JP5567432B2

JP5567432B2 - Ｄｃｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP5567432B2
Application number: JP2010194907A
Authority: JP
Inventors: 悟伊藤
Original assignee: Asahi Kasei EMD Corp
Current assignee: Asahi Kasei Microdevices Corp
Priority date: 2010-08-31
Filing date: 2010-08-31
Publication date: 2014-08-06
Anticipated expiration: 2030-08-31
Also published as: JP2012055068A

Description

本発明は、電源回路、特にＤＣＤＣコンバータに関し、より詳細には、インダクタを有するＤＣＤＣコンバータに関する。

ＬＳＩの微細化に伴い、ＬＳＩの入力電圧の低下が進んでいる。そのため、ＬＳＩの入力電圧を出力するＤＣＤＣコンバータには、低い出力電圧を発生させるアプリケーションが増加している。図１に、従来のスイッチング方式の降圧型ＤＣＤＣコンバータを示す。第１のスイッチングデバイスＳＷ１がオンしている時、インダクタＬ１の電流変化の傾きは、

で表される。ＤＣＤＣコンバータへの入力電圧Ｖ_INが高くて出力電圧Ｖ_OUTが低い場合、インダクタ電流ｉ_Lは急激に立ち上がる。たとえば、入力電圧Ｖ_INが５Ｖ、１２Ｖ、４８Ｖ等、出力電圧Ｖ_OUTが１Ｖまたはそれ未満という場合が考えられる。一方、第１のスイッチングデバイスＳＷ１がオフしていて第２のスイッチングデバイスＳＷ２が通電している時は、インダクタＬ１の電流変化の傾きは、

で表され、出力電圧Ｖ_OUTが低いためにインダクタ電流ｉ_Lが減少する勾配は緩やかになる。

このようなインダクタを使用した降圧型ＤＣＤＣコンバータの出力電圧Ｖ_OUTが印加される負荷に流れる負荷電流ｉ_LOADが急激に減少した場合を考える。たとえば、負荷電流ｉ_LOADが１Ａから１００ｍＡに減少したとき、インダクタ電流ｉ_Lが減少しないと、コンデンサＣ_OUTに余計な電荷が供給され、出力電圧Ｖ_OUTが、予め定めた過電圧判定電圧を超えて上昇するオーバーシュートが生じてしまう。第１のスイッチングデバイスＳＷ１がオフになったとしても、式（２）に関連して説明したように、インダクタ電流ｉ_Lは緩やかにしか減少していかない。したがって、インダクタ電流ｉ_Lの流入による出力電圧Ｖ_OUTの上昇が所定の範囲に入るように大きい容量のコンデンサを用いる必要があった。ここで、負荷電流ｉ_LOADの急激な減少と言っているのは、最も速いものでは、負荷として接続されるＬＳＩ等の回路がオフするとほぼ同時に負荷電流ｉ_LOADが減少するような場合であり、遅いものでは、負荷電流ｉ_LOADの減少が式（２）のインダクタ電流ｉ_Lの減少よりは少なくとも速いような場合である。このような場合には、コンデンサＣ_OUTに余計な電荷が供給されていき、オーバーシュートが生じる可能性がある。

負荷電流の減少に高速に応答可能なＤＣＤＣコンバータが特許文献１に開示されており、図２に示す。ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路１０ａ及びコンバータ部２０ａを備え、コンバータ部２０ａは、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタからなる出力トランジスタＱ１と、ダイオードＤ１と、チョークコイルＬ１と、平滑化容量Ｃ１とを備える。制御回路１０ａからの出力信号ＳＧ１に基づいて出力トランジスタＱ１がオン・オフ制御されることによって、入力電圧Ｖｉｎが降圧されて出力電圧Ｖｏとして出力端子Ｔｏに接続される負荷に出力される。この出力電圧Ｖｏは、出力トランジスタＱ１のオン時間とオフ時間の比を変化させることにより予め定めた目標値に制御される。

出力端子Ｔｏは、制御回路１０ａの入力端子Ｔ１に接続されている。この入力端子Ｔ１は、抵抗Ｒ１、Ｒ２を介してグランドに接続される。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との間の接続点が比較器１１の反転入力端子に接続されており、これにより、出力電圧Ｖｏが抵抗Ｒ１、Ｒ２によって分圧され、分圧電圧Ｖ１がフィードバック信号として比較器１１の反転入力端子に入力される。比較器１１において、フィードバック信号と参照電圧Ｖｒが比較され、その結果に応じて出力トランジスタＱ１がオン・オフ制御される。本技術では、スイッチング素子のオン時間またはオフ時間が極端に長くなる場合に発生しやすくなる低調波発振の発生を抑制するために、フィードバック信号と比較される参照電圧Ｖｒを、基準電圧Ｖｒｅｆにスロープ信号を加算した電圧としている。これにより、負荷急変後に出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆに基づく目標値に収束するまでの時間を短縮することができ、ひいては、オーバーシュートの発生を抑制することができている。ここで、基準電圧Ｖｒｅｆは、出力電圧Ｖｏが規格値に達したとき、抵抗Ｒ１、Ｒ２による分圧電圧Ｖ１と一致するように設定されている。

