｉは単位行列である。

（実施の形態２）
本実施の形態では、マルチパス環境下で生じる周波数領域上のディップの影響等により、シンボル間またはサブキャリア間で、受信電力が異なる場合にも良好な受信性能を発揮する構成とする。

すなわち、実施の形態１の空間多重されたチャネルにおけるストリーム間の干渉の度合いの改善に加え、マルチパスの影響を緩和することができるＭＩＭＯ受信装置について説明する。

図６は、本実施の形態に係るＭＩＭＯ受信装置の要部構成を示すブロック図である。なお、図６の本実施の形態に係るＭＩＭＯ受信装置において、図３と共通する構成部分には、図３と同一の符号を付して説明を省略する。図６のＭＩＭＯ受信装置２００は、図３のＭＩＭＯ受信装置１００に対して、重み付け係数補正部２０１を追加した構成を採る。

図７は、重み付け係数補正部２０１の内部構成を示す図である。重み付け係数補正部２０１は、乗算部２０１１、シフト量設定部２０１２、及び、ビットシフト部２０１３−１〜２０１３−３を有する。

乗算部２０１１には、乗算部１１０２−３から出力されるｐｐ_３（式（１０−３）参照）と、加算部１１０１−３から出力されるｐ_３（式（９−３）参照）とが入力される。乗算部２０１１は、ｐｐ_３とｐ_３とを乗算する。これにより、各重み付け係数を通分する場合に、各重み付け係数に乗算される定数Ｃ（式（７）参照）が取得される。

乗算部２０１１は、定数Ｃをシフト量設定部２０１２に出力する。

ビットシフト部２０１３−１〜２０１３−３は、後述のシフト量設定部２０１２から指示されるビットシフト数及びシフト方向に従って、重み付け係数ｎｗ_１，ｎｗ_２，ｎｗ_３をシフトする。重み付け係数ｎｗ_１，ｎｗ_２，ｎｗ_３は、デジタル値である。そのため、例えば、シフト量設定部２０１２からビットシフト部２０１３−１に、ｋビット右シフトする指示が通知された場合には、重み付け係数ｎｗ_１の大きさが１／（２^ｋ）倍される。

シフト量設定部２０１２は、定数Ｃに応じて、乗算部１１０３−１〜１１０３−３において取得される重み付け係数ｎｗ_１，ｎｗ_２，ｎｗ_３のビットシフト数及びシフト方向を設定する。次に、シフト量設定部２０１２は、設定したビットシフト数及びシフト方向を指示する指示信号をビットシフト部２０１３−１〜２０１３−３に出力する。

具体的には、シフト量設定部２０１２は、定数Ｃの逆数に最も近い参照値１／（２^ｋ）を選択する。そして、シフト量設定部２０１２は、ｋをビットシフト数として、及び、ｋの符号をシフト方向として、ビットシフト部２０１３−１〜２０１３−３に通知する。これにより、ビットシフト部２０１３−１〜２０１３−３では、各重み付け係数ｎｗ_１，ｎｗ_２，ｎｗ_３が１／（２^ｋ）倍されることになる。

ここで、１／（２^ｋ）が定数Ｃの逆数と一致する場合には、ビットシフト部２０１３−１〜２０１３−３からは、従来と同様の重み付け係数ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３が出力される。そのため、重み付け演算部１１１−１〜１１１−３は、各ストリームの尤度に正確な信号対雑音電力比である重み付け係数ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３を乗算するため、ＭＩＭＯ受信装置１００は、従来技術と同様に良好な受信性能を示す。

これに対し、定数Ｃの逆数と一致する１／（２^ｋ）が存在しない場合には、定数Ｃの逆数に最も近い参照値１／（２^ｋ）（＝定数Ｃ’）が選択される。これにより、ビットシフト部２０１３−１〜２０１３−３からは、従来の重み付け係数ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３に近い重み付け係数ｗ’_１，ｗ’_２，ｗ’_３が出力される。

ここで、重み付け係数ｗ’_１，ｗ’_２，ｗ’_３と、重み付け係数ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３との間には、以下の関係がある。

