JP5624844B2 - 船舶用電気推進システム，モータドライブシステム，電力変換装置及び電力変換方法 - Google Patents

Description

本発明は、船舶用電気推進システム，モータドライブシステム，電力変換装置及び電力変換方法に関する。

一般に、船舶を電気動力にて推進するシステムでは、１台、もしくは２台以上の発電機を船舶内に備え、その発電機で発生した電力を船内負荷と共に電力変換装置に連携し、その電力変換装置から推進用電動機に供給する電力を制御することで、船舶を推進させる。

船舶内には推進用電動機の他にも多様な電力負荷があるが、電力貯蔵装置を備えて、気象海象予測電子データ受信器で受信した気象海象データと船舶の運航データに基づいて、電力貯蔵装置の出力調整すると共に発電機駆動用原動機出力を調整することで、船舶航行と共に船内負荷の変動に対応していた。このような技術は、例えば、特開２００８−２４１８７号公報に記載されている。

特開２００８−２４１８７号公報

しかしながら、船内の負荷は近年多様化しており、発電機の発電容量に匹敵する電力を要するものもあり、負荷変動が大きい大電力負荷も存在するために、従来のように、気象海象予測電子データ受信器で受信した気象海象データと船舶の運航データに基づいて負荷制御するのでは、特に、大電力負荷が短時間で電力消費すると、負荷の急激な増大による船内電力系統の擾乱が発生してしまう。そのため、負荷の急変に対応することは困難であるとの問題が発生していた。また、この負荷の急変を電力貯蔵装置で対応しようとすると、電力貯蔵装置の大型化，重量の増大が避けられず、船舶というスペースに制約がある状況では搭載性が悪化してしまうとの問題も生じている。

本発明の目的は、制約された船舶スペースにもかかわらず、船内電力系統の負荷に変動があっても船内の系統安定性の維持が可能な船舶用電気推進システム，モータドライブシステム，電力変換装置及び電力変換方法を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明では、電力負荷の有効電力に基づいて、発電機の電力を電力変換する電力変換装置を制御して、該電力変換装置からの電力で船舶を推進させるように構成した。

本発明によれば、船舶内の限られたスペースを有効的に使用でき、なお且つ、船内電力系統の負荷に変動があっても、船内の系統安定性が維持できる。

実施例１における船内の電力系統図。 実施例１における電力変換装置の概略構成図。 実施例１におけるコンバータ１１の構成図。 実施例１におけるインバータ１２の構成図。 実施例１における中央制御装置１の制御ブロック図。 実施例１における直流リンクコンデンサ一定制御演算器２１の制御ブロック図。 実施例１における推進用電動機出力制御演算器の制御ブロック図。 実施例１における制御装置１５の制御ブロック図。 実施例１における制御装置１８の制御ブロック図。 実施例２における船内の電力系統図。 実施例３における船内の電力系統図。 実施例４における船内の電力系統図。 実施例３における電力貯蔵装置４２の構成図。 実施例３における中央制御装置１の制御ブロック図。 実施例４におけるインバータ１２の制御ブロック図。 実施例５における電力変換装置５の構成図。 実施例５におけるコンバータ１１の構成図。 実施例６における電力変換装置５の構成図。 実施例６におけるコンバータ１１の構成図。 実施例６におけるインバータ１２の構成図。 実施例６における単位変換器５４の構成図。 実施例６における中央制御装置１の制御ブロック図。 実施例６における直流リンク電圧一定制御演算器７１の制御ブロック図。 実施例６における推進用電動機出力制御演算器７２の制御ブロック図。 実施例６における制御装置１５の制御ブロック図。 実施例６における制御装置１８の制御ブロック図。 実施例７における単位変換器５４の構成図。 実施例７における制御装置１５の制御ブロック図。 実施例９におけるコンバータ１１の構成図。 実施例９における高調波フィルタ９５の構成図。

以下に、本発明の一実施例を図面とともに説明する。なお、以下の実施例は発明の一形態を示すものであり、本発明は要旨を逸脱しない限り、他の形態を含むものである。

図１に本発明の一実施例である電力変換装置が連系している船内の電力系統を示す。船内の電力系統は、電力系統全体の制御を実施する中央制御装置１，発電機を駆動させるガスタービン２（２ａ，２ｂ）（ガスタービン２以外でも電力を発生させるものであればディーゼルエンジン等でも代替えできる。），発電機３（３ａ，３ｂ），配電盤４，電力変換装置５，推進用電動機６，推進用プロペラ７，照明等の船内負荷８，大電力負荷９，大電力負荷に供給される有効電力を検出する有効電力検出器１０から構成されている。

電力変換装置５の概略構成図を図２に示す。電力変換装置５は、コンバータ１１，インバータ１２，直流リンクコンデンサ１３，直流リンクコンデンサに掛る電圧（以降、直流リンクコンデンサ電圧と称する。）を検出する直流リンク電圧検出センサ１４から構成されている。

