JP5611181B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータに流れる各相の電流を検出し、その検出値に基づいてモータに対するフィードバック制御を行うモータ制御装置に関する。

例えば、車両の電動パワーステアリング装置においては、ハンドルの操舵トルクに応じた操舵補助力をステアリング機構に与えるために、ブラシレスモータなどの電動式モータが設けられる。このモータを駆動する装置として、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）制御方式によるモータ制御装置が知られている。

一般に、ＰＷＭ制御方式のモータ制御装置は、インバータ回路と、このインバータ回路を制御する制御部とを備えている。インバータ回路には、上アームと下アームにそれぞれスイッチング素子を有する上下一対のアームが複数組（３相モータの場合は３組）設けられている。また、制御部は、トルクセンサで検出された操舵トルクに応じてモータに流すべき電流の目標値を算出し、この目標値とモータに実際に流れる電流の値との偏差に基づいて、所定のデューティを持つＰＷＭ信号を生成する。そして、このＰＷＭ信号により、インバータ回路の各スイッチング素子のＯＮ・ＯＦＦ動作を制御し、これに応じて電源からインバータ回路を介してモータへ電流を供給し、モータを駆動する。

上記のようなモータ制御装置において、モータに流れる電流（以下、「モータ電流」という。）は、シャント抵抗と呼ばれる電流検出用の抵抗を用いて検出される。この場合、シャント抵抗を各相ごとに設けると、相の数だけシャント抵抗が必要となり、コストが増加する。そこで、単一のシャント抵抗を用いてモータ電流を検出できるようにしたモータ制御装置が知られている（例えば、後掲の特許文献１〜４参照）。

図６は、単一のシャント抵抗を用いたＰＷＭ制御方式のモータ制御装置の一例を示している。電源回路１は、整流回路や平滑回路等から構成され、インバータ回路２に電源電圧を供給する。インバータ回路２は、上下一対のアームがＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応して３組設けられた３相ブリッジから構成されている。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各上アームＡ１、Ａ３、Ａ５は、それぞれスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５を有している。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各下アームＡ２、Ａ４、Ａ６は、それぞれスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６を有している。これらのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、ＦＥＴ（Field Effect Transistor：電界効果トランジスタ）からなる。

モータＭは、例えば車両の電動パワーステアリング装置に用いられる３相ブラシレスモータである。モータＭに流れる電流（モータ電流）を検出するためのシャント抵抗Ｒは、単一の抵抗からなり、電源回路１とインバータ回路２の下アームＡ２、Ａ４、Ａ６との間に接続されている。シャント抵抗Ｒの両端の電圧は、増幅回路５に与えられる。増幅回路５は、シャント抵抗Ｒの両端の電圧を増幅し、シャント電圧として制御部４へ出力する。

制御部４は、ＣＰＵやメモリなどから構成されている。制御部４には、増幅回路５から出力されるシャント電圧が入力され、また、図示しないトルクセンサで検出された操舵トルクが入力される。制御部４は、シャント電圧からモータ電流の検出電流値を算出するとともに、操舵トルクから目標電流値（モータＭに流す電流の目標値）を算出し、検出電流値と目標電流値との偏差に基づいて、各相のＰＷＭ信号のデューティを算出する。そして、このデューティと鋸歯状のキャリア信号とに基づいて生成した各相のＰＷＭ信号を、ＰＷＭ駆動回路３へ供給する。

ＰＷＭ駆動回路３は、ＩＣドライバから構成され、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を個別にＯＮ・ＯＦＦさせるための各相のＰＷＭ信号を、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲートへ出力する。このＰＷＭ信号に基づくスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のＯＮ・ＯＦＦ動作により、電源回路１からインバータ回路２を介してモータＭへ電流が供給され、モータＭが回転する。