なお、スイッチング方式のＤＣＤＣコンバータの制御として、出力電圧を所定の電圧と比較し、当該所定の電圧以下である場合にスイッチングデバイスをオンにするというものが一般に知られており、特許文献１記載の従来技術のようなものを含め、具体的な制御態様は様々なものがある。

特開２０１０―０５１０７３号公報

しかしながら、特許文献１の従来技術は、コントローラであるＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路１０ａでオーバーシュートの発生を抑制しようとしており、コントローラだけでは対応できない、インダクタ電流ｉ_Lの減少よりも速い負荷電流減少に起因するオーバーシュートの抑制までは考慮されていない。

本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、負荷電流の急激な減少またはこれに起因して発生したオーバーシュートに高速に応答して、オーバーシュートの回避または抑制をすることのできるＤＣＤＣコンバータを提供することにある。

このような目的を達成するために、本発明の第１の態様は、インダクタと、入力電圧が与えられる入力電圧端子と前記インダクタとの間に接続される第１のスイッチングデバイスと、前記第１のスイッチングデバイスと前記インダクタとの接続点と、グランド端子との間に接続された第２のスイッチングデバイスと、出力電圧が出力される出力電圧端子と前記グランド端子との間のコンデンサと、前記第１のスイッチングデバイスのオフ時の電流経路である前記グランド端子から前記出力電圧端子までの経路に挿入された、負荷電流に応答して前記経路を遮断するための第３のスイッチングデバイスとを備えることを特徴とするＤＣＤＣコンバータである。

また、本発明の第２の態様は、第１の態様において、前記第３のスイッチングデバイスが、前記インダクタと前記出力電圧端子との間に配置されていることを特徴とする。

また、本発明の第３の態様は、第２の態様において、前記インダクタと前記第３のスイッチングデバイスの接続点と、前記入力電圧端子との間に配置された第４のスイッチングデバイスであって、前記入力電圧端子から、前記接続点へ向けて流れる電流を遮断し、前記第３のスイッチングデバイスのオフ時に前記第３のスイッチングデバイスにより遮断されたインダクタ電流を前記入力電圧端子に流すことのできる第４のスイッチングデバイスをさらに備えることを特徴とする。

また、本発明の第４の態様は、第２の態様において、前記インダクタと前記第３のスイッチングデバイスの接続点と、前記入力電圧端子とは異なる他の電圧端子との間に配置された第４のスイッチングデバイスであって、前記他の電圧端子から、前記接続点へ向けて流れる電流を遮断し、前記第３のスイッチングデバイスのオフ時に前記第３のスイッチングデバイスにより遮断されたインダクタ電流を前記他の電圧端子に流すことのできる第４のスイッチングデバイスをさらに備え、前記他の電圧端子に加えられる電圧は、前記出力電圧の目標値よりも高いことを特徴とする。

また、本発明の第５の態様は、第２の態様において、前記第３のスイッチングデバイスと並列に配置された抵抗をさらに備え、前記第３のスイッチングデバイスのオフ時に前記第３のスイッチングデバイスにより遮断されたインダクタ電流が、前記抵抗を通して前記出力電圧端子に流れることを特徴とする。

また、本発明の第６の態様は、第３又は第４の態様において、前記第３のスイッチングデバイスと並列に配置された抵抗をさらに備え、前記第３のスイッチングデバイスのオフ時に前記第３のスイッチングデバイスにより遮断されたインダクタ電流が、前記抵抗を通して前記出力電圧端子に流れることを特徴とする。

また、本発明の第７の態様は、第１の態様において、前記第３のスイッチングデバイスが、前記第２のスイッチングデバイスと前記グランド端子との間に配置されていることを特徴とする。

また、本発明の第８の態様は、第７の態様において、前記第３のスイッチングデバイスと並列に配置された抵抗をさらに備え、前記第３のスイッチングデバイスのオフ時に前記第３のスイッチングデバイスにより遮断されたインダクタ電流が、前記抵抗を通して前記出力電圧端子に流れることを特徴とする。

また、本発明の第９の態様は、第８の態様において、前記第３のスイッチングデバイスが寄生素子を有し、前記寄生素子は、前記グランド端子から流出する方向の電流を遮断する向きに配置されていることを特徴とする。

また、本発明の第１０の態様は、第５、第６又は第８の態様において、前記抵抗を非線形抵抗素子で置き換えたことを特徴とする。

また、本発明の第１１の態様は、第１から第１０のいずれかの態様において、前記出力電圧が過電圧状態であることを検出したときに、前記第３のスイッチングデバイスをオフにすることを特徴とする。

また、本発明の第１２の態様は、第１１の態様において、前記出力電圧が過電圧状態であることを検出したときに、一定時間、前記第３のスイッチングデバイスをオフにすることを特徴とする。

また、本発明の第１３の態様は、第１１の態様において、前記第３のスイッチングデバイスが、前記インダクタと前記出力電圧端子との間に接続されており、前記第３のスイッチングデバイスをオフにする際の判定電圧と解除する際の判定電圧をそれぞれ設定したことを特徴とする。

また、本発明の第１４の態様は、第１３の態様において、前記第３のスイッチングデバイスをオフにする条件を前記第１のスイッチングデバイスのオン信号とすることを特徴とする。