コンバータ１１，インバータ１２の回路構成には様々な方式が適用可能である。本実施例では、２レベル回路方式を適用した場合について説明する。

図３にコンバータ１１の構成図を示す。コンバータ１１は制御装置１５、ＵＶＷ相の正側，負側に設置したＩＧＢＴ素子１６（１６Ｕａ，１６Ｖａ，１６Ｗａ，１６Ｕｂ，１６Ｖｂ，１６Ｗｂ）、交流側に流れる各相の電流を検出する電流センサ１７、交流側の相電圧を検出する電圧センサ９８で構成されている。また、図４にインバータ１２の構成を示す。インバータ１２は制御装置１８，ＵＶＷ相の正側負側に設置したＩＧＢＴ素子１９（１９Ｕａ，１９Ｖａ，１９Ｗａ，１９Ｕｂ，１９Ｖｂ，１９Ｗｂ）、交流側に流れる各相の電流を検出する電流センサ２０，交流側の相電圧を検出する電圧センサ１００で構成されている。本実施例ではインバータ１２と同じ構成としているが、他の回路方式としても良い。

本発明で電力変換装置が実施する制御は、直流リンクにある直流リンクコンデンサ１３にかかる電圧をある所定値に保持する直流リンクコンデンサ電圧一定制御と、推進用電動機６に供給する有効電力を調整する推進用電動機出力制御であり、これらの制御について説明する。

まず、中央制御装置１の制御ブロック図を図５に示す。中央制御装置１はコンバータ１１のＵＶＷ相の電圧指令値を演算する直流リンクコンデンサ電圧一定制御演算器２１と、インバータ１２のＵＶＷ相の電圧指令を演算する推進用電動機出力制御演算器２２で構成されている。以下、両演算器について説明する。

直流リンクコンデンサ電圧一定制御演算器２１の制御ブロック図を図６に示す。直流リンクコンデンサ電圧一定制御演算器２１は電流センサ１７で検出された各相の電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１、電圧センサ９８で検出された各相の電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１、直流リンク電圧検出センサ１４で検出された直流リンクコンデンサ電圧Ｖｄｃ、系統周波数ｆを入力とする。ただし、系統周波数ｆはセンサ等で検出するものではなく、予め直流リンクコンデンサ電圧一定制御演算器２１内に保持している値である。ｕｖｗ−ｄｑ変換器２３では、上記Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１，Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１を座標軸変換してｄｑ軸電流Ｉｄ１，Ｉｑ１，Ｖｄ１，Ｖｑ１に変換する。なお、ｄ軸電流、電圧は無効成分、ｑ軸電流、電圧は有効成分とする。ｑ軸電圧指令演算器２４では、系統周波数ｆ，直流リンクコンデンサ電圧Ｖｄｃ、予め設定した直流リンクコンデンサ電圧指令値Ｖｄｃ^*、ｄｑ軸電流Ｉｄ１，Ｉｑ１、ｑ軸電圧Ｖｑ１を入力としてｑ軸電流指令値Ｉｑ１^*、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ１^*を演算する。また、ｄ軸電圧指令演算器２５では、ｕｖｗ−ｄｑ変換器２３の出力Ｉｄ１，Ｉｑ１，Ｖｄ１、系統周波数ｆ、ｑ軸電圧指令演算器２４で演算したｑ軸電流指令値Ｉｑ１^*を入力として、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ１^*を演算する。こうして求めたＶｑ１^*，Ｖｄ１^*をｄｑ−ｕｖｗ変換器２６で座標軸変換した値に、予め設定した直流リンクコンデンサ電圧指令値Ｖｄｃ^*を足したものがコンバータ１１のＵＶＷ相電圧指令値Ｖｕ１^*，Ｖｖ１^*，Ｖｗ１^*となる。

続いて、推進用電動機出力制御演算器２２の制御ブロック図を図７に示す。本実施例では、推進用電動機が永久磁石モータの場合について説明する。推進用電動機出力制御演算器２２は、有効電力検出器１０で検出される大電力負荷へ供給される有効電力Ｐ、推進用電動機の回転角速度ω、インバータ１２の交流側出力に設置した電流センサ２０により検出したＵＶＷ相電流Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２を入力としている。ただし、回転角速度ωは予め推進用電動機出力制御演算器２２内に保持している値である。ｕｖｗ−ｄｑ変換器２７では、上記Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２を座標軸変換してｄｑ軸電流Ｉｄ２，Ｉｑ２に変換する。ΔＰ処理器２８では、有効電力検出器１０で検出された大電力負荷へ供給される有効電力Ｐを入力として、推進用電動機６へ供給する有効電力の変化量ΔＰを演算する。ここでは、大電力負荷９へ供給される有効電力量の変化が急峻な場合にも船内電力系統の安定性を確保する必要があるために、推進用電動機６へ供給する有効電力量ＰＭを迅速に演算することが求められる。そこで、迅速な演算を実現するための方法の一つとして、一制御周期前の大電力負荷へ供給される有効電力Ｐ_ｚ１と現在値Ｐの差分により、推進用電動機６へ供給する有効電力ＰＭの変化量ΔＰを演算する。ただし、ΔＰが小さい場合にも推進用電動機へ供給する有効電力ＰＭを変化させてしまうと、システム全体の安定性を損ねることになる。このため、ΔＰ処理器２８に入力される有効電力Ｐをハイパスフィルタにかけて、その出力値Ｐｈｉと所定の閾値Ｐｔｈを比較し、ＰｈｉがＰｔｈを下回っている場合にはΔＰをゼロとするようなΔＰに不感帯を設けても良い。また、この時に有効電力Ｐの値に応じてハイパスフィルタの定数、あるいは閾値Ｐｔｈを変化させても良い。