もちろん、単に復号精度を向上させるためだけであれば、重み付け係数補正部２０１は、ビットシフト部２０１３−１〜２０１３−３に代えて乗算器を用いればよい。この場合は、当該乗算器において、各重み付け係数ｎｗ_１，ｎｗ_２，ｎｗ_３に定数Ｃの逆数を乗算すればよい。しかし、この場合には、定数Ｃの逆数を求めるために除算演算が必要となり、回路規模の増大を招いてしまう。

しかしながら、上述したように、除算演算量を定数Ｃ’＝１／（２^ｋ）に制限（ｋは、整数）することにより、除算演算をビットシフト部２０１３−１〜２０１３−３により行うことができる。この結果、若干、受信性能は劣化するものの、除算演算が不要となり、回路希望の増大を回避することができる。

以上のように、本実施の形態における重み付け係数補正部２０１において、ビットシフト部２０１３−１〜２０１３−３は、重み付け係数をビットシフトして、重み付け係数の大きさを調整する。乗算部２０１１は、各ストリームを得るための分子部分行列の要素の電力和または平方根を乗算して通分定数を出力する。ビットシフト量設定部２０１２は、通分定数の逆数に最も近い１／（２^ｋ）に対応するｋ（ｋは、整数）を決定する。次に、ビットシフト量設定部２０１２は、ｋの大きさ、及び、ｋの符号を、ビットシフト部２０１３−１〜２０１３−３におけるビットシフト量、及び、ビットシフト方向として出力する。そして、重み付け演算部１１１−１〜１１１−３は、ビットシフト部２０１３−１〜２０１３−３により調整された重み付け係数を用いて、尤度を重み付けする。

このように、除算演算に代えて、ビットシフト部２０１３−１〜２０１３−３を用いて、重み付け係数ｎｗ_１，ｎｗ_２，ｎｗ_３を通分定数に応じて補正することにより、実施の形態１に比べ、マルチパスの影響を緩和することができる。

なお、以上の説明では、ビットシフト部２０１３−１〜２０１３−３が、シフト量設定部２０１２からの指示信号に応じて、単純にｋビットだけ左右のいずれかに重み付け係数をビットシフトする場合について説明した。すなわち、この場合には、除算演算が１／（２^ｋ）に制限される。

これに対し、本発明では、ビットシフト部２０１３−１〜２０１３−３の各々を複数のビットシフト部から構成し、複数のビットシフト部において異なるビットシフト演算を行って、これらの演算結果を加算するようにしてもよい。この場合には、任意係数の除算演算を行う場合よりも小さな回路規模で、除算演算量の制限が緩和される。そのため、誤差の少ない重み付け係数を算出することができるようになり、受信性能の劣化が改善される。

また、シフト量設定部２０１２は、例えば、定数Ｃとｋとが対応付けられたルックアップテーブル（ＬＵＴ：Look Up Table）を有し、定数Ｃに応じたｋを出力するようにしてもよい。

（実施の形態３）
本実施の形態では、送信側の送信アンテナ数Ｍよりも受信側の受信アンテナ数Ｎの方が大きく、チャネル行列Ｈが正方行列でなく、Ｎ系統のＦＦＴ処理を行うＭＩＭＯ受信装置について説明する。

本実施の形態では、チャネル行列Ｈが正方行列でない場合に、「擬似逆行列（または「一般化逆行列」ともいう）」を用いて線形干渉キャンセラすることにより、空間多重された信号を複数のストリームに分離できることを利用する。

ここで、「擬似逆行列」とは、式（１４）で与えられる行列Ｆである。

式（１４）において、Ｈ^Ｈは、チャネル行列Ｈのエルミート共役行列である。ここで、エルミート共役行列とは、もとの行列の行と列とを対角線にそって折り返すとともに、各要素を各要素の複素共役で置き換えた行列である。本実施の形態では、チャネル行列Ｈと、そのエルミート共役行列Ｈ^Ｈとの積が、正方行列となることを利用する。