図７は、ＰＷＭ駆動回路３からインバータ回路２へ与えられるＰＷＭ信号を示している。単一のシャント抵抗Ｒにより電流検出を行う場合は、各相のモータ電流を同時に検出できないことから、各相のＰＷＭ信号の位相を互いにずらすことにより、異なるタイミングで電流を検出する。ここでは、Ｕ相をデューティが最も大きい最大相、Ｖ相をデューティが中間の中間相、Ｗ相をデューティが最も小さい最小相としている。

各相の上段ＰＷＭ信号は、上アームＡ１、Ａ３、Ａ５のスイッチング素子（以下、「上段スイッチング素子」という）Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５に印加されるＰＷＭ信号である。各相の下段ＰＷＭ信号は、下アームＡ２、Ａ４、Ａ６のスイッチング素子（以下、「下段スイッチング素子」という）Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６に印加されるＰＷＭ信号である。上段ＰＷＭ信号と下段ＰＷＭ信号には、各相の上下のスイッチング素子が同時にＯＮとなってインバータ回路２に短絡が生じるのを回避するため、時間的なずれ（デッドタイム）が設定されている。

図７に示すように、ＰＷＭ信号の１周期においては、力行区間と回生区間（上段回生区間および下段回生区間）とが存在する。力行区間においては、デッドタイム区間を除いて、上段スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５の少なくとも１つがＯＮ状態となり、下段スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６の少なくとも１つがＯＮ状態となることにより、シャント抵抗Ｒにモータ電流が流れる。このため、シャント抵抗Ｒの両端には、モータ電流に基づく電圧が現れる。

ｔ１、ｔ２は、シャント抵抗Ｒに流れる電流を検出するタイミングを示している。なお、ここでいうタイミングとは、電流検出が可能な時間幅をもった区間の概念である。タイミングｔ１では、上段スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５がそれぞれＯＮ、ＯＦＦ、ＯＦＦで、下段スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６がそれぞれＯＦＦ、ＯＮ、ＯＮとなり、インバータ回路２には、図８に点線矢印で示した経路で電流が流れる。このとき、シャント抵抗Ｒに流れる電流はＵ相電流であり、タイミングｔ１でモータＭのＵ相電流が検出される。

タイミングｔ２では、上段スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５がそれぞれＯＮ、ＯＮ、ＯＦＦで、下段スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６がそれぞれＯＦＦ、ＯＦＦ、ＯＮとなり、インバータ回路２には、図９に点線矢印で示した経路で電流が流れる。このとき、シャント抵抗Ｒに流れる電流はＷ相電流であり、タイミングｔ２でモータＭのＷ相電流が検出される。

Ｖ相電流については、Ｕ相電流とＷ相電流とから、計算により求められる。すなわち、Ｕ相電流値をＩｕ、Ｖ相電流値をＩｖ、Ｗ相電流値をＩｗとしたとき、これらの間には、キルヒホッフの法則により次の関係が成立する。
Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０
したがって、Ｖ相電流値Ｉｖは、
Ｉｖ＝−（Ｉｕ＋Ｉｖ）
として算出することができる。

図７の上段回生区間では、上段スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５はすべてＯＮ、下段スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６はすべてＯＦＦとなり、インバータ回路２には、図１０に点線矢印で示した経路で電流が流れる。このときの電流は、モータＭの巻線Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗに蓄積された電気エネルギーの放出による回生電流であり、上段スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５を介して回流する。したがって、シャント抵抗Ｒに電流は流れない。

図７の下段回生区間では、上段スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５はすべてＯＦＦ、下段スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６はすべてＯＮとなり、インバータ回路２には、図１１に点線矢印で示した経路で電流が流れる。このときの電流も、モータＭの巻線Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗに蓄積された電気エネルギーの放出による回生電流であり、下段スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６を介して回流する。したがって、シャント抵抗Ｒに電流は流れない。

図１２は、図７のタイミングｔ１、ｔ２付近における各相のＰＷＭ信号と、Ｕ相電流およびＷ相電流の変化と、シャント電圧の変化を示している。なお、各相のＰＷＭ信号は、上段ＰＷＭ信号を示しており、下段ＰＷＭ信号は図示を省略してある。また、便宜上、ＰＷＭ信号のデューティは各相とも同じとしてある。