また、本発明の第１５の態様は、第１３の態様において、前記第３のスイッチングデバイスをオフにする際の判定電圧を設け、オンにする際の判定電圧に、コンスタントオンタイムＤＣＤＣコンバータのボトム検出コンパレータの出力を使用することを特徴とする。

また、本発明の第１６の態様は、第１５の態様において、前記第３のスイッチングデバイスをオフにする際の判定電圧を超えたときにオンタイムをリセットする機能を設けたことを特徴とする。

また、本発明の第１７の態様は、第１から第１０のいずれかの態様において、前記出力電圧が印加される負荷電流が急激に減少したことを検出したときに、前記第３のスイッチングデバイスを流れるインダクタ電流を遮断することを特徴とする。

また、本発明の第１８の態様は、第１７の態様において、前記負荷電流が急激に減少したことを検出したときに、一定時間、前記第３のスイッチングデバイスを流れる前記インダクタ電流を遮断することを特徴とする。

また、本発明の第１９の態様は、第１７の態様において、前記負荷電流が急激に減少したことを検出したときに、前記第３のスイッチングデバイスを流れる前記インダクタ電流を遮断し、前記出力電圧が解除電圧を下回ったときに、前記第３のスイッチングデバイスをオンにすることを特徴とする。

本発明によれば、インダクタと、入力電圧が与えられる入力電圧端子とインダクタとの間に接続される第１のスイッチングデバイスと、第１のスイッチングデバイスとインダクタとの接続点と、グランド端子との間に接続された第２のスイッチングデバイスと、出力電圧が出力される出力電圧端子とグランド端子との間のコンデンサとを備えるＤＣＤＣコンバータにおいて、第１のスイッチングデバイスＳＷ１のオフ時の電流経路である、グランド端子から出力電圧端子までの経路に挿入された、負荷電流に応答して前記経路を遮断するための第３のスイッチングデバイスをさらに備えることにより、負荷電流の急激な減少またはこれに起因して発生したオーバーシュートに高速に応答することができる。

従来のスイッチング方式の降圧型ＤＣＤＣコンバータを示す図である。負荷電流の減少に高速に応答可能な従来のＤＣＤＣコンバータを示す図である。第１の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータを示す図である。図１に示した従来のＤＣＤＣコンバータの動作を比較として説明するための図である。第１の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータ３００の動作を説明するための図である。第３のスイッチングデバイスＳＷ３の挿入箇所を示す図である。第２の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータを示す図である。２の実施形態の変形形態を示す図である。第３の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータを示す図である。第４の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータを示す図である。第４の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータ１０００の動作を説明するための図である。第４の実施形態の変形形態を示す図である。第５の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータを示す図である。図１３のＤＣＤＣコンバータ１３００において、抵抗Ｒ１を第３のスイッチングデバイスＳＷ３と並列に接続した回路を示す図である。図１４の第３のスイッチングデバイスＳＷ３の具体例を示す図である。第６の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータを示す図である。第７の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータを示す図である。第７の実施形態の変形形態を示す図である。第８の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータを示す図である。第９の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータを示す図である。第１０の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータを示す図である。第１１の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータを示す図である。第１２の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータを示す図である。第１２の実施形態の変形形態を示す図である。第１３の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータを示す図である。

以下、図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。

（第１の実施形態）
図３に、第１の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータを示す。ＤＣＤＣコンバータ３００は、インダクタＬ１と、入力電圧Ｖ_INが与えられる入力電圧端子とインダクタＬ１との間に接続される第１のスイッチングデバイスＳＷ１と、第１のスイッチングデバイスＳＷ１とインダクタＬ１との接続点とグランド端子ＧＮＤとの間に接続された第２のスイッチングデバイスＳＷ２と、出力電圧Ｖ_OUTが出力される出力電圧端子とグランド端子ＧＮＤとの間のコンデンサＣ_OUTと、インダクタ１と出力電圧端子との間に接続された第３のスイッチングデバイスＳＷ３とを備える。説明のため、負荷も併せて図示してある。

第３のスイッチングデバイスＳＷ３は、負荷電流の急激な減少またはこれに起因して発生したオーバーシュートが検出されるとオフされる。これにより、インダクタＬ１からコンデンサＣ_OUTに流れるインダクタ電流ｉ_Lが遮断または低減され、オーバーシュートの回避または抑制を図ることができる。

図５に、本実施形態に係るＤＣＤＣコンバータの動作例を説明するための図を示す。図４は、図１に示した従来のＤＣＤＣコンバータの動作を比較として説明するための図である。第１のスイッチングデバイスＳＷ１は、一定時間オンした後、出力電圧が基準電圧に下がるまでオフする。基準電圧まで下がると、再び一定時間オンする。こうした制御を受けている。これは、図５及び６で共通である。ただし、本実施形態に係る図６では、負荷電流の急激な減少またはこれに起因して発生したオーバーシュートが検出されると第３のスイッチングデバイスＳＷ３がオフされ、この時点をピークに出力電圧が低下していき、オーバーシュートの回避または抑制が可能となる。出力電圧が基準電圧に達すると、第１のスイッチングデバイスＳＷ１が一定時間オンされる。この際、第３のスイッチングデバイスＳＷ３は第１のスイッチングデバイスＳＷ１と同時にオンされる。