ここで、チャネル行列Ｈと、そのエルミート共役行列Ｈ^Ｈとの積で表される正方行列は、式（１５）に示す行列Ｂと定義する。

図８は、本実施の形態に係るＭＩＭＯ受信装置の要部構成を示すブロック図である。なお、図８の本実施の形態に係るＭＩＭＯ受信装置において、図３と共通する構成部分には、図３と同一の符号を付して説明を省略する。図８のＭＩＭＯ受信装置３００は、図３のＭＩＭＯ受信装置１００の分子部分算出部１０７、分母部分算出部１０８、重み付け係数算出部１１０に代えて、分子部分算出部３０１、分母部分算出部３０２、重み付け係数算出部３０３を有する。

チャネル推定部１０４は、周波数領域の信号を用いて、送信側の第ｉ番目の送信アンテナ（ｉ＝１、２、…、Ｍ）から、受信側の第ｊ番目の受信アンテナ１０１−ｊ（ｊ＝１、２、…、Ｎ）までのチャネル行列Ｈを推定する。チャネル推定部１０４は、推定したチャネル行列Ｈを分子部分算出部３０１、分母部分算出部３０２及び重み付け係数算出部３０３に出力する。

分子部分算出部３０１は、正方行列Ｂ（式（１５）参照）の分子に相当する係数を要素に有する行列（分子部分行列）Ａ’を算出する（式（１６）参照）。

そして、分子部分算出部３０１は、算出した分子部分行列Ａ’を行列演算部１０６に出力する。

行列演算部１０６は、ＦＦＴ部１０３−１〜１０３−Ｎから出力される周波数領域の信号に対して、分子部分行列Ａ’を乗じて空間多重された信号を各ストリームに分離（ＭＩＭＯ分離）する。

このように、チャネル行列が正方行列でない場合には、ストリーム分離部１０５は、分子部分行列Ａ’を用いて、空間多重された信号を複数のストリームに分離する。なお、分子部分行列Ａ’は、チャネル行列Ｈと、そのエルミート共役行列Ｈ^Ｈとの積で表される正方行列Ｂの分子に相当する係数を要素に有する行列である。

分母部分算出部３０２は、チャネル推定部１０４により推定されたチャネル行列Ｈから式（１５）を用いて得られる正方行列Ｂの行列式｜Ｂ｜を求め、求めた行列式｜Ｂ｜を補正部１１７及び重み付け係数算出部３０３に出力する。

これにより、補正部１１７では、閾値設定部１１６から出力される閾値に対して、分母部分算出部３０２により得られた行列式｜Ｂ｜が乗じられて、閾値が補正される。そして、デマッピング部１０９−１〜１０９−Ｎでは、補正後の閾値に応じて、分離後の各ストリームに対し、軟判定誤り訂正復号用の尤度が算出される。

重み付け係数算出部３０３は、Ｍ個のストリームに対する重み付け係数を設定する。例えば、Ｍ＝２，Ｎ＝３の場合、重み付け係数算出部１１０は、式（１７−１）、（１７−２）にしたがって、重み付け係数ｎｗ_１，ｎｗ_２を算出する。

ここで、ｄ_ｌｎ（ｎ＝１，２，３）は、チャネル行列Ｈの一般化逆行列Ｆの分子に相当する係数を要素に有する分子部分行列Ｄ（式（１８）参照）の要素である。

以上のように、本実施の形態では、受信アンテナの数が送信アンテナの数より多い場合について説明した。分子部分算出部３０１は、正方行列Ｂを用いて、ストリーム分離行列Ｓの分子に相当する第１の部分行列Ａ’（式（１６）参照）、及び、擬似逆行列Ｆの分子に相当する第２の部分行列Ｄ（式（１８）参照）を算出する。なお、正方行列Ｂは、チャネル行列Ｈとチャネル行列のエルミート共役行列Ｈ^Ｈとの積に基づいている（式（１５）参照）。そして、行列演算部１０６は、第１の部分行列Ａ’を用いて、空間多重された信号を複数のストリームに分離し、分母部分算出部３０２は、ストリーム分離行列Ｓの分母係数として、正方行列Ｂの行列式を算出する。次に、重み付け係数算出部３０３は、第２の部分行列Ｄ及びストリーム分離行列Ｓの分母係数を用いて、複数のストリームの各々の重み付け係数を決定する。