Ｔ１は、Ｕ相のＰＷＭ信号が立ち上がってから、Ｖ相のＰＷＭ信号が立ち上がるまでの第１区間であり、Ｔ２は、Ｖ相のＰＷＭ信号が立ち上がってから、Ｗ相のＰＷＭ信号が立ち上がるまでの第２区間である。一点鎖線で示す平均電流は、例えば１周期内におけるＵ相電流の平均値であり、また、Ｕ相電流と対称なＷ相電流の平均値でもある。図１２からわかるように、Ｕ相電流とＷ相電流は、時間的に変動するうねった波形となる。

第１区間Ｔ１では、Ｕ相のＰＷＭ信号がＯＮになると、モータＭに電圧が印加され、シャント抵抗Ｒに流れる正方向のＵ相電流が、モータＭの時定数に応じて増加してゆく。これに応じて、シャント電圧も増加してゆく。そして、タイミングｔ１において、Ｕ相電流が検出される。このとき検出されるＵ相電流の値は、平均電流の値に対して、ａだけ大きくなっている。しかるに、モータＭへ供給される電力は、平均電流値により決まるため、Ｕ相電流を正確に検出するには、検出されたＵ相電流の値からオフセット値ａを差し引く必要がある。このため、オフセット値ａを予めメモリに記憶しておき、タイミングｔ１で検出されたＵ相電流値からオフセット値ａを減算した値を検出電流値とする補正を行う。

第２区間Ｔ２に入って、Ｕ相のＰＷＭ信号とＶ相のＰＷＭ信号が共にＯＮすると、モータＭに印加される電圧が大きくなる。このため、シャント抵抗Ｒに流れる負方向のＷ相電流が増大し、これに応じて、シャント電圧も更に増大してゆく。そして、タイミングｔ２において、Ｗ相電流が検出される。このとき検出されるＷ相電流の値（絶対値）は、平均電流の値に対して、ｂだけ大きくなっている。したがって、この場合も、Ｗ相電流を正確に検出するには、検出されたＷ相電流の値からオフセット値ｂを差し引く必要がある。このため、オフセット値ｂを予めメモリに記憶しておき、タイミングｔ２で検出されたＷ相電流値からオフセット値ｂを減算した値を検出電流値とする補正を行う。

このように、Ｕ相電流およびＷ相電流の変動に起因して、検出電流値にオフセットが発生するが、上記のようにオフセットを補正することで、検出電流値の誤差が是正される。このため、検出電流値に基づきフィードバック制御を行った場合に、オフセットが操舵補助力に影響して操舵フィーリングが悪化するのを抑制することができる。

しかしながら、上記のオフセット値ａ、ｂは、電源回路１からインバータ回路２に印加される電源電圧に依存して変化する。これを図１３で説明すると、例えば、Ｕ相電流は、電源電圧が低い場合と、通常の場合と、高い場合とで図のような変化をする。すなわち、電源電圧が低い場合は、通常の場合に比べて電流の変化は小さく、電源電圧が高い場合は、通常の場合に比べて電流の変化は大きくなる。このため、Ｕ相電流の検出タイミングｔ１におけるオフセット値は、電源電圧によって、ａ１、ａ２、ａ３のように変化する。また、Ｗ相電流も同様に、電源電圧が低い場合と、通常の場合と、高い場合とで図のような変化をする。このため、Ｗ相電流の検出タイミングｔ２におけるオフセット値は、電源電圧によって、ｂ１、ｂ２、ｂ３のように変化する。

したがって、Ｕ相電流についてみると、電源電圧が通常の場合のオフセット値ａ２を用いて検出電流値のオフセット補正を行うと、電源電圧が低くなったり、高くなったりした場合に、正確なＵ相電流を検出することができなくなる。同様に、Ｗ相電流についても、電源電圧が通常の場合のオフセット値ｂ２を用いて検出電流値のオフセット補正を行うと、電源電圧が低くなったり、高くなったりした場合に、正確なＷ相電流を検出することができなくなる。このため、電源電圧が変動した場合に、検出電流値に誤差が発生し、これが操舵補助力に影響して操舵フィーリングが悪くなるという結果をもたらす。