ここで、電動機出力をＰ′、電動機トルクをτとすると、Ｐ′＝τωという関係があるため、電動機出力をΔＰ変動させる方法しては、電動機回転速度を一定として電動機トルクをΔτ変化させる、または電動機トルクを一定として電動機回転速度をΔω変化させる、あるいは電動機トルクτと電動機回転速度ωを両方変化させる、の３通りの方法がある。ここでは電動機回転速度を一定として電動機トルクをΔτ変化させることにより電動機出力をΔＰ変化させる方法を例に説明する。Δτはトルク係数ｋ_E，磁束Φ，ｑ軸電流の変化量ΔＩｑ２とすると、

という関係があることから、式（１）に基づいてｑ軸電流差分演算器２９ではΔＩｑ２を演算する。

ｄｑ軸電圧指令演算器３０では、上記で演算されたＩｄ２，Ｉｑ２，ΔＩｑ２を入力として、次式（２）に基づいてｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ２^*，Ｖｑ２^*を演算する。

ただし、ｒ，Ｌ_d，Ｌ_q，ｋ_Eはそれぞれ推進用電動機６の電機子巻線抵抗、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス、トルク定数である。

こうして求めたＶｄ２^*，Ｖｑ２^*をｄｑ−ｕｖｗ変換器３１で座標軸変換して、インバータ１２のＵＶＷ相電圧指令値Ｖｕ２^*，Ｖｖ２^*，Ｖｗ２^*を求める。

上記の直流リンクコンデンサ一定制御演算器２１で演算された相電圧指令値Ｖｕ１^*，Ｖｖ１^*，Ｖｗ１^*と直流リンクコンデンサ電圧指令Ｖｄｃ^*、直流リンクコンデンサ電圧Ｖｄｃを入力として、コンバータ１１の制御装置１５では各ＩＧＢＴ素子１６のＯＮ／ＯＦＦ信号を演算する。図８に制御装置１５の制御ブロック図を示す。変調波演算器（変調波生成器とも称する）３２では、以下の式（３）に基づいて各ＩＧＢＴ素子１６の変調波を算出する。

なお、本実施例のコンバータ１１の回路方式の場合、上側にあるＩＧＢＴ素子１６と下側にあるＩＧＢＴ素子１６の電圧指令は、半周期ずれた相電圧指令値を利用してＯＮ／ＯＦＦ信号を演算する必要があるため、変調波演算器３２ではＶｕ１^*，Ｖｖ１^*，Ｖｗ１^*と位相が１８０°ずれた電圧指令値をそれぞれ生成して、各ＩＧＢＴ素子１６の変調波を演算する。そして、比較器３４において、スイッチング駆動用搬送波生成器３３で生成された搬送波と上記で演算された変調波の大小関係を比較する。この大小関係を入力として、ゲートドライバ３５において各ＩＧＢＴ素子１６のＯＮ／ＯＦＦ信号を出力する。また、インバータ１２の制御装置１８の制御ブロック図を図９に示す。変調波演算器３６では、上記推進用電動機出力制御演算器２２で演算した相電圧指令値Ｖｕ２^*，Ｖｖ２^*，Ｖｗ２^*と直流リンクコンデンサ電圧Ｖｄｃを入力として、以下の式（４）に基づいて各ＩＧＢＴ素子１９の変調波を求める。

式（４）で求めた変調波を利用して、制御装置１８はコンバータ１１の制御装置１５と同様に各ＩＧＢＴ素子１９のＯＮ／ＯＦＦ信号を出力する。

このようにして電力変換装置５を制御することにより、大電力負荷９の負荷が極短時間に急激に増加した場合にも、その増加分に応じて推進用電動機へ供給する有効電力を調整することができる。その結果、発電機の停止を防止し、船内電力系統の安定性を確保することが可能となる。

実施例１では、大電力負荷９に供給される有効電力Ｐを有効電力検出器１０により直接検出していたが、電流センサ４０、および電圧センサ４１を図１０に示す位置に設置して、大電力負荷に流れる電流、および掛る電圧に基づいて有効電力を検出しても良い。なお、ここでは有効電力の瞬時値を求めることとし、大電力負荷に流れる各相の電流をＩｕ３，Ｉｖ３，Ｉｗ３、大電力負荷に掛る各相の電圧をＶｕ３，Ｖｖ３，Ｖｗ３とすると以下の式（５）で求めることができる。