これにより、送信アンテナ数と受信アンテナ数とが異なる場合においても、振幅及び等化処理、または、重み付け係数決定処理において、除算演算が不要となるため、演算リソースを削減することができる。

なお、以上の説明では、ストリーム分離部１０５及び重み付け係数算出部３０３が、ＺＦ基準の線形干渉キャンセルを用いる場合について説明したが、本発明はこれに限られない。例えば、ストリーム分離部１０５及び重み付け係数算出部３０３が、ＭＭＳＥ基準の線形干渉キャンセラを用いる場合にも、本発明は適用可能である。ＭＭＳＥ基準の場合には、重み付け係数算出部３０３は、サブキャリア毎の信号対雑音電力比を推定し、推定した信号対雑音電力比をチャネル行列Ｈの対角成分に加える点がＺＦ基準の場合と異なる。したがって、ＭＭＳＥ基準の場合でも、重み付け係数算出部３０３は、ＺＦ基準の場合と同様の構成を用いることが可能である。

すなわち、ＭＭＳＥ基準の場合には、式（１４）に代えて、式（１９）で示される擬似逆行列Ｆが用いられる。
式（１９）において、σ^２は信号対雑音電力比であり、Ｉは単位行列である。

以上、実施の形態１から実施の形態３について説明した。

なお、以上の各実施の形態の説明では、ストリーム分離部及び重み付け係数算出部が、線形干渉キャンセラ方式を用いて、空間多重された信号を複数のストリームに分離し、尤度を算出する場合について説明した。しかし、キャンセラ方式は、これに限られない。例えば、ストリーム分離部及び重み付け係数算出部が、連続干渉キャンセラ（ＳＩＣ：Successive Interference Canceller）方式を用いる場合にも、本発明は適用可能である。

また、以上の各実施の形態の説明では、ストリーム分離行列Ｓは、重み行列とも呼ばれる。

（実施の形態４）
実施の形態１から実施の形態３では、ＭＩＭＯ受信装置について説明した。本実施の形態では、ＳＩＳＯ（Single Input Single Output）受信装置について説明する。本実施の形態は、実施の形態１と同様に、除算演算に代えて、除算演算に比べて回路規模の小さい乗算演算を用いる。そのため、回路の小型化、さらに低消費電力化を図ることができる。

図９は、本発明の実施の形態に係るＳＩＳＯ受信装置の要部構成を示すブロック図である。本実施の形態に係るＳＩＳＯ受信装置４００では、図示しない送信側において、ＯＦＤＭ方式によって変調され、単一の送信アンテナから送信される無線信号を復調することを想定している。

以下の説明では、ＳＩＳＯ受信装置４００が、無線ＬＡＮ（Local Area Network）の規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ｎ等で用いられる構成のフレームを、受信する場合を例に説明する。なお、本発明は、これに限定されるものではない。

図９に示すＳＩＳＯ受信装置４００は、受信アンテナ４０１、無線受信部４０２、ＦＦＴ部４０３、チャネル推定部４０４、等化処理部４０５、分母部分算出部４０８、デマッピング部４０９、デインターリーバー４１０、ビタビ復号器４１１、ＭＣＳ判定部４１２、及び、閾値補正部４１３を有する。

無線受信部４０２は、図示せぬ送信側から送信される無線信号を、受信アンテナ４０１を介して受信し、無線信号に対してダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換等の無線受信処理を施す。そして、無線受信部４０２は、無線受信処理後の受信信号をＦＦＴ部４０３に出力する。

ＦＦＴ部４０３は、受信信号にＦＦＴ処理を施して、無線受信処理後の受信信号を時間領域から周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号をチャネル推定部４０４及び等化処理部４０５に出力する。

チャネル推定部４０４は、周波数領域の信号を用いて、送信側の送信アンテナと、受信側の受信アンテナ４０１との間のチャネル行列Ｈを推定する。チャネル推定部４０４は、推定したチャネル推定値を等化処理部４０５及び分母部分算出部４０８に出力する。