しかるに、従来は、検出電流値を補正するにあたり、インバータ回路２の電源電圧の変動が考慮されていなかった。このため、各相の電流を正確に検出することができず、フィードバック制御の精度の点で問題があった。

特開２００１−９５２７９号公報 特開２００４−１３５４４１号公報 特開２００８−２３２０１３号公報 特開２０１０−６８６７２号公報

本発明の課題は、インバータ回路の電源電圧の変動にかかわらず、各相の電流を正確に検出することが可能なモータ制御装置を提供することにある。

本発明は、上アームと下アームにそれぞれスイッチング素子を有する上下一対のアームが複数組設けられ、ＰＷＭ信号による各スイッチング素子のＯＮ・ＯＦＦ動作に基づいてモータを駆動するインバータ回路と、モータからインバータ回路を介して流れる各相のモータ電流を検出するための単一のシャント抵抗と、このシャント抵抗に流れる電流に基づいて、第１のタイミングで第１の相のモータ電流を検出し、第２のタイミングで第２の相のモータ電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段が検出した各相のモータ電流の検出値を、モータに流す各相の電流の目標値と比較し、その偏差に応じて、位相が互いにずれた各相のＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、第１のタイミングにおける第１の相のモータ電流の検出値を第１のオフセット値により補正し、第２のタイミングにおける第２の相のモータ電流の検出値を第２のオフセット値により補正する補正手段とを備えたモータ制御装置において、インバータ回路に印加される電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、電源電圧検出手段が検出した電源電圧に応じて、第１のオフセット値および第２のオフセット値を変更するオフセット値変更手段とを設けたものである。

このようにすると、インバータ回路に印加される電源電圧に応じて、第１のオフセット値と第２のオフセット値が変更されるので、電源電圧が変動した場合でも、変更されたオフセット値に基づいて、第１および第２のタイミングにおける検出電流値が適正に補正される。このため、電源電圧の変動にかかわらず、各相の電流を正確に検出することが可能となり、フィードバック制御の精度が向上する。

本発明において、オフセット値変更手段は、電源電圧検出手段が検出した電源電圧と基準電圧との差を演算し、この差に基づいて、第１のオフセット値に対する第１の補正値と、第２のオフセット値に対する第２の補正値とを演算し、第１のオフセット値に第１の補正値を加算し、第２のオフセット値に第２の補正値を加算することにより、各オフセット値を変更することができる。

本発明において、第１のオフセット値は、第１のタイミングにおける第１の相のモータ電流の検出値と、所定周期内における第１の相のモータ電流の平均値との差であり、第２のオフセット値は、第２のタイミングにおける第２の相のモータ電流の検出値と、所定周期内における第２の相のモータ電流の平均値との差であり、第２のオフセット値が第１のオフセット値より大きくてもよい。

本発明によれば、インバータ回路の電源電圧の変動にかかわらず、各相の電流を正確に検出することが可能なモータ制御装置を提供することができる。

本発明の実施形態に係るモータ制御装置を示した回路図である。 モータ電流の検出値を補正する補正手段のブロック図である。 電源電圧と可変オフセット値との関係を示したグラフである。 電流検出のパターンを示した図である。 各相のＰＷＭ信号のデューティの変化を示した図である。 従来のモータ制御装置を示した回路図である。 ＰＷＭ信号の位相関係と電流検出のタイミングを示した図である。 図７のタイミングｔ１における電流経路を示した図である。 図７のタイミングｔ２における電流経路を示した図である。 図７の上段回生区間における電流経路を示した図である。 図７の下段回生区間における電流経路を示した図である。 各相のＰＷＭ信号と、Ｕ相電流およびＷ相電流の変化と、シャント電圧の変化を示した図である。 電源電圧の変動によるオフセット値の変化を示した図である。