上記の実施例では、大電力負荷９に供給される有効電力Ｐの変動に基づいて推進用電動機６に供給する有効電力ＰＭを調整していたが、船舶電気推進システム内に電力貯蔵装置４２を備えて、電力貯蔵装置４２から供給される有効電力分を考慮して有効電力ＰＭを調整しても良い。電力貯蔵装置４２はコンバータ４３を介して船舶用電気推進システムに連系させる。この時、図１１に示す様に有効電力検出器１０と大電力負荷９の間でコンバータ４３を連系する方法と、図１２に示す様に配電盤４にコンバータ４３を連系する方法がある。前者の場合、大電力負荷９が要求する有効電力の変化に対して、電力貯蔵装置４２が供給する有効電力の影響により有効電力検出器１０で検出される有効電力の変化量が減少するため、推進用電動機６に供給する有効電力の調整量が少なくてすむ。一方、後者の場合は、推進用電動機６に供給する有効電力量の調整の際に発生する遅れ等により有効電力の調整量が不足する場合に、電力貯蔵装置４２から供給される有効電力により補うことになる。

図１３に電力貯蔵装置４２の概略構成図を示す。電力貯蔵装置４２は、電解キャパシタ，リチウムイオンキャパシタや鉛蓄電池等の蓄電装置４４，蓄電装置４４の電圧を検出する電圧センサ４５，蓄電装置４４を流れる電流を検出する電流センサ４６で構成される。電圧センサ４５および電流センサ４６で検出される蓄電装置出力電圧ＶＢ，蓄電装置出力電流ＩＢ，コンバータ４３の交流出力端に設置した電流センサで検出された電流Ｉｕ４，Ｉｖ４，Ｉｗ４、大電力負荷９からの要求有効電力Ｐ^*は中央制御装置１に送られ、図１４に示す電力貯蔵装置出力制御演算器４７の入力となる。なお、コンバータ４３の制御方法については上記の実施例と同様である。

上記の実施例では、推進用電動機６は永久磁石同期電動機としていたが、これを誘導電動機としても良い。この場合のインバータ１２の制御ブロック図を図１５に示す。なお、上記実施例におけるｄｑ軸電流の定義に基づき、ｄ軸電流は励磁電流、ｑ軸電流はトルク電流と定義する。回転速度制御器（あるいは回転速度演算器とも称する）４８では、回転速度指令値ω^*とｄｑ軸電圧指令演算器５２で求められる回転速度推定値
を入力としてトルク電流Ｉｑ２′を演算する。また、ΔＰ処理器４９では上記の実施例に記載の方法でΔＰを演算する。そして、Ｉｑ２′，Ｉｄ２^*，ΔＰを入力として滑り演算器５０では推進用電動機６の滑り周波数ω_sを演算する。ここで、電動機回転速度を一定として電動機トルクを変化させることでΔＰを発生させる場合について説明する。この場合には上記実施例に記載の通り、ΔＰよりΔＩｑ２を求める。この時、滑り周波数ω_sは以下の式（６）で求めることができる。

ただし、Ｌ₂は二次巻線インダクタンス、Ｒ₂は二次巻線抵抗を表す。これより、滑り演算器５０はω_sとＩｑ２^*（＝Ｉｑ２′−ΔＩｑ２）を出力する。

滑り演算器５０より出力されたω_sとＩｑ２^*、ｕｖｗ−ｄｑ変換器５１より出力されたＩｑ２，Ｉｄ２、ｄ軸電流指令値Ｉｄ２^*を入力としてｄｑ軸電圧指令演算器５２ではｄｑ軸電圧指令Ｖｑ２^*，Ｖｄ２^*、周波数指令ω１を演算する。なお、周波数指令ω１は式（７）により求められる。

ただし、ｋ_P1，ｋ_I1はＰＩ制御の比例ゲイン，積分ゲインである。また、上記の回転速度推定値
は式（８）に示す様に、式（９）の第１項，第２項の部分に相当する。

これより、ｄｑ電圧指令Ｖｑ２^*，Ｖｄ２^*は式（９）により求められる。

上記の実施例では、コンバータ１１，インバータ１２，コンバータ４３の回路構成は２レベル回路方式としていたが、３レベル回路方式としても良い。この時の電力変換器の概略構成図を図１６に示す。この場合、直流リンクコンデンサ１３はコンバータ１１，インバータ１２と並列に２個接続され、中性点を含め３ヶ所でコンバータ１１とインバータ１２で接続している。

例としてコンバータ１１を３レベル回路方式とした場合の構成図を図１７に示す。ＩＧＢＴ素子１６およびダイオード５３が図１７に示す様に配置されている。この回路構成の時のコンバータ１１，インバータ１２，コンバータ４３のＵＶＷ相の電圧指令の演算方法は上記の実施例と同様であるので省略する。