等化処理部４０５は、乗算部４０６及び分子部分算出部４０７を有する。

分子部分算出部４０７は、チャネル推定部１０４により推定されたチャネル推定値、及び周波数領域等化方式によって定まる等化値の分子に相当する係数を算出する。ここで、周波数領域等化方式とは、マルチパス環境下における影響を、周波数領域の信号の各周波数成分の信号対雑音電力に応じて等化するための方式である。周波数領域等化方式としては、ＺＦ基準またはＭＭＳＥ基準等があり、例えば、周波数領域等化方式にＺＦ基準を用いる場合には、等化値は、チャネル推定値の共役複素数となる。

乗算部４０６は、ＦＦＴ部４０３から出力される周波数領域の信号に対して等化値の分子に相当する係数を乗じて、位相等化のみを行う。そして、乗算部４０６は、位相等化後の信号をデマッピング部４０９に出力する。

分母部分算出部４０８は、チャネル推定値及び周波数領域等化方式によって定まる等化値の分母に相当する係数（以下「分母係数」という）を算出する。例えば、周波数領域等化方式にＺＦ基準を用いる場合、等化値は、チャネル推定値の共役複素数となる。したがって、この場合、分母部分算出部４０８は、分母係数として、チャネル推定値の絶対値を算出する。分母部分算出部４０８は、算出した分母係数を閾値補正部４１３に出力する。

デマッピング部４０９は、後述の閾値補正部４１３から出力される補正後の閾値に応じて、軟判定誤り訂正復号用の尤度を算出し、算出した尤度をデインターリーバー４１０に出力する。

デインターリーバー４１０は、後述のＭＣＳ判定部４１２から通知される変調方式及び符号化率の情報に応じてデインターリービングパターンを切り替えて、送信側で実施されたインターリービングの逆操作（デインターリービング）を行う。デインターリーバー４１０は、デインターリービング後の尤度をビタビ復号器４１１に出力する。

ビタビ復号器４１１は、デインターリービング後の尤度に対して、軟判定誤り訂正復号を行って復号語を取得し、取得した復号語をＭＣＳ判定部４１２及び図示せぬＭＡＣ部に出力する。

ＭＣＳ判定部４１２は、ビタビ復号器４１１から出力される復号語から送信側で定められた変調方式及び符号化率の情報を抽出し、抽出した情報を閾値設定部４１４に入力する。また、ＭＣＳ判定部４１２は、抽出した情報をデインターリーバー４１０に入力する。

閾値補正部４１３は、閾値設定部４１４及び補正部４１５を有する。

閾値設定部４１４は、変調方式によって定まる閾値を設定し、設定した閾値を補正部４１５に出力する。

補正部４１５は、閾値設定部４１４から出力される閾値に対して、分母部分算出部４０８により得られた分母係数を乗じ閾値を補正する。補正部４１５は、補正後の閾値をデマッピング部４０９に出力する。

以上のように、本実施の形態では、等化処理部４０５は、チャネル推定値及び周波数領域等化方式によって定まり、位相及び振幅を等化する等化値の分子に相当する係数に基づいて、周波数領域におけるマルチパスの影響を補正する。また、分母部分算出部４０８は、等化値の分母（分母係数）を算出し、補正部４１５は、受信信号の変調方式によって定まる閾値を、等化値の分母（分母係数）を用いて補正する。デマッピング部４０９は、補正後の閾値を用いて閾値判定により受信信号の尤度を算出する。これにより、除算演算に代えて乗算演算を用いて振幅及び位相の等価処理を行い受信信号の尤度を算出することができるので、演算リソースを削減することができる。

以上、実施の形態１から実施の形態４について説明した。

なお、上記実施の形態１〜４では、４値以上の多値変調（例えば１６ＱＡＭ）の信号を復調する場合に、チャネル推定結果の分母部分によって閾値を補正する信号処理について説明した。上記実施の形態１〜４のように４値以上の多値変調（例えば１６ＱＡＭ）の信号を復調する場合においては、デマッピング部への入力信号に対するダイナミックレンジの増大を防ぐために、デマッピング部への入力信号をビットシフトしてもよい。また、上記実施の形態１〜４では、このビットシフトの影響を除くために、デマッピング部への入力信号に施したビットシフトと逆方向に閾値をビットシフトしてもよい。これにより、実施の形態１〜４において、デマッピング部への入力信号に対するダイナミックレンジを、従来の除算演算を行う場合に比べ１.５倍以下に収めることができる。