以下、本発明の実施形態につき、図面を参照しながら説明する。各図において、同一部分または対応部分には、同一符号を付してある。

図１は、本実施形態に係るモータ制御装置を示している。図１において、図６と異なる点は、次の２点である。第１点は、電源回路１とインバータ回路２とを結ぶ電源ライン６上のＰ点の電圧、すなわちインバータ回路２に印加される電源電圧が制御部４に取り込まれ、制御部４がこの電源電圧を監視するようにした点である。第２点は、制御部４に、電源電圧に基づいてオフセット値を変更する機能（後述）が備わっている点である。

他の構成については、図６と同じであって、すでに詳細に述べたので、ここでは説明を省略する。また、図７〜図１３は、本実施形態にも共通する。図１では、制御部４は、本発明における電流検出手段、ＰＷＭ信号生成手段、補正手段、電源電圧検出手段、およびオフセット値変更手段を構成している。これらの各手段の機能は、ソフトウェアによって実現される。

図２は、制御部４における補正手段のブロック図を示している。符号１３および１４は加算器、符号１５および１６は減算器、符号１７および１８は乗算器をそれぞれ表している。「第１区間検出電流」は、第１区間Ｔ１（図１２）のタイミングｔ１で検出されるモータ電流の検出値、「第２区間検出電流」は、第２区間Ｔ２のタイミングｔ２で検出されるモータ電流の検出値を表している。

「第１区間基準オフセット値」は、第１区間検出電流を補正するためのオフセット値であって、図１２におけるオフセット値ａを表している。「第２区間基準オフセット値」は、第２区間検出電流を補正するためのオフセット値であって、図１２におけるオフセット値ｂを表している。オフセット値ａ、ｂの各値は、あらかじめ決められていて、制御部４のメモリ（図示省略）に記憶されている。

第１区間補正直線１１は、第１区間基準オフセット値ａを補正するための関数であって、横軸は電源電圧と基準電圧との差分ΔＶ、縦軸は補正値Ｘである。補正値Ｘは差分ΔＶと比例関係にあり、直線の傾きはαである。すなわち、Ｘ＝ΔＶ・αの関係が成立する。ΔＶが０のとき（電源電圧に変動がないとき）は、補正値Ｘの値は０となる。

第２区間補正直線１２は、第２区間基準オフセット値ｂを補正するための関数であって、横軸は電源電圧と基準電圧との差分ΔＶ、縦軸は補正値Ｙである。補正値Ｙは差分ΔＶと比例関係にあり、直線の傾きはβである。すなわち、Ｙ＝ΔＶ・βの関係が成立する。ΔＶが０のとき（電源電圧に変動がないとき）は、補正値Ｙの値は０となる。

ここで、傾きαと傾きβの関係は、α＜βとなる。したがって、同じ差分ΔＶに対して、補正値Ｘと補正値Ｙの関係は、Ｘ＜Ｙとなる。このようにする理由は、図１２のように、第１区間Ｔ１でのオフセット値ａに比べて、第２区間Ｔ２でのオフセット値ｂのほうが大きいので、オフセット値ｂの補正には、オフセット値ａの補正よりも大きな補正値が必要となるからである。

以下、図２に従って、モータ電流の検出値を補正する一連の処理について説明する。

最初に、第１区間Ｔ１における補正処理について説明する。制御部４は、まず、インバータ回路２に印加される電源電圧Ｖと、第１区間補正直線１１とに基づいて、第１区間基準オフセット値ａ（第１のオフセット値）に対する補正値Ｘ（第１の補正値）を算出する。詳しくは、電源電圧Ｖと基準電圧Ｖｏとの差分ΔＶ＝Ｖ−Ｖｏを演算し、この差分ΔＶと第１区間補正直線１１とから、補正値Ｘ＝ΔＶ・αを算出する。基準電圧Ｖｏは、あらかじめ決められていて、制御部４のメモリに記憶されている。