なお、第３のスイッチングデバイスＳＷ３がオフで、かつ第１のスイッチングデバイスＳＷ１がオフの場合、第３のスイッチングデバイスＳＷ３は、第１のスイッチングデバイスＳＷ１がオフ時のグランド端子ＧＮＤから出力電圧端子までの電流経路に挿入されている形になる。第３のスイッチングデバイスＳＷ３がオフのときに第３のスイッチングデバイスＳＷ３に加わる電圧をＶ_SW3とすると、インダクタ電流ｉ_Lの電流変化は次式で表される。

第３のスイッチングデバイスＳＷ３に加わる電圧が高いほど、インダクタ電流ｉ_Lの減少速くなる。第３のスイッチングデバイスＳＷ３をオンするタイミングは様々だが、インダクタ電流ｉ_Lが速く減少する本実施形態に係るＤＣＤＣコンバータ３００では、第３のスイッチングデバイスＳＷ３をオンしたときにオーバーシュートが生じにくい。つまり、負荷電流の急激な減少またはこれに起因して発生したオーバーシュートに高速に応答することができる。

第３のスイッチングデバイスＳＷ３は、図３ではインダクタＬ１と出力電圧端子との間に配置しているが、上述の効果は、第３のスイッチングデバイスＳＷ３が、第１のスイッチングデバイスＳＷ１がオフ時の電流経路であるグランド端子ＧＮＤから出力電圧端子の間に挿入されていれば得られることに留意されたい（図６参照）。第３のスイッチングデバイスＳＷ３は、第１のスイッチングデバイスＳＷ１のオフ時の電流経路である、グランド端子から出力電圧端子までの経路を、負荷電流に応答して遮断する。

（第２の実施形態）
図７に、第２の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータを示す。ＤＣＤＣコンバータ７００は、第１の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータ３００とほぼ同一だが、インダクタＬ１と第３のスイッチングデバイスＳＷ３との接続点と、入力電圧端子との間に第４のスイッチングデバイスＳＷ４が設けられている点と、第１及び第３のスイッチングデバイスＳＷ１、ＳＷ３の寄生ダイオードＤ１、Ｄ３を併せて示してある点が異なる。

第４のスイッチングデバイスＳＷ４には、入力電源端子から、インダクタＬ１と第３のスイッチングデバイスＳＷ３との接続点へ向けて流れる電流を遮断することができるものを用いる。こうした構成とすることにより、第３のスイッチングデバイスＳＷ３がオフされて遮断されたインダクタ電流ｉ_Lを、第４のスイッチングデバイスＳＷ４を通して入力電圧端子へ回生させることができる。

第１のスイッチングデバイスＳＷ１がオフで、グランド端子ＧＮＤから、第２のスイッチングデバイスＳＷ２、インダクタＬ１、第３のスイッチングデバイスＳＷ３を経て出力電圧端子に電流が流れているときに、第３のスイッチングデバイスＳＷ３がオフになると、インダクタＬ１と第３のスイッチングデバイスＳＷ３との接続点の電位は、逆起電力によりＶ_INよりも高くなる。たとえば、第４のスイッチングデバイスＳＷ４としてダイオードを用いた場合、当該ダイオードを通して入力電圧端子にインダクタ電流ｉ_Lが流れる。これにより、第３のスイッチングデバイスＳＷ３に加わる電圧を入力電圧Ｖ_INでクランプすることができ、第３のスイッチングデバイスＳＷ３を保護することができる。また、インダクタ電流ｉ_Lが電源に戻されるので、損失を低減することができる。

なお、図７では、第２及び第４のスイッチングデバイスＳＷ２、ＳＷ４として、ダイオードを利用した例を示したが、図８に、ＭＯＳＦＥＴを用いた例を示す。第３のスイッチングデバイスＳＷ３がオフになったときに、第４のスイッチングデバイスＳＷ４をオンにすることにより、オン電圧が低いためダイオードを用いた場合よりも損失を低減することが可能である。

（第３の実施形態）
図９に、第３の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータを示す。ＤＣＤＣコンバータ９００は、図７に示した第２の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータ７００とほぼ同一だが、第４のスイッチングデバイスＳＷ４が、入力電圧端子とは異なる他の電圧端子に接続されている点が異なる。ここで、当該電圧端子に加わる電圧Ｖ_Hは出力電圧Ｖ_OUTの目標値より大きいものとする。

このような回路構成の場合には、入力電圧Ｖ_IN以外の電圧を選定できるので、インダクタ電流ｉ_LOADが減少する勾配を変更することができる。第３のスイッチングデバイスＳＷ３に加わる電圧を電圧Ｖ_Hでクランプすることができる点、インダクタ電流ｉ_Lが電源に戻されるので損失を低減することができる点は、第２の実施形態と同様である。

（第４の実施形態）
図１０に、第４の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータを示す。ＤＣＤＣコンバータ１０００は、第１の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータ３００とほぼ同一だが、第３のスイッチングデバイスＳＷ３と並列に抵抗Ｒ１を設けた点が異なる。

このような回路構成の場合には、第３のスイッチングデバイスＳＷ３のオフ時に第３のスイッチングデバイスＳＷ３により遮断された、インダクタＬ１から出力電圧端子への電流が抵抗Ｒ１を通して出力電圧端子に流れる。