例えば、上記ビットシフトを実施の形態１（図３）に適用する場合について説明する。実施の形態１（図３）では、分母部分算出部１０８からの出力に最も近い２のべき乗の数（乗数）を算出する手段と、その乗数分だけ、ストリーム分離部１０５からデマッピング部１０９−１，１０９−３への入力信号をビットシフトする手段と、を設ける。さらに、実施の形態１（図３）では、閾値補正部１１５からデマッピング部１０９−１，１０９−３へ入力される閾値を、デマッピング部への入力信号に施したビットシフトと逆方向に同一の乗数分だけビットシフトする手段を設ける。ここで、乗数は、正または負の自然数である。乗数が正の場合には、右方向へのビットシフトによって、デマッピング部への入力信号の振幅を小さくする。一方、乗数が負の場合には、左方向へのビットシフトによって、デマッピング部への入力信号の振幅を大きくする。

このようにして、上記各実施の形態では、ダイナミックレンジの広がりを防ぐことで、回路規模をさらに縮小することが可能となる。

なお、上記各実施の形態では物理的なアンテナを用いて説明したが、本発明はアンテナポート（antenna port）にも同様に適用できる。アンテナポートとは、１本または複数の物理アンテナから構成される、論理的なアンテナを指す。すなわち、アンテナポートは、必ずしも１本の物理アンテナを指すとは限らず、複数のアンテナから構成されるアレイアンテナ等を指すことがある。例えば、３ＧＰＰ ＬＴＥ（3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution）においては、アンテナポートが何本の物理アンテナから構成されるかは規定されていない。３ＧＰＰ ＬＴＥにおいて、アンテナポートは、基地局が異なる参照信号（Reference signal）を送信できる最小単位と規定されている。また、アンテナポートは、プリコーディングベクトル（Precoding vector）の重み付けを乗算する最小単位として規定されることもある。

また、上記実施の形態では、本発明をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明はハードウェアとの連携において、プロセッサ等によるソフトウェアでも実現することも可能である。この場合にも、ソフトウェア処理サイクル数を削減することができるので、マルチモード対応、または、ＳＤＲ（Software Defined Radio）に対しても本発明は適用可能である。

２０１０年６月８日出願の特願２０１０−１３１１８６の日本出願に含まれる明細書、図面及び要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。

本発明に係るＭＩＭＯ受信装置及び受信方法は、線形干渉キャンセラ等を適用する受信装置として有用である。

１００，１００Ａ，２００，３００ ＭＩＭＯ受信装置
１０１−１〜１０１−３，４０１ 受信アンテナ
１０２−１〜１０２−３，４０２ 無線受信部
１０３−１〜１０３−３，４０３ ＦＦＴ部
１０４，４０４ チャネル推定部
１０５ ストリーム分離部
１０６ 行列演算部
１０７，３０１，４０７ 分子部分算出部
１０８，３０２，４０８ 分母部分算出部
１０９−１〜１０９−３，４０９ デマッピング部
１１０，３０３ 重み付け係数算出部
１１０１−１〜１１０１−３ 加算部
１１０２−１〜１１０２−３，１１０３−１〜１１０３−３，２０１１ 乗算器
１１１−１〜１１１−３ 重み付け演算部
１１２，４１０ デインターリーバー
１１３，４１１ ビタビ復号器
１１４，４１２ ＭＣＳ判定部
１１５，４１３ 閾値補正部
１１６，４１４ 閾値設定部
１１７，４１５ 補正部
２０１ 重み付け係数補正部
２０１２ シフト量設定部
２０１３−１〜２０１３−３ ビットシフト部
４００ ＳＩＳＯ受信装置
４０５ 等化処理部
４０６ 乗算部

Claims (6)