続いて、加算器１３により、第１区間基準オフセット値ａと補正値Ｘとを加算し、ａ＋Ｘを算出する。このａ＋Ｘの値を、以下では「第１区間可変オフセット値」という。そして、減算器１５により、第１区間検出電流Ｉｄ１から、第１区間可変オフセット値ａ＋Ｘを減算し、Ｉｄ１−（ａ＋Ｘ）を算出する。さらに、乗算器１７により、減算器１５の出力に第１区間のゲインＧ１を乗算して、
Ｉ１＝｛Ｉｄ１−（ａ＋Ｘ）｝・Ｇ１
＝｛Ｉｄ１−（ａ＋ΔＶ・α）｝・Ｇ１
を算出する。このＩ１が、第１区間Ｔ１のタイミングｔ１で検出された検出電流Ｉｄ１の補正電流値となる。

従来は、電源電圧Ｖの変動が考慮されておらず、補正電流値は、
Ｉ１’＝（Ｉｄ１−ａ）・Ｇ１
により算出されていた。このため、電源電圧Ｖが変動して第１区間検出電流Ｉｄ１が増減した場合に、第１区間基準オフセット値ａが追従せず、補正電流値Ｉ１’に誤差が発生する。これに対して、本実施形態では、電源電圧Ｖの変動（差分ΔＶ）に応じた補正値Ｘを算出し、この補正値Ｘを用いて、第１区間基準オフセット値ａを第１区間可変オフセット値（ａ＋Ｘ）に変更するようにしている。

このため、図３（ａ）に示すように、電源電圧が低い場合と、通常の場合と、高い場合とで、第１区間可変オフセット値（ａ＋Ｘ）はａ１、ａ２、ａ３のように変化する。ここで、電源電圧が「低」「通常」「高」の各場合につき第１区間補正直線１１から得られる補正値ＸをそれぞれＸ１、Ｘ２、Ｘ３とすると、ａ１＝ａ＋Ｘ１、ａ２＝ａ＋Ｘ２、ａ３＝ａ＋Ｘ３である。また、通常の場合の電源電圧を前述の基準電圧Ｖｏとした場合、Ｘ２＝０であるから、ａ２は第１区間基準オフセット値ａと等しくなる。すなわち、電源電圧が通常の場合は、第１区間基準オフセット値ａは変更されない。

そこで、これらの可変オフセット値ａ１、ａ２、ａ３を、それぞれ図１３のａ１、ａ２、ａ３の値とし、第１区間検出電流Ｉｄ１から可変オフセット値ａ１、ａ２、ａ３を差し引く。これにより、電源電圧の変動にかかわらず、第１区間Ｔ１における検出電流値を、平均電流値に補正することができる。すなわち、前述の補正電流値Ｉ１は、平均電流値のことである。

次に、第２区間Ｔ２における補正処理について説明する。制御部４は、まず、インバータ回路２に印加される電源電圧Ｖと、第２区間補正直線１２とに基づいて、第２区間基準オフセット値ｂ（第２のオフセット値）に対する補正値Ｙ（第２の補正値）を算出する。詳しくは、電源電圧Ｖと基準電圧Ｖｏとの差分ΔＶ＝Ｖ−Ｖｏを演算し、この差分ΔＶと第２区間補正直線１２とから、補正値Ｙ＝ΔＶ・βを算出する。

続いて、加算器１４により、第２区間基準オフセット値ｂと補正値Ｙとを加算し、ｂ＋Ｙを算出する。このｂ＋Ｙの値を、以下では「第２区間可変オフセット値」という。そして、減算器１６により、第２区間検出電流Ｉｄ２から、第２区間可変オフセット値ｂ＋Ｙを減算し、Ｉｄ２−（ｂ＋Ｙ）を算出する。さらに、乗算器１８により、減算器１６の出力に第２区間のゲインＧ２を乗算して、
Ｉ２＝｛Ｉｄ２−（ｂ＋Ｙ）｝・Ｇ２
＝｛Ｉｄ２−（ｂ＋ΔＶ・β）｝・Ｇ２
を算出する。このＩ２が、第２区間Ｔ２のタイミングｔ２で検出された検出電流Ｉｄ２の補正電流値となる。