コンバータ１１，インバータ１２，コンバータ４３の回路構成としては、上記の実施例以外にも、ＩＧＢＴ素子，直流コンデンサ等から構成されている単位変換器を直列に接続して構成するカスケード方式もある。図１８にカスケード方式の場合の電力変換装置５の構成図を示す。電力変換装置５はコンバータ１１，インバータ１２，直流リンクに掛る電圧を検出する直流リンク電圧検出センサ１４により構成される。図１９にコンバータ１１をカスケード方式とした場合の構成図を示す。コンバータ１１は、制御装置１５，単位変換器５４，バッファリアクトル５５で構成されている。また、図１９に示す通り、制御装置１５と単位変換器５４は信号線５７によって数珠つなぎに接続されている。ここで、図１９に示す通り、カスケード状に接続されている複数の単位変換器をまとめてアームと称する。そして、上側の３つのアームをそれぞれＵ相アーム５４_Ｕ，Ｖ相アーム５４_Ｖ，Ｗ相アーム５４_Ｗ、下側の３つのアームをそれぞれＵ相アーム５４_ｕ，Ｖ相アーム５４_ｖ，Ｗ相アーム５４_ｗと称す。ここで、前述の６つのアームに流れる電流を検出する電流センサ５６を図１９に示す位置に設置する。同様にインバータ１２の構成図を図２０に示す。インバータ１２も同様に制御装置１８，単位変換器５８，バッファリアクトル５９で構成されており、制御装置１８と単位変換器５８は信号線６１によって数珠つなぎに接続されている。そして、上側の３つのアームをそれぞれＵ相アーム５８_Ｕ，Ｖ相アーム５８_Ｖ，Ｗ相アーム５８_Ｗ、下側の３つのアームをそれぞれＵ相アーム５８_ｕ，Ｖ相アーム５８_ｖ，Ｗ相アーム５８_ｗと称す。ここで、前述の６つのアームに流れる電流を検出する電流センサ６０を図２０に示す位置に設置する。

続いて、上述の単位変換器５４の構成図を図２１に示す。単位変換器（あるいは単位セルとも称する）５４は２つのＩＧＢＴ素子６２，１つの直流コンデンサ６３，ヒューズ６４で構成されるセル６５，ゲートドライバ６６，ゲート電源６７，単位変換器制御回路６８，自給電源６９，電圧センサ７０より構成されている。ゲートドライバ６６，単位変換器制御回路６８は、直流コンデンサ６３に充電された電力を自給電源６９，ゲート電源６７を通して供給する。また、電圧センサ７０で検出した直流コンデンサ電圧は中央制御装置１へ送られる。なお、これ以降単位変換器５４の直流コンデンサ６３に掛る電圧を直流コンデンサ電圧と称する。また、コンバータ１２内の単位変換器５８の構成については、図２１に示す構成と同様である。

本実施例における中央制御装置１の制御ブロック図を図２２に示す。本実施例における電力変換装置５は、直流リンク電圧を一定にする制御、および推進用電動機の出力制御を行うため、中央制御装置１内は、直流リンク電圧一定制御演算器７１，推進用電動機出力制御演算器７２を備えている。なお、船舶用電気推進システム内に電力貯蔵装置を搭載している場合には、上記の実施例の様に、電力貯蔵装置出力制御演算器も備えるが、ここでは電力貯蔵装置が無い場合について説明する。

直流リンク電圧一定制御演算器７１の制御ブロック図を図２３に示す。直流リンク電圧一定制御演算器７１は、電流センサ５６ａ，５６ｃ，５６ｅで検出されたコンバータの上側アームのＵＶＷ相電流値Ｉｕ１ａ，Ｉｖ１ａ，Ｉｗ１ａ、電流センサ５６ｂ，５６ｄ，５６ｆで検出されたコンバータの下側アームのＵＶＷ相電流値Ｉｕ１ｂ，Ｉｖ１ｂ，Ｉｗ１ｂ，発電機周波数ｆ，電圧センサ７０で検出された直流コンデンサ電圧Ｖｃを入力とする。ｕｖｗ−ｄｑ変換器７３では上記Ｉｕ１ａ，Ｉｖ１ａ，Ｉｗ１ａ，Ｉｕ１ｂ，Ｉｖ１ｂ，Ｉｗ１ｂを座標軸変換して上側アームのｄｑ軸電流Ｉｄ１ａ，Ｉｑ１ａ、下側アームのｄｑ軸電流Ｉｄ１ｂ，Ｉｑ１ｂに変換する。ｑ軸電圧指令演算器７４ではＩｄ１ａ，Ｉｑ１ａ，Ｉｄ１ｂ，Ｉｑ１ｂ，ω，Ｖｃ、予め設定した直流コンデンサ電圧指令値Ｖｃ^*を入力として上側アームのｑ軸電圧指令値Ｖｑ１ａ^*、下側アームのｑ軸電圧指令値Ｖｑ１ｂ^*を演算する。また、ｄ軸電圧指令演算器７５はＩｄ１ａ，Ｉｑ１ａ，Ｉｄ１ｂ，Ｉｑ１ｂ，ω、予め設定したｑ軸電流指令値Ｉｄ１^*を入力として上側アームのｄ軸電圧指令値Ｖｄ１ａ^*、下側アームのｄ軸電圧指令値Ｖｄ１ｂ^*を演算する。こうして求めたＶｄ１ａ^*，Ｖｑ１ａ^*，Ｖｄ１ｂ^*，Ｖｑ１ｂ^*をｄｑ−ｕｖｗ変換器７６で座標軸変換した値に、予め設定した直流リンク電圧指令値Ｖｄｃ^*を足したものがコンバータ１１の上側アームのＵＶＷ相電圧指令値Ｖｕ１ａ^*，Ｖｖ１ａ^*，Ｖｗ１ａ^*、下側アームのＵＶＷ相電圧指令値Ｖｕ１ｂ^*，Ｖｖ１ｂ^*，Ｖｗ１ｂ^*となる。