第１のスイッチングデバイスＳＷ１がオフで、グランド端子ＧＮＤから、第２のスイッチングデバイスＳＷ２、インダクタＬ１、第３のスイッチングデバイスＳＷ３を経て出力電圧端子に電流が流れているとき、第３のスイッチングデバイスＳＷ３がオフになると、インダクタ電流ｉ_Lは、第３のスイッチングデバイスＳＷ３に並列に接続された抵抗Ｒ１を通して流れる。抵抗Ｒ１に発生した電圧により、図１に示したような従来のＤＣＤＣコンバータよりもインダクタＬ１に高い電圧が加わるため、次式に示すように、インダクタ電流ｉ_Lの減少が速くなる。そのため、第３のスイッチングデバイスＳＷ３をオンしたときにコンデンサＣ_OUTに余計な電荷が流れ込みにくく、オーバーシュートが生じにくい。

これは、第１の実施形態において式（３）を参照して説明したのと同様に、負荷電流の急激な減少またはこれに起因して発生したオーバーシュートに高速に応答することができることを意味する。

第１〜第３の実施形態と比較すると、これらの実施形態では、インダクタＬ１から出力電圧端子への電流がゼロになる。したがって、負荷電流ｉ_LOADが減少はしたもののゼロではない場合、コンデンサＣ_OUTの電荷は減少するのみであるので、出力電圧Ｖ_OUTも減少していく。第１のスイッチングデバイスＳＷ１は、出力電圧Ｖ_OUTが所定の電圧以下になるとオンされるという制御を受けるため、インダクタ電流ｉ_Lが十分に減少したか否かにかかわらず、出力電圧Ｖ_OUTが低下したことに応答して第１のスイッチングデバイスＳＷ１がオンされると、コンデンサＣ_OUTに過剰な電荷が流れ込み、オーバーシュートが生じる可能性がある。

本実施形態に係るＤＣＤＣコンバータ１０００では、第３のスイッチングデバイスＳＷ３がオフされていても抵抗Ｒ１を通じて出力電圧端子に電流ｉ_Lが流れ、負荷電流ｉ_LOADによる電荷の減少と拮抗する形でインダクタ電流ｉ_Lによる電荷の増加が発生する。しかしながら、式（４）に従ってインダクタ電流ｉ_Lは高速に減少していき、インダクタ電流ｉ_Lが負荷電流ｉ_LOADよりも小さくなると、出力電圧Ｖ_OUTが減少し始める。よって、出力電圧Ｖ_OUTが所定の電圧よりも低下したことに応答して第１のスイッチングデバイスＳＷ１がオンされたときには、インダクタ電流ｉ_Lは十分に減少しており、第１のスイッチングデバイスＳＷ１をオンしてすぐにオーバーシュートすることはない。なお、第３のスイッチングデバイスＳＷ３は、第１のスイッチングデバイスＳＷ１と同時にオンされる制御を受ける。図１１に、第４の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータ１０００の動作を説明するための図を示す。図５と異なる点は、第４の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータ１０００では、第３のスイッチングデバイスＳＷ３をオフした後も、上述のように出力電圧Ｖ_OUTが増加していくところである。

図１２に、第４の実施形態の変形形態を示す。これは、図１０のＤＣＤＣコンバータ１０００に、図７に示した第２の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータ７００を組み合わせたものである。図１０を参照して上述した第４の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータ１０００の効果に加えて、抵抗Ｒ１の設定によっては点Ｖ_Aの電位が入力電圧Ｖ_INよりも高くなる場合があり、その場合、インダクタＬ１のエネルギーが電源に戻されるので損失を低減することができる。加えて、第３のスイッチングデバイスＳＷ３に加わる電圧をＶ_INで制限することができる。

（第５の実施形態）
図１３に、第５の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータを示す。ＤＣＤＣコンバータ１３００は、第３のスイッチングデバイスＳＷ３が、グランド端子ＧＮＤと第２のスイッチングデバイスＳＷ２との間に配置されている点が図３のＤＣＤＣコンバータ３００と異なる。

このような回路構成の場合には、第１のスイッチングデバイスＳＷ１がオンのときに、インダクタ電流ｉ_Lが第３のスイッチングデバイスＳＷ３に流れないため、図３の回路構成に比べて損失を低減することができる。

図１４は、図１３のＤＣＤＣコンバータ１３００において、抵抗Ｒ１を第３のスイッチングデバイスＳＷ３と並列に接続したものである。第１のスイッチングデバイスＳＷ１及び第３のスイッチングデバイスＳＷ３の寄生素子Ｄ１、Ｄ３をそれぞれ示してあるが、第３のスイッチングデバイスＳＷ３の寄生素子Ｄ３は、グランド端子ＧＮＤから流出する方向の電流を遮断する機能を有する。

第１のスイッチングデバイスＳＷ１がオフで、第２のスイッチングデバイスＳＷ２、インダクタＬ１、第３のスイッチングデバイスＳＷ３を経て出力電圧端子に電流が流れているとき、第３のスイッチングデバイスＳＷ３がオフになると、インダクタ電流ｉ_Lは並列に接続された抵抗Ｒ１を通して流れる。それにより、抵抗Ｒ１に発生する電圧分が図１のような従来のＤＣＤＣコンバータ以上に加わるので、インダクタ電流ｉ_Lの減少が速くなる。