1. 複数の送信アンテナから送信され、空間多重された信号を受信する複数の受信アンテナと、
   前記複数の送信アンテナと前記複数の受信アンテナ間のチャネル行列を推定する推定手段と、
   前記チャネル行列及び干渉キャンセラ方式によって定まり、前記空間多重された信号の位相及び振幅を等化するストリーム分離行列の分子に相当する部分行列に基づいて、前記空間多重された信号を複数のストリームに分離する分離手段と、
   前記ストリーム分離行列の分母を算出する算出手段と、
   前記空間多重された信号の変調方式によって定まる閾値を、前記ストリーム分離行列の分母を用いて補正する補正手段と、
   補正後の前記閾値を用いて閾値判定により前記複数のストリームの尤度を算出するデマッピング手段と、
   前記複数のストリームの各々の信号対雑音電力比の平方根に比例する重み付け係数を決定する重み付け係数導出手段と、
   前記重み付け係数を用いて前記尤度を重み付けする重み付け手段と、
   を具備しており、
   前記重み付け係数導出手段は、
   前記部分行列及び前記ストリーム分離行列の分母を用いて、前記重み付け係数を決定する、
   ＭＩＭＯ受信装置。
2. 前記分離手段は、
   前記部分行列を導出する部分行列導出手段と、
   前記部分行列を、前記空間多重された信号に乗算することにより、前記空間多重された信号を前記複数のストリームに分離する行列演算手段と、を具備する、
   請求項１に記載のＭＩＭＯ受信装置。
3. 前記重み付け係数導出手段は、
   前記部分行列のうち、第ｐ（ｐは、整数）ストリームを得るための要素の電力和又は前記電力和の平方根、及び、前記ストリーム分離行列の分母を用いて、第ｑ（ｑ≠ｐを満たす整数）のストリームの尤度に対する前記重み付け係数を決定する、
   請求項１に記載のＭＩＭＯ受信装置。
4. 前記重み付け係数をビットシフトして、前記重み付け係数の大きさを調整するビットシフト手段と、
   各ストリームを得るための前記部分行列の要素の電力和又は前記電力和の平方根を乗算して通分定数を出力する乗算手段と、
   前記通分定数の逆数に最も近い１／（２ｋ）に対応するｋ（ｋは、整数）を決定し、前記ｋの大きさ、及び、前記ｋの符号を、前記ビットシフト手段におけるビットシフト量、及び、ビットシフト方向として出力する設定手段と、
   を有する重み付け係数補正手段、を更に具備し、
   前記重み付け手段は、前記ビットシフト手段により調整された前記重み付け係数を用いて、前記尤度を重み付けする、
   請求項３に記載のＭＩＭＯ受信装置。
5. 前記受信アンテナの数が前記送信アンテナの数より多い場合に、
   前記部分行列導出手段は、前記チャネル行列と前記チャネル行列のエルミート共役行列との積に基づく正方行列を用いて、前記ストリーム分離行列の分子に相当する第１の部分行列、及び、前記チャネル行列のエルミート共役行列と前記正方行列の逆行列との積で表される擬似逆行列の分子に相当する第２の部分行列を導出し、
   前記分離手段は、前記第１の部分行列を用いて、前記空間多重された信号を複数のストリームに分離し、
   前記算出手段は、前記ストリーム分離行列の分母として、前記正方行列の行列式を算出する、
   請求項１に記載のＭＩＭＯ受信装置。
6. 複数の送信アンテナから送信され、空間多重された信号を、複数の受信アンテナを用いて受信する受信方法であって、
   前記複数の送信アンテナと前記複数の受信アンテナ間のチャネル行列を推定し、
   前記チャネル行列及び干渉キャンセラ方式によって定まり、前記空間多重された信号の位相及び振幅を等化するストリーム分離行列の分子に相当する部分行列に基づいて、前記空間多重された信号を複数のストリームに分離し、
   前記ストリーム分離行列の分母を算出し、
   前記空間多重された信号の変調方式によって定まる閾値を、前記ストリーム分離行列の分母を用いて補正し、
   補正後の前記閾値を用いて閾値判定により前記複数のストリームの尤度を算出し、
   前記複数のストリームの各々の信号対雑音電力比の平方根に比例する重み付け係数を決定し、
   前記重み付け係数を用いて前記尤度を重み付けし、
   前記重み付け係数は、前記部分行列及び前記ストリーム分離行列の分母を用いて決定される、
   受信方法。