続いて、推進用電動機出力制御演算器７２の制御ブロック図を図２４に示す。推進用電動機出力制御演算器７２は電流センサ６０ａ，６０ｃ，６０ｅで検出されたインバータの上側アームのＵＶＷ相電流値Ｉｕ２ａ，Ｉｖ２ａ，Ｉｗ２ａ、電流センサ６０ｂ，６０ｄ，６０ｆで検出されたインバータの下側アームのＵＶＷ相電流値Ｉｕ２ｂ，Ｉｖ２ｂ，Ｉｗ２ｂ，推進用電動機の回転数ω，有効電力検出器で検出された大電力負荷への供給有効電力Ｐを入力とする。ｕｖｗ−ｄｑ変換器７７では上記インバータＵＶＷ相電流値Ｉｕ２ａ，Ｉｖ２ａ，Ｉｗ２ａ，Ｉｕ２ｂ，Ｉｖ２ｂ，Ｉｗ２ｂを座標軸変換してｄｑ軸電流Ｉｄ２ａ，Ｉｑ２ａ，Ｉｄ２ｂ，Ｉｑ２ｂに変換する。ΔＰ処理器７８では、大電力負荷への供給有効電力Ｐより、上記の実施例と同様の方法によりΔＰを演算し、ωとともにｑ軸電流差分演算器７９の入力となる。ｑ軸電流差分演算器７９で上側アームのｑ軸電流の変化分ΔＩｑ２ａと下側アームのｑ軸電流の変化分ΔＩｑ２ｂを演算して、これらと前述のＩｄ２ａ，Ｉｑ２ａ，Ｉｄ２ｂ，Ｉｑ２ｂを入力として、ｄｑ軸電圧指令演算器８０でインバータの上側アームのｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ２ａ^*，Ｖｄ２ｂ^*、インバータの下側アームのｄｑ軸電圧指令値Ｖｑ２ａ^*，Ｖｑ２ｂ^*を演算する。最後にｄｑ−ｕｖｗ変換器８１で座標軸変換をしてインバータの上側アームのＵＶＷ相電圧指令値Ｖｕ２ａ^*，Ｖｖ２ａ^*，Ｖｗ２ａ^*、インバータの下側アームのＵＶＷ相電圧指令値Ｖｕ２ｂ^*，Ｖｖ２ｂ^*，Ｖｗ２ｂ^*を求める。

図２５にコンバータ１１の制御装置１５の制御ブロック図を示す。直流リンク電圧一定制御演算器７１で求めた相電圧指令Ｖｕ１ａ^*，Ｖｖ１ａ^*，Ｖｗ１ａ^*，Ｖｕ１ｂ^*，Ｖｖ１ｂ^*，Ｖｗ１ｂ^*、および直流リンク電圧指令Ｖｄｃ^*，直流リンク電圧Ｖｄｃを入力として変調波演算器８２において、式（１０）に基づいて変調波を演算する。

ただし、Ｎはアーム内の単位変換器の数である。この変調波とスイッチング駆動用搬送波生成器８３で生成されるスイッチング駆動用搬送波との大小比較を比較器８４で行い、これを入力としてゲートドライバ８５においてＩＧＢＴ素子６２のＯＮ／ＯＦＦ信号を演算する。また、図２６にインバータ１２の制御装置１８の制御ブロック図を示す。推進用電動機出力制御演算器７２で求めた相電圧指令Ｖｕ１ａ^*，Ｖｖ１ａ^*，Ｖｗ１ａ^*，Ｖｕ１ｂ^*，Ｖｖ１ｂ^*，Ｖｗ１ｂ^*、および直流リンク電圧Ｖｄｃを入力として変調波演算器８６において、式（１１）に基づいて変調波を演算する。