寄生素子Ｄ３は、存在する場合と存在しない場合がある。第３のスイッチングデバイスＳＷ３が寄生素子Ｄ３を有する場合には、図１４に示すように、寄生素子Ｄ３がグランド端子ＧＮＤから流出する方向の電流を遮断する向きで第３のスイッチングデバイスＳＷ３を配置する必要がある。図１５（ａ）及び（ｂ）に、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ及びＰチャネルＭＯＳＦＥＴを第３のスイッチングデバイスＳＷ３として用いた場合の例をそれぞれ示す。図１５（ａ）の構造が図１４の第３のスイッチングデバイスＳＷ３を与える。

（第６の実施形態）
図１６に、第６の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータを示す。ＤＣＤＣコンバータ１６００は、第１の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータ３００とほぼ同一だが、第３のスイッチングデバイスＳＷ３と並列にツェナーダイオードＺＤ１を設けた点が異なる。

第１のスイッチングデバイスＳＷ１がオフで、第２のスイッチングデバイスＳＷ２、インダクタＬ１、第３のスイッチングデバイスＳＷ３を経て出力電圧端子に電流が流れているとき、第３のスイッチングデバイスＳＷ３がオフになると、インダクタ電流ｉ_Lは並列に接続されたツェナーダイオードＺＤ１を通して流れる。それにより、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧分が図１のような従来のＤＣＤＣコンバータより余分に加わり、インダクタ電流ｉ_Lの減少が速くなる。

なお、ツェナーダイオードＺＤ１等の非線形抵抗素子を用いてもよい。

（第７の実施形態）
図１７に、第７の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータを示す。ＤＣＤＣコンバータ１７００は、出力電圧Ｖ_OUTが過電圧状態であることを検出したときに、第３のスイッチングデバイスＳＷ３をオフにするための過電圧判定回路を備える。ここでは、第４の実施形態で説明した図１０のＤＣＤＣコンバータ１０００に過電圧判定回路を付加したもので説明するが、これはあくまで例示であることに留意されたい。以下、図１８から図２５に関しても同様である。

出力電圧Ｖ_OUTが過電圧判定電圧Ｖ_OVよりも大きくなると過電圧検出コンパレータＯＶ＿ＣＯＭＰの出力がＬｏｗになり、第３のスイッチングデバイスＳＷ３がオフになる。これにより、インダクタ電流ｉ_Lは抵抗Ｒ１を通して流れる。過電圧判定電圧Ｖ_OVは、たとえば基準電圧Ｖ_refの１．１倍といった値に設定することができる。

図１８に、第７の実施形態の変形形態を示す。ＤＣＤＣコンバータ１８００は、出力電圧Ｖ_OUTが過電圧状態であることを検出したときに、一定時間、ワンショット回路ＯＮＥＳＨＯＴを利用して第３のスイッチングデバイスＳＷ３をオフにする。出力電圧Ｖ_OUTが過電圧判定電圧Ｖ_OVよりも大きくなると、過電圧検出コンパレータＯＶ＿ＣＯＭＰの出力がＬｏｗになり、一定時間、第３のスイッチングデバイスＳＷ３がオフになる。これにより第３のスイッチングデバイスＳＷ３が高速にオン・オフするような減少を回避することができる。

（第８の実施形態）
図１９に、第８の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータを示す。ＤＣＤＣコンバータ１９００は、インダクタＬ１と出力電圧端子との間に接続された第３のスイッチングデバイスＳＷ３をオフにする際の判定電圧Ｖ_OVSと、オンにする際の判定電圧Ｖ_OVRをそれぞれ設定した回路をさらに備える。

出力電圧Ｖ_OUTが過電圧判定電圧Ｖ_OVSよりも高くなると、過電圧検出コンパレータＯＶＳ＿ＣＯＭＰの出力がＨｉｇｈになり、リセットセット・フリップフロップ（ＲＳ−ＦＦ）の出力ＱＢがＬｏｗになり、第３のスイッチングデバイスＳＷがオフになる。出力ＱＢは、出力電圧Ｖ_OUTが過電圧解除電圧Ｖ_OVRよりも低くなったときに出力ＱＢがＨｉｇｈになる。

（第９の実施形態）
図２０に、第９の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータを示す。ＤＣＤＣコンバータ２０００は、インダクタＬ１と出力電圧端子との間に接続された第３のスイッチングデバイスＳＷ３をオフにする条件を、第１のスイッチングデバイスＳＷ１のオン信号とする回路を備える。

出力電圧Ｖ_OUTが過電圧判定電圧Ｖ_OVSよりも高くなると過電圧検出コンパレータＯＶＳ＿ＣＯＭＰの出力がＨｉｇｈになり、リセットセット・フリップフロップ（ＲＳ−ＦＦ）の出力ＱＢがＬｏｗになり、第３のスイッチングデバイスＳＷ３がオフになる。第１のスイッチングデバイスＳＷ１をオンにする信号で、出力ＱＢはＨｉｇｈになり、第３のスイッチングデバイスＳＷ３がオンになる。