この場合も、電源電圧Ｖの変動（差分ΔＶ）に応じた補正値Ｙを算出し、この補正値Ｙを用いて、第２区間基準オフセット値ｂを第２区間可変オフセット値（ｂ＋Ｙ）に変更する。この結果、図３（ｂ）に示すように、電源電圧が低い場合と、通常の場合と、高い場合とで、第２区間可変オフセット値（ｂ＋Ｙ）はｂ１、ｂ２、ｂ３のように変化する。ここで、電源電圧が「低」「通常」「高」の各場合につき第２区間補正直線１２から得られる補正値ＹをそれぞれＹ１、Ｙ２、Ｙ３とすると、ｂ１＝ｂ＋Ｙ１、ｂ２＝ｂ＋Ｙ２、ｂ３＝ｂ＋Ｙ３である。また、通常の場合の電源電圧を前述の基準電圧Ｖｏとした場合、Ｙ２＝０であるから、ｂ２は第２区間基準オフセット値ｂと等しくなる。すなわち、電源電圧が通常の場合は、第２区間基準オフセット値ｂは変更されない。

そこで、これらの可変オフセット値ｂ１、ｂ２、ｂ３を、それぞれ図１３のｂ１、ｂ２、ｂ３の値とし、第２区間検出電流Ｉｄ２から可変オフセット値ｂ１、ｂ２、ｂ３を差し引く。これにより、電源電圧の変動にかかわらず、第２区間Ｔ２における検出電流値を、平均電流値に補正することができる。すなわち、前述の補正電流値Ｉ２は、平均電流値のことである。

このようにして、第１区間Ｔ１の補正電流値Ｉ１と、第２区間Ｔ２の補正電流値Ｉ２とを算出した後、制御部４は、これらの電流値がどの相に対応したものであるかの相判別を行い、最終的に各相の補正電流値を算出する。この相判別は、図４に示したパターンに基づいて行われる。パターンは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各ＰＷＭ信号のデューティに応じた位相の前後関係により、（１）〜（６）の６種類のパターンに分かれる。図５は、各相のＰＷＭ信号のデューティの変化と各パターンとの対応関係を示している。

例えば、図７の場合は、ＰＷＭ信号のデューティの大きさがＵ相、Ｖ相、Ｗ相の順となっているので、パターン（３）に該当する。したがって、第１区間Ｔ１（タイミングｔ１）で検出された電流はＵ相電流であり、第２区間Ｔ２（タイミングｔ２）で検出された電流はＶ相電流であると判別される。Ｗ相電流は、前述のとおり、Ｕ相電流とＶ相電流とから計算によって算出される。

パターン（１）に該当する場合は、第１区間Ｔ１で検出された電流はＶ相電流であり、第２区間Ｔ２で検出された電流はＷ相電流であると判別される。また、Ｕ相電流はこれらの電流から計算によって算出される。パターン（２）に該当する場合は、第１区間Ｔ１で検出された電流はＵ相電流であり、第２区間Ｔ２で検出された電流はＷ相電流であると判別される。また、Ｖ相電流はこれらの電流から計算によって算出される。パターン（４）〜（６）に該当する場合も、同様の要領で第１区間Ｔ１と第２区間Ｔ２における検出電流の相が判別される。

このようにして、各区間で検出された電流の相が確定すると、次に制御部４は、各相の補正電流値を各相の目標電流値とそれぞれ比較し、それらの偏差に基づいて、各相ごとにＰＷＭ信号のデューティを算出する。そして、算出したデューティに応じた各相のＰＷＭ信号を生成して、ＰＷＭ駆動回路３（図１）へ出力する。これにより、シャント抵抗Ｒで検出されたモータ電流に基づくフィードバック制御が行われる。