ただし、Ｎはアーム内の単位変換器の数である。あとはコンバータ１１の制御装置１５と同様にしてＩＧＢＴ素子６２のＯＮ／ＯＦＦ信号を演算する。

上述の単位変換器５４および５８はいわゆるチョッパ回路構成であったが、図２７に示す様にフルブリッジ回路構成としても良い。この時、単位セル６５は４つのＩＧＢＴ素子６２，直流コンデンサ６３で構成される。単位セル６５以外の構成要素は上記実施例のチョッパ回路の場合と同じである。図中の６２ＡはＩＧＢＴ素子６２ａ、および６２ｂを、６２ＢはＩＧＢＴ素子６２ｃ、および６２ｄをそれぞれ指しており、６２Ａ，６２ＢをそれぞれレグＡ，レグＢと定義する。本実施例におけるコンバータ１１の制御装置１５の制御ブロック図を図２８に示す。制御装置１５におけるフローは上記実施例と同様である。ただし、レグＡの電圧指令とレグＢの電圧指令は互いに１／２周期シフトしたものとするため、変調波演算器９０において、入力される相電圧指令Ｖｕ１ａ^*，Ｖｖ１ａ^*，Ｖｗ１ａ^*，Ｖｕ１ｂ^*，Ｖｖ１ｂ^*，Ｖｗ１ｂ^*に対して１／２周期シフトした相電圧指令を生成し、これらをレグＡ電圧指令値Ｖｕ１ａＡ^*，Ｖｖ１ａＡ^*，Ｖｗ１ａＡ^*，Ｖｕ１ｂＡ^*，Ｖｖ１ｂＡ^*，Ｖｗ１ｂＡ^*、レグＢ電圧指令値Ｖｕ１ａＢ^*，Ｖｖ１ａＢ^*，Ｖｗ１ａＢ^*，Ｖｕ１ｂＢ^*，Ｖｖ１ｂＢ^*，Ｖｗ１ｂＢ^*として、上式（１２）に基づいて変調波を演算する。ここで求めた変調波とスイッチング駆動用搬送波生成器９１で生成されたスイッチング駆動用搬送波の大小比較を比較器９２で行い、ゲートドライバ９３でＩＧＢＴ素子６２のＯＮ／ＯＦＦ信号を演算する。なお、レグＡ，レグＢ内にある二つのＩＧＢＴ素子のＯＮ／ＯＦＦ信号は、両方がＯＮ、あるいはＯＦＦとなることは無く、ゲートドライバ９３では、比較器１０３の入力に基づいて演算されたＯＮ／ＯＦＦ信号とは反転させたもう一つのＯＮ／ＯＦＦ信号を生成してＩＧＢＴ素子６２へ出力する。

上記の実施例では、単位変換器内のスイッチング素子をＩＧＢＴとしたが、換わりにＭＯＳＦＥＴを利用しても良い。

コンバータ１１の回路構成は、上記の実施例以外にも、図２９に示す様にダイオードを利用した整流回路方式としても良い。この場合、交流出力側に高調波フィルタ９５を設置する。高調波フィルタ９５の回路構成としては、図３０に示すようなリアクトル９６，コンデンサ９７で構成される方式としても良い。なお、本実施例では、ダイオード９４を各相２個ずつ合計６個設置しているが、入力する交流電圧と使用するダイオードの定格電圧に応じてダイオードの数を決定すれば良い。

１ 中央制御装置
２ ガスタービン
３ 発電機
４ 配電盤
５ 電力変換装置
６ 推進用電動機
７ 推進用プロペラ
８ 船内負荷
９ 大電力負荷
１０ 有効電力検出器
１１，４３ コンバータ
１２ インバータ
１３ 直流リンクコンデンサ
１４ 直流リンク電圧検出センサ
１５，１８ 制御装置
１６，１９，６２ ＩＧＢＴ素子
１７，２０，４０，４６，５６，６０ 電流センサ
２１ 直流リンクコンデンサ電圧一定制御演算器
２２，７２ 推進用電動機出力制御演算器
２３，２７，５１，７３，７７ ｕｖｗ−ｄｑ変換器
２４，７４ ｑ軸電圧指令演算器
２５，７５ ｄ軸電圧指令演算器
２６，３１，７６，８１ ｄｑ−ｕｖｗ変換器
２８，４９，７８ ΔＰ処理器
２９，７９ ｑ軸電流差分演算器
３０，５２，８０ ｄｑ軸電圧指令演算器
３２，３６，８２，８６，９０ 変調波演算器
３３，３７ スイッチング駆動用搬送波生成器
３４，３８，８４，８８，９２ 比較器
３５，３９，６６，８５，８９，９３ ゲートドライバ
４１，４５，７０，９８，９９，１００，１０１ 電圧センサ
４２ 電力貯蔵装置
４４ 蓄電装置
４７ 電力貯蔵装置出力制御演算器
４８ 回転速度制御器
５０ 滑り演算器
５３ ダイオード
５４，５８ 単位変換器
５５，５９ バッファリアクトル
５７，６１ 信号線
６３ 直流コンデンサ
６４ ヒューズ
６５ セル
６７ ゲート電源
６８ 単位変換器制御回路
６９ 自給電源
７１ 直流リンク電圧一定制御演算器
８３，８７，９１ スイッチング駆動用搬送波生成器
９４ ダイオード
９５ 高調波フィルタ
９６ リアクトル
９７ コンデンサ