（第１０の実施形態）
図２１に、第１０の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータを示す。ＤＣＤＣコンバータ２１００は、インダクタＬ１と出力電圧端子との間に接続された第３のスイッチングデバイスＳＷ３をオフにする際の判定電圧を設け、オフにする際の判定電圧に、コンスタントオンタイムＤＣＤＣコンバータのボトム検出コンパレータの出力を使用する回路をさらに備える。

出力電圧Ｖ_OUTが基準電圧Ｖ_ref以下のときに、一定時間、第１のスイッチングデバイスＳＷ１がオンするようなコンスタントオンタイムＤＣＤＣコンバータにおいて、出力電圧Ｖ_OUTと基準電圧Ｖ_refを比較するコンパレータの出力の信号で図１９の過電圧解除信号を代用することができる。このような回路構成をとることにより、図１９の回路より小型化することができる。

（第１１の実施形態）
図２２に、第１１の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータを示す。ＤＣＤＣコンバータ２２００は、インダクタＬ１と出力電圧端子との間に接続された第３のスイッチングデバイスＳＷ３をオフにする際の判定電圧を超えたときに、第１のスイッチングデバイスＳＷ１のオンタイムをリセットする機能を設けた回路をさらに備える。

出力電圧Ｖ_OUTが基準電圧Ｖ_ref以下のときに、一定時間、第１のスイッチングデバイスＳＷ３がオンするようなコンスタントオンタイムＤＣＤＣコンバータにおいて、出力電圧Ｖ_OUTと過電圧判定電圧Ｖ_OVSを比較するコンパレータの出力の信号で一定時間のオン信号を一定時間以内でオフさせることにより出力電圧の上昇量を低減することができる。この実施形態は、図５及び６を参照して説明した制御を受けている場合において、第１のスイッチングデバイスＳＷ１のオン時に過電圧状態になったときに特に有効である。

（第１２の実施形態）
図２３に、第１２の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータを示す。ＤＣＤＣコンバータ２３００は、負荷電流が急激に減少したことを検出したときに、第３のスイッチングデバイスＳＷ３をオフにする回路をさらに備える。負荷電流を計測し、負荷電流が急減したことを検出して第３のスイッチングデバイスＳＷ３をオフにする。

負荷電流の急減による出力電圧Ｖ_OUTの変化は位相が９０度遅れるので、負荷電流を検出したほうが速く応答できる。

図２４に、第１１の実施形態の変形形態を示す。ＤＣＤＣコンバータ２４００は、負荷電流が急激に減少したことを検出したときに、一定時間、第３のスイッチングデバイスＳＷ３をオフにする。

（第１３の実施形態）
図２５に、第１３の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータを示す。ＤＣＤＣコンバータ２５００は、負荷電流が急激に減少したことを検出したときに、第３のスイッチングデバイスＳＷ３をオフにし、出力電圧が解除電圧を下回ったときに第３のスイッチングデバイスＳＷ３をオンにする。負荷電流を計測し、負荷電流が急減したことを検出して第３のスイッチングデバイスＳＷ３をオフにする。出力電圧が解除電圧Ｖ_Rを下回ったときに第３のスイッチングデバイスＳＷ３をオンにする。