以上のように、本実施形態においては、インバータ回路２に印加される電源電圧Ｖに応じて、第１区間基準オフセット値ａおよび第２区間基準オフセット値ｂが、それぞれ第１区間可変オフセット値ａ＋Ｘ、および第２区間可変オフセット値ｂ＋Ｙに変更される。このため、電源電圧Ｖが変動した場合でも、その変動に応じた可変オフセット値に基づいて、第１区間Ｔ１と第２区間Ｔ２における検出電流値を、平均電流値に補正することができる。これにより、誤差を含まない正確な補正電流値Ｉ１、Ｉ２を用いて、モータＭに対するフィードバック制御を精度良く行うことができる。その結果、電源電圧Ｖの変動が操舵補助力に影響しなくなり、操舵フィーリングを向上させることができる。

本発明では、以上述べた以外にも種々の実施形態を採用することができる。例えば、図７では、左側の力行区間でモータ電流を検出しているが、右側の力行区間でモータ電流を検出してもよい。また、両方の力行区間でモータ電流を検出してもよい。

前記実施形態では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６としてＦＥＴを使用したが、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラモードトランジスタ）のような他のスイッチング素子を使用してもよい。

前記実施形態では、モータＭとして３相モータを例に挙げたが、本発明は、３相以外の多相モータを駆動する場合にも適用することができる。

前記実施形態では、モータＭとしてブラシレスモータを例に挙げたが、本発明は、誘導モータや同期モータなどを駆動する装置にも適用することができる。

前記実施形態では、車両の電動パワーステアリング装置に本発明を適用した例を挙げたが、本発明は、電動パワーステアリング装置以外の装置にも適用することができる。

１ 電源回路
２ インバータ回路
３ ＰＷＭ駆動回路
４ 制御部
５ 増幅回路
Ａ１、Ａ３、Ａ５ 上アーム
Ａ２、Ａ４、Ａ６ 下アーム
Ｑ１〜Ｑ６ スイッチング素子
Ｍ モータ
Ｒ シャント抵抗

Claims (3)

1. 上アームと下アームにそれぞれスイッチング素子を有する上下一対のアームが複数組設けられ、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号による各スイッチング素子のＯＮ・ＯＦＦ動作に基づいてモータを駆動するインバータ回路と、
   前記モータから前記インバータ回路を介して流れる各相のモータ電流を検出するための単一のシャント抵抗と、
   前記シャント抵抗に流れる電流に基づいて、第１のタイミングで第１の相のモータ電流を検出し、第２のタイミングで第２の相のモータ電流を検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段が検出した各相のモータ電流の検出値を、前記モータに流す各相の電流の目標値と比較し、その偏差に応じて、位相が互いにずれた各相のＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   前記第１のタイミングにおける第１の相のモータ電流の検出値を第１のオフセット値により補正し、前記第２のタイミングにおける第２の相のモータ電流の検出値を第２のオフセット値により補正する補正手段と、を備えたモータ制御装置において、
   前記インバータ回路に印加される電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、
   前記電源電圧検出手段が検出した電源電圧に応じて、前記第１のオフセット値および前記第２のオフセット値を変更するオフセット値変更手段と、を更に備えたことを特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記オフセット値変更手段は、
   前記電源電圧検出手段が検出した電源電圧と基準電圧との差を演算し、
   前記差に基づいて、前記第１のオフセット値に対する第１の補正値と、前記第２のオフセット値に対する第２の補正値とを演算し、
   前記第１のオフセット値に前記第１の補正値を加算し、前記第２のオフセット値に前記第２の補正値を加算することにより、前記各オフセット値を変更することを特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置において、
   前記第１のオフセット値は、前記第１のタイミングにおける第１の相のモータ電流の検出値と、所定周期内における第１の相のモータ電流の平均値との差であり、
   前記第２のオフセット値は、前記第２のタイミングにおける第２の相のモータ電流の検出値と、所定周期内における第２の相のモータ電流の平均値との差であり、
   前記第２のオフセット値が前記第１のオフセット値より大きいことを特徴とするモータ制御装置。

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