Claims (15)

1. １台、もしくは２台以上の発電機と、前記発電機で発生した電力を配電する配電手段と、前記配電手段に連系した電力負荷と、前記配電手段に連系した電力変換装置と、前記電力変換装置に連系した推進用電動機と、前記推進用電動機に接続した船舶の推進手段と、
   前記電力変換装置を制御する制御手段を有し、前記制御手段は、前記推進用電動機の回転速度に応じた前記推進用電動機の電動機トルクを変化させて前記電力負荷の有効電力の増減を補償するよう、前記電力変換装置を制御することを特徴とする船舶用電気推進システ
   ム。
2. 請求項１において、前記制御手段は、前記電力負荷の有効電力の変動量に基づいて前記電力変換装置を制御することを特徴とする船舶用電気推進システム。
3. 請求項２において、前記制御手段は、前記電力負荷の有効電力が増加する場合は、前記推進用電動機に供給される電力を減少させるように制御することを特徴とする船舶用電気推進システム。
4. 請求項２において、前記変動量は、所定周期毎に前回値との比較で求められることを特徴とする船舶用電気推進システム。
5. 請求項３において、前記変動量と磁束から前記推進用電動機の電動機トルクを減少させるようｑ軸の電流指令の変化量を求め、前記ｑ軸の電流指令の変化量に基づいて、前記電力変換装置を制御することを特徴とする船舶用電気推進システム。
6. 請求項１において、前記電力負荷に供給される有効電力を検出する電力負荷有効電力検出手段を有し、前記検出された電力負荷の有効電力に基づいて前記電力変換装置を制御することを特徴とする船舶用電気推進システム。
7. 請求項１において、前記電力変換装置は、交流電力を略直流電力に変換する整流器と、前記略直流電力を所定の周波数の電力に変換する変換器からなることを特徴とする船舶用電気推進システム。
8. 請求項７において、前記整流器，前記変換器の少なくとも一方は、スイッチング素子を利用した２レベル変換機能を有する回路であることを特徴とする船舶用電気推進システム。
9. 請求項７において、前記整流器，前記変換器の少なくとも一方は、スイッチング素子およびダイオードを利用したダイオードクランプ型の３レベル変換機能を有することを特徴とする船舶用電気推進システム。
10. 請求項７において、前記整流器、前記変換器の少なくとも一方は、バッファリアクトルと、複数の単位変換器をカスケード状に接続して構成されるアームと、前記アームに流れる電流を検出する電流検出手段と、前記複数の単位変換器を制御する制御装置と、前記制御装置から前記単位変換器へ制御信号を伝送する信号線を備えて、前記アームを３相の各相の正側，負側にそれぞれ配置することを特徴とする船舶用電気推進システム。
11. 請求項１において、電力を貯蔵する電力貯蔵手段と、前記電力貯蔵手段の貯蔵電力が前記電力負荷に供給されることを特徴とする船舶用電気推進システム。
12. 請求項１において、前記制御手段は、前記推進用電動機の回転速度がほぼ一定のときに、前記電力負荷の有効電力の増減を補償するよう、前記推進用電動機の電動機トルクを変化させるように前記電力変換装置を制御することを特徴とする船舶用電気推進システム。
13. 発電機で発生した電力を配電する配電手段と、前記配電手段に連系した電力負荷と、前記配電手段に連系した電力変換装置と、前記電力変換装置に連系して船舶を推進させる推進用電動機を有するモータドライブシステムにおいて、前記推進用電動機の回転速度に応じた前記推進用電動機の電動機トルクを変化させて前記電力負荷の有効電力の増減を補償するように前記電力変換装置を制御することを特徴とするモータドライブシステム。
14. 発電機で発生した電力を電力変換して船舶を推進させる推進用電動機に供給する電力変換装置において、前記推進用電動機の回転速度に応じた前記推進用電動機の電動機トルクを変化させて前記発電機の電力で作動する電力負荷の有効電力の増減を補償するように制御することを特徴とする電力変換装置。
15. 発電機の電力で作動する電力負荷の有効電力に基づいて、船舶を推進させる推進用電動機の回転速度に応じた前記推進用電動機の電動機トルクを変化させて前記電力負荷の有効電力の増減を補償するように電力変換装置に対する指令値を求め、前記指令値に基づいて前記発電機から供給される電力を電力変換して、前記推進用電動機に供給する電力変換方法。