Claims

インダクタと、
入力電圧が与えられる入力電圧端子と前記インダクタとの間に接続される第１のスイッチングデバイスと、
前記第１のスイッチングデバイスと前記インダクタとの接続点と、グランド端子との間に接続された第２のスイッチングデバイスと、
出力電圧が出力される出力電圧端子と前記グランド端子との間のコンデンサと、
前記第１のスイッチングデバイスのオフ時の電流経路である前記グランド端子から前記出力電圧端子までの経路に挿入された、負荷電流に応答して前記経路を遮断するための第３のスイッチングデバイスと
を備え、
前記第３のスイッチングデバイスは、前記インダクタと前記出力電圧端子との間に配置され、
前記インダクタと前記第３のスイッチングデバイスの接続点と、前記入力電圧端子との間に配置された第４のスイッチングデバイスであって、前記入力電圧端子から、前記接続点へ向けて流れる電流を遮断し、前記第３のスイッチングデバイスのオフ時に前記第３のスイッチングデバイスにより遮断されたインダクタ電流を前記入力電圧端子に流すことのできる第４のスイッチングデバイスをさらに備えることを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
インダクタと、
入力電圧が与えられる入力電圧端子と前記インダクタとの間に接続される第１のスイッチングデバイスと、
前記第１のスイッチングデバイスと前記インダクタとの接続点と、グランド端子との間に接続された第２のスイッチングデバイスと、
出力電圧が出力される出力電圧端子と前記グランド端子との間のコンデンサと、
前記第１のスイッチングデバイスのオフ時の電流経路である前記グランド端子から前記出力電圧端子までの経路に挿入された、負荷電流に応答して前記経路を遮断するための第３のスイッチングデバイスと
を備え、
前記第３のスイッチングデバイスは、前記インダクタと前記出力電圧端子との間に配置され、
前記インダクタと前記第３のスイッチングデバイスの接続点と、前記入力電圧端子とは異なる他の電圧端子との間に配置された第４のスイッチングデバイスであって、前記他の電圧端子から、前記接続点へ向けて流れる電流を遮断し、前記第３のスイッチングデバイスのオフ時に前記第３のスイッチングデバイスにより遮断されたインダクタ電流を前記他の電圧端子に流すことのできる第４のスイッチングデバイスをさらに備え、
前記他の電圧端子に加えられる電圧は、前記出力電圧の目標値よりも高いことを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
インダクタと、
入力電圧が与えられる入力電圧端子と前記インダクタとの間に接続される第１のスイッチングデバイスと、
前記第１のスイッチングデバイスと前記インダクタとの接続点と、グランド端子との間に接続された第２のスイッチングデバイスと、
出力電圧が出力される出力電圧端子と前記グランド端子との間のコンデンサと、
前記第１のスイッチングデバイスのオフ時の電流経路である前記グランド端子から前記出力電圧端子までの経路に挿入された、負荷電流に応答して前記経路を遮断するための第３のスイッチングデバイスと
を備え、
前記第３のスイッチングデバイスは、前記インダクタと前記出力電圧端子との間に配置され、
前記第３のスイッチングデバイスと並列に配置された抵抗をさらに備え、
前記第３のスイッチングデバイスのオフ時に前記第３のスイッチングデバイスにより遮断されたインダクタ電流が、前記抵抗を通して前記出力電圧端子に流れることを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
前記第３のスイッチングデバイスと並列に配置された抵抗をさらに備え、
前記第３のスイッチングデバイスのオフ時に前記第３のスイッチングデバイスにより遮断されたインダクタ電流が、前記抵抗を通して前記出力電圧端子に流れることを特徴とする請求項１又は２に記載のＤＣＤＣコンバータ。
インダクタと、
入力電圧が与えられる入力電圧端子と前記インダクタとの間に接続される第１のスイッチングデバイスと、
前記第１のスイッチングデバイスと前記インダクタとの接続点と、グランド端子との間に接続された第２のスイッチングデバイスと、
出力電圧が出力される出力電圧端子と前記グランド端子との間のコンデンサと、
前記第１のスイッチングデバイスのオフ時の電流経路である前記グランド端子から前記出力電圧端子までの経路に挿入された、負荷電流に応答して前記経路を遮断するための第３のスイッチングデバイスと
を備え、
前記第３のスイッチングデバイスは、前記第２のスイッチングデバイスと前記グランド端子との間に配置されていることを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
前記第３のスイッチングデバイスと並列に配置された抵抗をさらに備え、
前記第３のスイッチングデバイスのオフ時に前記第３のスイッチングデバイスにより遮断されたインダクタ電流が、前記抵抗を通して前記出力電圧端子に流れることを特徴とする請求項５に記載のＤＣＤＣコンバータ。
前記第３のスイッチングデバイスは寄生素子を有し、
前記寄生素子は、前記グランド端子から流出する方向の電流を遮断する向きに配置されていることを特徴とする請求項６に記載のＤＣＤＣコンバータ。
前記抵抗を非線形抵抗素子で置き換えたことを特徴とする請求項３、４又は６に記載のＤＣＤＣコンバータ。
前記出力電圧が過電圧状態であることを検出したときに、前記第３のスイッチングデバイスをオフにすることを特徴とする請求項１から８のいずれかに記載のＤＣＤＣコンバータ。
前記出力電圧が過電圧状態であることを検出したときに、一定時間、前記第３のスイッチングデバイスをオフにすることを特徴とする請求項９に記載のＤＣＤＣコンバータ。
前記第３のスイッチングデバイスは、前記インダクタと前記出力電圧端子との間に接続されており、
前記第３のスイッチングデバイスをオフにする際の判定電圧と、オンにする際の判定電圧をそれぞれ設定したことを特徴とする請求項９に記載のＤＣＤＣコンバータ。
前記第３のスイッチングデバイスをオンにする条件を前記第１のスイッチングデバイスのオン信号とすることを特徴とする請求項１１に記載のＤＣＤＣコンバータ。
前記第３のスイッチングデバイスをオフにする際の判定電圧を設け、オンにする際の判定電圧に、コンスタントオンタイムＤＣＤＣコンバータのボトム検出コンパレータの出力を使用することを特徴とする請求項１１に記載のＤＣＤＣコンバータ。
前記第３のスイッチングデバイスをオフにする際の判定電圧を超えたときにオンタイムをリセットする機能を設けたことを特徴とする請求項１３に記載のＤＣＤＣコンバータ。
前記出力電圧が印加される負荷電流が急激に減少したことを検出したときに、前記第３のスイッチングデバイスを流れるインダクタ電流を遮断することを特徴とする請求項１から８のいずれかに記載のＤＣＤＣコンバータ。
前記負荷電流が急激に減少したことを検出したときに、一定時間、前記第３のスイッチングデバイスを流れる前記インダクタ電流を遮断することを特徴とする請求項１５に記載のＤＣＤＣコンバータ。
前記負荷電流が急激に減少したことを検出したときに、前記第３のスイッチングデバイスを流れる前記インダクタ電流を遮断し、前記出力電圧が解除電圧を下回ったときに、前記第３のスイッチングデバイスをオンにすることを特徴とする請求項１５に記載のＤＣＤＣコンバータ。